SE469649B - Jonosfaersonderingssystem foer aastadkommande av frekvensdirigeringsinformation foer hoegfrekvenskommunikationer - Google Patents

Description

20 25 30 469 649 Det är därför mycket lätt att inse varför HF-kommunikationer historiskt sett minskat i popularitet i förhållande till de mera tillförlitliga och robusta satellitkommunikationsnäten för långa avstånd. f Ur militär synpunkt kommer icke desto mindre dessa satellit- “ systems ömtålighet. inklusive möjligheten till fysisk attack. att alltid bestämma nödvändigheten att operationellt kräva HF-förbindelser.

Ett effektivt och verksamt reservsystem för HF med hög kvalitet är därför en viktig egenskap för Flottan under varje form av fientligheter, och medför den extra fördelen att det alltid kan vara under vår nationella kontroll. Detta är för närvarande ej fallet med satellitsystem.

Det är oturligt att fastän stora framsteg nyligen gjorts i riktning mot ökad sofistikering. komplexitet och tillförlitlig- het för de flesta HF-kommunikationssystem och utrustningar (väsentligen genom utnyttjande av storskaliga elektroniska kretsar och särskilt mikroprocessorer). så har föga gjorts för att bemästra eller minska de tre huvudsakliga fortplantnings- egenskaper för HF som svarar för försämringen av utsända sig- naler.

Dessa utgöres av flervägsfortplantning eller dispersion. inter- ferens och fading.

För en mobil plattform på land, i havet eller i luften kompli- ceras situationen genom de tvângsvillkor som pälägges vid an- passning av HF-system inom det begränsade utrymmet som är till- gängligt. särskilt med hänsyn till antenner. Sändareffekterna 'H för dessa mobila system begränsas också på grund av det begrän- sade utrymme som finns tillgängligt. och den stora kostnaden och den tekniska komplexiteten. när det gäller att montera radiosändare med radiofrekventa effekter som är mycket större än några kílowatt. Den typiska effekten för en HF-krets på ett Flottans krigsskett är vanligen begränsad till 1 kW toppvärde 10 15 20 25 30 35 a 469 649 och medeltal per radioförbindelse. De problem som uppstår när man söker samtidigt åstadkomma upp till tio eller kanske flera sändande och mottagande kanaler skulle vara oöverstigliga om man skulle använda större sändareffekter. Gemensam antennverkan (CAN). intermodulationsprodukter, reciprok blandning (i mot- tagarna) och bredbandssändarbrus-platâer kommer samtliga att kraftigt försämra operationsegenskaperna hos HF-radiokretsar. särskilt vid de lägre mottagna signalnivåer som är nödvändiga vid långdistansförbindelser.

Intermodulationsfrekvensprodukter. orsakade av icke-linearite- terna i sändarna. och av skeppens superstruktur ("rostiga-bult- -effekten") kan emellertid undvikas genom omsorgsfull frekvens- planering. ehuru detta med nödvändighet minskar det tillgängli- ga spektrum som kan användas. Vidare kan detta bara uppnås om smalbandssystem användes. och under förutsättning att produk- terna av högre ordning kan försummas. Om sändareffekterna skulle ökas. skulle dessa produkter av högre ordning bli allt mera signifikanta. och måste tagas i beaktande vid varje föl- jande frekvensplaneringsarrangemang.

När bredbandssystem skall användas, blir de tvångsvillkor som måste läggas på frekvenserna för sändning och mottagning ännu mera restriktiva. Denna faktor ensam kommer att kraftigt hindra alla framtida strategier för att införa frekvensviga eller frekvenshoppande och bredbandiga transmissionssystem. Vidare kommer antenner som användes för mottagning att oundvikligen behöva placeras mycket nära sändarantenner och fartygens super- struktur. variationer i strålningsmönstret i azimutal- och höjdplanen kommer att erhållas som ett direkt resultat av detta, åstadkommande nollvärden eller upp till 30 dB eller mera i somliga av dessa antenner. Dessa strâlningsdistortioner kommer att ändras med ändringar i frekvensen och med inrikt- ningen av skeppet, dvs. lutning, rullning och girning.

Alla dessa faktorer. liksom den allmänna oförutsägbarheten hos högfrekvens himmelsvågsfortplantning. uppställer ett problem med flera variabler som har en mängd möjliga permutationer. 10 15 200 25 30 35 469 649 4 Kraftiga förbättringar vid realistisk användning av himmels- vågsfortplantning vid ett högkfrekvens-kommunikationssystem kan bara uppnås om användaren erhåller data i realtid med hänsyn till alla de relevanta strålvägsegenskaperna.

Alternativet till detta är att förlita sig på långtidsförutsä- gelser. baserade på dataprogrammerade modeller. Bluedeck etc., vilka vid varje ögonblick kan vara behäftade med allvarliga fel, särskilt för förbindelser fungerande till eller genom de högre latituderna.

Under de sista tio åren eller så har många försök gjorts för att använda HF-bandet mera systematiskt genom att använda olika bakåtspridnings~ och snedinfalls-jonosfärsonderingsmetoder.

Olyckligtvis har dessa system utan undantag använt sändare med utgångseffekter om 30 eller 100 kw och ibland t.o.m. ännu mera.

