RU2650096C1 - Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала - Google Patents

Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала Download PDF

Info

Publication number
RU2650096C1
RU2650096C1 RU2017114482A RU2017114482A RU2650096C1 RU 2650096 C1 RU2650096 C1 RU 2650096C1 RU 2017114482 A RU2017114482 A RU 2017114482A RU 2017114482 A RU2017114482 A RU 2017114482A RU 2650096 C1 RU2650096 C1 RU 2650096C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
aar
input signal
complex
signal
spatial
Prior art date
Application number
RU2017114482A
Other languages
English (en)
Inventor
Андрей Германович Зайцев
Сергей Васильевич Ягольников
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России") filed Critical Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России")
Priority to RU2017114482A priority Critical patent/RU2650096C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2650096C1 publication Critical patent/RU2650096C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture

Abstract

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в средствах радиотехнического контроля (РТК) с многолучевыми (МЛ) адаптивными антенными решетками. Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки (МЛ ААР) с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала включает регистрацию антенными элементами (АЭ) сигналов М источников излучения (ИИ), образующих входной сигнал МЛ ААР, преобразование входного сигнала в комплексную форму, его последующее преобразование в цифровую форму, формирование комплексного вектора весовых коэффициентов (ВВК) МЛ ААР и взвешенное суммирование входного сигнала МЛ ААР сформированным комплексным ВВК, при этом перед вычислением комплексного ВВК МЛ ААР, по мере приема входного сигнала МЛ ААР, отсчеты которого регистрируются АЭ МЛ ААР в каждом k-м моменте времени, выполняют процедуру его пространственного когерентного накопления с последующим выполнением процедуры М кратного пространственного дифференцирования накопленных сигналов, что позволяет повысить эффективность подавления помеховых сигналов при априорной неопределенности относительно углового положения их источников, когда уровни мощности помеховых сигналов на входе АР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов источников помех от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра. 3 ил.

