I 1 Изобретение относитс к радиотехнике и может быть использовано в системах цифровой обработки информации . Цель изобретени - повьппение точности фильтрации. На фиг.1 приведена структурна электрическа схема многоканального устройства фильтрации, на фиг.2 структурна электрическа схема анализатора скольз щего спектра комплексных сигналов} на фиг.З - структурна электрическа схема формировани тактовых импульсов; на фиг.4 диаграмма работы блока формировани тактовых импульсов. Многоканальное устройство фильтрации содержит анализатор 1 скольз щего спектра комплексных сигналов,М каналов 2 фильтрации, каждый из которых состоит из первого и второго перемножителей 3 и 4, блока 5 посто нной пам ти , первых комбинационного и накапливающего сумматоров 6 и 7, первого выходного регистра 8, третьего и четвертого перемножителей 9 и 10, вторых комбинационного и накапливающего сумматоров 11 и 12, и второго выходного регистра 13, а также блок 14 формировани тактовых импульсов. Анализатор 1 скольз щего спектра комплексных сигналов содержит первый и второй аналого-цифровые преобразова тели (АЦП) 15 и 16, первое и второе оперативные запоминающие устройства (ОЗУ) 17 и 18, первый, второй, третий , четвертый, п тый и шестой сумматоры 19-24, первый, второй, третий и четвертый умножители 25-28, третье и четвертое ОЗУ 29 и 30 и цифровой ге нератор 31 гармонических функций. Блок 14 формировани тактовых импульсов содержит генератор 32 тактовых импульсов, счетчик 33, регистр 34 и формирователь 35 пачек импульсов. Многоканальное устройство фильтра .ции работает следунмцим образом. На вход анализатора 1 скольз щего спектра комплексных сигналов поступает подлежащий фильтрации комплексный сигнал t(t) x(t)+j (t ) (фиг.4а, б). Блок 14 формировани тактовых импульсов вырабатывает импульсы i. , с , код сигнала р и пачки тактовых импульсов tf , ifj, Чз (Фиг.4в, е, ж, 3, и). В анализаторе 1 скольз щего спектра комплексных сигналов происходит 8 дискретизаци (и квантование) входного сигна.ча {(i) (с помощью первого и второго АЦП 15 и 16), в результате чего получаютс отсчеты входного сигнала {(V) ((k)+j(k) (фиг.г, д), над которыми производитс в скольз щем режиме анализа спектра пр мое спектральное преобразование . Анализатор 1 скольз щего спектра комплексных сигналов реализует эффективную рекуррентную процедуру: Vp)(H(V-N), дл получени отсчетов скольз щего спектра , -jfHv P ) Z 1) bcv-NH R((P) . где N - размерность вектора наблюдени , р - номер гармоники, реО , р-1 , V текущий номер отсчета сигнала (с|, О, 1, 2 ...). Последовательность отсчетов спектра требуемой передаточной характеристики в каждом из { 0,1,2,...,М каналов 2 фильтрагщи задаетс в виде H .(p)ReH.() , реО.М-, iei, Цифровые фильтры с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтры ) формируют значени {,((V)21 .((V-41, i,0,,2,...,i6l,M, k( где 4, (К) импульсна характеристика t го канала 2 фильтрации . В соответствии с теоремой Царсевал последнее выражение эквивалентно в спектральном представлении {,()ttp) , 3) где Н (р) - сопр женный спектр импульсной характеристики -го канала 2 фильтрации или его сопр женна пе редаточна характеристика. Разверну выражение (3), получаем - м 4) (((p)рсО ,.(p)(,(p)(p) pso ())-R«P (p)) , v. ,2,...,ievA откуда составл ющие комплексных отсчетов фильтрованных сигналов определ ютс следующим образом: N(P)«R«fi{ V).(p)-ReH5Cp pro ) . Р-1 ;Ы 3„РЛр)РеНаИр«в . -к«Ч(р) , где 0, 1, 2, ..., (С1,М, 7Ц() и (V) выходные сигналы f (i 1.,2,... ,A) канало Выражени (4) и (5) представл ют собой запись алгоритмов многоканаль ной цифровой фильтрации на основе скольз щего анализа спектра,реализуе мых предлагаемым ус тройством. Дл этог на каждом шаге скольжени анализатор 1 скольз щего спектра комплексных си налов последовательно во времени (в темпе поступлени с блока 14 формиро вани тактовых импульсов (j,p) выдает отсчеты скольз щего спектра (1) по каждой гармонике pc,p-t первые входы соответствующих первых, вторых третьих и четвертых перемножителей Зь 4|, 9, и 10,. Каждый импульс Л,р,вырабатываемый в блоке 4 с помощью формировател 35 одновременно подсчитываетс счетчико 33,а также осуществл ет запись в регистр 34с выхода счетчика 33 предыдущего значени номера гармоники р , которое подаетс на управл ющие входы блоков 5 (фиг.4е), вьфабатьшающих последовательности отсчетов передаточных характеристик (2) и, синхронно с поступлением отсчетов спектра (О подающих их на вторые входы первых, вторых, третьих и четвертых перемножителей 3j , 4-,, 9 и 10, на выходе . которых формируютс произведени Re F(p) РеК(р) - на выходе первых умножителей, ReF.