SE435971B - Digital spektralanalysatoranordning - Google Patents

Description

l0 15 20 25 30 ivsozsšëlá sinusformiga signaler av frekvens fl, f2 ... fq, vilka sinusformiga signaler används i anordningar för frekvens- multiplexsändning, i synnerhet mellan automatiska telefon- centraler eller - växlingar (R2-kod; SOCOTEL M.P.-kod) eller mellan abonnenter och telefoncentraler (tryckknapps- eller siffervalskoder).

Fördelar med uppfinningen De väsentligaste fördelarna med uppfinningen kan samman- fattas såsom följer: de sekvenser som skall behandlas kan ha en godtyck- lig längd NT; den föreslagna analysatoranordningen möjliggör mätning av den spektraltäthet som sammanhör med dels en frek- vens f, dels en grupp av frekvenser f och dels en ansamling frekvenser tillhörande följande omrâde: 0 < f < åï; frekvenserna f är icke nödvändigtvis speciella frek- venser såsom fallet är vid sådana digitala analysato- "rer som utnyttjar 'IPD-metoden (f = ä? med 0 s r -ç N-l) utan de kan ha godtyckliga värden; för det fall att signalerna har ändlig varaktighet är det möjligt att uppnå en godtycklig analysfinhet eller -upplösning, så att med andra ord gränsen för frekvensupplösning Af = %, som begränsar de konven- tionella analysatorernas möjligheter, här kan vara utomordentlig vid ökning av N, åtminstone varje gång som man kan genomföra mätningen över en tillräckligt lång tid 1; den föreslagna analysatoranordningen är väl lämpad för en automatisk och programmerad behandling av signaler- nä..

Det nya och kännetecknande för uppfinningen framgår av patentkravens kännetecknande delar. 10 15 20 25 30 35 7965656-2 Utföringsexempel Uppfinningen kommer att förstås bättre och ytterligare kännetecken och fördelar kommer att framgå av nedanstående beskrivning av utföringsexempel åtföljda av teoretiska över- läggningar och illustrerade medelst bifogad ritning, på vilken - figurerna la och lb utgör sammanställningar av diagram, som visar den parallella utvecklingen av en tids- variabel signal och dess frekvenstransform under lop- pet av behandlingen medelst en anordning enligt upp- finningen; - figurerna 2 och 3 visar ekvivalenta schemor för per- fekta resonatorer; - figur U visar ett utföringsexempel för en anordning för mätning av spektraltäthet hos en signal x(t) och/ eller spektraltätheten hos samverkansspektrumet för två signaler x(t) och x'(t); - figur 5 visar schema för en anordning för mätning av spektral energitäthet, som utnyttjas vid mottagning och avspaning av frekvenser hos en multifrekvenskodad digital signal, och - figur 6 visar schema för en anordning för mätning av spektralkomposanters amplitud, som utnyttjas i sam- ma syfte som anordningen enligt figur 5.

En analysatoranordning enligt uppfinningen är i princip användbar för varje signal x(t), som satisfierar följande betingelser: 1) den är begränsad; 2) +w X(t) är ändligt 3) såväl antalet diskontinuiteter som antalet maxima och minima för x(t) är ändligt; 4) x(t) har ett begränsat spektrum, vilket innebär att transformen X(f) är lika med noll utanför ett inter- vall -FM till +FM.

Vid utövandet av uppfinningen, och ifall så icke redan skett, samplas signalen X(t) vid frekvensen Fe = %, varvid 10 15 20 25 30 35 1903636-2 Fe > ZPM, varefter kvantifiering och linjär kodning sker för att åstadkomma en digital följd, som här betecknas med x*(nT) och som går genom ett digitalt tidsfilter med bredd 1 = NT och bestående av en begränsningsslits, som väger samplen så- som en funktion av deras ordningstal n (0 < n < N - 1).

Ifall vägningslagen representeras av u(nT), erhåller man på utgången hos tidsfíltret signalen: e*(nT) = xflnT). . íu(nT) (0 s n s N - l) Det kan i förbigående påpekas, att användningen av ett digitalt tidsfilter möjliggör behandling av signaler x(t), som icke satisfierar betingelsen 3), såsom x(t) = APsin2vfpt.

Under det att E%(f), X*Yf) och U(f) representerar transformerna av e*, x*'respektive u ger Plancherel's teorem: ' B* = x**nuf> På grund av begränsningsslitsens betydelse vid utövandet av uppfinningen är det lämpligt att undersöka dess struktur närmare i detalj.

Funktionen U(f) beror naturligtvis på tidsbredden 1 = NT men framför allt på den matematiska representationen av u(nT), eller av u(t), i fortfarighetstillståndet.

I fallet med utnyttjande av den enklaste slitsen, dvs en rektangulär slits definierad genom: I T u(t)=1för-2s 4-2- u = o för [fl >§ varvid den transformerade funktionen U(f) lyder: sinnfr U(f) T U(f) har en huvudlob med maximal amplitud G0 = I för f = 0 och en total bredd Afo = å och sekundäralober med bredd %, som omväxlande är negativa och positiva med svagt minskande storlek (-l3 dB, -l8 dB ... ). Det är i flertalet fall lämpligt att utnyttja en slits, som bringar de sekundära loberna till en acceptabel nivå för att minska interferenser- na mellan signaler som tillhör olika band hos spektrumet.

Påpekas bör även, att ändringen av U(f) i närheten av f = 0 bör icke vara för stor såsom funktion av avvikelser Af. Ifall man betraktar applikationer vid mottagning av 10 15 20 25 30 35 7903656-'2 multifrekvenssignaler, så är i själva verket de ingående frekvenserna f definierade med en tolerans -Afp, och efter- som den korresponderande perfekta resonatorn är avstämd till den nominella frekvensen fp, så uppkommer ett fel vid mät- ningen av X(fp).

Det ideala spektrumet borde bestå av en rektangel, så att U(f) = I för - % < f < % och U(f) = 0 utanför dessa gränser.