Description

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в средствах радиотехнического контроля (РТК) с многолучевыми (МЛ) адаптивными антенными решетками.
Известен способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки (ААР) [1], включающий в себя преобразование принятых антенными элементами (АЭ) решетки аналоговых радиочастотных сигналов в форму, удобную для дискретизации, преобразование этих аналоговых сигналов в цифровую форму, установление заданных направлений лучей диаграммы направленности (ДН), предварительное вычисление весовых коэффициентов (ВК), связанных с каждым заданным направлением луча, хранение предварительно вычисленных ВК в банке данных, численную оптимизацию ВК и использование оптимизированных ВК для формирования рабочей диаграммы направленности. Недостатком указанного способа формирования ДН ААР является то, что он реализует формирование ДН ААР, обеспечивающий прием полезных и подавление помеховых сигналов для известных угловых положений источников излучений (ИИ).
Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату к заявляемому способу формирования диаграммы направленности (ДН) многолучевой (МЛ) ААР с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала является способ формирования ДН ААР [2], включающий регистрацию АЭ сигналов ИИ, образующих входной сигнал ААР, преобразование входного сигнала в комплексную форму, его последующее преобразование в цифровую форму, формирование комплексного вектора весовых коэффициентов (ВВК) ААР и взвешенное суммирование входного сигнала ААР сформированным комплексным ВВК, который выбран в качестве прототипа. В указанном способе-прототипе [2] формирования ДН ААР, ее ВВК вычисляется с использованием метода градиентного спуска Нилдера-Мида по критерию максимума отношения сигнал/помеха + шум (ОСПШ), что делает его чувствительным к вариациям параметров сигналов источников помехового излучения (ИПИ).
Существенным недостатком наиболее близкого способа прототипа [2] является относительно узкая область его возможного практического применения, определяемая тем, что в условии априорной неопределенности относительно угловых положений источников помех (ИП), создающих на входе ААР средства РТК помеховые сигналы, уровни мощности которых соизмеримы с уровнем мощности принимаемого полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра, наблюдается наличие ошибки в определении направления на ИП и, как следствие, снижение эффективности подавления помехового сигнала.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа формирования ДН МЛ ААР с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала, применение которого в средствах РТК с МЛ ААР позволит повысить их эффективность при приеме полезных сигналов в условии наличия помеховых сигналов, угловые положения источников которых априорно неизвестны, когда уровни мощности помеховых сигналов на входе МЛ ААР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра.
Техническим результатом изобретения является повышение эффективности подавления помеховых сигналов при априорной неопределенности относительно углового положения ИП, когда уровни мощности помеховых сигналов на входе МЛ ААР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра.
Диаграмма направленности (ДН) антенны - графическое представление зависимости коэффициента усиления антенны или коэффициента направленного действия антенны от направления антенны в заданной плоскости [3, с.23].
Луч (антенной решетки) - главный лепесток ДН антенной решетки [4, с. 3].
Главный лепесток ДН антенны - лепесток ДН антенны, в пределах которого излучение антенны максимально [3, с. 22].
Многолучевая антенная решетка - антенная решетка, формирующая несколько лучей, число которых равно числу ее входов и (или) выходов [4, с. 3].
Адаптивная антенна решетка - антенная решетка, электрические характеристики которой могут изменяться в зависимости от параметров сигнала [4, с. 3].
"Нуль" ДН антенны - специально создаваемая область ДН антенны с относительно низким уровнем излучения/приема.
Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе - прототипе формирования ДН ААР, включающем в себя регистрацию АЭ сигналов ИИ, образующих входной сигнал МЛ ААР, преобразование входного сигнала в комплексную форму, его последующее преобразование в цифровую форму, формирование комплексного ВВК МЛ ААР и взвешенное суммирование входного сигнала МЛ ААР сформированным комплексным ВВК, отличающемся тем, что дополнительно, перед вычислением комплексного ВВК МЛ ААР, по мере приема входного сигнала МЛ ААР, отсчеты которого регистрируются АЭ МЛ ААР в каждом k-м моменте времени, выполняют процедуру его пространственного когерентного накопления в соответствии с формулой:
Figure 00000001
где
Figure 00000002
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала; yn+1 (k) - комплексный цифровой отсчет входного сигнала, принятый
Figure 00000003
элементом МЛ ААР;
Figure 00000004
- нормирующий коэффициент; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов входного сигнала МЛ ААР; N - число каналов ААР; М - число помеховых сигналов, воздействующих по боковым лепесткам ДН ААР, с последующим выполнением процедуры М кратного пространственного дифференцирования накопленных сигналов в соответствии с формулой:
Figure 00000005
где
Figure 00000006
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования, при этом комплексные коэффициенты vm, wm,
Figure 00000007
вычисляют в соответствии с рекуррентными уравнениями:
Figure 00000008
Figure 00000009
Figure 00000010
Figure 00000011
где
Figure 00000012
- вектор комплексных коэффициентов (ВКК), в котором
Figure 00000013
,
Figure 00000014
;
Figure 00000015
,
Figure 00000016
- текущее и экстраполированное значение ВКК
Figure 00000017
;
Figure 00000018
,
Figure 00000019
- матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК
Figure 00000020
;
Figure 00000021
- матрица пересчета приращений вектора
Figure 00000022
для k-го шага наблюдения на следующий шаг;
Figure 00000023
- матрица крутизн измерителя ВКК
Figure 00000024
;
Figure 00000025
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000026
входного сигнала ААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования [5, с. 179];
Figure 00000027
- значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки
Figure 00000028
; Rη - корреляционная матрица (КМ) внутренних шумов каналов ААР; "+" - знак эрмитого сопряжения [5, с. 187];
Figure 00000029
- вектор нелинейной формы от ВКК
Figure 00000028
, соответствующий параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала, элементы которого определяются формулой:
Figure 00000030
где
Figure 00000031
,
Figure 00000032
а комплексный ВВК МЛ ААР вычисляют в соответствии с формулой:
Figure 00000033
где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ ААР;
Figure 00000034
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го ИПИ на АЭ МЛ ААР; rm=exp[-jarg(wm)];
Figure 00000035
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ ААР, определяющего ширину главного луча ее ДН в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; "j" - мнимая единица [5, с. 26]; "*" - знак комплексного сопряжения [5, с. 27]; Мс - число главных лучей ДН МЛ ААР, после чего выполняют умножение преобразованных значений входного сигнала на вычисленные комплексно-сопряженные значения соответствующих весовых коэффициентов, суммируют все полученные произведения формируя выходной сигнал МЛ ААР.