Vidare har dessa sändare nästan alltid varit kopplade till antenner med bredbandiga. men viktigare ändå riktningsförstär- kande egenskaper. Med.antennförstärkningsfaktorer om mellan 10 och 15 dB var de utstrålade effekterna (ERP) för dessa tidiga sonderingsanordningar ofta l HW eller mera. Användning av sådana mängder av pulsad radiofrekvenseffekt medförde oundvik- ligen kraftig interferens hos andra användare av HF-band, så att för att hindra utstörning av en huvuddel av spektrum var dessa sonderare med nödvändighet begränsade till antalet frekvenser som kunde användas vid varje given tidpunkt, och även med hänsyn till den tidsperiod. under vilken de faktiskt kunde tillslås. De pulsade signalerna mottogs av en tidssyn- kroniserad mottagare. och ett jonogram-diagram alstrades för varje frekvensavsökning. Eftersom pulshredderna på dessa sig- naler var kanske en millisekund eller så. var upplösningen oundvikligen liten, men senare användes Barker-sekvenskodning för att förbättra detta till 100 us utan någon förlust i känslighet. Kodlängder om ll bitar eller ibland mera användes för att fasmodulera sändarens härsignal vid 10 kB/s. Detta medförde en signalbehandlingsförstärkning. vid mottagningen. av omkring 12 dB eller mera. men på grund av vissa praktiska förluster minskades detta ofta i praktiken till kanske 6 dB eller så. 10 15 20 25 35 s 469 649 Syftet med föreliggande uppfinning är att förbättra egenska- perna hos HF-kommunikationer medelst lämpligt utnyttjande av HF-spektrum genom kanalsondering i realtid.

Sålunda är syftet att åstadkomma en jonosfärsonderare med låg effekt, som möjliggör bestämning i realtid av kvaliteten hos olika frekvensband i HF-spektrum och därigenom möjliggöra för- bättrade kommunikationslänkars upprättande med användning av ett optimerat urval av frekvenser.

Uppfinningen består av ett jonosfärsonderingssystem för åstad- kommande av frekvensdirigeringsinformation för högfrekvens- kommunikationer (HF), omfattande: a. en HF-radiosändare med: (i) frekvensvalsmedel så fungerande att pulser av energi kan sändas vid olika frekvenser, pseudoslumpmässigt valda ur HF-intervallet av radiofrekvenser; och (iil modulationsmedel för att modulera varje utsänd puls med en kod som har en puls-auto-korrelationsfunktion: och b. en på avstånd belägen radiomottagare som har: (i) frekvensvalsmedel anordnade att programmeras för att känsliggöra mottagaren för den utsända följden av pseu- do-slumpmässiga frekvenser; och (ii) korrelationsmedel för korrelering av den mottagna signalen under varje pulsintervall med en replika av den sända koden och alstring av en utsignal angivande detek- tion av en sänd signal.

Företrädesvis är koden en komplementär kod. som har tvâ delar, vars separata autokorrelationsfunktioner adderas för att alstra en pulsfunktion. Företrädesvis användes också dubhelsidbands- -amplitudmodulering (dsb AM). Lämpligen är sändaren försedd med ett tidskodsmodem och en modulationsstyrning. varvid modulä- tionsstyrningen selektivt inkopplar sonderingskoden eller tidskoden till modulationsmedlen. Mottagaren är försedd med ett likadant tidskodsmodem för att leverera information om tidpunk- ten på dagen och förenkla synkroniseringen av mottagaren till den mottagna signalen. Vid ett fördelaktigt arrangemang är de 10 15 20 25 (m) O u) 'Jl 469 649 6 tvâ delarna av den komplementära koden åtskilda med mera än omkring 10 ms, för att förebygga förvrängning av den andra, mottagna delen genom ekosignaler av den första mottagna delen.

Som ett alternativ till att använda en enda sonderingskod kan koden vara en utvald kod av ett flertal koder. där mottagaren är försedd med ett medel för att mottaga och urskilja varje kod och därigenom möjliggöra utsändning av information.

Lämpligen användes synkron signaldetektion. innefattande medel för att kompensera för frekvens- och fasvariationer i den mottagna bärfrekvensen. Detta uppnås genom att ansluta den mottagna signalen till sin- och cos-produktdetektorer. och även ansluta en lokal frekvenssignal till produktdetektorerna, vilken lokala frekvens är härledd från den utsända bärsignalen genom att filtrera ut dsb-moduleringen ur den mottagna sig- nalen. Utsignalerna från produktdetektorerna är kopplade till respektive reell- och imaginär-korskorrelatorer. och utsigna- lerna från korskorrelatorerna kombineras sedan för att alstra den fasokänsliga belopps-pulssignalen.

Företrädesvis har mottagaren en automatisk förstärkningsstyr- ning (AGC), och det föreligger medel för att mäta AGC-nivån under varje mottagen puls. Lämpligen kan det.vara anordnade medel för att modifiera mottagarens mätta AGC-nivå. tå att det mätta topp-puls-svarets nivå kan kalibreras. Det är också för- delaktigt att innefatta medel för att mäta medelvärdet för brusnivån i mottagaren före ett mätintervall eller fönster. då toppulssvaret mätes. En komparator kan vara innefattad, så att utsignalen alstras så snart den mätta toppen överskrider medel- talet för brusnivån med ett förutbestâmt belopp. Mottagaren kan vara försedd med medel för att registrera den mottagna signal- styrkan. mätt i dB. den mätta brusnivån och modstrukturen (pulssvaret) för varje utsänd frekvens.

