NL8515007A - Verbeteringen met betrekking tot ionosfeersondering. - Google Patents

Description

Verbeteringen met betrekking tot ionosfeersonde-r-i-ng.

De uitvinding heeft betrekking op een eenheid voor ionosfeersonde-ring voor het leveren van informatie ter verbetering van de hoogfrequente kommunikatie onder toepassing van trajekten met indirekte golf over grote afstanden.

Kommunikatie over hoogfrequente radiowegen, in het bijzonder over trajekten met indirekte golf en grote afstanden zijn steeds beschouwd als een sporadische en een in het algemeen onbetrouwbare methode voor het overzenden van berichten.

Dit komt in hoge mate door de natuurlijke sporadische en voorbijgaande aard van het gebruikte propagatiemedium, wat in hoofdzaak wordt veroorzaakt door de wisseling van de dichtheid van de vrije elektronen in de ionosfeer. Ook moet de intensiteit en de dichtheid van de storingen door andere hoogfrequente bandgebruikers in aanmerking worden genomen.

Deze faktoren alleen hebben geleid tot een situatie waarin kommunikatie op verzoek normaal niet kan worden verwacht, zelfs over relatief korte afstanden. Evenmin kunnen wegen worden verschaft of gehandhaafd met hoge kwaliteit en een laag foutpercentage zonder regelmatig de werkfrequentie te veranderen en/of zonder gebruik te maken van radiozenders met zeer hoog vermogen in kombinatie met gerichte antennes met hoge versterkingsfaktor.

Voor oorlogsschepen van de Koninklijke Marine is deze situatie zelfs nog slechter. Vanwege de beperkte ter beschikking staande ruimte zijn hier zenders met hoog vermogen onpraktisch en in het hoogfrequente gebied werkende gerichte antennestelsels met grote afmetingen onmogelijk. Hiermee gaan gepaard de niet hanteerbare problemen van het werken in een vijandige omgeving, waar in het algemeen de operationele noodzaak bestaat om gelijktijdig te zenden en/of te ontvangen over zeer brede frequentiespektra. Deze kunnen omvatten ELF, VLF, LF, MF, HF, V/UHF en ook hogere, X-band radarfrequenties.

Het zal dan ook gemakkelijk te begrijpen zijn dat hoogfrequente kommunikaties historisch hun populariteit verliezen ten opzichte van de meer betrouwbare en bestendige satellietkommunikatienetwerken voor zeer grote afstanden.

Desalniettemin zal, gezien vanuit een militair standpunt, de kwetsbaarheid van deze satellietstelsels, waaronder fysieke aanvallen, steeds de noodzaak voorschrijven van de aanwezigheid van operationele hoogfrequente middelen.

Een efficient en een effektief hoogfrequent reservestelsel van hoge kwaliteit vormt derhalve voor de Koninklijke Marine een belangrijke mogelijkheid gedurende vijandelijkheden en dit levert nog het voordeel op, dat het steeds volledig onder nationale kontrole kan blijven. Dit geldt in het algemeen niet voor satellietstelsels.

Het is een ongelukkige omstandigheid, dat alhoewel de laatste tijd een aanzienlijke vooruitgang is bereikt wat betreft de toegenomen sofi-stikatie, komplexheid en betrouwbaarheid van de meeste hoogfrequente kommunikatiestelsels en middelen (in hoofdzaak door het op grote schaal toepassen van elektronische schakelingen en in het bijzonder mikropro-cessoren) er slechts weinig is gedaan aan het beheersen of reduceren van de drie voornaamste hoogfrequente propagatie-eigenschappen, die verantwoordelijk zijn voor de degradatie van de uitgezonden signalen.

Deze zijn de voortplanting over meervoudige wegen of dispersie, storingen en fading.

Voor een mobiel platform op het land, ter zee of in de lucht, zijn de omstandigheden gekompliceerd door de eisen die worden opgelegd van het installeren van hoogfrequente stelsels binnen de beschikbare beperkte ruimte, in het bijzonder wat betreft de antennes. Ook worden zendvermogens voor deze mobiele stelsels begrensd, omdat de beperkte beschikbare ruimte en de buitensporige kosten en technische problemen de installatie toelaten van radiozenders met hoogfrequente vermogens van niet meer dan enkele kilowatt. Het gebruikelijke vermogen voor een hoogfrequent stelsel op een oorlogsschip van de Koninklijke Marine wordt meestal beperkt tot 1 kW piekvermogen gemiddeld per radioweg. De problemen die ontstaan indien men zou trachten om gelijktijdig tot tien of misschien meer zend- en ontvangkanalen beschikbaar te hebben zouden onoverkomelijk zijn indien grotere zendvermogens zouden worden toegepast. Intermodulatieprodukten door gemeenschappelijk antennegebruik (CAW), het reciprook mengen (in ontvangers) en de zendruisspektra bij grote bandbreedte zouden eveneens het operationele gedrag van de hoogfrequente radiowegen ernstig degraderen, in het bijzonder bij ontvangen signalen van laag niveau die voor grote afstanden noodzakelijk zijn.

Intermodulatiefrequentieprodukten veroorzaakt door niet lineari-teit in de zenders en door de scheepsopbouw (het effekt van roestende bouten) kan evenwel worden vermeden door een oordeelkundige frequentie-planning, alhoewel dit in het algemeen het bruikbare, ter beschikking staande spektrum zal reduceren. Bovendien kan dit slechts worden bereikt indien smalbandige systemen worden gebruikt en als produkten van hogere orde kunnen worden genegeerd. Als de zendvermogens zouden moeten toenemen zouden deze produkten van hogere orde progressief meer signi-fikant worden en in elke volgende frequentieplanning in aanmerking moeten worden genomen.

Indien breedbandige stelsels moeten worden toegepast worden de eisen die moeten worden gesteld aan de frequenties voor het zenden en ontvangen zelfs nog meer beperkend. Deze faktoren zullen op zichzelf elke toekomstige politiek beperken wat betreft de toepassing van snelle frequentiewisselingen en frequentiespringen en van breedbandige trans-missiestelsels. Verder zullen antennes voor de ontvangst onvermijdelijk dicht bij zendantennes en de opbouw van de schepen moeten worden geplaatst. Variaties in het stralingspatroon in de azimuth- en elevatie-vlakken zullen hierdoor als direkt resultaat optreden, wat zal leiden tot nullen of tot 30 dB of meer in elke antenne van dit type. Deze stralingsvervormingen zullen veranderen met de frequentie en met het gedrag van het schip, dat wil zeggen het stampen, rollen en zwaaien.

