SE450673B

SE450673B - Alert system, to indicate a person's presence in a given area

Info

Publication number: SE450673B
Application number: SE8100184A
Authority: SE
Inventors: H Inoue; H Ohashi; Y Takada
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Priority date: 1980-01-15
Filing date: 1981-01-14
Publication date: 1987-07-13
Also published as: GB2069206B; IT1210603B; DE3100936A1; GB2069206A; DE3100936C2; AU542678B2; FR2473764B1; DE3152533C2; IT8167033A0; FR2473764A1; AU6624081A; SE8100184L

Description

15 20 25 30 35 HO 450 673 2 illustreras av kurvan Va i.fig. 2 och av fig. 1d. När inspänningen Va underskrider det-förutbestämda tröskelvärdet VthL vid tidpunkten t1 (fig. 2, kurva Va), sänder tröskelkretsen 10 en utsignal till var- níngskretsen 6, som såsom framgår av kurvan VS i fig. 2 vid tidpunk- ten t1 avger en varningssignal för tändning av en lampa eller aktive- ring av en summer. 15 20 25 30 35 HO 450 673 2 is illustrated by the curve Va in fig. 2 and of Fig. 1d. When the input voltage Va falls below the predetermined threshold value VthL at time t1 (Fig. 2, curve Va), the threshold circuit 10 sends an output signal to the warning circuit 6, which, as can be seen from the curve VS in Fig. 2 at time t1, emits a warning signal. for lighting a lamp or activating a buzzer.

Vid konventionella detekteringsanläggningar av detta slag an- vänds två ledningar S och A, varför det vid kraftig vind finns risk att avståndet mellan de båda ledningarna ändras avsevärt. Dylika av- stàndsändringar ger upphov till icke önskade förändringar av kapaci- tansen C1 mellan de båda ledningarna, vilket medför risk för falska larm. När det område som skall skyddas är vidsträckt är dessutom in- stallationen av tvâ ledningar med sinsemellan konstant avstånd dyrbar samt ibland även komplicerad till följd av terrängens utseende.In conventional detection systems of this kind, two lines S and A are used, which is why in strong winds there is a risk that the distance between the two lines changes considerably. Such distance changes give rise to undesired changes in the capacitance C1 between the two lines, which entails a risk of false alarms. In addition, when the area to be protected is extensive, the installation of two pipes with a constant distance between them is expensive and sometimes also complicated due to the appearance of the terrain.

Detekteringskänsligheten påverkas dessutom kraftigt av föränd-_ ringar i den mellan antennledningen och jord bildade kapacitansen CC, som beror av antennens längd och av dess höjd över marken. Ett pro- blem vid de konventionella anläggningarna är därför att apparaturen inte nödvändigtvis får den avsedda känsligheten, eftersom dimensione- ríngen är utförd för genomsnittlig höjd och längd av antennledningen.In addition, the detection sensitivity is strongly affected by changes in the capacitance CC formed between the antenna line and ground, which depends on the length of the antenna and on its height above the ground. A problem with the conventional systems is therefore that the equipment does not necessarily have the intended sensitivity, since the dimensioning is carried out for the average height and length of the antenna cable.

Apparaturen är således avsedd för användning endast inom ett begränsat höjd- och längdområde för antennen. Anordnandet av ett ledningspar kan därtill vara svårt i praktiken till följd av omgivningen.The apparatus is thus intended for use only within a limited height and length range of the antenna. The arrangement of a pair of wires can also be difficult in practice due to the environment.

Ett ytterligare problem med den kända anläggningen är att falska varningar är benägna att uppträda till följd av uppkomsten av svävning mellan den till antennen matade högfrekvenssignalen och en hög överton till nätfrekvensen hos ett inom det skyddade området befintligt växelströmsnät. Dylik svävning ger upphov till en mycket låg frekvens, exempelvis mellan 0,1 och 2 Hz, och en dylik låg fre-- kvens kan passera bandpassfiltret 9 och förorsaka att larmkretsen 6 avger falsklarm. För undvikande av dylika falsklarm är det enligt amerikanska patentskriften H 66H H99 känt att den högfrekventa, till antennen matade oscillatorfrekvensen låses medelst en komplicerad frekvenslâsningskrets eller att larmutsígnalen göres overksam genom användning av utsignalen från en svävningsfrekvensdetektor (BFD) när nätfrekvensen antar sådant värde att den icke önskade svävningen uppkommer. Den förstnämnda åtgärden, nämligen användning av en fre- kvenslàsningskrets (FLC), är dock komplicerad och medför att anlägg- ningskostnaderna ökar, under det att den senare åtgärden är behäftad med den risken att larmdetekteríngen upphör med täta mellanrum. 10 15 20 25 30 35 HO 3 45n 673 Föreliggande uppfinning har till ändamål att eliminera de ovan nämnda, med den kända yarningsanläggningen förknippade problemen.A further problem with the known system is that false warnings are likely to occur due to the occurrence of hovering between the high frequency signal fed to the antenna and a high harmonic to the mains frequency of an AC network existing within the protected area. Such attenuation gives rise to a very low frequency, for example between 0.1 and 2 Hz, and such a low frequency can pass the bandpass filter 9 and cause the alarm circuit 6 to emit a false alarm. To avoid such false alarms, it is known from U.S. Patent No. H 66H H99 that the high frequency oscillator frequency supplied to the antenna is locked by means of a complicated frequency locking circuit or that the alarm signal is deactivated by using the output frequency detector (BFD). desired hovering arises. However, the first-mentioned measure, namely the use of a frequency locking circuit (FLC), is complicated and entails an increase in construction costs, while the latter measure has the risk that the alarm detection ceases at frequent intervals. The present invention has for its object to eliminate the above-mentioned problems associated with the known yarning plant.

Enligt uppfinningen uppnås detta medelst de åtgärder som redovisas i det bifogade patentkravets 1 kännetecknande del.According to the invention, this is achieved by means of the measures reported in the characterizing part of the appended claim 1.