(p) - (p) - на выходе вторых умножителей, 5 FA(P ) «J Н(р) на выходе третьих умножителей , J,nF,y(p) -ReH(p) - на выходе четвертых умножителей. Первое и третье произведени пода-. ютс на входы первых комбинационных сумматоров 6. ,, а вторые и четвертоена входы вторых комбинационных сумматоров 11.л, где производитс их алгебраическое суьоиофование в соответствии с выражени ми (4) и (5) и кажда сумма последовательно во времени поступает соответственно на входы первых и вторых накапливающих сумматоров 7.1 и 12. i , которые управл ютс импульсами i и f, (фиг.4ж из) таким образом, что при поступлении импульса 1/ к содержимому первых и. вторых накапливающих сумматоров 7. и 12.1 добавл етс очередна сумма . парного произведени дл соответству-. кщего номера гармоники р , а при поступлении импульса 2 производитс их сброс в нуль. Перед сбросом информаци с выходов первых и вторых накапливающих сумматоров 7.1 и 12.i переписываетс импульсом (Фиг.4и) в соответствующие первые и вторые выходные регистры 8. и 13.i . Импульсы Ч , и f вырабатываютс формирователем 35 блока 14 формировани тактовых импульсов в соответствии с приведенной на фиг.4 временной диаграммой . Таким образом, на каждом последующем шаге скольжени + в каждом канале фильтрации будет представлено комплексное значение отсчета реакции фильтра ({|,) х()+ )з () (фиг.4к ил), полученное на предыдущем шаге скольжени ц, в соответствии с выражени ми (4) и (5).I 1 The invention relates to radio engineering and can be used in digital information processing systems. The purpose of the invention is to improve the filtration accuracy. Fig. 1 shows a structural electrical circuit of a multichannel filtering device, Fig. 2 shows a structural electrical circuit of the analyzer of a moving spectrum of complex signals; Fig. 3 shows a structural electrical circuit for forming clock pulses; Fig. 4 is a diagram of the operation of the clock shaping unit. The multichannel filtering device contains analyzer 1 of the sliding spectrum of complex signals, M filtering channels 2, each of which consists of the first and second multipliers 3 and 4, block 5 of the permanent memory, the first combinational and accumulating adders 6 and 7, the first output register 8 , the third and fourth multipliers 9 and 10, the second combinational and accumulating adders 11 and 12, and the second output register 13, as well as the clock pulse shaping unit 14. The analyzer 1 of the sliding spectrum of complex signals contains the first and second analog-to-digital converters (ADC) 15 and 16, the first and second random access memory (RAM) 17 and 18, the first, second, third, fourth, fifth and sixth adders 19 -24, first, second, third, and fourth multipliers 25-28, third and fourth ram 29 and 30, and digital generator 31 harmonic functions. The clock generation unit 14 comprises a clock pulse generator 32, a counter 33, a register 34, and a pulse burst shaper 35. A multichannel filtering device works in the following way. The complex signal to be filtered, the complex signal t (t) x (t) + j (t) to be filtered, is input to the analyzer 1 of the sliding spectrum of complex signals (Fig. 4a, b). A clock shaping unit 14 produces pulses i. , c, signal code p and clock bursts tf, ifj, Chz (Fig. 4c, e, g, 3, i). In the analyzer 1 of the sliding spectrum of complex signals, 8 sampling (and quantization) of the input signal. {(I) occurs (using the first and second ADCs 15 and 16), resulting