Uppfinningen kommer nu att beskrivas bara i exempelform. med hänvisning till medföljande ritningar. där: fig. 1 visar schematiskt uppfinningen, med två rymdvågor. 10 15 20 25 30 1 469 649 Pig. 2 är ett blockschema över en sonderingssåndare.

Fig. 3A och 3B visar signalformatet för sonderingssändaren. och fig. 3C visar en komplementär sonderingskod.

Fig. 4 visar en mottagaranläggning för sonderingssignaler.

Pig. S är ett blockschema över en synkron signaldetektionskrets.

Fig. 6 är ett hlockschema över en korskorrelationskrets.

Fig. 7 visar schematiskt mottagarens avstämningsföljd.

Fig. 8 är ett blockschema över en nivådetektor för mottagen signal. A Fig. 9 är ett blockschema över en igenkänningskrets för sonde- ringssignaler.

Att välja den bästa frekvensen för sändning är viktigt av två välkända huvudskäl: Det första skulle vara att en frekvens. som valts mer eller mindre på måfå. ej nödvändigtvis kommer att kunna fortplantas via jonosfären till en mottagare på avstånd. och alldeles säkert icke för 100 % av de försökte frekvenserna. Frekvens- förutsägelser och planerade optimala arbetsfrekvenser. använda tillsammans med korttidsprognoser. härledda från begränsade jonosfärsonderingar. hjälper faktiskt, men jonosfärens varia- tioner är i allmänhet så stora och så snabba. att denna metod för frekvensval fortfarande bara kan användas upplysningsvis.

Sondering i realtidskanal bör å andra sidan åstadkomma en relevant lösning åt detta särskilda problem.

Det andra skälet till att man vill arbeta på en optimal arbets- frekvens är att även om en på måfä vald frekvens kan fortplan- tas via jonosfären. så att det mer än sannolikt att den blir helt fördärvad genom radiostörning från andra HF-användare. då den anländer till den på avstånd belägna mottagaren. Valet av den bästa eller optimala arbetsfrekvensen innebär därför att finna en frekvens eller frekvenser. som inte bara kan fortplan- tas via långdistanta rymdvågsvägar utan också har relativt låga nivåer på störningar i bandet vid den avlägsna radiomottagaren.

Den grundläggande modellen av ett sonderingssystem för HF visas 10 15 20 25 469 649 8 1 fig. 1. 1 och S2, plantas mellan en sonderingssändare 101 och en avlägsen sonde- Denna visar två rymdvågor S som fort- ringsmottagare 102. Rymdvågen S när mottagaren efter en 1 reflektion i jonosfären. under det att flervägsrymdvågen S är två gånger reflekterad i jonosfären och en gång vid marâen.

Det faktiska antalet och typen av de mottagna signalerna beror i första hand på: a. höjd och densitet hos de reflekterande jonosfärskikten; h. frekvensen för den sända signalen; och c. avståndet mellan sändaren och mottagaren.

I praktiken är skillnader i fortplantningstider AT för dessa två rymdvågor kortare än varaktigheten för de tvâ signalerna S och S2. så att det kommer att föreligga väsentlig över- 1 lappníng. och icke så som visas i exemplet på mottagarsvar 103.

För att sonderaren skall kunna fungera bredvid annan utrustning har sändarsonderaren 101 en lâgeffekts förstârkarutgång kopplad till en sändarantenn 104. De utsända signalerna mottages av en 10 m spöantenn 105. kopplad till den på avstånd belägna sonde- ringsmottagaren 102.

Fig. 2 är ett blockschema över sonderingssändaren. Ett sändande sonderingsmoden 201 alstrar slumpmässiga frekvens- och kodmodu- leringsdrivsignaler 202 och 203 för en radiofrekvenssyntetise- rare 204. Efter effektförstârkning i en bredbandsförstärkare med toppeffekten 1 kw 205. matas syntetiserarsignalen till en log-periodisk riktningsantenn 206. Sändarfrekvenserna väljes slumpmässigt av modemet 201 ur hela HF-bandet från 3 till 30 MHz. Kodmodulering för varje utsänd frekvens användes sedan på så sätt att mottagarens höga behandlingsförstärkning kan uppnås. för att möjliggöra mottagning av signaler utan behov av hög sändareffekt. Hoduleríngen av utsignalen från syntetisera- ren 204 styres av ett modulationsstyrinterface 207. Till modu- lationsstyrinfacets 207 ingångar 208-210 är_kopplade respektive kodmodulationsdrivsignalen 203. ett tidskodsmoden 211 och en rambildande 1 kHz tongenerator 212. Hodulationsstyrgränsskiktet 207 inkopplar valbart sonderaren. tidssignalen eller den ram- 10 15 20 25 30 b) H1 469 649 bildande l kHz-tonen till syntetiseraren 204. där frekvenshopp- ningsutsignalen är modulerad med 90 % amplitudmodulerad med dubbelt sídband (dsb AM). Som framgår av fig. 3A och 3B hoppar den sonderande sändarsignalen mellan pseudoslumpmässigt bestäm- da frekvenser 301-306, valda ur 550 diskreta frekvenser. för- delade mellan 3.8 MHZ och 30 MHz. med tio frekvenshopp per sekund. Vid varje vald frekvens. då sonderarkoden sändes. inne- fattar den 100 ms långa överföringsramen 307 ett första in- ställningsintervall 308 om 20 ms för att medge tillräcklig tid efter frekvensändring för syntetiserarna vid båda ändarna av sonderingslänken till att stabiliseras. och även att låta mot- tagarens automatiska förstärkningsstyrning (AGC) stabilisera sig. För att undvika spektralt skvalp dämpas syntetiserarens utgångssignal med användning av ökad cosinusformning 309 all- deles före och även efter frekvensändring. Moduleringskoden består av två partier, kod A och kod B. åtskilda av ett inter- vall 310 om 12.8 ms, och sändes med 10 kb/s. De två halvorna av moduleringskoden bildar en speciell komplementär kodad följd. som är 512 bitar lång (256 + 256 bitar).