Med en i enlighet med föreliggande uppfinning utförd anlägg- ning kan antalet ledningar kring det skyddade området minskas till en enda, vilket leder till sänkta kostnader för anläggningen. Upp- finningen medför vidare att känsligheten blir hög oberoende av varia- tioner i antennens längd eller höjd och att tillförlitligt skydd utan avbrottsperioder i anläggningen uppnås oberoende av nätfrekvensvaria- tioner och utan komplberade kretsar. _ _ Uppfinningen beskrives närmare nedan under_hänvisning'till bi- fogade ritning. Fig. la visar ett blockschema för ett exempel på en känd inträdesvarningsanläggning. Pig. 1b visar en ekvivalentkrets för anläggningen i fig. 1a. Pig. 1c illustrerar schematiskt en per- sons passage under anläggningens antenn. Pig. 1d är ett kurvdiagram som med avseende på positionerna i fig. 1c visar insignalens ändring ett olika till förstärkaren 7 i anläggningen enligt fig. 1a. Pig. 2 är kurvdiagram som visar kurvformerna för elektriska signaler i punkter i anläggningen enligt fig. 1a. Pig. 3a visar ett blockschema för en utföringsform av föreliggande uppfinning. Pig. Bb, 3c och 3d åskådliggör olika exempel på kopplingsimpedansen 2 i anläggningen en- ligt fig. 3a. Pig. 3e, 3f och 3g åskådliggör olika exempel på den i fig. 3a visade ingängsimpedansen 3. Pig. Ha är ett kurvdiagram som visar kurvformerna för elektriska signaler i olika punkter_i anlägg- ningen enligt fig. 3a. Pig. Hb illustrerar schematiskt en persons passage under antennen i den enligt föreliggande uppfinning utförda anläggningen. Pig. Hc är ett kurvdiagram som med avseende på positioner na i fig. Hb visar insignalens ändring till förstärkaren 7 i anlägg-^ ningen enligt fig. 3a. Pig. S är ett utföringsexempel som visar den detaljerade uppbyggnaden av oscillatorn 1 i fig. 3a. Pig. 6 visar mer i detalj_kretsschemat för den i fig. 3a àskàdliggjorda kretsen försedd med en oscillator enligt fig. 5. Pig. 7 är ett kurvdiagram som för àskàdliggörande av svävningselimineringen visar kurvformerna för elektriska signaler i olika delar av anläggningen enligt fig. 6. fig. 8 visar ett frekvensspektrum för àskàdliggörande av svävningen.With a plant constructed in accordance with the present invention, the number of lines around the protected area can be reduced to a single one, which leads to reduced costs for the plant. The invention further entails that the sensitivity becomes high regardless of variations in the length or height of the antenna and that reliable protection without interruption periods in the system is achieved regardless of mains frequency variations and without complexed circuits. The invention is described in more detail below with reference to the accompanying drawing. Fig. 1a shows a block diagram of an example of a known entry warning system. Pig. 1b shows an equivalent circuit for the plant in Fig. 1a. Pig. 1c schematically illustrates a person's passage under the plant's antenna. Pig. 1d is a graph showing with respect to the positions in Fig. 1c the change of the input signal a different to the amplifier 7 in the plant according to Fig. 1a. Pig. 2 is a graph showing the waveforms of electrical signals at points in the plant of FIG. 1a. Pig. 3a shows a block diagram of an embodiment of the present invention. Pig. Bb, 3c and 3d illustrate different examples of the coupling impedance 2 in the system according to Fig. 3a. Pig. 3e, 3f and 3g illustrate different examples of the input impedance 3 shown in Fig. 3a. Ha is a curve diagram showing the waveforms of electrical signals at different points in the plant according to Fig. 3a. Pig. Hb schematically illustrates a person's passage under the antenna in the plant constructed in accordance with the present invention. Pig. Hc is a graph showing, with respect to the positions na in Fig. Hb, the change of the input signal to the amplifier 7 in the plant according to Fig. 3a. Pig. S is an embodiment showing the detailed construction of the oscillator 1 in Fig. 3a. Pig. Fig. 6 shows in more detail the circuit diagram of the circuit illustrated in Fig. 3a provided with an oscillator according to Fig. 5. Figs. Fig. 7 is a curve diagram showing the waveforms of electrical signals in different parts of the plant according to Fig. 6 for illustrating the hover elimination. Fig. 8 shows a frequency spectrum for illustrating the hovering.

Pig. 9 visar blcckschemat för en modifierad utföringsform av en en- ligt uppfinningen utförd anläggning med eliminering av svävningsför- orsakade falsklarm. §ig¿_lQ visar ett frekvensspektrum avsett att Pig. 11a är ett kurvdiagram som visar relationen mellan detekteringsspänningen belysa svävningselimineringen vid anläggningen i fig. 9. 10 15 20 25 30 35 450 673 g ~ ¿\V och kapacitansen Cm för en som kopplingskondensator utförd kopplingsimpedans.vid föreliggande uppfinning. Pig; 11b är ett kurvdiagram som visar relationen mellan detekteringsspänningen ¿§V och resistansen Rm för en som kopplingsmotstånd utförd kopplingsim- pedans vid föreliggande uppfinning. Pig. 11c visar ett blockschema för en i enlighet med uppfinningen utförd kopplingsimpedans. Pig. 11d visar ett detaljerat kretsschema för en utföringsform av en enligt uppfinningen utförd kopplingsresistans. Pig. 11e visar ett detaljerat kretsschema för en utföringsform av en enligt uppfinningen utförd kopplingskapacitans.Pig. 9 shows the block diagram of a modified embodiment of a plant according to the invention with elimination of hover-induced false alarms. §Ig¿_lQ shows a frequency spectrum intended for Pig. 11a is a graph showing the relationship between the detection voltage illustrating the attenuation elimination at the plant in Fig. 9. 450 673 g ~ ¿\ V and the capacitance Cm of a coupling impedance designed as a coupling capacitor in the present invention. Pig; 11b is a graph showing the relationship between the detection voltage ¿§V and the resistance Rm of a coupling impedance performed as a coupling resistor in the present invention. Pig. 11c shows a block diagram of a switching impedance embodied in accordance with the invention. Pig. 11d shows a detailed circuit diagram for an embodiment of a coupling resistance embodied according to the invention. Pig. 11e shows a detailed circuit diagram for an embodiment of a switching capacitance embodied according to the invention.