Den korresponderande tidsslitsen definieras teoretiskt genom följande formel: sin2nÉ u(t) = T Zwï I och detta är icke realiserbart på grund av obegränsad varak- tighet.

Det påpekas i alla fall, att u(t) uppvisar en huvud- tidslob av bredd 2r och sekundärlober av minskande amplitud och med bredd I.

Tekniken erbjuder ett visst antal slitsar, som förverkli- gar en kompromiss mellan den rektangulära tidsslitsen och den teoretiska slitsen för ett rektangulärt spektrum.

Denna kompromiss består vid vissa utföringsformer i att bilda tidsslitsen med total bredd 1 genom superposition av k+l begränsade cosinformiga slitsar av frekvenser ä (k = 0, 1, 2 ... ) och amplituder ao, ul ... uk med ao + ul + ak = l. k En cosinusoidal slits av frekvens T har ett spektrum med två huvudlober centrerade vid frekvenserna É % och vars amplituder har förtecknet (-l)k. Man förstår, att de cosínusoidala slitsarnas huvudlober kan korrespondera mot sekundära lober hos den rektangulära slítsens spektrum med ... + lika amplituder och motsatta förtecken.

Under det att man erinrar sig, att Pourier-transforma- tionen är en linjär operation, lägger man märke till att det resulterande spektrum utgör summan av spektra för kompo- santslitsarna.

Genom att låta dels talet k och dels värdena på ao, al ... uk variera uppnår man således sekundära lober av 10 15 20 25 30 35 7903656-2 betydligt reducerad storlek på grund av förteckenskompense- ringar mellan olika tidskomposanters lober. Denna fördel åtföljes emellertid av en vidgning av den resulterande huvudloben.

Bland slitsar eller fönster av sådan typ som ofta an- vänds kan man nämna följande: I a) Hamming-fönstret enligt följande formel: uH(t) = 0,54 + 0,40 cos znš, där - å < t < Huvudloben har en total bredd: 2AfH = 4Af0 É och en maximal amplitud GH = 0,541, medan sekundär- n N|~1 loberna har en nivå lägre än -40 dB. b) Blackman-fönstret enligt följande formel: uB(t) 0,02 + 0,5 cos Éåï + 0,08 cos 323, där - T < t < å.

Huvudloben har en total bredd: 2AfB = 6Af0 = É och en maximal amplitud GB = 0,H2r, medan sekundär- Nfll loberna ligger vid en nivå lägre än -80 dB.

Tiden t kvantifieras och mäts i multipler nT. Fönstret öppnar sig för n = 0 och sluts för n = N - l.

Man har således: uH(nT> = 0,50 - 0,00 cos 2¶%, där 0 < n < N - 1, och uB(nT> = 0,02 - 0,5 cos zwå + 0,00 cos u¶§ där 0 < n < N - l.

De vikter som bör påverka amplituden hos varje sampel såsom en funktion av dess ordningstal n är bestämda genom ovanstående formler.

Vid mätningen av spektralnivåerna för de nominella frekvenserna fi och fj är det nödvändigt att frekvensskill- naden mellan huvudlobens mitt och endera kanten med oändlig dämpning är mindre än eller lika med Afij = [fi - fil. Med andra ord är i fallet med ett Hamming-fönster: TH = = NT 9 Aš och i fallet med ett Blackman-fönster: _ ij 3 TB ' NT > Af.. ' Ifall deššutom frekvenserna fi och fj hos det uppmätta spektrumet är bestämda med en tolerans iAfp, kommer återigen fönstrens eller slitsarnas minimibredder att öka, så att följande erhålles: = N'T och 2 T > ---:-- H Afij Afp 10 15 20 25 30 79036564 ' a f = Nff > ---- B Afij - Afp T ex i fallet med mottagning av multifrekvenssignaler enligt SOCOTEL M.F.-koden är frekvenserna åtskilda med 200 Hz och var och en bestämd med en tolerans av É 20 Hz, var- vid man således finner: f TH 3 ll ms och 1 TB ; l6,5 ms, vilket innebär att med T = 0,125 ms är: I N = 88 respektive I N = l32.

Ifall ovanstående resultat beaktas, kan man konstatera att för ett givet spektrum med en total bredd ZAF ökar var- aktígheten I för tidsfönstret eller -slitsen, medan den energinivå minskar som kan tolereras i sekundärloberna.

Man kan således skriva: ( u l för det rektangulära fönstret _ a ( ÅF-?(U. ( u = 3 för Blackman-fönstret 2 för Hamming-fönstret Det existerar ett flertal andra slits- eller fönster- typer, exempelvis sådana för vilka man kan utföra syntesen på basis av en mall av det önskade spektrumet. Man kan i synnerhet nämna de transformerade fönstren för ett filter med Tchebyscheff-struktur, som inskriver i följande modell, där man endast beaktar de positiva värdena av f (halv- spektrum): ma Amin I fallet med applikation på systemet SOCOTEL M.F. med: = 0,2 dB inom Afp = 20 Hz Amin = 38 dB utanför f = 180 HZ (AF) erhåller man T = 9 ms.

A X dB inom passbandet Afp dB inom dämpningsbandet utanför Afíj - Af IIläX Formeln AF = % ger a = 1,6.

Man konstaterar, att vad gäller bredden T är fönstret enligt Tchebyscheff beläget mellan det rektangulära fönstret (u = 1) och Hemming-fönstret. Det förhåller sig på samma sätt för den energi som förloras i sekundärloberna, efter- som filtret med Tchebyscheff-struktur inom dämpningszonen l0 15 20 25 30 35 7903656-2 äger ett stort antal lober med maximinivå lika med -Amin, medan spektrumet hos Hamming-fönstret har ett begränsat antal sekundärlober med signifikativa amplituder, eftersom de övriga minskar snabbt efter den tredje.