Alle genoemde faktoren, alsmede de in het algemeen onvoorspelbaarheid van de direkte HF golfpropagatie stellen problemen met een ontelbaar aantal variabelen en een groot aantal mogelijke permutaties.

Belangrijke verbeteringen in het realistische gebruik van indirek-te golfpropagatie in een hoogfrequent kommunikatiestelsel kunnen slechts worden bereikt als de gebruiker ogenblikkelijke informatie wordt verschaft wat betreft alle relevante trajekteigenschappen.

Het alternatief hiervan is het vertrouwen op lange-termijn-voor-spellingen, gebaseerd op geprogrammeerde computermodellen, Bluedeck, etc., waarin op elk moment grote fouten kunnen optreden, in het bijzonder bij trajekten die werken in of via de hogere geografische breedten.

Gedurende de laatste tientallen jaren is vele malen getracht de hoogfrequentband op een meer systematische wijze te gebruiken door toepassing van verschillende ionosfeersondeertechnieken met back-scatter en schuin invallende straling. Helaas werd bij deze stelsels steeds gebruik gemaakt van zenders met uitgangsvermogens van 30 tot 100 kW en soms zelfs hoger. Bovendien waren deze zenders nagenoeg steeds verbonden met breedbandantennes, maar in het bijzonder met eigenschappen met richtingsversterking. Bij antenneversterkingen tussen 10 en 15 dB waren de uitgestraalde vermogens (ERP) van deze vroegere sondeerstelsels dikwijls 1 MW of meer. De toepassing van deze hoge gepulste rf-vermogens veroorzaakte onvermijdelijk sterke storingen van andere hoogfrequent-bandgebruikers, zodat om storingen van een groot deel van het spektrum te voorkomen deze onderzoekmethoden noodzakelijk beperkt waren wat be- treft het aantal frequenties dat op elk moment kon worden gebruikt en ook wat betreft de periode waarin zij werkelijk konden worden ingeschakeld. De gepulste signalen werden ontvangen door een tijdgesynchroni-seerde ontvanger en voor elke frequentieaftasting werd een ionogramgra-fiek geproduceerd. Omdat de pulsbreedten van deze signalen misschien een millisekonde bedroegen was de te bereiken resolutie onvermijdelijk klein, maar later werd gebruik gemaakt van Barker-reekskodering ter verbetering hiervan tot 100 /us zonder verlies aan gevoeligheid. Gebruik werd gemaakt van kodelengtes van 11 bits of soms meer voor fase-modulatie van het gebruikte zenddraaggolfsignaal bij 10 kb/s. Dit leverde een signaalverwerkingsversterking bij ontvangst van ongeveer 12 dB of meer, maar vanwege de noodzakelijke implementatieverliezen werd dit veelal in de praktijk gereduceerd tot misschien ongeveer 6 dB.

Het doel van de onderhavige uitvinding is het verbeteren van het gedrag van hoogfrequente kommunikaties door middel van oordeelkundig onderzoek van het hoogfrequente spektrum door onvertraagde kanaalsonde-ring. Het doel is daarom het verschaffen van een ionosfeer sondeerstel-sel met laag vermogen, dat een onvertraagde waardering van de kwaliteit van de verschillende frequentiebanden van het hoogfrequente spektrum levert, waardoor verbeterde kommunikatieverbindingen tot stand kunnen worden gebracht onder gebruik van een optimale keuze van de frequenties .

De uitvinding omvat een ionosfeer sondeerstelsel voor het verschaffen van frequentiemanagementinformatie voor hoogfrequente kommuni-katie (HF) voorzien van: a. een HF radiozender bevattende: (i) frequentiekiesmiddelen die zodanig werken, dat energiepulsen kunnen worden uitgezonden op respektievelijke frequenties die pseudo-willekeurig zijn gekozen uit het HF gebied van radiofrequenties; en (ii) modulatiemiddelen voor het moduleren van elke uitgezonden puls met een kode die een impulsieve autokorrelatiefunktie bezit; en b. een op afstand gelegen HF radio-ontvanger omvattende: (i) frequentiekiesmiddelen die kunnen worden geprogrammeerd voor het sensibiliseren van de ontvanger op de uitgezonden reeks pseudo-willekeurige frequenties; en (ii) korrelatiemiddelen voor het korreleren van de ontvangen signalen gedurende elke pulsinterval met een replika van de uitgezonden kode en het leveren van een uitgangssignaal dat de detektie aangeeft van een uitgezonden signaal.

Bij voorkeur is de kode een komplementaire kode met twee delen, waarvan afzonderlijke autokorrelatiefunkties bij elkaar worden gevoegd voor het leveren van een impulsieve funktie. Bij voorkeur wordt ook gebruik gemaakt van dubbelzijbandamplitudemodulatie (dsb AM). Met voordeel is de zender voorzien van een tijdkodemodem en een modulatiebestu-ring, waarbij de modulatiebesturing selektief de sondeerkode of de tijdkode met de modulatiemiddelen verbindt. De ontvanger is voorzien van een soortgelijk tijdkodemodem voor het leveren van dagtijdinforma-tie en het vergemakkelijken van de synchronisatie van de ontvanger door het ontvangen signaal. In een voorkeursuitvoeringsvorm zijn de twee delen van de komplementaire kode gescheiden over meer dan ongeveer 10 ms teneinde vervalsing van het tweede ontvangen deel door echosignalen van het eerste ontvangen deel te voorkomen.

Als alternatief van het gebruik van een enkele sondeerkode kan de kode uit een groot aantal kodes worden gekozen, waarbij de ontvanger is voorzien van middelen voor het ontvangen en onderscheiden van elke kode, waardoor informatie kan worden uitgezonden.