Uppfinningen beskrives i detalj nedan under hänvisning till ig. 3a och efterföljande figurer, vilka åskådliggör olika utförings~ or r av uppfinningen. Pig. 3a visar ett blockschema för ett första utföringsexempel på uppfinningen. En antenn H är via en kopplingsim- pedans 2 ansluten till en högfrekvensoscillator 1 så att den från oscillatorn 1 kommande högfrekvensströmmen matas till antennen via kopplingsimpedansen 2. En ingångsimpedans 3 är kopplad mellan anten- nen H och jord, för högfrekvensspänningen över denna impedans 3 in- matas till ett signalbehandlingssteg 5 bestående av en förstärkare 7, en detektor 8, ett bandpassfilter 9 med mycket làg passbandsfrekvens, såsom 0,08 - 0,3 Hz, en"tröskelvärdesdetekteringskrets 10 och en larm- krets 6.The invention is described in detail below with reference to ig. 3a and the following figures, which illustrate various embodiments of the invention. Pig. 3a shows a block diagram of a first embodiment of the invention. An antenna H is connected via a switching impedance 2 to a high frequency oscillator 1 so that the high frequency current coming from the oscillator 1 is supplied to the antenna via the switching impedance 2. An input impedance 3 is connected between the antenna H and ground, for the high frequency voltage across this impedance 3 is fed to a signal processing stage 5 consisting of an amplifier 7, a detector 8, a bandpass filter 9 with a very low passband frequency, such as 0.08 - 0.3 Hz, a "threshold value detection circuit 10 and an alarm circuit 6.

Kopplingsimpedansen 2 utgöres exempelvis av en kondensator, en induktans eller en resistans, och beträffande värdet på denna impedans;ges en detaljerad förklaring nedan. Ingångsimpedansen 3 kan utgöras av en högresistiv eller högimpediv krets, exempelvis en LC-parallellresonanskrets som har en resonansfrekvens i huvudsak lika med frekvensen för oscillatorn 1 och som således uppvisar mycket hög impedans för denna frekvens.The coupling impedance 2 consists, for example, of a capacitor, an inductance or a resistance, and regarding the value of this impedance, a detailed explanation is given below. The input impedance 3 can be constituted by a high-resistivity or high-impedance circuit, for example an LC-parallel resonant circuit which has a resonant frequency substantially equal to the frequency of the oscillator 1 and which thus has a very high impedance for this frequency.

Förutsatt att impedansen mellan antennen H och jord är till- räckligt stor gäller, i det fall att ingen inkräktare finns, att den inducerade spänningen V ges av uttrycket C1 - V = __ __ ' e '(3) C1 + CO där C1 = kopplingsimpedansens 2 kapacitans CO = kapacitansen mellan antennen H och jord e = spänningen hos den från oscillatorn 1 kommande högfrekvens- signalen.Provided that the impedance between the antenna H and earth is sufficiently large, in the event that there is no intruder, the induced voltage V is given by the expression C1 - V = __ __ 'e' (3) C1 + CO where C1 = the coupling impedance 2 capacitance CO = the capacitance between the antenna H and ground e = the voltage of the high frequency signal coming from the oscillator 1.

Om inkräktarens kropp betraktas som en elektrisk ledare med 10 15 20 25 30 35 5 i 450 673 kapacitansen CM till antennen H gäller för den inducerade spänningen Va' följande ekvation C1 I V': e' (LL) 61 J' Co J' CM Denna inducerade spänning Va' förstärkes av förstärkaren 7, detekteras därefter i detektorkretsen 8 och matas, efter att ha pas- serat bandpassfiltret 9, till tröskelkretsen 10, i vilken värdet Va jämföres med ett förutbestämt tröskelvärde VthL.If the body of the intruder is considered as an electrical conductor with 10 15 20 25 30 35 5 in 450 673 the capacitance CM to the antenna H, for the induced voltage Va 'the following equation C1 I V': e '(LL) 61 J' Co J 'CM applies This induced voltage Va 'is amplified by the amplifier 7, is then detected in the detector circuit 8 and is fed, after passing the bandpass filter 9, to the threshold circuit 10, in which the value Va is compared with a predetermined threshold value VthL.

När en person såsom visas i fig. Hb passerar genom antennens U elektriska fält, kommer den induoerade spänningen till följd av kapacitansändringen CM att ändras i enlighet med kurvan'Va' i fig. ka, varför tröskelkretsens 10 inspänning Va kommer att ändras enligt kurvan Va i fig. Ha och enligt No. När inspänningen Va såsom framgår av kurvan Va i fig. Ua vid tidpunkten t1 blir lägre än det förutbe- stämda tröskelvärdet VthL kommer därför tröskelkretsen 10 att avge 1 Sän- der en varníngssignal till en lampa eller summer, vilket åskådliggö- res av kurvan VS i fig. Ha. en utsignal till larmkretsen 6, som därför vid denna tidpunkt t Såsom lätt inses är ekvationerna (3) ooh (H) i allt väsentligt desamma som ekvationerna (1) och (2). Det är därför uppenbart att det på samma sätt som vid den kända anläggningen enligt fig. 1a är möjligt att detektera en inkräktare med hjälp av spänningsändringen i anten- nen 4. Vid föreliggande uppfinning utgöres antennen av en enda led- ning, varför problemet med att kraftig vind skulle kunna ändra av- ståndet mellan två parallella antennledningar ej föreliggerf Dessutom minskas kostnaderna. Enda fordringen som ställs på antennkonstruk- tionen är att ledningens höjd över marken skall vara konstant. Efter- som en antennkonstruktion bestående av en enda ledning är mindre ut-_ satt för av vinden förorsakade vibrationer, blir risken för falska larm mindre. 4 Som kopplingsimpedans 2 kan även andra impedanser användas, exempelvis enii fig. 3c visad induktans, en i fig. 3d visad resistans eller en kombination av en kapacitans, en induktans och en resistans.As a person as shown in Fig. Hb passes through the electric field of the antenna U, the induced voltage due to the capacitance change CM will change according to the curve 'Va' in Fig. Ka, so that the input voltage Va of the threshold circuit 10 will change according to the curve Va in Fig. Ha and according to No. Therefore, when the input voltage Va, as shown by the curve Va in Fig. Ua at the time t1, becomes lower than the predetermined threshold value VthL, the threshold circuit 10 will emit 1 Sends a warning signal to a lamp or buzzer, as illustrated by the curve VS in Fig. Ha. an output signal to the alarm circuit 6, which therefore at this time t As will be readily understood, equations (3) ooh (H) are substantially the same as equations (1) and (2). It is therefore obvious that in the same way as in the known plant according to Fig. 1a it is possible to detect an intruder by means of the voltage change in the antenna 4. In the present invention the antenna is constituted by a single line, therefore the problem of strong winds could change the distance between two parallel antenna lines does not exist. In addition, costs are reduced. The only requirement placed on the antenna construction is that the height of the cable above the ground must be constant. Because an antenna structure consisting of a single wire is less exposed to wind-induced vibrations, the risk of false alarms is reduced. As coupling impedance 2, other impedances can also be used, for example an inductance shown in Fig. 3c, a resistance shown in Fig. 3d or a combination of a capacitance, an inductance and a resistance.