Valet av fönster beror således slutligen på en kompromiss mellan den önskade precisionen vid mätningen av spektralenergin och varaktigheten av mätningen. Ifall man vill uppnå en hög precision och undvika inverkan av inter- ferenser till följd av sekundära lober, väljer man före- trädesvis ett Blackman-fönster (a N 3). Ifall man däremot önskar en kort operationstid, väljer man ett fönster sådant som Tchebyscheff-fönstret (u N 1,5).

Teorin medger representation av parallellbehandlingen av digitala signaler och deras transformer från x(t) till sänt) och x till E*.

Här föredras att antaga den grafiska representationen framför den matematiska utvecklingen, som även om den är mera omotsäglig riskerar att dölja de fysikaliska realite- terna på grund av dess alltför komplexa symbolism.

I syfte att vinna klarhet betraktar man dessutom en signal x(t), vars spektrum endast innefattar tvâ diskreta frekvenser fi och fj, så att följande uttryck kan upp- ställas: X(t) = Xi sin2 wfit + Xj sin(2¶fjt - dij) Utvidgning till en signal, som innefattar ett större antal diskreta frekvenser eller en signal med ett kontinuer- ligt spektrum, kan sedan lätt genomföras.

I den fortsatta framställningen hänvisas således till bifogad ritning, som har sex figurer, av vilka några har ett flertal delfigurer och vars innehåll framgår av nedan- stående.

I figur la visar den högra kolumnen etapper hos ut- vecklingen av signalen x(t), medan den vänstra kolumnen visar steg i utvecklingen av spektraltransformen x(f).

Dessa parallella etapper eller steg fördelar sig så- som följer: - Vid l-l visas till höger signalen x(t), som i prin- cip är obegränsad i tiden medan i den vänstra del- l0 15 20 25 30 35 7903656 -2 figuren visas spektrumet X(f), som består av fyra lin- jer vid :fi och ïfj, vars amplituder är: Xi/2 och Xj/2 måttsenheter.

- Vid l-2 visas Dirac's “tidskam" med period T enligt uttrycket: 00 Z5(t - AT) till höger, medan dess spektraltransform, Ä=-°° dvs Dirac's "frekvenskam" med perioden Fe = % och enligt uttrycket: % Ä~:í(f - å) i figuren till vänster, men begränsat av rittekniska skäl till tre tänder korresponderande mot A = -l, A = 0 och A = 1.

Vid l-3 visas till höger den enkla produkten mellan x(t) och Dirac's tidskam, dvs x”(nT). Modulen till X*(f) transformerad från x*(nT), som är produkten av konvolution av X(f) med Dirac's frekvenskam, visas i den vänstra delfiguren. Där har man en grupp av linje- spektra, hos vilka varje element innefattar fyra lin- jer av frekvens AFE + fi, AFe + fj, AFQ - fi och med amplituder Xi/2T(för fi) eller Xj/ZT (för fj).

Vid l-4 visas till höger fönstret enligt funktionen u(t) för 0 4 t 4 1, medan i den vänstra delfiguren visas dess kontinuerliga spektrum U(f) med maximal amplitud G för f = 0. Under förutsättning att man i spektraltransformationsserien slutligen bör återfin- na amplituderna Xi och Xj tillhörande frekvenserna fi och fj, så kommer samtliga sampel u(nT), som definierar beëfiïßnfiäsfönstret, att multipliceras med 2T/G.

Vid l-5 visas i den högra delfiguren den enkla pro- dukten e*(nT) av u(nT) med x*(nT), och i den vänstra delfiguren visas modulen till konvolutionsprodukten e*(f) av u(f) med X*(f). Det rör sig denna gång om ett multibandspektrum, som uppkommer ur linje- spektrumet enligt l-3, där varje linje, ifall man 10 15 20 25 30 35 7903656-2 10 bortser från närvaron av sekundärlober hos spektrumet U(f), är omgiven av ett eget band av total bredd 2a/T.

De amplituder som korresponderar mot frekvenserna weïfiod1Eeïfjärxí fönstrets egenskaper är lika som de som angivits ovan.

De efterföljande diagrammen l-6, 1-7, 1-8 och l-9, som visas i figur lb, kommer att tolkas i nedanstående del av respektive Xj, ifall beskrivningen av uppfinningen.

Det är signalen 2% eaQ(nT), som behandlas medelst den eller de perfekta resonatorerna vid frekvensen fp.

En perfekt resonator representeras med avseende på sin teoretiska struktur av figur 2. Den innefattar dels - en digital adderare 2-1 med två ingångar, av vilka den ena mottager signalen 2% e9í(nT); och en utgång; och dels - en enhetsfördröjningskrets 2-2, som ger enhetsfördröj- ningen T och som å ena sidan är ansluten till addera- rens 2-l utgång och å andra sidan är ansluten till in- gången hos en multiplikator 2-3, vilken har en multi- plikationsfaktor lika med exp(j2¶fp) och vars utgång är ansluten till den digitala adderarens 2-1 andra in- gång. ' I Den sökta signalen (yr*'+ jyš*) erhålles från den "komplexa" utgången hos adderaren 2-l. Överföringsfunktíonen för den perfekta resonatorn enligt figur 2 kan skrivas: 4 = 1 HP (z) l - exp(2¶fPT) . z- och pulsgensvaret: hp*(kT) = eXp(j2¶fPkT) = cos zflfpkï + j sin zflfpkw Multipliceringsfaktorn exp(j2wfPT) har ingen fysisk existens. Dessutom är det nödvändigt att samtidigt erhålla yr* och ysfi. Detta är orsaken till att man i själva verket ersätter den teoretiska perfekta resonatorn enligt figur 2 med den perfekta resonatorn enligt figur 3, som till sin funktion är lika med den förra. Ifall man skriver om Hä*Kz) så att den erhåller reela faktorer i nämnaren, på följande sätt: 10 15 20 25 30 35 7903656-2 11 -l . -l , (l - z cos Znf T) + jz sin 2nf T H (2) = P _, _7P P 1 - 2 . z '_ + z ' så lägger man märke till att den perfekta resonatorn enligt figur 3 har strukturen av ett bikvadratiskt rekursivt digi- talt filter, vars nämnare har två konjugerade rötter, näm- ligen eXp(j2¶fpT) och exp(-j2nfPT).