Bij voorkeur wordt gebruik gemaakt van synchrone signaaldetektie met middelen voor het kompenseren van frequentie- en fasevariaties in de ontvangen draaggolffrequentie. Dit wordt bereikt door het ontvangen signaal toe te voeren aan sinus- en cosinusproduktdetektoren en ook door een plaatselijk frequentiesignaal aan de produktdetektoren toe te voeren, waarbij de plaatselijke frequentie wordt afgeleid van het uitgezonden draaggolfsignaal door het filteren van de dsb modulatie van het ontvangen signaal. De uitgangen van de produktdetektoren worden toegevoerd aan respektievelijke reële en imaginaire kruiskorrelatoren en de uitgangen van de kruiskorrelatoren worden vervolgens gekombineerd voor het leveren van de fase-ongevoelige modulus pulsresponsie.

Bij voorkeur is de ontvanger voorzien van een automatische sterk-teregeling (AGC) en zijn middelen aanwezig voor het meten van het AGC-niveau gedurende elke ontvangen puls. Met voordeel kunnen middelen aanwezig zijn voor het modificeren van het gemeten ontvangen AGC-niveau, zodat het gemeten piekpulsresponsieniveau kan worden gekalibreerd. Ook is het van voordeel middelen te verschaffen die het gemiddelde ruisniveau in de ontvanger meten voorafgaand aan een meetinterval of -venster als de piekpulsresponsie wordt gemeten. Een komparator kan zodanig zijn tussengeschakeld, dat een uitgangssignaal wordt opgewekt als de gemeten piek het gemiddelde ruisniveau met een voorafbepaalde waarde overschrijdt. De ontvanger kan zijn voorzien van middelen voor het registreren van de ontvangen signaalsterkte gemeten in dB, het gemeten ruisniveau en de modusstruktuur (pulsresponsie) voor elke uitgezonden frequentie.

De uitvinding zal thans nader worden toegelicht aan de hand van een voorbeeld onder verwijzing naar de bijgaande tekeningen, waarin: figuur 1 een schematische weergave is van de uitvinding waarin twee indirekte golven zijn aangegeven; figuur 2 een blokschema is van een sondeerzender; figuren 3A en 3B het signaalformaat tonen van de sondeerzender en figuur 3C een komplementaire sondeerkode weergeeft; figuur 4 een installatie van een sondeersignaalontvanger weergeeft; figuur 5 een blokschema is van een synchrone signaaldetektiescha-keling; figuur 6 een blokschema is van een kruiskorrelatieschakeling; figuur 7 schematisch een ontvangen afstemreeks toont; figuur 8 een blokschema is van een detektor voor het ontvangen signaalniveau; en figuur 9 een blokschema is van een herkenningsschakeling voor een sondeersignaal.

Het kiezen van de beste frequentie voor de transmissie is vanwege twee bekende basisredenen van belang:

De eerste is dat een frequentie die min of meer willekeurig is gekozen niet noodzakelijk geschikt is voor propagatie via de ionosfeer naar een op afstand gelegen ontvanger en zeker niet voor 100% van de beproefde frequenties. Frequentievoorspellingen en geplande optimale werkfrequenties gebruikt in kombinatie met voorspellingen op korte termijn afgeleid van beperkte ionosferische sonderingen kunnen behulpzaam zijn, maar de variaties van de ionosfeer zijn in het algemeen zo groot en zo snel, dat deze methode van frequentiekeuze nog slechts als een leidraad kan worden gebruikt. Onvertraagde kanaalsondering zou anderzijds een relevante oplossing voor dit speciale probleem leveren.

De tweede reden van de noodzaak voor het werken met een optimale werkfrequentie is dat zelfs als een willekeurig gekozen frequentie zich door de ionosfeer kan voortplanten, deze meer dan waarschijnlijk totaal door radiostoringen van andere HF gebruikers zal zijn verminkt als zij de op afstand gelegen ontvanger bereikt. Het kiezen van de beste of optimale werkfrequentie betekent daarom het vinden van een frequentie of frequenties, die zich niet alleen over grote afstand met indirekte golven voortplanten, maar ook relatief lage niveaus zullen bezitten van in de band gelegen storingen bij de op afstand gelegen ontvanger.

Het basismodel van een HF sondeerstelsel is in figuur 1 weergegeven. Dit toont twee indirekte golven Sj en S2 die zich voortplanten tussen een sondeerzender 101 en een op afstand gelegen sondeerontvanger 102. De indirekte golf bereikt de ontvanger na een reflektie in de ionosfeer, terwijl de indirekte tneerwegsgolf S2 tweemaal in de iono-sfeer wordt gereflekteerd en eenmaal tegen de aarde. Het werkelijke aantal en type van ontvangen signalen zal in de eerste plaats afhangen van: a. de hoogte en de dichtheid van de reflekterende ionosfeerlagen; b. de frequentie van het uitgezonden signaal; en c. de afstand tussen de zender en de ontvanger.

In de praktijk zal het verschil in propagatietijden voor deze twee direkte golven korter zijn dan de duur van de twee signalen Sj en S2, zodat er een aanzienlijke overlapping zal optreden en niet zoals getoond in de illustratieve ontvangerresponsie 103.

Opdat de sondeerinrichting kan werken naast andere middelen is van de sondeerzender 101 de uitgang van een laagvermogensversterker verbonden met een zendantenne 104. De uitgezonden signalen worden ontvangen door een 10 m sprietantenne 105, verbonden met de op afstand gelegen sondeerontvanger 102.