Kodade sonderingspulser är pulskompressionssignaler. bildade av en unik form av binära data. Den binära följden är så konstrue- rad. att den har en puls-autokorrelationsfunktion. Barker-koder är en särskild typ av digital följd. men sådana kan bara alst- ras för relativt korta följder. Ett exempel på en komplementär kodföljd visas genom signalen 311 i fig. 30. där den första hälften av signalen är kod A och den andra hälften är kod B.

Kurvan 312 visar autokorrelationsfunktionerna för kod A ($AA) tillsammans med kod B (QBB). Därav framgår att autokorrela- tionerna QAA och QBB alstrar en dålig kvot mellan topp (313) och sidlob (314). men sidloberna, t.ex. 314 och 315. som alstras av dessa två koder, är den exakta inversen eller komplementet till varandra. Topparna 313 och 316 har samma amplitud och polaritet. När sålunda dessa två kod-autokorrela- tionsfunktioner adderas tillsammans. kommer sidoloberna att ta ut varandra. men topparna kommer att adderas. Den resulterande funktionen @XX (317) för den fullständiga följden kommer att ha en oändlig kvot mellan topp och sidlob. Det kan visas att 10 15 20 25 30 35 469 649 w pulssvaret för ett system under prov (modstrukturen för radio- strålgången mellan sändare och mottagare) kan bli fullständigt bestämd med användning av en pseudo-slumpmässig digital kod- följd. under förutsättning att autokorrelationsfunktionen för följden är pulsmässig och dess spektrala svar är större än bandbredden för systemet under prov. För en komplementär kod- digital signal bithastigheten göras tillräckligt stor för att alstra ett frekvenssvar. som är någorlunda plant över veder- börande bandbredd. Kodens längd är särskilt viktig. eftersom en lång följd kommer att alstra större behandlingsförstärkning vid mottagning. Detta förbättrar detekterbarheten av signalen vid dåliga signalbrusförnållanden. och även selektiviteten genom att passera andra ingångssignaler. Ytterligare information om komplementära koder har publicerats i "Complementary Series" av HJE Golay i IRE Transactions on Information Theory. vol. 17-7, sid. 82-87, april 1961.

En komplementär kod om 512 bitar antogs. som ger en behand- lingsförstärkning om 27 dB. Detta ger en maximal upplösning om omkring 100 us. vid en detektionsbandbredd om 10 kHz eller mindre.

Med hänvisning ånyo till fig. 2 noteras att tidsklockmodemet 211 beskrives i brittiska patentansökan 8127713. Det styres av en l MHz referenstidsklocka och alstrar en pseudo-slumpmässig. binärkodad följd. som på unikt sätt kodar urtiden för utsänd- ning och möjliggör att ett likadant modem i mottagaren på avstånd uppnår tidssynkronisering inom ett mycket litet tids- fel. Noggrann tidgivning och stabilitet är väsentlig för att uppnå och sedan upprätthålla synkronism mellan sändare och IIIOII8Q8IQ .

Ehuru det är önskvärt att känna urtiden inom ¿5 ms eller bättre. för att garantera ögonblicklig synkronism. kan ett signifikant större tidsfel lätt tolereras. eftersom mottagarens tidgivning kan manuellt ruckas framåt eller bakåt för att uppnå perfekt synkronism efter uppstart. Ursprungliga tidgivningsfel om upp till plus eller minus en eller två sekunder kan i prak- 10 15 20 25 30 (ß Un 11 469 649 tiken bemästras utan alltför stor svårighet. under förutsätt- ning att det föreligger ett rimligt antal fortplantningsfrek- venser. När emellertid antalet operationsfrekvenser blir allt- för litet, genom dålig fortplantning och störningar. så blir denna metod för uppnående av synkronisering allt svårare och tidskrävande för att den skall vara lämplig att företaga.

Som framgår i fig. 4, fungerar en standardradiomottagare 401 med en yttre lokaloscillatordrivning ur en syntetiserarenhet 402. En 10 m spjutantenn 403 ansluter signalen till mottagaren 401. Utsignalen från mottagaren 401 här en 100 kHz mellanfrek- venssignal till en systemstyrinterfaceenhet 404. där pseudosyn- kron komplex amplituddemodulering inträffar. Denna alstrar de rätta detektionskomponenterna i fas (reell) och i faskvadratur (imaginär) för de två korskorrelationsenheterna 405. 406. Den krets som alstrar de separata detektionskomponenterna beskrives senare med hänvisning till fig. 5. Det digitaliserade beloppet (se fig. 6) för utsignalerna från korskorrelatorerna 405 och 406 matas till en central analys- och registreringsdator 407.