Denna resonator innefattar: - dels en första adderare 3-l, som är försedd med tre ingångar och en utgång, och en andra adderare 3-2, som är försedd med två ingångar och en utgång C, var- vid den första adderarens 3-l utgång är ansluten till en ingång hos den andra adderaren, - dels en första och en andra fördröjningskrets 3-3 respektive 3-4, vilka är seriekopplade och vardera ger en enhetsfördröjning T, - dels en första digital multiplikator 3-5, som mul- tiplicerar med en faktor 2 cos 2¶f T och som är in- kopplad mellan den första fördröjníngskretsens 3-3 utgång och den första ingången hos den första addera- ren 3-1, - dels en andra digital multiplikator 3-6, som multipli- cerar med -l och som är inkopplad mellan den andra fördröjningskretsens 3-U utgång och den andra in- gången hos den första adderaren 3-1, - dels en tredje digital multiplikator 3-7, som mul- tiplicerar med sin 2nfPT och som är inkopplad mellan den första fördröjningskretsens 3-3 utgång och en utgång S ("sin"-utgången), där man uttager den imagi- nära delen yS*'av den sökta signalen, - dels en fjärde digital multiplikator 3-8, som multi- plicerar med -cos 2¶fPT och som är inkopplad mellan den första fördröjníngskretsens 3-3 utgång och den andra ingången hos den andra adderaren 3-2.

Signalen gå e*(nT) leds till den tredje ingången hos den första adderaren 3-l.

Den reela delen yr*:av den sökta signalen uttages från utgången C ("cosín"-utgången).

Med hjälp av figur lb kan man fortsätta skärskådningen lÛ 15 20 25 30 35 7903656-2 12 av de parallella utvecklingarna av signalen e*(nT) och dess transform Exïf).

Nedan genomgås successivt figur lb, som längst upp återger delfigurerna l-5 enligt figur la.

Vid l-6 visas i den vänstra delfiguren det linjespektrum som definieras genom: Hpšuï) = -ÉT Ä =>:_w[s(f - fp - 2%) + s(f + fp - å] och till höger visas inverstransformen: cos 2¶fPkT.

Vid l-7 visas till vänster det linjespektrum som de- finieras genom: . +m * Hpsflf) = å? Ä :zflopuf - fp - e) - af + fp - å] och till höger visas inverstransformen: sin 2¶f kT.

Vid l-8 visas i den vänstra delfiguren den enkla produk- ten Yr*(f) av E*(f), som visats vid 1-5, med linje- spektrumet enligt l-6 och i den högra delfiguren visas konvolutionsprodukten av ínverstransformerna, således yr* = }x(fp)| . cos zwfpkï' (med k > N), när fp = f..

Vid l-9 visas till vänster den enkla produkten Yš*(f) av E*(f), som visats vid l-5, med linjespektrumet en- ligt l-7, och i den högra delfiguren visas konvolutions- produkten för inverstransformerna, således: ys* = §X N), när fp = fi.

Storheterna yr°*och yS*} som utgör de sökta storheter- na, uppträder på utgångarna C respektive S hos den perfekta resonatorn enligt figur 3.

Figur 4 visar schema för en anordning enligt förelig- gande uppfinning, vilken anordning medger simultan mätning av spektraltätheten hos en signal x(t) för två frekvenser fl och fz och/eller mätning av spektraltätheten hos inter- aktionsspektrumet för två signaler x(t) och x'(t) vid en enstaka frekvens fl.

De två signalerna antages vara samplade i förväg med frekvensen Fe 5 %- och sedan kvantifierade och kodade.

Figur H är uppdelad medelst en linje A-B i två halv- 10 15 20 25 30 35 7903656-2 13 figurer a och b. Halvfiguren a visar de kretsorgan som be- handlar X*(nT) vid frekvensen fl, medan halvfiguren b visar de kretsorgan som fullständigt behandlar x'*(nT) vid samma frekvens fl - eller delvis behandlar x*(nT) för en annan frekvens f2.

Enligt figurhalvan a multiplicerar ett tidsdigitalt fil- ter, som symboliserats medelst en multiplikator H-la, samplen x*(nT) med amplituderna 2% u (nT) ur ett beflfififininßsfönster inskrivna i ett fast minne 4-2a, varvid u(nT) är noll utan- för intervallet D s n 6 N - l och G representerar maximala amplituden hos transformen U*ïf) från u(nT).

De signaler e;WnT) som härrör från H-la inträder i ett läs-skriv-minne 4-3a, som exempelvis utgöres av ett åter- kopplat skiftregister, som registrerar N sampel av e*ïnT).

Dessa N sampel behandlas av en perfekt resonator H-Ha med en överföringsfunktion Hl*(z), som är avstämd till frekven- sen fl och som har den struktur som visats i figur 3. På resonatorns U-Ha utgångar Ca och Sa erhålles efter utloppet av en tid I = NT de sökta signalerna: X(f1)cos 2nfakT och X(fl)sin 2¶fakT.

Hos den högra delen av figurhalvan a visas två omkopp- lare H-Ea och H-Ba med vardera två kontakter a och b. Ut- gångarna Ca och Sa är anslutna till kontakterna a hos om- kopplaren 4-Sa respektive omkopplaren 4-Ba.

En multiplicerare H-7a har sina två ingångar anslutna till utgången Ca respektive omkopplaren H-5a. Likaledes är en multiplicerare H-8a ansluten med sina två ingångar till utgången Sa respektive omkopplaren H-Ba. Multiplicerarnas H-7a och H-8a utgångssignaler läggs ihop i en adderare 4-9a. Ifall omkopplarna H-5a och H-6a ligger i läget a, uppträder på adderarens H-9a utgång den sökta storheten |x(fl> 12.