Сущность изобретения поясняется на примере N-элементной МЛ ААР, содержащей N блоков антенных элементов (АЭ) МЛ ААР, N блоков аналого-цифрового преобразования (АЦП), N блоков комплексного взвешивания сигналов (КВС), блок пространственного когерентного накопления (ПКН), блок цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР, блок пространственного дифференцирования (ПД), блок цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР, блок N-входового сумматора. При этом выходы N блоков АЭ МЛ ААР параллельно, через N блоков АЦП, соединены с первым входом соответствующих N блоков КВС, а также с соответствующими входами блока ПКН и блока цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР, образуя их первые группы входов. Первая группа выходов блока цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР соединена со второй группой входов блока ПКН. Вторая группа выходов блока цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР параллельно соединена со второй группой входов блока ПД и второй группой входов блока цифрового вычислителя ВВК МЛ ААР. Группа выходов блока ПКН соединена с первой группой входов блока ПД. Группа выходов блока ПД, по цепи обратной связи соединена со второй группой входов блока цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР. Каждый из выходов блока цифрового вычислителя ВВК МЛ ААР соединен со вторым входом соответствующего блока КВС. Выход каждого из N блоков КВС соединен с соответствующим входом блока N-входового сумматора. Выход блока N-входового сумматора является выходом МЛ ААР.
Формирование ДН в заявляемом способе осуществляется взвешенным суммированием сигналов ИИ, принятых АЭ МЛ ААР, в соответствии с формулой:
Figure 00000036
где
Figure 00000037
- вектор входного сигнала МЛ ААР, регистрируемый (принимаемый) ее АЭ, значения которого определяются в соответствии с выражением
Figure 00000038
; Рm - мощность сигнала m-го ИИ, принимаемого МЛ ААР; ψmn - фаза сигнала m-го ИИ на n-м элементе МЛ ААР;
Figure 00000039
- ВВК МЛ ААР, являющийся вектором комплексных амплитуд токов возбуждения ее элементов.
В качестве показателя, характеризующего эффективность (качество) функционирования МЛ ААР, рассматривается коэффициент подавления Kр сигналов источников помех:
Figure 00000040
где γ2(1) - ОСПШ на входе и выходе МЛ ААР, вычисляемое в соответствии с формулой:
Figure 00000041
где
Figure 00000042
,
Figure 00000043
- мощности сигнала контролируемого ИИ, принимаемого МЛ ААР и внутренних шумов ее приемных каналов;
Figure 00000044
- мощность сигнала m-го источника помехового излучения на входе и выходе МЛ ААР; М - число источников помехового излучения.
При рассмотрении МЛ ААР по заявляемому способу, формировании ДН которой осуществляется в соответствии с (1), значение ОСПШ на выходе МЛ ААР может быть представлен как отношение квадратичных форм [6, с. 80]:
Figure 00000045
где Rc, Rр - корреляционные матрицы полезного и помеховых сигналов.
Задача вычисления ВВК МЛ ААР W0, обеспечивающего формирование МЛ ДН при сопоставимых уровнях мощности сигналов помеховых ИИ и полезного сигнала на входе ААР средств РТК, когда отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов помеховых ИИ от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра, формулируется как задача максимизации ОСПШ, определяемого формулой (3) на векторе W0:
Figure 00000046
Решение задачи оптимизационной задачи (4), (нахождение максимума показателя γ1, определяемого формулой (3)) достигается на векторе Ws, являющимся собственным вектором матрицы Rc-μRp, где μ - вещественное число [7, с. 301], который соответствует ее максимальному собственному числу - μmax. Тогда значение γ1max, являющееся значением максимального ОСПШ рассматриваемой МЛ ААР, совпадает со значением максимального собственного числа μmax. В этом случае вектор Ws определяется из уравнения RcWs=μmaxRpWs, которое может быть решено одним из известных способов, например QR-разложением [8, с. 225].
Однако, если матрица Rc допускает представление в виде
Figure 00000047
, где
Figure 00000048
, а
Figure 00000049
, - вектор фазового распределения на элементах АР, определяемый межэлементным фазовым набегом Δϕi сигнала i-го источника излучения, принимаемого по i-му главному лепестку ее ДН, что соответствует линейности фазовых фронтов сигналов на апертуре АР средства РТК (источники излучения находятся в дальней зоне дифракции), то собственный вектор Ws соответствующий равен [9]:
Figure 00000050
где
Figure 00000051
,
Figure 00000052
- вектор фазового распределения на АЭ ААР, определяемый межэлементным фазовым набегом Δϕpm сигнала m-го источника помехового излучения, принимаемого ее ДН.
Векторы
Figure 00000053
,
Figure 00000054
, входящие в формулу (5), определяются значениями межэлементным набегом фазы сигналов помеховых и контролируемых ИИ, которые при сопоставимых уровнях мощности сигналов помеховых ИИ и полезного сигнала на входе АР средств РТК, когда отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов помеховых ИИ от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра, могут быть вычислены с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала (параметрической модели входного сигнала).
Рассмотрим пространственную выборку сигнала, регистрируемую N элементной ААР средства связи в k-й момент времени, М источников которых находятся в дальней зоне дифракции:
Figure 00000055
где Аm(k)=Amexp(jωm(k)) - комплексная амплитуда сигнала m-го ИИ; ωm(k), Δϕm - частота и межэлементный набег фазы сигнала m-го ИИ.
В случае, когда сигналы ИИ являются пространственными узкополосными случайными процессами, а N элементная ААР - эквидистантной, пространственная выборка (6) аппроксимируется авторегрессионной (АР) моделью:
Figure 00000056
где
Figure 00000057
- сигнал на n-м АЭ эквидистантной АР;
Figure 00000058
,
Figure 00000059
АР-модели входного сигнала АР; εn(k) - n-й отсчет пространственно-некоррелированного случайного процесса.
Уравнению (7) соответствует чистополюсная параметрическая модель пространственного спектра [10, с. 216], корни которой wm,
Figure 00000060
определяют пространственное положение источников излучения и связаны с коэффициентами
Figure 00000061
,
Figure 00000062
формулами [11, с. 38]:
Figure 00000063
Однако наличие в зоне ответственности средства связи источников пространственно-некоррелированного (пространственно-широкополосного) излучения приводит к представлению о сигнале, регистрируемом ААР средства РТК, как о процессе, пространственная спектральная плотность мощности (ПСПМ) которого является дробно-рациональной функцией, соответствующей АРСС-модели порядка (М,М):
Figure 00000064
где
Figure 00000065
- ПСПМ сигнала, формируемого М ИИ; N0 - ПСПМ случайного процесса εn,
Figure 00000066
, являющегося гауссовым белым шумом;
Figure 00000067
- пространственная частота; λ, θ - длина волны излучения и угол, отсчитываемый от нормали к ААР, а входной сигнал ААР средства РТК может быть представлен как результат фильтрации пространственно-некоррелированного процесса формирующим фильтром, с передаточной функцией, определяемой формулой:
Figure 00000068
где Sy(z), e(z) - z -преобразование пространственных отсчетов сигнала, регистрируемого АР и формирующего процесса соответственно;
Figure 00000069
- передаточная функция пространственного формирующего фильтра;
Figure 00000070
- полином, соответствующий СС-части модели (9), корни
Figure 00000071
которого определяют пространственное положение источников излучения; z=ехр(-jωx).
С учетом (9) сигнал
Figure 00000072
где hn(k) - отсчет сигнала источника пространственно-некоррелированного (пространственно-широкополосного) излучения, регистрируемый n-м АЭ ААР в k-й момент времени, может быть аппроксимирован расширенной АР-моделью, пространственные отсчеты которой удовлетворяют формуле:
Figure 00000073
в котором коэффициенты
Figure 00000074
находятся на основе решений уравнений Юла-Уокера [10, с. 226] или их модификаций, соответствуют формуле:
Figure 00000075
где
Figure 00000076
Figure 00000077
и могут быть использованы для задачи оптимального управления АР с заданным критерием качества. Однако в рамках заявляемого способа формирования ДН МЛ ААР с использованием параметрической модели, представляет интерес не форма ПСПМ, а лишь положения ее максимумов, характеризующих межэлементный фазовый набег сигналов каждого из ИИ, соответствующих корням полиномов модели (9) и используемых для оценки ВВК ААР, необходимых для формирования ее ДН. В этом случае процедура формирования ВВК ААР состоит в оценке корней
Figure 00000078
СС-полинома модели (9), необходимых для реализации процедуры пространственного когерентного накопления входного сигнала ААР:
Figure 00000079
где
Figure 00000080
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала в k-й момент времени, с последующем оценкой корней
Figure 00000081
,
Figure 00000082
АР-полинома, соответствующих межэлементному фазовому набегу сигналов ИИ на АЭ ААР, определяемых по результатам пространственного дифференцирования когерентно накопленных пространственных отсчетов входного сигнала:
Figure 00000083
где
Figure 00000084
- n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования в k-й момент времени.
Полученные значения ВВК
Figure 00000085
используют для формирования ВВК ААР в соответствии с формулой:
Figure 00000086
где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР;
Figure 00000087
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника помехового излучения на элементах ААР;
Figure 00000088
;
Figure 00000089
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на элементах ААР, определяющего ширину главного луча ее ДН в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; "j" - мнимая единица; "*" - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН ААР.
Введение процедуры пространственного накопления сигналов ИИ, принимаемых ААР, при оценке ее ВВК обеспечивает снижение ошибки в оценках коэффициентов
Figure 00000090
и, как следствие, снижение ошибок в формировании нулей ДН ААР, пространственные положения которых соответствуют пространственному положению источников помеховых сигналов.
Вектор
Figure 00000091
комплексных коэффициентов (ВКК) ААР в котором
Figure 00000092
,
Figure 00000093
находится по результатам решения задачи минимизации ошибки предсказания n-го пространственного отсчета входного сигнала ААР по имеющимся с(L) пространственным отсчетам:
Figure 00000094
где
Figure 00000095
- ошибка предсказания n-го пространственного отсчета входного сигнала ААР по имеющимся c(L) пространственным отсчетам:
Figure 00000096
При задании динамика изменения ВКК МЛ ААР моделью вида:
Figure 00000097
где
Figure 00000098
- матрица, определяющая динамику изменения процесса
Figure 00000099
;
Figure 00000100
- вектор с корреляционной матрицей
Figure 00000101
, компонентами которого являются процессы дискретного белого гауссова шума (БГШ), уравнения формирования ВКК, удовлетворяющие (16), будут иметь вид:
Figure 00000102
Figure 00000103
Figure 00000104
Figure 00000105
где
Figure 00000106
- вектор комплексных коэффициентов, в котором
Figure 00000107
,
Figure 00000108
;
Figure 00000109
,
Figure 00000110
- текущее и экстраполированное значение ВКК
Figure 00000111
;
Figure 00000112
- матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК
Figure 00000113
;
Figure 00000114
- матрица пересчета приращений вектора
Figure 00000115
для k-го шага наблюдения на следующий шаг;
Figure 00000116
- матрица крутизн измерителя ВКК
Figure 00000115
;
Figure 00000117
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000118
входного сигнала ААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000119
- значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки
Figure 00000120
; Rη - корреляционная матрица внутренних шумов каналов ААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
Figure 00000121
- вектор нелинейной формы от ВКК, элементы которого соответствуют формуле (12).
Исследование установившихся значений ВКК МЛ ААР с использованием методики [12], показывает, что матрица дисперсий суммарной ошибки оценки компонент векторного процесса
Figure 00000122
определяется соотношением:
Figure 00000123
где
Figure 00000124
- матрицы дисперсий суммарной флуктуационной ошибки измерения компонент ВКК
Figure 00000125
;
Figure 00000126
- унитарная матрица, составленная из нормированных собственных векторов Um,
Figure 00000127
матрицы крутизн
Figure 00000128
линеаризованного измерителя ВКК, вычисляемая в соответствии с выражением -
Figure 00000129
;
Figure 00000130
- дисперсия флуктуационной ошибки оценки m-го компонента ВКК
Figure 00000131
, определяемая помеховой составляющей задающего воздействия; λDm,
Figure 00000132
- нормированные собственные числа матрицы крутизн
Figure 00000133
; γ2m - отношение сигнал/шум на входе ААР по m-му ИИ.
Как следует из выражения (23), использование в заявляемом способе формирования ДН МЛ ААР предварительного пространственного накопления входного сигнала ААР при L>1, выполняемого согласно формуле (13), обеспечивает уменьшение ошибки в оценках межэлементного фазового набега сигналов ИП на элементах АР, вычисляемых на основании решения системы уравнений (19)-(22) по результатам пространственного дифференцирования, согласно формуле (14), когерентно накопленных пространственных отсчетов входного сигнала с последующим формированием ВВК МЛ ААР согласно формуле (15) и, как следствие, повышение эффективности подавления помеховых сигналов.
Заявляемый способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели поясняется чертежами, представленными на фиг.1, и результатами, представленными на фиг. 2, фиг. 3.
На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ ААР, реализующая заявляемый способ формирования МЛ ДН.
На фиг. 2 представлен результат формирования диаграммы направленности МЛ ААР по заявляемому способу.
На фиг. 3 представлен результат вычисления зависимостей величины коэффициента подавления помехового сигнала Kp при различных значениях коэффициента
Figure 00000134
, характеризующего долю энергии полезного сигнала пораженного помехой.
Цифрами на фиг.1 обозначены:
1 - блок антенного элемента МЛ ААР;