Figuur 2 toont een blokschema van de sondeerzender. Een zendson-deermodem 201 levert willekeurige frequentie- en kodemodulatie en drijft respektievelijk 202 en 203 aan voor een rf-synthesizer 204. Na vermogensversterking in een breedbandversterker 205 met een piekvermo-gen van 1 kW wordt gegesyntheseerde signaal toegevoerd aan een logaritmisch periodische richtantenne 206. De uitgezonden frequenties worden willekeurig gekozen door het modem 201 uit de totale HF-band van 3 tot 30 MHz. Kodemodulatie voor elke uitgezonden frequentie wordt dan zodanig gebruikt, dat een hoge ontvangerverwerkingsversterking kan worden bereikt omdat signalen kunnen worden ontvangen zonder de behoefte aan hoog zendvermogen. De modulatie van de uitgang van de synthesizer 204 wordt bestuurd door een modulatiestuurinterface 207. Met de respektie-velijke ingangen 208-210 van de modulatiestuurinterface 207 is de kode-modulatieaandrijfeenheid 203 verbonden, een tijdkodemodem 211 en een freemvormende, 1 kHz toongenerator 212. Het modulatiestuurinterface 207 verbindt naar keuze de sondeerinrichting, het tijdsignaal of de freemvormende 1 kHz toon met de synthesizer 204, waar de frequentiesprong van de uitgang met 90% dubbelzijbandamplitude wordt gemoduleerd (dsb AM). Zoals uit ge figuren 3A en 3B blijkt springt het sondeerzendsig-naal tussen pseudo-willekeurige frequenties, 301-306 gekozen uit 550 diskrete frequenties verdeeld tussen 3,8 MHz en 30 MHz met tien fre-quentiesprongen per sekonde. Bij elke gekozen frequentie bij het uitzenden van de sondeerkode omvat het 100 ms zendfreem 307 een eerste in-stelinterval 308 van 20 ms om voldoende tijd toe te laten na de fre-quentiewisseling voor de synthesizers aan beide einden van de sondeer-verbinding voor het stabiliseren en ook om de automatische sterkterege-ling (AGC) in de ontvanger zich in te laten stellen. Om spektrale verstrooiing te voorkomen wordt het uitgangssignaal van de synthesizer gedempt onder toepassing van verhoogde cosinusvorming 309 vlak voor en ook na de verandering van de frequentie. De modulerende kode bestaat uit twee delen, kode A en kode B, gescheiden over intervallen 310 van 12,8 ms en uitgezonden bij 10 kb/s. De twee helften van de modulerende kode vormen een speciale komplementaire gekodeerde reeks met een bit-lengte van 512 (256 + 256 bits).

Gekodeerde sondeerpulsen zijn pulskompressiesignalen gevormd uit een unieke reeks van binaire gegevens. De binaire reeks is zodanig ontworpen dat hij een impulsieve auto-korrelatiefunktie bezit. Barkerkodes vormen een speciaal type van een digitale reeks, maar deze kunnen slechts worden geproduceerd voor relatief korte reeksen. Een voorbeeld van een komplementaire kodereeks wordt weergegeven door het signaal 311 in figuur 3C, waarbij de eerste helft van het signaal kode A is en de tweede helft kode B. Het spoor 312 toont de auto-korrelatiefunkties van kode A (<1>AA) samen met kode B (<J>BB). Dit demonstreert dat de auto-korrelaties d>AA en d>BB een slechte piek- (313)—zijlob-(314)-verhou-ding opleveren, maar de zij lobben bijvoorbeeld 314 en 315, geproduceerd door deze twee kodes zijn de exakte inverse of het komplement van elkaar. De pieken 313 en 316 bezitten dezelfde amplitude en polariteit. Als dus deze twee kodekorrelatiefunkties bij elkaar worden opgeteld zullen de zijlobben tegen elkaar wegvallen, maar worden de pieken bij elkaar opgeteld. De resulterende funktie èXX (317) voor de komplete reeks zal een oneindige piek/zijlobverhouding bezitten. Aangetoond kan worden, dat de pulsresponsie van een onderzocht stelsel (de modusstruk-tuur van de radioweg tussen de zender en de ontvanger) volledig kan worden bepaald onder toepassing van een pseudo-willekeurige digitale kodereeks, vooropgesteld, dat de auto-korrelatiefunktie van de reeks impulssief is en dat zijn spektrale responsie groter is dan de bandbreedte van het onderzochte stelsel. Voor een komplementair digitaal kodesignaal moet de bitsnelheid voldoende hoog zijn voor het leveren van een frequentieresponsie, die redelijk plat is over de betreffende bandbreedte. De lengte van de kode is van bijzonder belang omdat een lange reeks een hogere procesversterking bij ontvangst levert. Dit verbetert de detekteerbaarheid van het signaal bij slechte signaal/ruisomstandigheden en ook de selektiviteit wat betreft het tegenhouden van alle andere ingangssignalen. Verdere informatie wat betreft komplementaire kodes is gepubliceerd in "Complementary Series", door M.J.E. Golay in IRE Transactions on Information Theory, deel 17-7, blz. 82-87, april 1961.

Een komplementaire kode met 512 bits werd aangenomen, waarbij een verwerkingsversterking van 27 dB werd verkregen. Dit levert een maximum resolutie van ongeveer 100 ^us bij een detektiebandbreedte van 10 kHz of minder.

Opnieuw onder verwijzing naar figuur 2 kan worden opgemerkt, dat het tijdklokmodel 211 wordt beschreven in de Britse octrooiaanvrage No. 8.127.713. Het wordt bestuurd door een referentietijdklok met een frequentie van 1 MHz en levert een pseudo-willekeurige binaire kodereeks, die op unieke wijze de dagtijd van de uitzending kodeert en een soortgelijke modem in de op afstand gelegen ontvanger voorbereidt teneinde tijdsynchronisatie binnen een zeer kleine tijdfout te bereiken. Een nauwkeurige timing en stabiliteit is essentieel en daarna moet synchro-nisme tussen zender en ontvanger worden gehandhaafd.

Alhoewel het gewenst is om de tijd van de dag binnen + 5 ms of beter te weten, zou gemakkelijk een aanpassing kunnen worden verkregen aan een belangrijk grotere tijdfout, omdat de ontvangertijd met de hand kan worden versneld of vertraagd om perfekte synchronisatie te verkrijgen na het starten. Met aanvankelijke tijdfouten van tot + of - 1 of 2 sekonden kan in de praktijk zonder te grote problemen worden gewerkt, vooropgesteld dat er een redelijk aantal propageerfrequenties is. Als echter het aantal operationele frequenties te klein wordt, door slechte propagatie en storingen, wordt deze methode om synchronisatie te bereiken progressief moeilijker en gaat meer tijd verloren voor een redelijke toepassing.