I figurhalvan b är H-lb, H-2b och H-3b mutatis mutandis lika som sina motsvarigheter H-la, 4-2a och 4-3a. Läs- -skriv-minnets H-3b utgång är ansluten till en kontakt b hos en omkopplare H-10 med två lägen, vars andra kontakt a är ansluten till utgången hos U-3a. Omkopplaren H-10 är ansluten till ingången hos en perfekt resonator H-Hb, som 10 15 20 25 30 35 7903656-2 14 har en överföringsfunkticn H2*(z) och som är avstämd: - antingen till samma frekvens fl som H-Ha, när anord- ningen enligt figur 4 är avsedd för mätning av spektraltätheten hos interaktionsspektrumet för sig- nalerna x(t) och x'(t), varvid omkopplaren 4-10 lig- ger i läget b, - eller till frekvensen f2, när den är avsedd att sam- tidigt mäta spektraltätheten för x(t) vid två frek- venser fl och f2, varvid omkopplaren H-10 ligger i läget a.

Pâ den perfekta resonatorns H-Hb utgångar Cb och Sb uppträder efter utloppet av tiden r = NT de respektive sök- ta signalerna: X(f2)cos 2nf2kT och X(f2)sin 2¶f2kT, ifall omkopplaren 4-10 ligger i läget a, och: X'(fl)cos 2¶flkT och X'(fl)sin 2¶flkT, ifall omkopplaren 4-l0 ligger i läget b.

Till höger hos figurhalvan b är två omkopplare H-Sb och H-Bb med vardera två kontakter a och b inritade. Ut- gångarna Cf och Sf är anslutna till kontakterna a hos 4-5b respektive 4-Bb.

En multiplicerare 4-7b har sina två ingångar anslutna till utgången Cb respektive omkopplaren 4-5b. På samma sätt har en multiplicerare 4-Bb sina två ingångar anslutna var för sig till utgången Sh och omkopplaren 4-6b.

Multiplicerarnas 4-7b och H-8b utgångssignaler läggs ihop ~ eller subtraheras - i ett omkopplingsbart organ 4-Qb, som är en adderare, ifall H-5a, 4-6a, 4-5b, 4-Bb och 4-10 ligger i läget a, och en subtraherare, ifall de ligger i läget b. I förstnämnda fall uppträder på utgången 4-9b den sökta storheten |X(f2)|2.

För att säkerställa mätningen av interaktionsspektral- tätheten, vilken mätning utföres, när de fem omkopplarna ligger i läge b, anordnas följande förbindelser mellan organen till höger hos sektionerna a) och b): mellan Ca och kontakten b hos 4-Bb; mellan Sa och kontakten b hos 4-5b; mellan Cb och kontakten b hos 4-Sa; 10 15 20 25 30 35 7903656-2 15 mellan Sb och kontakten b hos U-Ba.

Under dessa betingelser och under det att man med @ betecknar fasdifferensen mellan komposanterna av frekvens fl hos x(t) och x'(t) kan signalparen på ingångarna till 4-7a, 4-8a, 4-7b och H-Sb uttryckas såsom följer: hos H-7a: X(fl) cos 2nflkT och X'(fl) cos (2¶flkT-ç) hos M-8a: X(fl) sin 2¶flkT och X'(fl) sin (2¶flkT-o) hos 4-7b: X(fl) sin 2¶flkT och X'(fl) cos (2¶flkT-a) hos H-8b: X(fl) cos 2nflkT och X'(fl) sin (2¶flkT-ç) På utgången hos H-9a bildas: X(fl) . X'(fl) cosç, och på utgången hos H-9b, som i detta fall tjänstgör såsom subtraherare: X(f1) . X'(fl) sina, vilka utgör de två sökta storheterna.

De perfekta resonatorernas H-Ha och H-Mb koefficienter, som korresponderar mot frekvensen fl eller frekvensparet f f2, Det bör säkerställas, att de perfekta resonatorernas 1, kan inskrivas i ett fast minne 4-ll.

H-Ma och H-Hb fördröjningskretsar 3-3 och 3-H efter passage av N sampel in i läs-skriv-minnena H-3a och M-3b kommer att nollställas, så att det blir möjligt att behandla en ny sekvens om N sampel antingen för samma frekvenser fl och f2 eller för andra frekvenser, vars koefficienter tillämp- liga på H-Ha och 4-ßb erhålles från det fasta minnet 4-ll.

Denna nollställning kan genomföras medelst organ, som icke visats i figur H och som exempelvis är styrda medelst minnena 4-3a och H-3b själva.

Exempel l på användning av en anordning enligt före- liggande uppfinning vid mottagande av multifrekvens- kodade digitala signaler Sådana telefonväxlar som utnyttjar ett flertal multi- frekvenssignalkoder såsom "R2-koden" eller "SOCOTEL-multi- frekvenskoden" för signallering mellan växeln eller också "Clavier-koden" för signalleringen mellan en abonnent- telefon och en växel eller central. Dessa koder är bildade av en kombination av två frekvenser valda från q (där q är lika med 6, 7 eller 8). 10 15 20 25 30 35 79-03656-2 16 De flesta multifrekvensmottagare är konstruerade enligt en arbetsprincip, som innebär dels användning av selektiva dämpningsfilter centrerade på de frekvenser som skall detek- teras och dels beräkning av den diskreta Fourier-transformen av en följd av N sampel tagna av den ingångssignal som skall avkodas. ' ' Båda dessa metoder är behäftade med nackdelar. Den förstnämnda erfordrar användning av mycket selektiva och förhållandevis kostbara smalbandiga filter. Den andra är lämplig för "R2-koden" och "SOCOTEL-multifrekvenskoden", varvid kodernas frekvenser är belägna enligt en aritmetisk serie men icke kan utnyttjas i fallet med "Clavier-koden", som är sammansatt av frekvenser enligt en geometrisk serie.