2 - блок аналого-цифрового преобразования;
3 - блок комплексного взвешивания сигналов;
4 - блок пространственного когерентного накопления входного сигнала;
5 - блок цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР;
6 - блок пространственного дифференцирования;
7 - блок цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР;
8 - блок N-входового сумматора.
Многолучевая адаптивная антенная решетка (фиг. 1) содержит N блоков 1 антенных элементов (АЭ) МЛ ААР, N блоков 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП), N блоков 3 комплексного взвешивания сигналов (КВС), блок 4 пространственного когерентного накопления (ПКН), блок 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР, блок 6 пространственного дифференцирования (ПД), блок 7 цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР, блок 8 N-входового сумматора. При этом выходы N блоков 1 АЭ МЛ ААР параллельно, через N блоков 2 АЦП, соединены с первым входом соответствующих N блоков 3 КВС, а также с соответствующими входами блока 4 ПКН и блока 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР, образуя их первые группы входов. Первая группа выходов блока 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР соединена со второй группой входов блока 4 ПКН. Вторая группа выходов блока 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР параллельно соединена со второй группой входов блока 6 ПД и второй группой входов блока 7 цифрового вычислителя ВВК МЛ ААР. Группа выходов блока 4 ПКН соединена с первой группой входов блока 6 ПД. Группа выходов блока 6 ПД, по цепи обратной связи соединена со второй группой входов блока 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР. Каждый из выходов блока 7 цифрового вычислителя ВВК МЛ ААР соединен со вторым входом соответствующего блока 3 КВС. Выход каждого из N блоков 3 КВС соединен с соответствующим входом блока 8 N-входового сумматора. Выход блока 8 N-входового сумматора является выходом МЛ ААР.
Блок 1 антенного элемента МЛ ААР предназначен для приема (регистрацию) СВЧ-сигнала ИИ, может быть выполнен в виде печатной антенны [13, с. 268].
Блок 2 аналого-цифрового преобразования предназначен для преобразования принятого СВЧ-сигнала в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [14].
Блок 3 комплексного взвешивания сигналов предназначен для умножения цифровых сигналов, представленных в комплексной форме поступающих на его соответствующие входы в соответствии с выражением
Figure 00000135
где х0 - цифровой сигнал на выходе блока комплексного взвешивания сигналов, x1 - цифровой сигнал на первом входе блока комплексного взвешивания сигналов, х2 - цифровой сигнал на втором входе блока комплексного взвешивания сигналов, может быть выполнен в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Блок 4 пространственного когерентного накопления входного сигнала предназначен для когерентного накопления цифрового сигнала, представленного в комплексной форме, поступающего на его входы, в соответствии с выражением:
Figure 00000136
где хn - n-й пространственный комплексный цифровой отсчет сигнала на выходе блока пространственного когерентного накопления;
Figure 00000137
пространственный комплексный цифровой отсчет сигнала на входе блока пространственного когерентного накопления; vm - m-й комплексный коэффициент МЛ
Figure 00000138
- нормирующий коэффициент; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов входного сигнала МЛ ААР; М - число помеховых сигналов, воздействующих по боковым лепесткам ДН МЛ ААР, может быть выполнен в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Блок 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР предназначен для вычисления вектора комплексных коэффициентов МЛ ААР по мере поступления входных сигналов в соответствии с уравнениями:
Figure 00000139
Figure 00000140
Figure 00000141
Figure 00000142
где
Figure 00000143
- вектор комплексных коэффициентов (ВКК), в котором
Figure 00000144
,
Figure 00000145
;
Figure 00000146
,
Figure 00000147
- текущее и экстраполированное значение ВКК
Figure 00000148
;
Figure 00000149
,
Figure 00000150
- матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции ВКК
Figure 00000151
;
Figure 00000152
- матрица пересчета приращений вектора
Figure 00000153
для k-го шага наблюдения на следующий шаг;
Figure 00000154
- матрица крутизн измерителя ВКК
Figure 00000155
;
Figure 00000156
- матрица, составленная из строк-векторов
Figure 00000157
входного сигнала ААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "Т" - знак транспонирования;
Figure 00000158
- значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки
Figure 00000159
; Rη - корреляционная матрица внутренних шумов каналов ААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
Figure 00000160
- вектор нелинейной формы от ВКК, элементы которого соответствуют формуле (12), может быть реализован на базе цифрового процессора обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Блок 6 пространственного дифференцирования предназначен для пространственного дифференцирования цифрового сигнала, представленного в комплексной форме, поступающего на его входы, в соответствии с выражением:
Figure 00000161
где хm,n - n-й пространственный цифровой отсчет комплексного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования; wm - m-й комплексный коэффициент МЛ ААР. х0,n, хM,n - n-й пространственный цифровой отсчет комплексного сигнала на входе и выходе блока дифференцирования, может быть выполнен в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Блок 7 цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР предназначен для вычисления ВВК МЛ ААР в соответствии с выражением:
Figure 00000162
где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР;
Figure 00000163
- оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника помехового излучения на элементах ААР; rm=exp[-jarg(wm)];
Figure 00000164
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на элементах ААР, определяющего ширину главного луча ее ДН в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; ʺjʺ - мнимая единица; ʺ*ʺ - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН ААР, может быть реализован на базе цифрового процессора обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Блок 8 N-входовый сумматор осуществляет суммирования комплексных цифровых сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом:
Figure 00000165
где х0 - комплексный цифровой сигнал на выходе N-входового сумматора; хn,
Figure 00000166
- пространственные отсчеты поступающего комплексного цифрового сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например, микросхеме TMS320C6x [15, с. 34].
Работа МЛ ААР, функционирующая по предложенному способу, иллюстрируется чертежами фиг. 1. Сигналы М-источников излучения принимаются каждым из N блоков 1 АЭ МЛ ААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и параллельно поступают в блок 4 ПКН и блок 5 цифрового вычислителя ВКК МЛ ААР. В блоке 5 вычислителя ВКК МЛ ААР, в соответствии с формулами (26)-(29), вычисляется ВКК МЛ ААР, результаты которого в части вектора
Figure 00000167
поступают на вторую группу входов блока 4 ПКН, а в части вектора
Figure 00000168