Efter någon preliminär analys registreras dessa data tillsam- mans med en tids- och frekvensmarkerare av en digital bandspe- lare 408. Data kan samtidigt visas på en printer 407 och kan ge utsignaler för en videoskärm 410 av jonogram och pulssvar för registrering medelst en 16 mm kamera 411. Mottagaren innefattar ett tidklocksmodem 412. fungerande med en 1 MHz referenskälla för att uppnå synkronism med sändaren och för noggrann tids- styrning genom systemstyrinterfacet 414 i syntetisatorn 402 och korskorrelatorerna 405 och 406. En bandläsare 413 är anordnad för programstyrning av datorn 407.

Demoduleringen av signalen utföres med användning av den syn- krona signaldetektionskretsen som visas i fig. 5. Lokaloscilla- torsígnalen om 100 kHz från mottagarens 401 utgång är kopplad till ingången 501 på detektionskretsen. Ingången 501 är kopplad via en förstärkare 502 till två produktdetektorer 503 och 504, där lokalsignalen 100 kHz blandas i fas och i faskvadratur med en 100 kHz signal 505, härledd från bärsignalen på lokalfrek- vens. Införandesignalen 505 erhålles genom att ansluta intern- 10 15 20 25 30 35 469 649 12 signalen på 100 kHz via en'andra förstärkare 506 till ett bandpassfilter (BP) S07. som utfiltrerar den dubbelsidbandiga amplitudmodulerade mottagna sonderingssignalen. liksom det mesta av störningarna. Bandpassfiltret 507 har en mittfrekvens om 100 kHz och en bandbredd om ¿50 Hz. Den filtrerade bärsig- nalen begränsas (508) och är efter ytterligare filtrering (ej visat) kopplad till en fasdelare 509. Signalerna vid fasdelar- utgångarna, i faskvadratur. är kopplade till respektive blan- dare 503 och 504.

Produkttermerna i utsignalerna från blandarna 503 och 504 låg- passfiltreras därefter (510. 511) för att ge två audioutsigna- ler i faskvadratur. S12 och 513.

Sonderingssignalen utnyttjar konventionell dubbelsidbandig amplitudmodulering. Dessa signaler demoduleras vanligen i en radiomottagare, under användning av envelop- eller diodtyps- detektorer. Olyckligtvis, och fastän dessa metoder är mycket enkla. så fungerar de bara riktigt då signalbrusförhållandet (S/N) är bra. För att erhålla riktig demodulering vid lägre S/N är det viktigt att använda synkron detektion. Om frekvensstabi- liteten hos systemet och rymdvågsradiovägen är bra nog. kan synkron detektion lätt utföras genom att âterinsätta den kända bärfrekvensen i en produktdetektor. Sann synkron detektion kan emellertid icke användas vid denna tillämpning. eftersom frek- vensstabiliteten ände till ände för hela systemet ej kan garan- teras understiga 4 Hz vid varje tidpunkt. Denna stabilitetsgrad är nödvändig för att tillförsâkra noggrann funktion för kors- korrelatorerna. Kretsen för synkron signaldetektering, som visas i fig. 5. har snabb responstid. och det tar normalt mindre än 20 ms för att korrigera fas och frekvens för blandar- signalerna. Den kan även hantera signaler med fading. under förutsättning att den ej är för djup eller S/N ej är för dålig.

En korskorrelationskrets. som visas i fig. 6. är anordnad för att mottaga basbands-audiosignalen från var och en av utgångar- na 512. 513 i detektionskretsen (fig. 5). Signalen på ingången 601 samplas av en 8-bits A/D-omvandlare 602. styrd av en signal 10 15 20 25 30 13 469 649 från en 40 kHz klocka 603. Den digitaliserade signalen klockas in i ett speciellt skiftregister 604, som omfattar tre serie- kopplade skiftregisterminnen 605-607. Det mittmonterade skift- registret 606 fungerar som en tidsfördröjning om omkring 12.8 ms. lika med tidsseparationen mellan de två partierna A och B i den komplementärkodade. utsända signalen (fig. 3).

Minnena 605 och 607 har sådan kapacitet. att då koden A är helt lagrad i registret 607. koden B är kodad i det första registret 605. Minnena 605 och 607 är recirkulerande minnen, så att de separata partierna A och B kan helt och hållet recirkuleras. i synkronism, i respektive minnen 607 och 605 mellan successiva 40 kHz klockpulser. Partierna A och B i korrelationsprocessen lagras i mottagarminnena 608 och 609. Utsignalerna från skift- registerminnena 605 för kod B och 609 för kod B är kopplade till ingångar på en första 8-bits multiplicerare 610. och på liknande sätt är minnenas 607 och 608 för utsänd kod A och lagrad kod A kopplade till en andra multiplicerare 611. Inne- hållet i skiftregistren för både A och B multipliceras med lämplig kodföljd efter varje skiftregisterklockpuls. Dessa två produktströmmar summeras sedan i respektive summerare 612. 613 över kodlängden och adderas sedan tillsammans i adderaren 614. före digital-analogomvandling i en D/A-omvandlare 615 och låg- passfiltreras i ett lågpassfilter 616. Genom detta medel kors- korreleras de två halvorna av koden separat och adderas där- efter för att alstra den önskade utsignalen. Korrelationstoppen erhålles då den första biten i den första hälften av koden är i sista steget i skiftregistret 607 för koden A. Den första biten i den andra hälften av koden kommer då att vara i sista steget i skiftregistret 605 för koden B.