Figur 5 visar blockschema för en frekvensanalysator för mätning av effektnivåns fördelning på var och en av de q (här: q = 8) förutbestämda frekvenserna.

Signalen x(t) är av följande form: x(t) = Xi sin Znfit + Xj sin(2¶fjt - çij) + vissa strö- eller restsignaler, varvid fi och fj är två av de åtta kod- frekvenserna, medan Xi och Xj är respektive amplituder och çij är fasdifferensen mellan sinuskurvorna.

Efter sampling och eventuell kvantifiering och kodning förs den resulterande signalen x*(nT) till ett tidsdigitalt filter, som symboliserats medelst multiplikatorn 5-l, som multiplicerar x*(nT) med amplituderna åIu(nT) för ett be- gränsningsfönster inskrivet i ett fast minne 5-2, varvid u(nT) är lika med noll utanför intervallet 0 < n < N - l och G representerar den maximala amplituden av transformen U*(f) av u(nT).

De signaler e*(nT) som härrör från 5-l behandlas me- delst en grupp av åtta perfekta resonatorer, som var och en har två utgångar C och S och som ritats inom en rek- _ tangel 5-3 och är betecknade med 5-31 till 5-38. Dessa resonatorer är parallellkopplade och avstämda till var sin av de åtta frekvenserna hos den betraktade koden.

Ett fast minne 5-H innehåller värdena på koefficienterna 2 cos 2¶fpT; -cos 2nfpT; sin 2nfpT för samtliga frekvenser för de olika koderna som analysatorn är avsedd att mot- 10 15 20 25 30 35 1903656-2 17 taga. Dessa koefficienter sänds till de perfekta resonatorer- na 5-3l till 5-38 via förbindelser 5-Hl till 5-H8.

Utgångarna C och S hos varje perfekt resonator är anslutna till var sin multiplikatorf 5-5lc respektive 5-5ls, 5-52c respektive 5-52s, ... 5-58c respektive 5-58s.

Utgångssignalerna från varje multiplikatorpar adderas i adderare såsom 5-Bl, 5-62, ... 5-68.

Adderarnas 5-Bi och 5-6j utgångar levererar de sökta storheterna Xiz och Xjz efter den tid T = T som följer efter uppträdandet av det första signifikativa samplet på ingången till multiplikatorn 5-l.

De övriga adderarnas utgångar kan likaledes leverera nivåinformationer, som är betydligt mindre än Xiz och Xjz.

Det rör sig i synnerhet om olika stör- eller strösignaler, som sammanhör med övertonerna nfi och n'fj till kodsigna- lerna. I det samplade spektrumet uppträder i själva verket frekvenserna nfi É mfe, n'fj i m'Fe, som kan vara lika med en annan frekvens fk enligt koden eller närliggande frek- venser. Enligt systemets konstruktion kan emellertid icke nivån av dessa stör- eller strösignaler i förhållande till X.2 och Xiz och n'f. hos den utsända signalen såsom den är definierad vara större än nivån av övertonerna nfi genom specifikationerna för de olika multifrekvenskod- systemen ("R2", "M.F.SOCOTEL","Clavier").

Ett logiskt beslutsorgan 5-7 medger klassificering av nivåerna Xi , X. ..., jämförelse av desamma och av- görande av huruvidå de svarar mot en kod enligt specifika- tionerna.

Enligt uppfinningens princip erhålles mätningen av Xiz och Xj efter tiden r = NT. Konventionella organ, som icke visats i figur 5 och som eventuellt är anslutna till 5-7, kan vara anordnade för att återställa fördröjnings~ kretsarna hos ifrågavarande resonatorer 5-3l till 5-38 till utgångstillståndet, när k ; N. Samma organ bör även säkerställa återöppníng av begränsningsfönstret eller -slitsen, som stängs efter passage av N sampel, dvs efter tiden I. Valet av tidpunkten MT > NT för återgång till initialtillståndet lämnas för övrigt till användarens 10 15 20 25 30 35 7903656-2 18 gottfinnande, eftersom i princip Xiz och Xjz icke längre varierar efter tiden NT.

Exempel 2 på en anordning enligt uppfinningen för mot- tagande av multifrekvenskodade digitala signaler De digitala signalerna för de multifrekvenskoder som nämnts ovan under beskrivningen av det första utförings- exemplet har en samplingsfrekvens Fe = 1/T = 8000 Hz, som är större än fyra gånger den högsta frekvensen av de kod- frekvenser som skall detekteras (1980 Hz för "R2-koden").

Man har således mera än fyra sampel per period för repre- sentationen av de tidsberoende vågformerna för de detektera- de kodfrekvenserna, och teoretiska analyser visar att det är tillräckligt att observera företeelserna på "cosinus- utgången" eller "sinus-utgängen" hos de perfekta resona- torerna enligt figur 3.

Figur 6 visar schema för en frekvensanalysator för mätning av de relativa amplituderna av de sinusformer som utgör bärare av de q förutbestämda kodfrekvenserna.

Liksom i det första exemplet har man en signal X(T) av formen x(t) = Xi sin Zwfit + X_ sin (2¶fjt - àij) + vis- sa strösignaler, vilken signal x(%) behandlas medelst organ 6-l och 6-2 likartade med sina motsvarigheter 5-l och 5-2 enligt figur 5.

De signaler e*(nT) som avges av 6-1 behandlas medelst en grupp om åtta inbördes likadana perfekta resonatorer 6-31 till 6-38, vilka är visade inuti en rektangel 6-3 och vilka har en enda utgång var, nämligen "sinus-utgångar" betecknas medelst S1, S2 ... S8. Dessa resonatorer är parallellanslutna och avstämda till var sin av de åtta ifrågavarande kodfrekvenserna.