параллельно поступают на вторую группу входов блока 6 ПД и на вторую группу входов блока 7 цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР. В блоке 4 ПКН, в соответствии с формулой (25), выполняется пространственное когерентное накопление сигнала, принятого N блоками 1 антенных элементов МЛ ААР и оцифрованного в N блоках 2 АЦП. В блоке 6 ПД, в соответствии с формулой (30), выполняется пространственное дифференцирование сигнала, принятого N блоками 1 АЭ МЛ ААР, оцифрованного N блоками АЦП и когерентно накопленного в блоке 4 ПКН. По результатам работы блока 6 ПД формируется сигнал, являющийся ошибкой аппроксимации входного сигнала МЛ ААР параметрической моделью, соответствующий формуле (17). Сформированный сигнал ошибки с выхода блока 6 ПД по цепи обратной связи поступает в блок 5 вычислителя ВКК МЛ ААР, где используется в уравнениях (26)-(29) для вычисления ВКК МЛ ААР. В блоке 7 цифрового вычислителя комплексного ВВК МЛ ААР, по результатам вычислений вектора
Figure 00000169
, выполненных в блоке 5 вычислителя ВКК МЛ ААР, выполняется вычисление ВВК МЛ ААР в соответствии с формулой (31), значения элементов которого поступают на вторые входы соответствующих N блоков 3 КВС. Одновременно с этим на первые входы каждого из N блоков 3 КВС поступают оцифрованные в соответствующих N блоках 2 АЦП значения входного сигнала, принятого соответствующими блоками 1 АЭ МЛ ААР. Взвешенные ВВК МЛ ААР в N блоках 3 КВС, сигналы, принятые N блоками 1 АЭ МЛ ААР и оцифрованные в N блоках 2 АЦП, поступают на соответствующие входы блока 8 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 8 N-входового сумматора формируется диаграмма направленности МЛ ААР, имеющая Мс главных лепестков (лучей), ориентированных в направления источников полезного сигнала и М нулей, ориентированных в направления источников помехового излучения.
На фиг. 2 представлен результат расчета ДН по мощности линейной МЛ ААР с изотропными элементами, подтверждающий работоспособность заявляемого способа формирования МЛ ДН ААР. Расчет ДН проводился для ААР с числом АЭ равным N=150 при шаге решетки, составляющем
Figure 00000170
, где X - длина волны излучения. Источники излучения находились в дальней зоне дифракции и создавали на элементах ААР сигналы с линейными волновыми фронтами. Контролируемые РЭС (Мс=3) находились под углами θ01=-5°, θ02=4°, θ03=7° относительно нормали к АР, источники помехового сигнала (М=5) - под углами θ1=-17°, θ2=-13°, θ3=-9°, θ4=9°, θ5=13°. При этом
Figure 00000171
,
Figure 00000172
и
Figure 00000173
, где
Figure 00000174
,
Figure 00000175
мощность сигнала m-го ИП и контролируемой РЭС на входе МЛ ААР;
Figure 00000176
- мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ ААР.
На фиг. 3 представлено семейство зависимостей величины коэффициента подавления помехового сигнала МЛ ААР Kp, ДН которой формируется по заявленному способу. Значения L числа когерентно накапливаемых пространственных отсчетов входного сигнала варьировались в пределах от L=1 до L=30. Результаты получены при
Figure 00000177
,
Figure 00000178
, когда коэффициент
Figure 00000179
, характеризующий долю полезного сигнала пораженного помехой составлял
Figure 00000180
, значение которого обратно пропорционально величине отстройки центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала. Результаты, показанные линией 1 соответствуют способу-прототипу (L=1). Результаты, показанные линиями 2-4 соответствуют заявляемому способу формирования ДН МЛ ААР - линия 2 при L=3; линия 3 при Z=10; линия 4 при L-20.
Из представленных результатов следует, что заявляемый способ осуществляет формирование МЛ ДН ААР и обеспечивает подавление помеховых сигналов, когда существует априорная неопределенность относительно углового положения их источников при уровнях мощности сигналов ИП на входе МЛ ААР, сопоставимых с уровнем мощности полезных сигналов, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов помеховых ИИ от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра. Так при нахождении источников помехового излучения под углами θ1=10°, θ1=60° относительно нормали к АР, когда
Figure 00000181
,
Figure 00000182
, а
Figure 00000183
, заявляемый способ формирования ДН МЛ ААР обеспечивает повышение коэффициента Kр подавление помеховых сигналов на 20 дБ, что позволяет повысить эффективность средства РТК по показателю ОСПШ на выходе МЛ ААР на 40-60%.
Таким образом, введение новой операции, состоящей в предварительном пространственном когерентном накоплении пространственных отсчетов входного сигнала ААР согласно формуле (25), с последующем пространственным дифференцированием накопленных сигналов согласно формуле (30), когда ВКК МЛ ААР вычисляется согласно уравнениям (26)-(29), а ВВК МЛ ААР вычисляется согласно формуле (31), позволяет повысить эффективность подавления помеховых сигналов при априорной неопределенности относительно углового положения ИП, когда уровни мощности помеховых сигналов на входе МЛ ААР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра, т.е. достичь технического результата. В свою очередь формирование МЛ ДН ААР средств РТК, обеспечивающей подавление помеховых сигналов при априорной неопределенности углового положения ИП, когда их ни уровпенр на входе МЛ ААР сопоставимы с уровнем мощности полезного сигнала, а отстройка центральной частоты энергетического спектра сигналов ИП от несущей частоты полезного сигнала меньше ширины его энергетического спектра позволяет расширить область практического применения заявляемого способа формирования МЛ ДН ААР с использованием параметрической модели, т.е. решить поставленную задачу.
Источники информации:
1. Патент РФ №2366044 С1, МПК H01Q 3/26.
2. Патент РФ №2287880 С2, МПК H01Q 21/29, H01Q 3/26.
3. ГОСТ 24375-80, Радиосвязь. Термины и определения.
4. ГОСТ 23282-91, Решетки антенные. Термины и определения.
5. Анго, Андре. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре Анго М.: Изд. Наука, 1965. - 780 с.
6. Монзинго, Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию / Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.
7. Гантмахер, Ф.Р. Теория матриц / Ф.Р. Гантмахер. - М.: Наука, 1988. - 552 с.
8. Воеводин, В.В. Матрицы и вычисления / В.В. Воеводин, Ю.А. Кузнецов. - М.: Наука, 1984. - 320 с.
9. Cheng, D.K. Optimization Techniques For Antenna Arrays / D.K. Cheng // Proc. IEEE, 1971. - v. 59. - №12. - P. 1664-1674.
10. Марпл. - мл., С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения / С.Л. Марпл.-мл.. - М.: Мир, 1990. - 584.
11. Корн, Г. Справочник по математике (для научных работников и инженеров) / Г. Корн, Т. Корн. - Изд. Наука, 1973. - 831.
12. Зайцев, А.Г. Методика анализа качества многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток. / А.Г. Зайцев, О.Б. Гузенко, О.Н. Неплюев, СВ. Ягольников // Радиотехника. - 2015. - №3. - С. 76-83.
13. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / под ред. Д.И. Воскресенского. М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.
14. www.insys.ru, info@insys.ru, ЗАО "Инструментальные системы".
15.Остапенко, А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. / А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.