Zoals in figuur 4 is weergegeven werkt een standaard radio-ontvan-ger 401 met een externe plaatselijke oscillator gestuurd door een syn-thesizereenheid 402. Een 10 m sprietantenne 403 voert de signalen aan de ontvanger 401 toe. De uitgang van de ontvanger 401 levert een mid-denfrequentsignaal van 100 kHz aan een systeemstuurinterface-eenheid 404, waar een peudo-synchrone komplexe amplitudedemodulatie plaatsvindt. Dit levert de passende in-fase (reële) en kwadratuurfase (imaginaire) detektiekomponenten voor de twee kruiskorrelatie-eenheden 405, 406. De schakeling die de afzonderlijke detektiekomponenten produceert wordt hierna beschreven aan de hand van figuur 5. De gedigitaliseerde modulus (zie figuur 6) van de uitgangen van de kruiskorrelatoren 405 en 406 wordt toegevoerd aan een centrale analyseer- en registreercomputer 407. Na een voorlopige analyse wordt deze informatie samen met tijd- en frequentiemarkeertekens geregistreerd door een digitale bandrecorder 408. De gegevens kunnen gelijktijdig worden weergegeven op een drukker 407 en uitgangssignalen leveren voor een videoweergeefapparaat 410 van ionogrammen en impulsresponsies voor registratie door een 16 mm camera 411. De ontvanger omvat een tijdklokmodem 412 dat werkt met een 1 MHz referentiebron om synchronisatie met de zender te bereiken en voor een nauwkeurige tijdkontrole door het stelsel stuurinterface 404 van de synthesizer 402 en de kruiskorrelatoren 405 en 406. Een bandleesinrichting 413 is aanwezig voor programmabesturing van de computer 407.

De demodulatie van het signaal geschiedt onder toepassing van de synchrone signaaldetektieschakeling die in figuur 5 is weergegeven. Het middenfrequentsignaal van 100 kHz van de uitgang van de ontvanger 401 wordt toegevoerd aan de ingang 405 van de detektieschakeling. De ingang 405 is via een versterker 402 aangesloten op twee produktdetektoren 403 en 404, waar het middenfrequentsignaal van 100 kHz in fase en in fase-kwadratuur wordt gemengd met een 100 kHz signaal 405 afgeleid van het middenfrequentdraaggolfsignaal. Het invoegsignaal 405 wordt verkregen door het middenfrequentsignaal van 100 kHz via een tweede versterker 406 toe te voeren aan een bandfilter (BP) 407, dat het ontvangen dsb AM audiosignaal uitfiltert evenals de meeste storingen. Het BP filter 507 bezit een centrale frequentie van 100 kHz en een bandbreedte van _+ 50 Hz. Het gefilterde draaggolfsignaal wordt begrensd (508) en na verdere filtering (niet weergegeven) toegevoerd aan een fasescheider 509. De signalen in de uitgangen van de fasesplitser (in fasekwadratuur) worden toegevoerd aan de respektievelijke mengschakelingen 503 en 504.

De produkttermen in de uitgangen van de mengschakelingen 503 en 504 worden vervolgens gevoerd door laagdoorlaatfilters (510, 511) voor het leveren van twee fase-kwadratuuraudiouitgangssignalen 512 en 513.

Het audiosignaal maakt gebruik van konventionele dubbelzijband-amplitudemodulatie. Deze signalen worden op gebruikelijke wijze in een radio-ontvanger gedemoduleerd onder toepassing van omhullende- of diodedetektoren. Alhoewel deze methoden uiterst eenvoudig zijn werken zij helaas slechts op de juiste wijze als de signaal/ruisverhouding (S/N) goed is. Voor het verkrijgen van de juiste demodulatie bij een lagere S/N is het van belang synchrone detektie toe te passen. Als de frequentiestabiliteit van het stelsel en het radiotrajekt van de indi- rekte golf goed genoeg is kan synchrone detektie gemakkelijk plaatsvinden door herinvoer van de bekende draaggolffrequentie in een produkt-detektor. Ware synchrone detektie kan in deze toepassing echter niet worden gebruikt omdat geen einde-naar-eindefrequentiestabiliteit van het volledige stelsel kan worden gegarandeerd van ten allen tijde minder dan 4 Hz. Deze graad van stabiliteit is noodzakelijk om nauwkeurige werking van de kruiskorrelatoren te waarborgen. De synchrone signaal-detektieschakeling die in figuur 5 is weergegeven bezit een snelle res-ponsietijd, die normaal minder dan 20 ms benodigt voor het korrigeren van de fase en de frequentie van de gemengde signalen. Zij is ook opgewassen tegen signalen die aan fading onderhevig zijn, vooropgesteld dat zij niet te zwak worden en dat de S/N niet te laag wordt.

Een kruiskorrelatieschakeling die in figuur 6 is weergegeven wordt toegepast voor het ontvangen van het audiosignaal in de basisband uit elk van de uitgangen 512, 513 van de detektieschakeling (figuur 5). Het signaal in de ingang 601 wordt bemonsterd door een 8-bits A/D-converter 602, die wordt gestuurd door een signaal van een met 40 kHz werkende klok 603. Het gedigitaliseerde signaal wordt geklokt in een speciaal schuifregister 604 dat bestaat uit drie in serie geschakelde schuif-registergeheugens 605-607. Het centrale schuifregister 606 werkt als een tijdvertraging van ongeveer 12,8 ms gelijk aan de tijdafstand tussen de twee delen A en B van het komplementaire gekodeerde uitgezonden signaal (figuur 3). De geheugens 605 en 607 bezitten een zodanige kapa-citeit, dat als de kode A komplementair in het register 607 is opgeborgen, kode B wordt opgeborgen in het eerste register 605. De geheugens 605 en 607 zijn recirculatiegeheugens, die zodanig werken, dat de afzonderlijke delen A en B volledig kunnen worden gerecirculeerd, synchroon in de respektievelijke geheugens 607 en 605 tussen de op elkaar volgende klokpulsen van 40 kHz. De delen A en B van het korrelatiepro-ces worden opgeborgen in de ontvangergeheugens 608 en 609. De uitgang van het geheugen 605 van het schuifregister voor kode B en het snelle geheugen 609 voor kode B zijn verbonden met de ingangen van de eerste 8-bits vermenigvuldiger 610, terwijl op dezelfde wijze de geheugens 607 en 608 voor de uitgezonden kode A en opgeborgen kode A zijn verbonden met een tweede vermenigvuldiger 611. De inhouden van zowel de A- als B-schuifregisters worden met de passende kodereeks vermenigvuldigd na elke schuifregisterklokpuls. Deze twee produktstromen worden vervolgens gesommeerd in de respektievelijke sommeerschakelingen 612, 613 over de kodelengte en daarna bij elkaar opgeteld in de optelschakeling 614 voorafgaand aan de digitaal-analoogconversie in de D/A convertor 615 en het laagdoorlaatfilteren in een LPF 616. Hierdoor worden de twee helften van de kode afzonderlijk kruisgekorreleerd en daarna bij elkaar opgeteld voor het leveren van de gewenste uitgang. De korrelatiepiek wordt verkregen als de eerste bit van de eerste helft van de kode zich bevindt in de laatste trap van het schuifregister 607 voor kode A. De eerste bit van de tweede helft van de kode zal zich dan bevinden in de laatste trap van het schuifregister 605 voor kode B.