Som ingàngsimpedans 3 används vanligen en stor resistans (fig. 3e). Emellertid kan även andra ingångsimpedanser användas, exempelvis den i fig. 3f visade parallellresonanskretsen eller en i fig. 3g visad induktans. I det fall att resonanskretsen i fig. 3f används väljes dess resonansfrekvens vanligen så att den ligger nära högfrekvensoscil- latorns 1 svängningsfrekvens eller i huvudsak är densamma som denna. 10 15 20 25 30 35 H0 450 673 e Vid detektering av en inkräktare blir ändringen i förstärkarens in- signal mycket markant till följd av resonanskurvans kraftiga lutning, vilket medför att känsligheten blir stor. D Det är även möjligt att anordna en eller flera ytterligare an- tennledare UP kopplade i serie med en eller flera ytterligare kopp- lingsimpedanser och anslutna till en gemensam högfrekvensoscillator 1 och till en eller flera ytterligare signalbehandlingssteg.As input impedance 3, a large resistance is usually used (Fig. 3e). However, other input impedances can also be used, for example the parallel resonant circuit shown in Fig. 3f or an inductance shown in Fig. 3g. In the case where the resonant circuit of Fig. 3f is used, its resonant frequency is usually selected so that it is close to the oscillation frequency of the high-frequency oscillator 1 or is substantially the same as this. 10 15 20 25 30 35 H0 450 673 e When a intruder is detected, the change in the amplifier's input signal becomes very marked due to the strong slope of the resonant curve, which means that the sensitivity becomes large. D It is also possible to arrange one or more additional antenna conductors UP connected in series with one or more additional switching impedances and connected to a common high-frequency oscillator 1 and to one or more further signal processing stages.

Pig. 5 åskådliggör ett första exempel på en oscillator 1, med vilken larmanläggningen kan ges hög stabilitet gentemot övertonsfält från det vanliga växelspänningsnätet, så att det undvikes att anlägg- ningen avger falska larm till följd av svävning mellan de högre av dessa övertoner och oscillatorsignalen. Den i fig. 5 yisade,oscil- latorkonstruktionen utmärkes av att den innefattar en oscillatorkrets 15, som kan svänga vid två olika frekvenser och som omkopplas medelst en styrsignal, och en interferensdetekteringsanordning 19, som detek- terar làgfrekvent svävning och som avger den till oscillatorkretsen 15 matade styrsignalen.Pig. 5 illustrates a first example of an oscillator 1, with which the alarm system can be given high stability against harmonic fields from the usual AC mains, so that the system avoids false alarms due to hovering between the higher of these harmonics and the oscillator signal. The oscillator structure shown in Fig. 5 is characterized in that it comprises an oscillator circuit 15, which can oscillate at two different frequencies and which is switched by means of a control signal, and an interference detection device 19, which detects low-frequency hovering and which emits it to the oscillator circuit. 15 fed the control signal.

Svävningsdetekteríngsanordningen 19 innefattar en blandare 11, en med ett bandpassfilter försedd detektorkrets 12, en tröskelkrets 13 och en frekvensomkopplingsstyrkrets 1% i nu nämnd ordning samt av- ger frekvensomkopplingsstyrsignalen till oscillatorkretsen 15. Blan- darkretsen 11 blandar nätströmmen med oscillatorkretsens 15 högfre- kvensutsignal och avger blandningssignalen, dvs. en referenssvävnings- signal, mellan nätströmmens övertoner och högfrekvensutsígnalen. Den bandpassfifterförsedda detektorkretsen 12 likriktar blandningssignalen, dvs. den från blandningskretsen 11 kommande referenssvävningssignalen.The attenuation detection device 19 comprises a mixer 11, a detector circuit 12 provided with a bandpass filter, a threshold circuit 13 and a frequency switching control circuit 1% in the order now mentioned and outputs the frequency switching control signal to the oscillator circuit 15. The mixer circuit 11 mixes the mixing signal, i.e. a reference wave signal, between the harmonics of the mains current and the high frequency output signal. The bandpass filter equipped detector circuit 12 rectifies the mixing signal, i.e. the reference weaving signal coming from the mixing circuit 11.

Tröskelkretsen 13 avger en utsignal när svävningsfrekvensen blir låg och således detektorkretsens 12 utsignal blir större än en förutbe- stämd nivå. Prekvensomkopplingsstyrkretsen 1% är inrättad att avge en utsignal av hög eller låg nivå (H resp. L) och utgöres exempelvis av en av tröskelkretsens 13 utsignal driven T-vippa och en komparator som avger.frekvensomkopplingssignalen till oscillatorkretsen 15.The threshold circuit 13 emits an output signal when the hovering frequency becomes low and thus the output signal of the detector circuit 12 becomes greater than a predetermined level. The frequency switching control circuit 1% is arranged to emit an output signal of high or low level (H or L) and consists, for example, of a T-flip-flop driven by the output signal of the threshold circuit 13 and a comparator which emits the frequency switching signal to the oscillator circuit 15.