Claims (14)

  1. Способ формирования диаграммы направленности (ДН) многолучевой адаптивной антенной решетки (МЛ ААР) с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала, включающий в себя регистрацию антенными элементами (АЭ) сигналов источников излучения (ИИ), образующих входной сигнал МЛ ААР, преобразование входного сигнала в комплексную форму, его последующее преобразование в цифровую форму, формирование комплексного вектора весовых коэффициентов (ВВК) МЛ ААР и взвешенное суммирование входного сигнала МЛ ААР сформированным комплексным ВВК, отличающийся тем, что дополнительно, перед вычислением комплексного ВВК МЛ ААР, по мере приема входного сигнала МЛ ААР, отсчеты которого регистрируются АЭ МЛ ААР в каждом k-м моменте времени, выполняют процедуру его пространственного когерентного накопления в соответствии с формулой:
  2. Figure 00000184
    Figure 00000185
  3. где
    Figure 00000186
    - n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала;
    Figure 00000187
    - комплексный цифровой отсчет входного сигнала принятый
    Figure 00000188
    элементом МЛ ААР;
    Figure 00000189
    - нормирующий коэффициент; L - число когерентно накапливаемых пространственных отсчетов входного сигнала МЛ ААР; N - число каналов МЛ ААР; M - число помеховых сигналов, воздействующих по боковым лепесткам ДН МЛ ААР, с последующим выполнением процедуры M кратного пространственного дифференцирования накопленных сигналов в соответствии с формулой:
  4. Figure 00000190
    Figure 00000191
    Figure 00000192
  5. где
    Figure 00000193
    - n-й комплексный цифровой отсчет когерентно накопленного входного сигнала после (m-1)-го пространственного дифференцирования, при этом комплексные коэффициенты νm, wm,
    Figure 00000194
    вычисляют в соответствии с рекуррентными уравнениями:
  6. Figure 00000195
  7. Figure 00000196
  8. Figure 00000197
  9. Figure 00000198
  10. где
    Figure 00000199
    - вектор комплексных коэффициентов (ВКК), в котором
    Figure 00000200
    Figure 00000201
    Figure 00000202
    Figure 00000203
    - текущее и экстраполированное значение
    Figure 00000204
    Figure 00000205
    Figure 00000206
    - матрицы дисперсии ошибок фильтрации и экстраполяции
    Figure 00000207
    Figure 00000208
    - матрица пересчета приращений вектора
    Figure 00000209
    для k-го шага наблюдения на следующий шаг;
    Figure 00000210
    - матрица крутизн измерителя
    Figure 00000211
    Figure 00000212
    - матрица, составленная из строк-векторов
    Figure 00000213
    входного сигнала МЛ ААР (здесь Y1(k)=Y(k)); "T" - знак транспонирования;
    Figure 00000214
    - значение матрицы крутизн измерителя ВКК для экстраполированной оценки
    Figure 00000215
    Rη - корреляционная матрица внутренних шумов каналов ААР; "+" - знак эрмитого сопряжения;
    Figure 00000216
    - вектор нелинейной формы от
    Figure 00000217
    соответствующий параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала, элементы которого определяются формулой:
  11. Figure 00000218
  12. где
    Figure 00000219
    Figure 00000220
    Figure 00000221
    Figure 00000222
    а комплексный ВВК МЛ ААР вычисляют в соответствии с формулой:
  13. Figure 00000223
  14. где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ ААР;
    Figure 00000224
    - оценка вектора амплитудно-фазового распределения, создаваемого сигналом m-го источника помехового излучения на АЭ МЛ ААР;
    Figure 00000225
    Figure 00000226
    - диагональная матрица амплитудного распределения токов на элементах МЛ ААР, определяющего ширину главного луча ее ДН в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах МЛ ААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН; "j" - мнимая единица; "*" - знак комплексного сопряжения; Мс - число главных лучей ДН МЛ ААР, после чего выполняют умножение преобразованных значений входного сигнала на вычисленные комплексно-сопряженные значения соответствующих весовых коэффициентов, суммируют все полученные произведения формируя выходной сигнал МЛ ААР.
RU2017114482A 2017-04-26 2017-04-26 Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала RU2650096C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017114482A RU2650096C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017114482A RU2650096C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2650096C1 true RU2650096C1 (ru) 2018-04-06