Alhoewel de vertraging tussen de twee delen van de kode is ingesteld op 12,8 ms zou deze kunnen worden gevarieerd. Het is echter van belang dat zij niet groter wordt dan de maximum trajektdispersie. Deze is meestal gebleken van de orde van 10 ms of minder te zijn. Als de vertraging minder zou bedragen dan deze maximum trajektdispersie zou het uitgangssignaal 617 van de kruiskorrelator worden vervalst door echosignalen van kode A die in de ontvanger binnenkomen op hetzelfde moment als kode B. Dit zou leiden tot "fantoom"-pieken in de uitgangs-pulsresponsie.

Figuur 7 toont de aan de ontvanger gestelde tijdeisen. De uitgezonden signaalpuls 701 bezet een tijdfreem 702 van 100 ms en de veranderingen 703, 704 van de ontvangerfrequentie vinden plaats elke 100 ms synchroon met de frequentieveranderingen in de ontvangerpulsen. Het korrelatie-uitgangssignaal wordt bemonsterd op aanwezigheid van een uitgezonden signaal gedurende een venster 705 van 10 ms gecentreerd op de tijd 706 als de laatste trap van het register voor kode B moet worden gevuld door de eerste bit van het tweede deel van de gekodeerde transmissie. Het venster 705 wordt kleiner gekozen dan het bewakings-interval tussen de twee helften A en B van de kode. Het pieksignaal wordt in dit venster 705 gemeten zoals hierna nog wordt beschreven. Onmiddellijk voor het signaalvenster 705 wordt het gemiddelde ruisniveau gemeten over het tijdinterval aangegeven door de lijn 707. Vanaf de verhouding van deze twee grootheden kan de signaal-ruisverhouding worden berekend voor die speciale frequentie. De versterking van de ontvanger wordt kontinu bewaakt door het meten van het niveau van de automatische sterkteregeling (AGC) van de radio-ontvanger gedurende elk 10 ms pulsfreem. De meting vindt plaats korte tijd na de frequentieverandering 704, zodat het AGC niveau van de ontvanger zich kan instellen.

De verwerking van de signaaluitgang van de kruiskorrelatoren 405, 406 is meer gedetailleerd in figuur 8 weergegeven. Het in fase signaal van de basisband in de uitgang 512 en het kwadratuursignaal in de uitgang 513 van de synchrone signaaldetektor (figuur 5) worden toegevoerd aan de ingangen 801, 802 van de reële en imaginaire kruiskorrelatoren 803, 804. De uitgangssignalen van de korrelatoren die de komplexe putS--responsie voorstellen worden toegevoerd aan een eenheid 805, die de modulus afleidt van de uitgangssignalen. De uitgangssignalen worden respektievelijk toegevoerd aan kwadrateerschakelingen 806, 807 en de uitgangen van deze schakelingen worden gekombineerd in een opteller 808 terwijl in de schakeling 809 de vierkantswortel van de som wordt berekend. Het pulsresponsiesignaal in de uitgang 810 wordt gedurende de vensterperiode 705 bemonsterd door een piekdetektor 811 en deze piek wordt vervolgens gekonverteerd in een uit een binair getal bestaand niveausignaal gemeten in dBs in een niveauschakeling 812. Het AGC niveau van de ontvanger 401 (figuur 4) wordt gewijzigd door het instellen van de oorsprong en de helling van zijn responsiekurve. Het AGC signaal van de ontvanger, gemeten zoals in figuur 7 is weergegeven, wordt toegevoerd aan een eerste ingang van een verschilversterker 813, waarvan de tweede ingangsspanning instelbaar is, teneinde het nulniveau voor de versterker te kunnen instellen. De uitgang van de oorsprong-instelversterker 813 is verbonden met de eerste ingang van een tweede verschilversterker 814 met instelbare terugkoppeling naar de tweede ingang, teneinde de helling van het AGC signaal in te stellen. Het ingestelde AGC uitgangssignaal van versterker 814 wordt gedigitaliseerd door een 7-bits A/D converter 815. De instellingen worden zodanig uitgevoerd, dat de digitale uitgang van de A/D converter 815 een dB-ver-houding is ten opzichte van 1 /uV. Deze digitale uitgang wordt vervolgens opgeteld in een binaire opteller 816 bij het gemeten niveau van de piekpulsresponsie (ook omgezet naar dBs) voor het leveren van het gewenste uitgangssignaal.

Het is noodzakelijk dat het sondeersignaalniveau op deze speciale wijze wordt gemeten omdat soms aflezingen noodzakelijk zijn als het in-gangssignaal-ruisniveau van het stelsel laag is.

De procesversterking van het ontvangstelsel zal een uitgang S/N leveren die aanzienlijk beter is dan zijn ingang. Het feitelijke uit-gangssignaalniveau (het piekniveau van de pulsresponsie) zal echter afhangen van de ingang S/N naar de radio-ontvanger. Het ontvangen AGC niveau stelt middelerwijl het totale ingangssignaal van de radio voor, dat normaal het sondeersignaal en/of eventuele ruis omvat. Deze AGC wordt echter gebruikt om te waarborgen dat het audio-uitgangsniveau van de ontvanger konstant zal blijven, onafhankelijk van de ingangssig-naal/ruisverhouding. Hieruit volgt, dat het signaal-(sondeer)-niveau naar en uit de kruiskorrelatoren zal dalen als de signaal/ruisverhouding in de ingang naar de radio-ontvanger daalt.