Kretsen i fig. 5 arbetar på följande sätt. När nätfrekvensen driver och švävningsfrekvensen gradvis sänks, tilltar svävningsutsig- nalens amplitud gradvis, vilket illustreras till vänster i fig. 7 kurva G. Svävningsdetektorns 12 utsignal, som utgör intergralan av i den av kurva H visade halvvågslikriktade signalen, tilltar härvid gradvis på det av kurva I visade sättet. Vid den tidpunkt då detek- ' torutsignalen (kurva I) överskrider en förutbestämd tröskelnivà Vßgh' avger tröskelkretsen 13 en i kurva J visad pulssignal, som bringar 10 15 20 30 35 450 673 7 vippan É frekvensomkopplingskretsen 1% att slà om så att utspänningen från denna krets 1ü'ändras. Kretsen 1U avger härefter en signal till oscillatorkretsen 15. Den detaljerade uppbyggnaden av kretsen i fig. 5 visas i fig. 6. Såsom framgår av fig. 6 påtryckes utsignalen L från frekvensomkopplingskretsens 1U komparator pà styret hos oscillator- kretsens 15 transistor FET2. Kretsen 15 är en RC-oscillator och änd- rar sin till antennen M matade utsignal vid ändring av den på sty- ret påtryckta spänningen. Medelst frekvensomkopplingen kommer fre- kvensen hos den av oscillatorkretsen 15 alstrade högfrekvenssignalen att övergå från sin hittillsvarande frekvens f01'till en annan fre- kvens foz såsom illustreras av kurva A i fig. 7 och av det i fig. 8 visade frekvensspektret, som visas uppdelat av nätfrekvensens över- toner. Frekvenserna f01 och fo? väljes så att följande relation gäl- ler foz - fO1 = nfAC + Af (5) där n = ett godtyckligt positivt heltal ll fAC nätfrekvensen Fn I I 13 en lägre frekvens än fAC, exempelvis uppgående till : _ f” I o,u LAC o,s fAC. M Hed svängningsfrekvenserna fO1 och foz valda på nyssnämnda sätt kommer, när endera av dessa frekvenser bildar en icke önskad, låg svävningsfrekvens tillsammans med en överton till nätfrekvensen, den andra svängnipgsfrekvensen icke att alstra någon märkbar låg- frekvent svävning. Genom omkoppling från frekvensen fO1 till frekven- sen foz blir därför svävningsamplituden liten och svävningsfrekvensen mycket hög, varför risken för falskt larm elimineras. Samtidigt blir svävningsdetektorns 12 utsignal liten, varför även tröskelkretsens 13 utsignal blir liten, men vippan kvarstannar i samma tillstånd tills en annan utsignal avges från tröskelkretsen 13. Vid utförings- formen enligt fig¿ 5 och 6 undvikes sålunda oönskade falsklarm, för- orsakade av svävning beroende på interferens mellan oscillatorfre- kvensen och_övertoner till nätfrekvensen, därigenom att svängnings- frekvensen omkopplas från den svävningsförorsakande frekvensen till den frekvens som inte ger upphov till svävning. När frekvensen foz börjar alstra en svävning med nätfrekvensens övertoner avges en yt- terligare puls till frekvensomkopplingsstyrkretsen 1% så att oscil- latorkretsen 15 bringas omkopplas sin frekvens till den andra fre- kvensen_fO1.The circuit of Fig. 5 operates in the following manner. As the mains frequency drives and the hovering frequency gradually decreases, the amplitude of the hovering signal gradually increases, as illustrated on the left in Fig. 7 of curve G. The output of the hovering detector 12, which constitutes the integral of the half-wave rectified signal shown by curve H, gradually increases on that of curve In the manner shown. At the time when the detector output signal (curve I) exceeds a predetermined threshold level Vßgh ', the threshold circuit 13 emits a pulse signal shown in curve J, which causes the flip-flop É the frequency switching circuit 1 to switch off so that the output voltage this circuit is changed. The circuit 1U then outputs a signal to the oscillator circuit 15. The detailed structure of the circuit of Fig. 5 is shown in Fig. 6. As shown in Fig. 6, the output signal L from the comparator of the frequency switching circuit 1U is applied to the control of the transistor FET2 of the oscillator circuit 15. The circuit 15 is an RC oscillator and changes its output signal to the antenna M by changing the voltage applied to the handlebar. By means of the frequency switching, the frequency of the high-frequency signal generated by the oscillator circuit 15 will change from its current frequency f01 to another frequency foz as illustrated by curve A in Fig. 7 and by the frequency spectrum shown in Fig. 8, which is shown divided. of the harmonics of the mains frequency. Frequencies f01 and fo? is chosen so that the following relation applies foz - fO1 = nfAC + Af (5) where n = an arbitrary positive integer ll fAC the mains frequency Fn II 13 a lower frequency than fAC, for example amounting to: _ f ”I o, u LAC o , s fAC. If the oscillation frequencies fO1 and foz selected in the manner just mentioned, when either of these frequencies forms an undesired, low oscillation frequency together with a harmonic to the mains frequency, the other oscillation frequency will not produce any appreciable low-frequency oscillation. By switching from the frequency fO1 to the frequency foz, the hovering amplitude is therefore small and the hovering frequency is very high, so the risk of false alarms is eliminated. At the same time, the output signal of the hovering detector 12 becomes small, so that the output signal of the threshold circuit 13 also becomes small, but the flip-flop remains in the same state until another output signal is emitted from the threshold circuit 13. In the embodiment according to Figures 5 and 6, undesired false alarms caused by hovering are thus avoided. due to interference between the oscillator frequency and harmonics to the mains frequency, in that the oscillation frequency is switched from the oscillation-causing frequency to the frequency which does not give rise to oscillation. When the frequency foz begins to produce a surge with the harmonics of the mains frequency, an additional pulse is emitted to the frequency switching control circuit 1% so that the oscillator circuit 15 is caused to switch its frequency to the second frequency_fO1.

Såsom redan framgått avges förstärkarens 7 utspänning till 10 15 20 25 30 35 450 673 s detektorn 8 i signalbehandlingssteget 5. Detektorutsignalens ampli- tud, och således även amplituden av bandpassfiltrets 8 utsignal, ökar såsom visas av kurvorna C och D i fig. I blir hög. En dylik, 7 när svävningsnivån av svävningen förorsakad nivåändring medför emel- lertid icke att tröskelkretsen 10 avger någon utsignal, eftersom tröskelnivåerna HthH och VthL i denna krets är valda så att de ej förorsakar någon reaktion vid en dylik utsignal från bandpassfiltret.As already stated, the output voltage of the amplifier 7 is output to the detector 8 in the signal processing step 5. The amplitude of the detector output signal, and thus also the amplitude of the output signal of the bandpass filter 8, increases as shown by curves C and D in Fig. 1. high. However, when the level of hovering caused by the hovering level change does not cause the threshold circuit 10 to emit any output signal, since the threshold levels HthH and VthL in this circuit are selected so as not to cause any reaction at such an output of the bandpass filter.