Ehuru fördröjningen mellan de tvâ partierna av koden varit in- ställd till 12.8 ms. kan den varieras. Det är emellertid vik- tigt att den bör överstiga den maximala transportvägsdispersio- nen. Denna har befunnits vara typiskt 10 ms eller mindre. Om fördröjningen vore mindre än denna maximala transportvägsdis- persion. så skulle utsignalen 617 från korskorrelatorn fördär- vas av ekosignaler av koden A, som anländer vid mottagaren vid 10 15 20 25 30 469 649 14 samma tidpunkt som koden B. detta skulle medföra “spöktoppar" i utgångspulssvaret.

Fig. 7 illustrerar tidskraven i mottagaren. Den sända signal- pulsen 701 upptar en 100 ms tidram 702. och ändringarna 703. 704 i mottagarfrekvens sker för varje 100 ms synkront med frekvensändringarna i de mottagna pulserna. Korrelatorutsigna- len samples för närvaro av en utsänd signal under ett 10 ms fönster 705. centrerat på tiden 706. då det sista steget i kod B-registret bör vara fyllt med den första biten av den andra delen av den kodade sändningen. Fönstret 705 väljes så att det är mindre än skyddsintervallet mellan de två halvorna A och B av koden. Toppsignalen mätes i detta fönster 705, såsom be- skrives nedan. Omedelbart före signalfönstret 705 mätes medel- brusnívån över det tidsintervall som indikeras genom linjen 707. Ur kvoten mellan dessa två kvantiteter kan signalbrusför- hållandet beräknas för denna särskilda frekvens. Förstärkningen i mottagaren övervakas kontinuerligt genom att mäta nivån för radiomottagarens automatiska förstärkningskontroll (AGC) i varje 100 ms pulsram. Mätningen göres en kort tid efter frek- vensändringen 704 för att låta mottagarens AGC stabiliseras.

Behandlingen av utsignalen från korskorrelatorerna 405, 406 visas mera i detalj i fig. 8. Basbandets i-fas-signal vid ut- gången 512 och kvadratursignalen vid utgången 513 från den synkrona signaldetektorn (fig. 5) är kopplade till ingångarna 801. 802 på respektive real- och imaginärdelskorskorrelatorerna 803. 804. Utsignalerna från korrelatorerna. som representerar det komplexa impulssvaret. är kopplade till en enhet 805. som beräknar beloppet för utsignalerna. Utsignalerna är kopplade till respektive kvadreringskretsar 806. 807. och utgångarna från dessa kretsar kombineras i en adderare 808. och kvadrat- roten tages av summan från kretsen 809. Pulssvarssignalen på utgången 810 samplas under fönsterperioden 705 genom en topp- detektor 811, och detta toppvärde omvandlas sedan till en nivåsignal i form av ett binärt tal, mätt i dB i en nivåkrets 812. AGC-nivån i mottagaren 401 (fig. 4) modifieras genom justering av origo och lutning för dess karakteristika. Hot- 10 15 20 25 30 35 15 469 649 tagarens AGC~signal. mätt enligt fig. 7. kopplas till en första ingång på en differensförstärkare 813. och den andra ingångs- spänningen är justerbar för att justera nollnivån för förstär- karen. Utsignalen från den origojusterande förstärkaren 813 är kopplad till en första ingång på en andra differensförstärkare 814. med justerbar återkoppling till den andra ingången. för att justera lutningen för AGC-signalen. Den justerade AGC-sig- nalutgången från förstärkaren 814 digitaliseras av en 7-bits A/D-omvandlare 815. Justerinqarna göres på sådant sätt att den digitala utsignalen från omvandlaren 815 är en dB-kvot hänförd till 1 uv. Denna digitala utsignal adderas sedan i en binär adderare 816 till den mätta toppulssvarsnivån (även omvandlad till dB) för att alstra den önskade utsignalen.

Det är nödvändigt att mäta sonderingssignalnivån med användning av denna särskilda metod. eftersom avläsningarna ibland behövs då systemets ingående signalbrusförhållande är_lågt.

Behandlingsförstärkningen för mottagningssystemet kommer att alstra ett utgående signalbrusförhållande. som är väsentligt bättre än dess ingångsvärde. Emellertid kommer den faktiska utsignalnivån (toppnivân för pulssvaret) att bero på ingående signalbrusförhållande till radiomottagaren. Emellertid mot- svarar mottagarens AGC-nivå den totala ingångssignalen till radion. vilken normalt innefattar sonderingssignalen och/eller eventuellt brus. Denna AGC användes emellertid för att till- försäkra att audioutnivån från mottagaren blir konstant. oberoende av ingående signalbrusförhållande. Därav följer att signal-(sonderings-)nivån till och ur korskorrelatorerna kommer att falla då signalbrusförhållandet till radiomottagaren faller.

För ingående signalbrusförhällanden överstigande 10 dB komemr signalen till korrelatorerna att vara konstant. eftersom AGC-nivån “infångas“ av sonderingssignalen. Under 10 dB är AGC-signalen påverkad av signal och brus. Vid 0 dB fungerar mottagarens AGC på lika nivåer av brus och signal. så att signalutnivån kommer att vara 3 dB lägre. Vid lägre ingående signalbrusförhållanden kommer signalutnivån att vara propor- tionellt lägre. 10 15 20 25 30 35 469 649 16 En korrekt igenkänning av sonderingssignalerna kan åstadkommas med användning av kretsen som visas i fig. 9. Beloppet (abso- lutvärdet) för pulssvarssignalen vid utgången 810 från nivå- detektorn för mottagningssignalen (fig. 8) är kopplad till ingången 901 på en multiplexenhet 902a vid ingången till ett återcirkulerande skiftregisterminne 902. klockat med 10 kHz.