Inuti blocket 6-Sl, som avsiktligt förstorats, har visats resonatorns element, vilka skiljer sig från figur 3 genom utelämnande av adderaren 3-2 och multiplikatorn 3-8.

De övriga resonatorerna 6-32 till 6-38 är likadant utförda som 6-31.

I ett fast minne 6-H är värdena lagrade av de två koefficienterna: 2 cos 2¶fpT och sin 2nfPT för samtliga frekvenser för olika koder som analysatorn är avsedd att 10 15 20 25 30 35 ?903656"2 19 mottaga. Dessa koefficienter sänds till de perfekta resona- torerna 6-31 till 6-38 via förbindelser 6-ul till 6-H8.

Funktionsbeskrivningen till analysatorn enligt figur 6 från ingången fram till utgängarna S1 - S8 blir likadan som funktíonsbeskrivningen ovan för analysatorn enligt figur 5.

Signalen x(t) är av följande form: x(t) = Xi sin 2¶fit + Xj sin (2¶fjt - Qij) + olika resterande strösignaler.

Resonatorernas 6-3i och 6-3j utgångar Si respektive Sj är bärare av följande samplade signaler: yi* = Xi sin 2nfikT och yjX = Xj sin 2nfjkT som gäller för k > N eller efter en tid 1 2 NT, som representerar den totala bredden av tidsfönstret eller -slit- sen 6-2.

Från k = Ü (början) till k = N kan de digitala signa- lerna på utgångarna Si och Sj approximativt representeras av: yi* = e. sin znfikt sin 2nfíkT ökar exponentiellt från 0 till Xi respektive Yj* = 9 där ai och e «_1.L_1. |_- från 0 till Xj, när k varierar från O till N.

Anordningen enligt figur 6 bör vara försedd med organ som medger uttagande av de digitala storheterna Xi och Xj.

Sådana organ är visade till höger i figuren och utgöres i själva verket av digitala amplituddetektorer.

Var och en av utgångarna S1 - S8 är ansluten till ingången på en digital likriktarkrets såsom 6-51 (6-52, 6-58), som på sin utgång levererar detabsoluta värdet av varje sampel av ingångssignalen.

Kretsarnas 6-5l till 6-58 åtta utgångar är anslutna till ingången på var sitt digitalt lågpassfilter (6-51 till 6-68). Strukturen av dessa digitala filter är visad inuti en rektangel eller ett block 6-61, som avsiktligt förstorats. Blocket 6-61 innefattar en adderare a, som är försedd med två ingångar, av vilka en ingång mottager de digitala signaler som avges av kretsen 6-51, och en utgång, en fördröjningskrets, som betecknats med b, åstad- kommer fördröjning med tidsenheten T och är ansluten mel- 10 l5 20 25 30 35 1903656-2 20 lan adderarens a utgång och ingången på en multiplikator c, som multiplicerar med A(A s l) och vars utgång är återkopp- lad till den andra ingången hos adderaren a. Dessa filter är således av rekursiv typ av första ordningen med en över- förings- eller transferfunktion i z: 19%) = Z z - A Pulssvaret för ett sådant filter utgöres av följande samplade exponentialfunktion: dfikT) = ä' ekmgAafi - kT) k + 0 varvid exempelvis på filtrets 6-6i utgång den digitala signa- len är lika med konvolutionsprodukten mellan yi* och d*(kT).

För k > N närmar sig denna produkt mot det sökta värdet Xi (multiplicerad med 2/n) med vågor av amplitud större eller mindre än A och kortare eller längre än dess maximala värde l, som motsvarar stabilitetströskeln för filtren 5-61 till B-68. Vart och ett av filtren 6-Bl till 6-68 kan eventuellt efterföljas av en aritmetisk medelvärdeskrets såsom 6-71 (6-72 ... 6-78), som möjliggör att tillförsäkra "utjämning" av de digitala signaler som avges av dessa filter.

Ett logiskt beslutsorgan 6-8 möjliggör klassificering av amplituderna Xi, X. ..., jämförelse av dem och att be- sluta huruvida de tillhör en kod enligt specifikationerna.

Okvisitionstiden för Xi och Xj ökar i beroende av hur mycket A skiljer sig från l. Den är i alla händelser större än minimivärdet 1 = NT. Den effektiva tiden för mätningen är således längre än den som behövs för anordningen enligt figur 5. Fördelen med föreliggande anordning ligger i en minskning av det antal multiplikationer med tidsenheten som behövs för erhållandet av XP. Även om principerna för föreliggande uppfinning ovan har beskrivits i samband med särskilda utföringsexempel, torde det vara klart att denna beskrivning endast tjänar till att exemplifiera uppfinningen och icke till att be- gränsa uppfinningens omfattning.

Claims (6)

7903656-2 21 Patentkrav

1. Digital spektralanalysatoranordning för analys av spektret till en signal x(t) med en spektral transform X(f) (med -Fe/2 < f < Fe/2), i förväg samplad vid en frekvens Fe = 1/T, kvantifierad och linjärt kodad för åstadkommande av en digital serie x'(nT), vilken anordning är avsedd för mätning av den spektrala energitätheten hos signalen och vilken anordning innefattar dels ett begräns- ningsfönster (U-2a) med en bredd T = NT för behandling av x'(nT), dels en perfekt digital resonator (4-Ha) försedd med en utgång S, som benämns "sinus-utgång", och en utgång C, som benämns "cosinus-utgång", i förening med ett fast minne (3-5, 3-8, 3-7), i vilket ett antal q kombinationer eller grupper av tre koefficienter (2 cos 2nfPT, -cos 2nfPT, sin 2nfpT) är lagrade vilka korresponderar mot q analysfre- kvenser, k ä n n e t e c k n a d därav att den innefattar - dels ett läs-skriv-minne (U-3a), som består av ett skiftregister, som är återkopplat och inkopplat mel- lan begränsningsfönstrets utgång och den perfekta resonatorns ingång och som tjänar till registrering av N sampel, och - dels nollställningsorgan för nollställning av en första och en andra fördröjningskrets hos den per- fekta resonatorn efter passage av de N samplen som registrerats i läs-skriv-minnet.