Det föredragna passbandet för detta filter har empiriskt befunnits vara 0,08 - 0,3 Hz, varvid en íﬂkfäkfäre som befinner sig 1,5 m från antennen kan detekteras. Även om frekvensomkoppling är den åtgärd som vidtagas i det i fig. 5 och 6 visade utföringsexemplet, sker detektering av.¿nbrott eller obehörigt tillträde på samma sätt som vid den i fig. 3a visade utföringsformen, för vars funktion redogjorts under hänvisning till fig. H. Inkräktaren förorsakar således en spänningsändring i antennen H, och denna ändring bearbetas i signalbehandlingskretsen 5, i vilken tröskelkretsen 10 triggar larmkretsen 6 när bandpassfiltrets 9 utsig- nal underskrider den förutbestämda nivån VthL.The preferred passband for this filter has been empirically found to be 0.08 - 0.3 Hz, whereby a loop located 1.5 m from the antenna can be detected. Although frequency switching is the action taken in the embodiment shown in Figs. 5 and 6, detection of break-in or unauthorized access takes place in the same way as in the embodiment shown in Fig. 3a, the function of which is explained with reference to Figs. H. The intruder thus causes a voltage change in the antenna H, and this change is processed in the signal processing circuit 5, in which the threshold circuit 10 triggers the alarm circuit 6 when the output signal of the bandpass filter 9 falls below the predetermined level VthL.

I fig. 9 visas blockschemat för en annan utföringsform av upp- finningen, vid vilken - för undvikande av icke önskade falsklarm för- orsakade av lågfrekvent"svävning - två olika frekvenser fo1 och foz ständigt alstras samtidigt av två i oscillatorn 1 ingående oscillator- kretsar 15', 15". Utöver dessa båda oscillatorkretsar ingår i oscil- latorn även en blandare 152, som blandar de båda oscillatorfrekvenser- na fO1 oÉh!f02 oåh därefter matar dem till antennen 4 via kopplinga- impedansen 2. Signalbehandlingssteget 5 är vid detta utföringsexempel försett med ett par avstämda förstärkare 7, 7' med avstämningsfrekven- serna f01 resp. foz. Dessa förstärkare följs av tillhörande detektorer 8 resp. 8', bandpassfilter 9 resp. 9' och tröskelkretsar 10 resp. 10'.Fig. 9 shows the block diagram of another embodiment of the invention, in which - in order to avoid undesired false alarms caused by low-frequency "hovering" two different frequencies fo1 and foz are constantly generated simultaneously by two oscillator circuits included in the oscillator 1. 15 ', 15 ". In addition to these two oscillator circuits, the oscillator also includes a mixer 152, which mixes the two oscillator frequencies f01 oÉh! F02 oåh and then supplies them to the antenna 4 via the coupling impedance 2. In this embodiment the signal processing step 5 is provided with a pair of tuned amplifiers. 7, 7 'with the tuning frequencies f01 resp. foz. These amplifiers are monitored by associated detectors 8 resp. 8 ', bandpass filter 9 resp. 9 'and threshold circuits 10 resp. 10 '.

Tröskelkretsarnas utgångsklämmor är anslutna till var sin ingång på en OCH-grind 28, efter vilken följer en larmkrets 6. Frekvenserna f 01 och foz väljes så att följande, i fig. 10 antydda relation gäller _ foz - fo1 = nfAc + [lf (5) där n = ett godtyckligt positivt heltal _ fACs nätfrekvensen [lf = en lägre frekvens än fAC, exempelvis uppgående till O,U fAC - 0,6 fm.The output terminals of the threshold circuits are connected to their respective inputs on an AND gate 28, followed by an alarm circuit 6. The frequencies f01 and foz are selected so that the following relation, indicated in Fig. 10, applies _ foz - fo1 = nfAc + [lf (5 ) where n = an arbitrary positive integer _ fACs the mains frequency [lf = a lower frequency than fAC, for example amounting to 0, U fAC - 0.6 fm.

M n - u s ß .. n ned svangningsfrekvenserna fO1 och foz valca pa nyssnamnda Satt kommer, när endera av dessa frekvenser bildar en icke önskad lå s E 10 15 20 25 30 35 HO 9 “ 450 673 svävningsfrekvens tillsammans med en överton av nätfrekvensen, den andra svängníngsfrekvensen icke att alstra någon märkbar låg- frekvent svävning. Även vid förekomst av frekvensdrift, vilket skul- le kunna ge upphov till lågfrekvent svävning med en av frekvenserna, kommer därför endast en av tröskelkretsarna 10, 10' att avge en ut- ignal, varför OCH-grinden 28 ej kommer att aktivera larmkretsen.M n - us ß .. n down the oscillation frequencies fO1 and foz valca on the aforesaid Satt will, when either of these frequencies form an undesired lock s E 10 15 20 25 30 35 HO 9 “450 673 oscillation frequency together with a harmonic of the mains frequency, the second oscillation frequency does not produce any noticeable low-frequency oscillation. Therefore, even in the presence of frequency operation, which could give rise to low-frequency hovering with one of the frequencies, only one of the threshold circuits 10, 10 'will emit an output, so that the AND gate 28 will not activate the alarm circuit.

När däremot en inkräktare uppträder, kommer båda bandpassfiltren 9, 9' att avge utsignaler för aktivering av båda tröskelkretsarna 10, 10', kretsen 6 för att därigenom ge larm om personens inträde. varför OCH-grinden 28 kommer att avge en utsignal till larm- Undersökning har skett av relationen mellan värdena på kopp- lingsimpedansen 2 och antennimpedansen 4. Pig. 11a visar relationen mellan kapacitansen Cm hos en kapacitivt utformad kopplingsimpedans 2 och spänningsändringens [XV storlek på antennen U vid en till 1 pF uppgående ändring av kapacitansen CO (mellan antennen H och jord).On the other hand, when an intruder occurs, both bandpass filters 9, 9 'will emit outputs for activating both threshold circuits 10, 10', the circuit 6 to thereby give an alarm about the person's entry. why AND gate 28 will emit an output signal to alarm- Examination has taken place of the relationship between the values of the coupling impedance 2 and the antenna impedance 4. Figs. 11a shows the relationship between the capacitance Cm of a capacitively designed switching impedance 2 and the magnitude of the voltage change [XV of the antenna U at a change of capacitance CO up to 1 pF (between the antenna H and ground).

Parametern utgöres av värdet på denna kapacitans Co. Denna kurvskara Visar att spänningsändringen1ÄV, dvs. detektorutsignalen, har ett maximivärde med avseende på ändringen av kopplingskondensatorns kapa- citansvärde Cm och att optimala tillstånd uppträder när kopplingskapa- citansen Cm är i det närmaste lika med kapacitansen CO. Härav kan den slutsatsen dragas, att kopplingskapacitansen Cm företrädesvis skall väljas i huvudsak lika med kapacitansen Co.The parameter consists of the value of this capacitance Co. This curve shows that the voltage change1ÄV, ie. the detector output signal, has a maximum value with respect to the change of the capacitance value Cm of the switching capacitor and that optimal conditions occur when the switching capacitance Cm is almost equal to the capacitance CO. From this it can be concluded that the coupling capacitance Cm should preferably be selected substantially equal to the capacitance Co.