Pulssvaret vid ingången 901 är även kopplat till en toppdetek- tor 903. som mäter toppsignalen i tidsfönstret 705. liksom toppdetektorn 811 i arrangemanget enligt fig. 8. Utsignalen från det recirkulerande minnet 902 är kopplad till en beräk- ningsenhet 904. som beräknar medelvärdet för bruset inom perioden 707 (fig. 7) före toppmätningsfönstret 75. Utsigna- lerna från brusberäkningsenheten och toppsignaldetektorn 903 utgöres av 7 bitars hinärtal, vilka jämföres i en komparator 905. anordnad att alstra en binär l-signal. om S/N ¿ 8 dB och eljest en 0-signal.

För varje puls kommer sålunda att alstras en statusbit "l" eller en statusbit "0". beroende på om denna frekvens ger en användbar sonderingskanal. Vid en transmissionshastighet om 10 pseudoslumpmässiga frekvenshopp per sekund alstras en 10 b/s ström av statusbitar tillsammans med signalnivå- och pulssvars- egenskaper, som reläas tillbaka till en kommunikationssändar- mottagare. som finns på samma ställe som sonderingssändaren. för att möjliggöra att kommunikationssändaren optimerar de frekvenser som väljes för att kommunicera via sonderingsvägen.

Spridningsfunktioner för varje kanal kan härledas ur de mot- tagna sonderingspulserna. och karakteristikor för kanske flera hundra frekvenser kan ansamlas på en minut eller så. Dessa karakteristikor kan sedan uppdateras med avsökningshastigheten.

Den mottagna signalstyrkan (dB uv) och modstrukturen för varje provad frekvens kan lagras för att avvakta påföljande förfrågan och behandling för att kanske besluta vilken frekvens eller vilka frekvenser som har högsta sannolikheten för att sända fram en utsänd signal med minimal distortion och med högsta mottagna signalbruskvot.

Försök har visat att det skulle vara nödvändigt vid vissa 10 15 20 25 30 35 iv 469 649 tillfällen att ändra frekvens med upp till 200 gånger på en dag. för att upprätthålla en kommunikationskanal med högsta möjliga mottagna signalstyrka. I praktiken kan emellertid detta kanske ej behövas. eftersom gott signalbrusförhållande är väsentligt mycket viktigare än att få den starkaste signalen.

Detta kan kraftigt minska antalet erforderliga frekvensändring- al".

Det tidiga experimentella arbetet har varit tillräckligt upp- muntrande för att man vill tänka sig att skaffa sig erforder- ligt material för att möjliggöra en mera uttömmande evaluering av ett operationellt hanteringssystem för HF-kommunikationer.

Det är möjligt att använda en mera sofistikerad kodningsstruk- tur för sonderíngspulserna för att tillåta samtidig transmis- sion av data över radiosonderingsnätet. Dessa sonderíngspulser ger sålunda ej bara åt den rörliga operatören de rådande karak- teristika för radiokanalen utan ger även information om stör- ningsnivâer och kanaltíllgänglighet vid hasstationen. vid det enklaste exemplet kan två semi-ortogonala binärkoder användas för att representera respektive en data-1 eller en data-0. Vid en utbyggnad av denna grundläggande idé har uppfinnaren upp- täckt en 512-uppsättning av semi-ortogonala 100-bitars binär- koder. Genom att sålunda utbyta den enda 512-bitars komplemen- tära koden mot en kodvald 100-bitars binärföljd kan ytterligare data eller kodad information sändas som hjälp för att förbättra den totala frekvenshanteringen vid ett kommunikationssystem.

Denna extra information är av särskild nytta. om sonderaren skall byggas in i ett system för HF-kommunikationsskötsel. Den kodade informationen eller vederbörande data kan användas för att överföra: a) störningsnivåer för den givna frekvensen vid sonderarens sändarplats (eller en av dem); b) selektivt anrop - varje mottagare av sonderingssändningen skulle identifieras genom en unik kod eller ett tal; c) frekvenstillgänglighet för redan i bruk varande frekvenser skulle identifieras; d) styrinstruktioner för utsänd effekt kan sändas via sonde- ringsradion för att öka eller minska effekten: 10 15 20 25 30 35 469 649 _ . 18 e) meddelandefelkontroll - begäran om återsändning av medde- landen kan göras; och f) 1änkutformningsinstruktioner - andra instruktioner såsom kryptoingâng. datahastighet. grad av brådska för meddelande. använd tjänst (t.ex. RATT eller faksimil) etc.

Ett skötselsystem för HF-kanaler. kopplat till en sonderings- radiostation. skulle ge en mycket effektiv möjlighet för automatisk styrning av kommunikationssystem från ett stort antal på avstånd belägna stationer (rörliga i luften. på land och på hav) för att arbeta med en enda styrstation med hög tillförlitlighet. tillgänglighet och kvalitet.

När en möjlighet finnes att välja en operationsfrekvens med bestämda transmissionsegenskaper. kan den kommunicerande tänkas välja en kanal som har en eller flera av följande parametrar: (1) minimal radiokanalsförlust (2) minimal störnivå (3) vägstruktur av enkelmodstyp (4) högsta användbara frekvens (när varje annan mottagare. som är närmare än avståndet mellan sändare och mottagare. är oför- mögen att mottaga sändarsignalen via en rymdvåg). eller (5) maximalt mottagen S/N-kvot.