Voor S/N verhoudingen naar de ingang groter dan 10 dB zal het signaal naar de korrelatoren konstant zijn, omdat de AGC is "gevangen" door het sondeersignaal. Beneden 10 dB wordt de AGC aangetast door signaal en ruis. Bij 0 dB werkt de ontvanger AGC op dezelfde niveaus van ruis en signaal zodat het signaaluitgangsniveau 3 dB of lager zal zijn. Bij lagere ingangs-S/N-verhoudingen zal het uitgangsniveau evenredig lager zijn. Een korrekte herkenning van de sondeersignalen kan worden verwezenlijkt onder toepassing van de schakeling die in figuur 9 is weergegeven. De modulus van het pulsresponsiesignaal in de uitgang 810 van de detektor voor het ontvangen signaalniveau (figuur 8) is verbonden met de ingang 901 naar een multiplexschakeling 902a met de ingang van een hercirculerend schuifregistergeheugen 902 geklokt met 10 kHz. De pulsresponsie in de ingang 901 wordt ook gevoerd naar een piekdetek-tor 903 die het pieksignaal meet in het tijdvenster 705 evenals de piekdetektor 811 in de uitvoeringsvorm van figuur 8. De uitgang van het hercirculerende geheugen 902 is verbonden met een rekeneenheid 904, die de gemiddelde waarde berekent van de ruis in de periode 707 (figuur 7) voorafgaand aan het piekmeetvenster 75. De uitgangen van de ruisbere-keneenheid en de pieksignaaldetektor 903 vormen binaire 7-bitscijfers die worden vergeleken in een comparator 905 die is ingericht voor het produceren van een binaire uitgang "1" als S/N ^ 8 dB en anders "0".

Voor elke puls zal dus een toestand "1" of een toestand "0" worden geproduceerd al naar gelang die frequentie een bruikbaar sondeerkanaal oplevert. Bij een zendsnelheid van 10 pseudo-willekeurige frequentie-sprongen per sekonde zal een 10 bps stroom van toestandbits worden geproduceerd samen met het signaalniveau en de pulsresponsiekarakteris-tieken worden teruggerelayeerd naar een kommunikatie-ontvanger/zender ter plaatse van de sondeerzender teneinde de kommunikatiezender de optimale frequenties te laten gebruiken die voor het kommuniceren over de sondeerweg zijn gekozen. Verstrooiingsfunkties voor elk kanaal kunnen uit de ontvangen sondeerpulsen worden afgeleid, terwijl eigenschappen voor misschien meerdere honderd frequenties binnen ongeveer 1 minuut kunnen worden geaccumuleerd. Deze eigenschappen kunnen dan met de af-tastsnelheid worden bijgewerkt. De ontvangen signaalsterkte (dB yuV) en de modusstruktuur voor elke geteste frequentie kunnen worden opgeborgen ter afwachting van daaropvolgende opvraging en verwerking om eventueel te beslissen welke frequentie of welke frequenties de hoogste waarschijnlijkheid bezitten dat een uitgezonden signaal zich met minimum distorsie en met de hoogste ontvangen signaal/ruisverhouding voortplant.

Tests hebben aangetoond, dat het onder bepaal'd'e omstandigheden noodzakelijk kan zijn de frequentie tot 200 maal per dag te wijzigen voor het handhaven van een kommunikatieketen met de hoogst mogelijke ontvangen signaalsterkte. In de praktijk kan dit echter niet gewenst zijn omdat een goede signaal/ruisverhouding van veel groter belang is dan over het sterkste signaal te beschikken. Dit kan het aantal gewenste frequentiekanalen aanzienlijk reduceren.

Eerdere experimenten hebben voldoende vertrouwen verschaft om tot de acceptatie te komen van de mogelijkheden van een meer uitputtende evaluatie van een operationeel HF-kommunikatiestelsel. Het is mogelijk om een meer geperfektioneerde kodeerstruktuur te gebruiken voor de son-deerpulsen, waardoor tegelijkertijd gegevens over het uitzend-sondeer-netwerk kunnen worden overgedragen. Deze sondeerpulsen zullen derhalve de mobiele operateur niet alleen de eigenschappen verschaffen van het radiotrajekt, maar ook informatie leveren omtrent storingsniveaus en kanaalbeschikbaarheid in het basisstation. In het meest eenvoudige voorbeeld kunnen semi-orthogonale binaire kodes worden gebruikt voor het voorstellen van respektievelijk een gegeven "1" of een gegeven "0". In een meer uitgebreid basisidee hiervan heeft de uitvinder een stel van 512 semi-orthogonale 100-bits binaire kodes gevonden. Door vervanging van de enkele 512-bits komplementaire kode door een kode-gekozen 100-bits binaire reeks kunnen extra gegevens of gekodeerde informatie worden overgedragen als een ondersteuning ter verbetering van het totale frequentiebeheer van een kommunikatiestelsel. Deze extra informatie is van bijzonder voordeel als de sondeerinrichting moet worden ondergebracht in een HF-besturingsstelsel. De gekodeerde informatie of gegevens zouden als volgt kunnen worden overgedragen: a) Interferentieniveaus voor de gegevensfrequentie ter plaatse van de sondeerzender (of samenvallend daarmee); b) Het selektief oproepen van elke ontvanger van de sondeeruitzending zou kunnen worden geïdentificeerd door een unieke kode/cijfer; c) Frequentiebeschikbare uitzending - frequenties die reeds in gebruik zijn zouden worden geïdentificeerd; d) Uitgestraalde vermogens-stuurinstrukties kunnen via de sondeeruit-zendingen worden uitgezonden ter verhoging of reducering van het vermogen; e) Stuurverzoeken voor heruitzending van berichten bij berichtfouten zouden kunnen worden uitgevoerd; en f) Verbindingsbedrijfsinstrukties - andere instrukties, zoals crypto ingang, gegevenssnelheid, berichturgentie, in gebruik zijnde dienst (bijvoorbeeld RATT of facsimile), enz.

Een hoogfrequentkanaalbeheerstelsel verbonden met een sondeerzend-station zou een zeer krachtig vermogen verschaffen voor automatische besturing van kommunikatiestelsel vanaf een groot aantal op afstand gelegen stations (mobiel in de lucht, ter land of ter zee) voor het werken in een enkel stuurstation met hoge betrouwbaarheid, beschikbaarheid en prestatie.