Undersökning har även utförts av relationen mellan värdena på kopplingsresistansen Rm vid en som resistans utformad kopplingsimpedans 2 och spänningsändringens AV storlek på antennen H vid en till 1 pP uppgående ändring av kapacitansen CO mellan antennen H och jord, se fig. 11b. Parametern utgöres av kapacitansens Co värde. Oscillator- frekvensen är omkring 10 kHz. Denna kurvskara visar att spännings- ändringen AV, dvs. detektorutsignalen, har ett maximivärde med av- seende på resistansvärdets Rm ändring och att optimala tillstånd upp- träder när impedansen Zm är i det närmaste lika med kondensatorns Co impedans.Investigation has also been carried out of the relationship between the values of the coupling resistance Rm at a coupling impedance 2 designed as a resistor and the magnitude of the voltage change of the antenna H in the case of a change of capacitance CO between the antenna H and earth up to 1 pP, see Fig. 11b. The parameter consists of the Co value of the capacitance. The oscillator frequency is about 10 kHz. This curve shows that the voltage change OFF, ie. the detector output signal, has a maximum value with respect to the change of the resistance value Rm and that optimal conditions occur when the impedance Zm is almost equal to the co impedance of the capacitor.

För att maximal detekteringsutsignal skall erhållas är det av ovanstående'uppenbart att kopplíngsimpedansens 2 värde idealt bör ges ett värde i huvudsak lika med impedansen mellan antennen U och jord eller med andra ord så att spänningen mellan antennen ß:och jord i huvudsak blir hälften av den till kopplingsimpedansens 2 ingångssida matade spšggingen. Av jämförelse mellan fig. 11a och fig. 11b framgår vidare att/ingångsresistansen Rin = l Mil gäller att om Co > 50 pF så leder användning av en resistans som kopplingsimpedansen 2 till högsta utspänningen, under det att om C < 50 F en kondensator som O P 10 15 20 25 30 35 HO 450 675 10 kopplingsimpedansen 2 ger högsta utspänningen. _ Pig. 11c visar_ett exempel på en krets som'möjliggör den ovan nämnda ideala injusteringen av kopplingsimpedansen. Denna kopplings- impedans 2 innefattar härvid en variabel impedans 18, vars impedans- värde styrs av en signal från en impedansstyrningskrets 16. Den va- riabla impedansen 18 kan exempelvis utgöras av en variabel kapaci- tansdiod, vars kapacitans ändras medelst en på densamma påtryckt lik- spänning. I kretsen 2 ingår även en integrerande krets 17 eller ett lågpassfilter med mycket låg gränsfrekvens. Denna krets 17 integrerar den vid detektorkretsens 8 utgånšklämma 81 befintliga spänningen samt matar den integrerade eller i lågpassfiltret behandlade utsignalen till impedansstyrkretsen 16. Nyssnämnda kretsar bildar tillsammans med ingångsimpedansen 3, ingångsförstärkaren 7 och detektorn 8 en åter- kopplingsslinga, som fungerar enligt följande. När utsignalen vid klämman 81 sänks från en förutbestämd nivå och därför även utsignalen från integreringskretsen 17 sjunker, kommer den sänkta spänningen att påtryckas på styret av en fälteffekttransistor som bildar den variabla impedansen 18. Härigenom sänks denna transistors verksamma emitter- -kollektorresistans. Denna ändring av emitter-kollektorresistansen styr kopplingsimpedansen 2 på sådant sätt att utsignalen vid kläm- man 81 stiger till sitt~förutbestämda värde. Med hjälp av detta åter- kopplingsförfarande injusteras antennens U spänning till spänningen vid kopplingsimpedansens 2 ingångssida. Integrerings- eller lågpass- filterkretsen 17 förefinns härvid för att detta styrförlopp, dvs. denna ändring av kopplingsimpedansen 2, ej skall äga rum när en re- lativt snabb förändring av antennspänningen förorsakas tiII följd av detektering av en inkräktare. Kretsen 17 dimensioneras sålunda så att den ej avger någon utsignal när spänningsändringen är snabb nog att kunna ha förorsakats av en människokropps rörelse. Detta innebär således att slingan reagerar så långsamt att de till följd av det obehöriga tillträdet förorsakade detekteringssignalerna icke elimine- ras av återkopplingsfunktionen.In order to obtain the maximum detection output signal, it is obvious from the above that the value of the coupling impedance 2 should ideally be given a value substantially equal to the impedance between the antenna U and ground or in other words so that the voltage between the antenna ß: and ground becomes substantially half of it. fed to the input side of the coupling impedance 2. From a comparison between Fig. 11a and Fig. 11b it further appears that the input resistance Rin = 1 Mil holds that if Co> 50 pF then the use of a resistance as the coupling impedance 2 leads to the highest output voltage, while if C <50 F a capacitor which OP 10 15 20 25 30 35 HO 450 675 10 the switching impedance 2 gives the highest output voltage. _ Pig. 11c shows an example of a circuit which enables the above-mentioned ideal adjustment of the switching impedance. This switching impedance 2 here comprises a variable impedance 18, the impedance value of which is controlled by a signal from an impedance control circuit 16. The variable impedance 18 can for instance consist of a variable capacitance diode, the capacitance of which is changed by means of an equal pressure applied thereto. - voltage. Circuit 2 also includes an integrating circuit 17 or a low-pass filter with a very low cut-off frequency. This circuit 17 integrates the voltage present at the output terminal 81 of the detector circuit 8 and supplies the integrated output signal processed in the low-pass filter to the impedance control circuit 16. The above-mentioned circuits together with the input impedance 3, the input amplifier 7 and the detector 8 operate as a feedback loop. When the output signal at terminal 81 is lowered from a predetermined level and therefore also the output signal from the integrating circuit 17 drops, the lowered voltage will be applied to the control of a field effect transistor forming the variable impedance 18. This lowers the effective emitter-collector resistance of this transistor. This change of the emitter-collector resistance controls the switching impedance 2 in such a way that the output signal at the terminal 81 rises to its predetermined value. Using this feedback method, the voltage of the antenna U is adjusted to the voltage at the input side of the switching impedance 2. The integration or low-pass filter circuit 17 is present in this case because this control process, i.e. this change of the coupling impedance 2 should not take place when a relatively rapid change of the antenna voltage is caused as a result of the detection of an intruder. The circuit 17 is thus dimensioned so that it does not emit any output signal when the voltage change is fast enough to have been caused by the movement of a human body. This means that the loop reacts so slowly that the detection signals caused by the unauthorized access are not eliminated by the feedback function.