2. Digital spektralanalysatoranordning enligt patent- kravet 1, avsedd för mätning av spektraltätheten för inter- aktionsspektret för två signaler x(t) och x'(t) med de spektrala transformerna X(f) respektive X'(f) för q frek- venser f , k ä n n e t e c k n a d dels av att den be- står av två likartade eller likadana kanaler (a,b), som var för sig behandlar signalerna x(t) och x'(t) och som vardera innefattar ett begränsningsfönster (H-2a, U-2b), en digital perfekt resonator (4-Ha, H-Hb) i förening med ett fast min- ne (4-11), i vilka minnen är inskrivna de q grupperna av tre koefficienter motsvarande q analysfrekvenser, ett läs- skriv-minne (4-3a, 4~3b) bestående av ett återkopplat skift- 7903656-2 22 register, som är inkopplat mellan begränsningsfönstret och den perfekta resonatorns ingång och som registrerar N sampel, nollställningsorgan för nollställning av den perfekta resona- torn efter passage av de N samplen som är registrerade i läs-skriv-minnet, dels av att "cosinus-utgângarna"och "sinus- utgångarna" för den kanal som behandlar x(t), vilka beteck- nas med C och S, och utgångarna hos den kanal som behandlar x'(t), vilka betecknas med C' och S', innefattar första, andra, tredje och fjärde digitala multiplikatorer (4-7a, 4-Ba, H-7b, 4-8b), som var och en har två ingångar anslutna till C och C' för den första, till S och S' för den andra, till S och C' för den tredje och till C och S' för den fjärde, dels av att utgångssignalerna från de första och andra multiplikatorerna adderas i en adderare (4-9a), som via sin utgång avger den del Rp som ligger i fas med frek- vensen f hos interaktionsspektraltätheten, dels av att de tredje och fjärde multiplikatorernas utgångssignaler leds till en subtraherare (H-9b), som via sin utgång avger den del I som ligger i kvadratur med frekvensen fp hos inter- aktionsspektraltätheten.

3. Digital spektralanalysatoranordning enligt patentkra- vet 1, använd såsom digital mottagare för kodade multifrekvens- signaler, som var och en består av den samplade, kvantificera- de och linjärt kodade summan av ett flertal sinusvågor av formen X(f ) sin Zfi fpT, för vilka frekvenserna fp, som det finierar en kod, är valda bland q förutbestämda frekvenser, vilken anordning innefattar q parallellanslutna perfekta digitala resonatorer (6-31,..g 6-38), som var för sig är avstämd till en frekvens f1,f2 ... fq ur koden, varvid "sinus-utgången" hos varje resonator är ansluten till en digital likriktarkrets (6-51, ..., 6-58) efterföljd av ett digitalt lågpassfilter (6-61, ..., 6-68), som via sin ut- gång avger amplituden /X(fp)/, och ett logiskt beslutsor- gan (6-8), som mottager, klassificerar och jämför de erhåll- na värdena /X(fP)/, k ä n n e t e c k n a d av att den är försedd med organ i fast förbindelse med det logiska beslutsorganet för nollställning av en första och en andra fördröjningskrets hos ifrågavarande perfekta resonator och 7903656-2 23 återöppnandet av begränsningsfönstret vid en tidpunkt MT större än NT.

4. Digital spektralanalysatoranordning enligt patent- kravet 1 för användning såsom digital mottagare för kodade multifrekvenssignaler och innefattande q parallellanslutna perfekta digitala resonatorer (5-31, ..., 5-38), som var och en är avstämd till en frekvens fí, f2 ... fq ur koden, q digitala kvadreringskretsar (5-51s, ..., 5-58s), som var och en har en ingång som är ansluten till utgången S hos en av de perfekta digitala resonatorerna, q digitala kvad- reringskretsar (5-51c, ..., 5-58c), som var och en har en ingång ansluten till utgången C hos en av de perfekta di- gitala resonatorerna, q adderare (5-61, ..., 5-68) med två ingångar anslutna till utgångarna hos de digitala kvadre- ringskretsarna med anslutning till samma perfekta digitala resonator, och ett logiskt beslutsorgan (5-7), som mottager, klassifícerar och jämför värdena X2(fp), som erhålles från utgången på q adderare, k ä n n e t e c k n a d av att den är försedd med organ i fast förbindelse med det logiska beslutsorganet (5-7) för nollställning av en första och en andra fördröjningskrets hos ifrågavarande perfekta resona- torer och återöppning av begränsningsfönstret vid en tid- punkt MT större än NT. '

5. Digital spektralanalysatoranordning enligt patent- kravet 1, 2, 3 eller H, vid vilken begränsningsfönstret med bredd T = NT har en vägningskurva u(nT), som är symmetrisk kring gT har maximala amplituden 1 för NT/2 och är noll utanför intervallet mellan 0 och (N-1) T, k ä n n e - t e c k n a d av att detta begränsningsfönster har reali- serats medelst multiplikatorkretsar, som bildar produkten av amplituden av varje sampel enligt dess rangordning och sådana storheter %u(nT) som är inskrivna i ett fast minne, varvid K är lika med šï och G utgör ett mått på amplituden av spektraltransformen av u(nT).

6. Digital spektralanalysatoranordning enligt patent- kraven 3 och H, k ä n n e t e c k n a d av att bredden 1 = NT av begränsningsfönstret är vald lika med eller stör- re än Äï--%-Äï- där a är en koefficient, som beroende på 3 1] P 7903656 - 2 24 typ av fönster i praktiken ligger mellan 1 och 3 Afij är skillnaden mellan de två närmast varandra belägna frekven- serna hos ifrågavarande kod och Afp är toleransen med av- seende på värdena fl, f2 ... fq av frekvenserna av de mot- tagna signalerna.