I praktiken befinnes. att de flesta naturligt uppträdande transmissionsvägar tenderar att vara störda av väsentliga andelar av störningar. huvudsakligen från andra användare.

Detta beror på att en transmissionsväg som kan förmedla en signal för en viss användare, på samma sätt har sannolikhet för att göra detta även för andra användare. särskilt om sändare och mottagare är mer eller mindre geografiskt på samma ställen.

Emellertid är turligt nog de flesta HF-signaler av smalbands- typ. varför störning från dessa andra användare nästan alltid kan undvikas helt enkelt genom att ändra operationsfrekvensen med några kHz till en relativt mera tyst kanal. där man kan opererar. Sålunda ställer uppfinningen till förfogande medlen för sondering i realtid. vilka kan anordnas för att automatiskt avstämma till den eller de frekvenser som är optimala.

Claims (13)

10 15 20 25 30 35 19 469 649 .Resenärer

1. Jonosfärsonderingssystem för åstadkommande av frekvensdiri- geringsinformation för högfrekvenskommunikationer. omfattande en HF-radiosändare med frekvensvalsmedel så fungerande. att pulser av energi kan sändas vid olika frekvenser. valda inom HF-intervallet av radiofrekvenser. och en på avstånd belägen radiomottagare med frekvensvalsmedel programmerbara för att känsliggöra mottagaren för den sända följden av frekvenser. och k ä n n e t e c k n a t av att sändaren innefattar ett moduleringsmedel (201) för att modulera varje utsänd puls med en kod som har en puls-auto-korrelationsfunktion (317) och mot- tagaren innefattar ett korrelationsmedel (405) för korrelering av den mottagna signalen under varje pulsintervall med en replika av den sända koden och alstring av en utsignal angivan- de detektion av en sänd signal.

2. Jonosfårsonderingssystem enligt krav 1. n a t av att koden är en komplementär kod (311) med två par- tier. vilkas separata autokorrelationsfunktioner (312) adderas för att alstra en pulsfunktion (317).

3. Jonosfärsonderingssystem enligt krav 1 eller 2, t e c k n a t av att koden är valbar ur ett flertal koder och mottagaren har förmåga att mottaga och åtskilja koderna, var- igenom information kan överföras medelst kodvalet.

4. Jonosfärsonderingssystem enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k n a t av att sändaren är försedd med ett tidskodsmodem (211) och en modulationsstyrning (207). för selektiv inkoppling av sonderingskoden (203) eller tidskoden till moduleringsmedlen. och mottagaren är försedd med ett liknande tidskodsmodem (412) för att leverera dagstidsinforma- tion och underlätta synkronisering av mottagaren med den mot- tagna signalen.

5. Jonosfärsonderingssystem enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k n a t av att synkron signaldetektion k ä n n e t e c k - k ä n n e - 10 15 20 25 30 35 469 649 20 (501-513) utnyttjas. innefattande medel för att kompensera för frekvens- och fasvariationer i den mottagna bärfrekvensen.

6. Jonosfärsonderíngssystem enligt krav 5, k ä n n e t e c k - n a t av att den mottagna signalen är ansluten till sin- och cos-produktdetektorer (503. 504), och en lokal frekvenssignal (505) är ansluten till produktdetektorerna. varvid den lokala frekvensen är härledd från den översända bârsignalen efter utfiltrering av modulation från den mottagna signalen. varvid produktdetektorernas utgångar (512. S13) därvid är kopplade till respektive realdels- och imaginärdels korskorrelatorer (803. 804) och korskorrelatorernas utgångar är kombinerade för att alstra den fasokänsliga beloppspulssvarssignalen (810).

7. Jonosfärsonderingssystem enligt något av föregående krav. k ä n n e t e c k n a t av att mottagaren har en automatisk förstärkningsstyrning (AGC) och medel är anordnade för att mäta AGC-nivån under varje mottagen puls.

8. Jonosfärsonderingssystem enligt krav 7. k ä n n e t e c k - n a t av att medel (813. 814) är anordnade för att modifiera mottagarens mätta AGC-nivå så att nivån för det mätta toppuls- värdet kan kalibreras.

9. Jonosförsonderingssystem enligt krav 8. k ä n n e t e c k - n a t av att däri ingår medel för att mäta medelbrusnivån i mottagaren före ett mätintervall eller fönster. under vilket toppulssvaret mätes.

10. Jonosfärsonderingssystem enligt krav 9. k ä n n e - t e c k n a t av att en komparator (905) ingår, så att en utsignal är anordnad att alstras så snart den mätta toppen överskrider medelbrusnivån med ett förutbestämt belopp.

11. ll. Jonosfärsonderingssystem enligt krav 10. k ä n n e - t e c k n a t av att mottagaren är försedd med medel (811. 812) för att registrera den mottagna signalstyrkan. mätt i dB. den mätta brusnivån och modstrukturen/pulssvaret för varje översänd frekvens. 21 469 649

12. Jonosfärsonderingssystem enligt något av föregående krav, k ä n n e t e c k n a t av att de översänóa frekvenserna (301-306) är pseudoslumpmässígt valda och är fördelade över hela HF-bandet.

13. Jonosfärsonderíngssystem enligt krav 12. k ä n n e - t e c k n a t av att varje frekvenspuls (301-306) är av sma1bandstYP. understígande omkring 1 kHz.