Family

ID=61867447

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017114482A RU2650096C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2650096C1 (ru)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (ru) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Способ формирования диаграммы направленности
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
RU2237379C2 (ru) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции и устройство для его реализации (варианты)
RU2495447C2 (ru) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Способ формирования диаграммы направленности

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (ru) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Способ формирования диаграммы направленности
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
RU2237379C2 (ru) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции и устройство для его реализации (варианты)
RU2495447C2 (ru) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Способ формирования диаграммы направленности

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10637520B2 (en) Devices and methods using the hermetic transform
Li et al. DOA estimation of time-modulated linear array based on sparse signal recovery
Dakulagi A new approach to achieve a trade-off between direction-of-arrival estimation performance and computational complexity
Grundmann et al. Investigation of direction of arrival estimation using characteristic modes
RU2659608C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели корреляционной матрицы принимаемого сигнала
RU2650096C1 (ru) Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала
Ping et al. Study of 2D DOA estimation for uniform circular array in wireless location system
Stephan et al. Evaluation of antenna calibration and DOA estimation algorithms for FMCW radars
Huang et al. A Novel Space-Time Interference Mitigation Algorithm on Multi-Channel SAR Systems
Yu et al. Adaptive phase-array calibration using MIMO radar clutter
RU2431862C1 (ru) Способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов
Nouri et al. DOA Estimation based on Gridless Fuzzy Active Learning under Unknown Mutual Coupling and Non-Uniform Noise: Experimental Verification
RU2650095C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения
RU2614030C1 (ru) Способ формирования многолучевой диаграммы направленности самофокусирующейся адаптивной антенной решетки
Nayir et al. Hybrid-field channel estimation for massive MIMO systems based on OMP cascaded convolutional autoencoder
RU2659613C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот сигналов источников излучения
Xu et al. Two-dimensional direction-of-arrival estimation of noncircular signals in coprime planar array with high degree of freedom
Elbir et al. Terahertz-Band Direction Finding With Beam-Split and Mutual Coupling Calibration
Edussooriya et al. Low-complexity wideband transmit array using variable-precision 2-D sparse FIR digital filters
Yang et al. Design and Experiment of Reduced-Dimension Adaptive Array Based on FIR Filters
Vouras et al. Frequency invariant beampatterns for wideband synthetic aperture channel sounders
Ghayoula et al. Radiation pattern synthesis using hybrid fourier-woodward-lawson-neural networks for reliable mimo antenna systems
Zhang et al. Sparse Adaptive Beamformer Design with a Good Quiescent Beampattern
CN114325565B (zh) 一种基于子空间关系的阵列超分辨测向方法
Djigan Adaptive Arrays Based on Real-Valued Arithmetic Linearly-Constrained IQRD RLS Adaptive Filtering Algorithms

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190427