in samples of the input signal {(V) ((k) + j (k) (fig.d, d), on which a direct spectral conversion is performed in a sliding mode of spectrum analysis. Sliding spectrum analyzer 1 of complex signals implements an effective recurrent procedure: Vp) (H (VN)) to obtain samples the gliding spectrum, -jfHv P) Z 1) bcv-NH R ((P). where N is the dimension of the vector of observation Eni, p is the harmonic number, peO, p-1, V is the current reference number of the signal (c |, O, 1, 2 ...). The sequence of samples of the spectrum of the required transfer characteristic in each of {0,1,2, .. ., M channels 2 of filterheads are defined as H. (P) ReH. (), PeO.M-, iei, Digital filters with finite impulse response (FIR filters) form the values {, ((V) 21. ((V -41, i, 0,, 2, ..., i6l, M, k (where 4, (K) is the impulse response of the tth filtering channel 2). In accordance with the Tsarseval theorem, the last expression is equivalent in the spectral representation {, () ttp), 3) where H (p) is the conjugate spectrum of the impulse response of the 2nd filter channel 2 or its conjugate transfer characteristic. I will expand the expression (3), we obtain - m 4) (((p) pcO,. (P) (, (p) (p) pso ()) - R «P (p)), v., 2, .. ., ievA, from where the components of the complex samples of the filtered signals are determined as follows: N (P) "R" fi (V). (p) -ReH5Cp pro). R-1; Ы 3 „РЛр) РНАИр“ в. -k "H (p), where 0, 1, 2, ..., (C1, M, 7C () and (V) output signals f (i 1., 2, ..., A) channel Expressions ( 4) and (5) represent a recording of multichannel digital filtering algorithms based on a sliding analysis of the spectrum implemented by the proposed device. For each step of the slide, the analyzer 1 of the sliding spectrum of complex signals is sequential in time (at the rate of arrival with The clock pulse shaping unit 14 (j, p) provides sliding spectrum counts (1) for each harmonic pc, pt, the first inputs of the corresponding first, second, third, and four Each multiplier L 4, 9, and 10. Each pulse L, p generated in block 4 by the generator 35 simultaneously counts the counter 33, and also writes to the output register 34c of the counter 33 of the previous harmonic number p, which is supplied to the control inputs of the blocks 5 (Fig. 4e), the output sequence of counts of the transfer characteristics (2) and, synchronously with the arrival of the spectrum readings (O, feed them to the second inputs of the first, second, third and fourth multipliers 3j, 4-, 9 and 10, at the exit. which form the products Re F (p) ReK (p) - at the output of the first multipliers, ReF. (p) - (p) - at the output of the second multipliers, 5 FA (P) "J H (p) at the output of the third multipliers, J , nF, y (p) -ReH (p) is at the output of fourth multipliers. The first and third products are given-. The inputs of the first combinational adders 6., and the second and fourth entrances of the second combinational adders 11.l, where their algebraic synthesis is performed in accordance with expressions (4) and (5) and each sum successively in time goes to the inputs of the first and the second accumulating adders 7.1 and 12. i, which are controlled by pulses i and f, (FIG. 4g from) in such a way that when a pulse arrives 1 / to the contents of the first and. the second accumulating adders 7. and 12.1 add the next amount. pair production for harmonic number p, and when the pulse 2 arrives, they are reset to zero. Before resetting, the information from the outputs of the first and second accumulating adders 7.1 and 12.i is rewritten by a pulse (Fig. 4i) into the corresponding first and second output registers 8. and 13.i. The pulses H and f are generated by the shaper 35 of the clock shaping unit 14 in accordance with the timing diagram of FIG. 4. Thus, at each subsequent slip step +, in each filter channel, the complex filter response value ({|,) x () +) h () (fig.4k silt) obtained at the previous slip step, in accordance with expressions (4) and (5).
ЛL
ViC)ViC)
.3.3