Gegeven een mogelijkheid tot het kiezen van een operationele frequentie met specifieke propageereigenschappen kan de kommunikator kiezen voor een kanaal met een of meer van de volgende parameters: (1) minimum radiowegverliezen (2) minimum interferentieniveau (3) wegstruktuur met enkele kodes (4) hoogste bruikbare frequentie (indien enige andere ontvanger dichter bij dan de zend-ontvangafstand niet in staat is om de uitgezonden signalen via een indirekte golf te ontvangen), of (5) maximum ontvangen S/N verhouding.

In de praktijk is gebleken, dat de meest natuurlijk optredende propagatiewegen de neiging vertonen om te worden verstoord door aanzienlijke interferenties in hoofdzaak van andere gebruikers. Dit is zo omdat een trajekt dat een signaal voor een speciale gebruiker kan voortplanten zeer waarschijnlijk dit ook zal doen voor andere gebruikers, in het bijzonder als de zenders en de ontvangers geografisch min of meer samenvallen. Gelukkig bezitten echter de meeste HF-signalen een smalle bandbreedte, zodat interferenties hiervan of andere gebruikers bijna altijd kunnen worden vermeten door eenvoudig de werkfrequentie met enkele kHz te veranderen naar een relatief meer rustig kanaal waarin kan worden gewerkt. De uitvinding verschaft derhalve de middelen voor onmiddellijke tijdfrequente sondering, die kan worden ingericht voor het automatisch afstemmen op de optimale frequentie of frequenties.

Claims (13)

1. lonosfeersondeerstelsel voor het verschaffen van frequentie-beheerinformatie voor hoogfrequente (HF) komraunikatie, voorzien van een HF radiozender met frequentiekiesmiddelen die zodanig werkt, dat ener-giepulsen kunnen worden uitgezonden bij respektievelijke frequenties gekozen uit het HF radiofrequentiegebied en een op afstand gelegen HF radio-ontvanger met frequentiekiesmiddelen die kunnen worden geprogrammeerd om de ontvanger gevoelig te maken voor de uitgezonden reeks frequenties, met het kenmerk, dat: de zender is voorzien van modulatiemiddelen (201) voor het moduleren van elke uitgezonden puls met een kode die een impulsieve auto-korre-latiefunktie (317) bevat, terwijl de ontvanger is voorzien van korrela-tiemiddelen (405) voor het korreleren van het ontvangen signaal gedurende elk pulsinterval met een replika van de uitgezonden kode en het produceren van een uitgangssignaal die een detektie indiceert van een uitgezonden signaal.

2. lonosfeersondeerstelsel volgens conclusie 1, m e t het kenmerk, dat de kode een komplementaire kode (311) is met twee delen, waarvan de afzonderlijke korrelatiefunkties (312) bij elkaar worden opgeteld voor het produceren van een impulsieve funktie (317).

3. lonosfeersondeerstelsel volgens conclusie 1 of 2,met het kenmerk, dat de kode gekozen kan worden uit een groot aantal kodes en de ontvanger in staat is om de kodes te ontvangen en te onderscheiden waardoor informatie door middel van de kodekeuze kan worden overgedragen.

4. lonosfeersondeerstelsel volgens een van de voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de zender is voorzien van een tijdkodemodus (211) en een modulatiestuureenheid (207) die naar keuze de sondeerkode (203) of de tijdkode aan de modulatiemiddelen toevoeren, en dat de ontvanger is voorzien van een soortgelijke tijdkodemodus (412) voor het leveren van dagtijdinformatie en het vergemakkelijken van de synchronisatie van de ontvanger met het ontvangen signaal.

5. lonosfeersondeerstelsel volgens een van de voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de synchrone signaaldetektie (501-513) gebruik maakt van middelen voor het kompenseren van frequen- tie- en fasevariaties in het ontvangen draaggolfisignaal.

6. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 5, m e t h e t kenmerk, dat het ontvangen signaal wordt toegevoerd aan sinus- en cosinusproduktdetektoren (503, 504) en dat een plaatselijk frequentie-signaal (505) aan de produktdetektoren wordt toegevoerd, waarbij de plaatselijke frequentie is afgeleid van het uitgezonden draaggolfsig-naal na het uitfilteren van de modulatie uit het ontvangen signaal, waarbij de uitgangen (512, 513) van de produktdetektoren zijn verbonden met respektievelijke reële en imaginaire kruiskorrelatoren (803, 804) en de uitgangen van de kruiskorrelatoren worden gekombineerd voor het leveren van de fase-ongevoelige modulus impulsresponsie (810).

7. Ionosfeersondeerstelsel volgens een van de voorgaande conclusies, met het kenmerk, dat de ontvanger is voorzien van een automatische sterkteregeling (AGC) en dat middelen aanwezig zijn voor het meten van het AGC niveau gedurende elke ontvangen puls.

8. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 7, m e t het kenmerk, dat middelen (813, 814) aanwezig zijn voor het modificeren van het gemeten ontvanger AGC niveau en wel zodanig dat het gemeten piekpulsresponsieniveau kan worden gekalibreerd.

9. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 8, m e t het kenmerk, dat middelen aanwezig zijn voor het meten van het gemiddelde ruisniveau in de ontvanger voorafgaande aan een meetinterval of venster als de piekpulsresponsie wordt gemeten.

10. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 9, m e t het kenmerk, dat een komparator (905) aanwezig is, zodat een uitgangssignaal wordt opgewekt telkens als de gemeten piek het gemiddelde ruisniveau met een bepaalde waarde overschrijdt.

11. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 10, met het kenmerk, dat de ontvanger is voorzien van middelen (811, 812) voor het registreren van de ontvangen signaalsterkte gemeten in dB, het gemeten ruisniveau en de modusstruktuur (pulsresponsie) voor elke uitgezonden frequentie.

12. Ionosfeersondeerstelsel volgens een van de voorafgaande con- clusies, met het kenmerk, dat de uitgezonden frequenties (301-306) pseudo-willekeurig worden gekozen en over de HF band zijn verdeeld.

13. Ionosfeersondeerstelsel volgens conclusie 12, met het kenmerk, dat elke frequentiepuls (301-306) een smalle band beslaat kleiner dan ongeveer 1 kHz.