Pig. 11d är ett kopplingsschema som mer i detalj åskådliggör uppbygganden av det i fig. 11c visade kopplingsimpedanspartiet. Kret- sen i fig. 11d motsvarar den mellan oscillatorn 1 och antennen Q in- kopplade kopplingsimpedansen 2 i fig. 8. Integreringskretsen 17 inne- fattar en känd operationsförstärkare. Det variabla impedanselementet 18 utgöres av en fälteffekttransistor FET1, och impedansstyrnings- kretsen 16 är försedd med ett variabelt motstånd VR18 för manuell inställning av impedansstyrningen på optimalt läge. 10 15 20 11 t 450 673 Pig. 11e visar ännu ett exempel pà en kopplingsimpedans 2 med automatisk inställning. Härvid är ett antal kondensatorer Ca, Cb, CC, Cd, Ce, Cf, Cg och Ch inkopplade mellan en gemensam punkt och en ana- log strömställare (multiplexor) 181, som är förbunden med oscillatorn 1. Analogströmställaren 181 styrs av en åtta bitars analog/digital- omvandlare 180. I kretsen ingår även en inïegrerande krets 17, en impedansstyrningskrets 16 och en förstärkare 182, vars utsignal ma- tas till analog/digital-omvandlaren. I det visade exemplet omkopplar analogströmställaren 181 kondensatorerna i 28 = 256 kapacitanssteg ge- nom att bilda olika kombinationer av kondensatorerna, varjämte den åstadkommer injustering av kopplingskapacitansen till det värde som ger en antennspänning svarande mot omkring hälften av den fnàn oscil- latorn 1 erhållna spänningen.Pig. 11d is a circuit diagram illustrating in more detail the construction of the coupling impedance portion shown in Fig. 11c. The circuit in Fig. 11d corresponds to the switching impedance 2 connected between the oscillator 1 and the antenna Q in Fig. 8. The integration circuit 17 comprises a known operational amplifier. The variable impedance element 18 consists of a field effect transistor FET1, and the impedance control circuit 16 is provided with a variable resistor VR18 for manually setting the impedance control to the optimum position. 10 15 20 11 t 450 673 Pig. 11e shows another example of a switching impedance 2 with automatic setting. In this case, a number of capacitors Ca, Cb, CC, Cd, Ce, Cf, Cg and Ch are connected between a common point and an analog switch (multiplexer) 181, which is connected to the oscillator 1. The analog switch 181 is controlled by an eight-bit analog-to-digital converter 180. The circuit also includes an integrating circuit 17, an impedance control circuit 16 and an amplifier 182, the output of which is fed to the analog-to-digital converter. In the example shown, the analog switch 181 switches the capacitors in 28 = 256 capacitance steps by forming different combinations of the capacitors, and it also adjusts the switching capacitance to the value which gives an antenna voltage corresponding to about half of the voltage obtained from the oscillator 1.

Medelst den ovan beskrivna återkopplingsslingan, i vilken den variabla ímpedansen 2 ingår, injusteras den från oscillatorn 1 till antennen U matade högfrekvensspänningen till högsta möjliga värde obe- roende av variationer av antennens kapacitans CO till jord, dvs. obe- roende av variationer i längd, höjd och antal av de till kopplingsim- pedansen anslutna antennerna. Av denna anledning är anläggningen mycket lätt att installera.By means of the feedback loop described above, in which the variable impedance 2 is included, the high frequency voltage supplied from the oscillator 1 to the antenna U is adjusted to the highest possible value regardless of variations of the antenna capacitance CO to ground, ie. regardless of variations in length, height and number of the antennas connected to the coupling impedance. For this reason, the system is very easy to install.

Claims

450 673 12 Patent claims

A warning system for indicating a person's presence in a given area, the system comprising on the one hand an antenna (4) arranged around said area and isolated from the ground, and on the other hand an oscillator (1) for supplying an alternating voltage signal to the antenna, on the one hand a switching impedance means (2) located between the output terminal of the oscillator and the antenna, and on the other hand output signal generating signal processing means (5) responsive to a voltage change above a predetermined level occurring in the antenna alternating voltage signal, the oscillator comprising oscillator circuit (15), which switches its oscillation frequency in response to a control signal supplied to the circuit, characterized in that the oscillator further comprises an attenuation detection circuit (19) for detecting oscillation between the oscillator output frequency and the mains current over the mains current. a control signal in response to a hover signal with one above a fore tdetermined level lying amplitude.

Warning system according to Claim 1, characterized in that the frequency-switchable oscillator circuit (15) is switchable for oscillation at a first oscillation frequency fo] or a second oscillation frequency foz for which the following relation applies: 'S02 "fm =" fAc "'Ssf" where n is an arbitrary positive integer, the fAC frequency of an AC signal which with the oscillator signal generates an attenuation and ¿5f a frequency which is lower than the frequency fAC.

Alarm system according to Claim 1, characterized in that the oscillator (1) comprises a first oscillator circuit with a frequency f01 and a second oscillator circuit with a frequency foz, the following relation being applied to these frequencies' 'lfoz' fm = FAc * Af where n is an arbitrary positive integer, fAC the frequency of an alternating current signal which generates an attenuation with the oscillator signal and Af a frequency which is lower than the frequency fAC, 450 and in that said signal processing means comprise partly signal separating means for separating a first signal with 02, partly a first signal processing circuit and a second signal processing frequency foï and a second signal with the frequency fling circuit, and partly an output circuit which emits an output signal only when both the first and the second signal processing circuit emit output signals.

4. A warning system according to claim 1, characterized in that said coupling impedance means comprises a means for varying the impedance in order to achieve optimum detection sensitivity. _

5. A warning system according to claim 4, characterized in that said switching impedance means is constituted by a voltage-controlled impedance circuit which is controlled by the output signal of the signal processing means.

A warning system according to claim 5, characterized in that said coupling impedance means is controlled to such a value that the voltage supplied to the antenna becomes substantially 50% of the voltage supplied from the oscillator to the coupling impedance means.