RU2650095C1 - Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения - Google Patents

Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения Download PDF

Info

Publication number
RU2650095C1
RU2650095C1 RU2017114478A RU2017114478A RU2650095C1 RU 2650095 C1 RU2650095 C1 RU 2650095C1 RU 2017114478 A RU2017114478 A RU 2017114478A RU 2017114478 A RU2017114478 A RU 2017114478A RU 2650095 C1 RU2650095 C1 RU 2650095C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
sfaar
vector
signals
signal
dos
Prior art date
Application number
RU2017114478A
Other languages
English (en)
Inventor
Андрей Германович Зайцев
Сергей Васильевич Ягольников
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России") filed Critical Федеральное государственное бюджетное учреждение "Центральный научно-исследовательский институт Войск воздушно-космической обороны Минобороны России (ФГБУ "ЦНИИ ВВКО Минобороны России")
Priority to RU2017114478A priority Critical patent/RU2650095C1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2650095C1 publication Critical patent/RU2650095C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q21/00—Antenna arrays or systems

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Abstract

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток (МЛ СФААР). Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигнал/помеха+шум (ОСПШ) на выходе антенной решетки (АР) в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО). Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР) с использованием параметрической модели сигналов источников включает задание исходных данных по количеству антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, их характеристикам, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС), с последующим построением адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом построение АП МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной моделью. 2 з.п. ф-лы, 5 ил.

Description

Изобретение относится к проектированию и синтезу многолучевых самофокусирующихся адаптивных антенных решеток (МЛ СФААР). Способ позволяет выполнить синтез МЛ СФААР, обеспечивающей максимизацию отношения сигнал/помеха+шум (ОСПШ) на выходе антенной решетки (АР) в условии взаимной корреляции сигналов источников излучения при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки (СПО).
Известен способ синтеза квазиоптимальной антенны [1], состоящий в том, что на основании исходных данных длины антенны, числа излучателей, шага между излучателями и заданного уровня боковых лепестков (УБЛ) определяют исходное амплитудное распределение поля по раскрыву антенны, затем рассчитывают исходную диаграмму направленности (ДН) и соответствующий ей коэффициент использования поверхности (КИП) антенного полотна с последующим проведением процедуры оптимизации амплитудного распределения антенны, при котором ДН, соответствующая найденному амплитудному распределению будет иметь УБЛ не больше заданного при максимальном значении КИП антенны. Недостатком известного способа синтеза квазиоптимальной антенны [1] состоит в том, что он не обеспечивает синтез квазиоптимальной антенны, которая реализует максимум ОСПШ на ее выходе при изменении параметров СПО.
Известен способ синтеза адаптивной антенной решетки (ААР) [2, с. 12-17, 80-87], выбранный в качестве прототипа, включающий задание исходных данных по количеству N антенных элементов (АЭ) ААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС) с последующим построением адаптивного процессора (АП) ААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов (ВВК) ДОС ААР
Figure 00000001
, где
Figure 00000002
- значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО. Применение ААР, синтезированных согласно способу-прототипу в средствах радиотехнического контроля (РТК), выявило техническую проблему, состоящую в низкой эффективности указанных ААР при их работе по излучениям РЭС, когда на входе ААР присутствуют коррелированные сигналы, например сигналы источников помех, коррелированные с сигналом контролируемой РЭС. Поэтому существенным недостатком наиболее близкого способа-прототипа [2, с. 12-17, 80-87] является относительно узкая область его возможного практического применения, существующая вследствие отсутствия учета взаимной корреляции принимаемых сигналов при выполнении синтеза ААР, а именно при выполнении синтеза адаптивного процессора ААР. Последнее приводит к росту величины ошибки в вычисленных значениях ВВК АП ААР при приеме взаимно коррелированных сигналов и, как следствие, к снижению эффективности подавления помех (снижению величины ОСПШ на выходе ААР), а также к снижению эффективности обнаружения сигнала контролируемой РЭС средством РТК.
Задачей, на решение которой направлено изобретение, является расширение области его практического применения и создание способа синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решеткой, использование которого позволит синтезировать МЛ СФААР, осуществляющих эффективное подавления коррелированных помех и, как следствие, повысить эффективность средств РТК при обнаружении сигналов контролируемой РЭС, когда на входе антенной решетки (АР) присутствуют сигналы источников помех, коррелированных с сигналом контролируемой РЭС.
Техническим результатом изобретения является повышение эффективности подавления сигналов источников помех, коррелированных с сигналом РЭС, контролируемой средством РТК.
Показателем эффективности подавления помех МЛ СФААР является коэффициент подавления KP, определяемый формулой:
Figure 00000003
,
где λ2(1) - ОСПШ на входе и выходе МЛ СФААР, вычисляемое в соответствии с формулой:
Figure 00000004
,
где
Figure 00000005
,
Figure 00000006
- мощности сигнала контролируемой РЭС, принимаемого МЛ СФААР и внутренних шумов ее приемных каналов;
Figure 00000007
- мощность сигнала m-го источника помехового излучения на входе и выходе МЛ СФААР; М - число источников помехового излучения.
Поставленная задача решается, а требуемый технический результат достигается тем, что в известном способе-прототипе синтеза ААР, включающем задание исходных данных по количеству N АЭ, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением АП вычисляющего ВВК ДОС ААР
Figure 00000008
, где
Figure 00000009
- значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе ААР при изменении параметров СПО, отличающийся тем, что построение АП для МЛ СФААР выполняется с использованием параметрической модели сигналов источников излучения (ИИ):
S=Ξ,
где
Figure 00000010
- вектор сигналов ИИ; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигналов ИИ;
Figure 00000011
- матрица векторов
Figure 00000012
,
Figure 00000013
устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000014
- вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ; "j" - мнимая единица [3, с. 24], на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:
Figure 00000015
,
где ε2(Λ, A) - величина невязки входного сигнала МЛ СФААР, определяемая формулой:
ε2=(S-HB)+A(S-HB),
где "+" - знак эрмитого сопряжения [3, с. 187]; А - эрмитовая матрица, при этом АП МЛ СФААР вычисляет по результатам фильтрации входного сигнала МЛ СФААР вектор параметров:
Figure 00000016
,
где "Т" - знак транспонирования [3, с. 179], с последующим вычислением ВВК ДОС МЛ СФААР I0 в соответствии с формулой:
Figure 00000017
,
где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ СФААР;
Figure 00000018
- вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го ИИ на АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000019
;
Figure 00000020
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего ДН антенны в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах МЛ СФААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН; Е - единичная матрица [3, с. 177]; "*" - знак комплексного сопряжения [3, с. 27].
Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что вектор Λ параметров АП МЛ СФААР вычисляется в соответствии с уравнениями нелинейной фильтрации в гауссовом приближении:
Figure 00000021
;
Λ(k, k-1)=gΛΛ(k-1);
Figure 00000022
,
где
Figure 00000023
- вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора параметров АП МЛ СФААР; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации;
Figure 00000024
;
Figure 00000025
; gΛ=diag(g11, g22, …, g2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР;
Figure 00000026
; Ξ - матрица параметрической модели сигналов источников излучения;
Figure 00000027
,
Figure 00000028
- корреляционные матрицы шумов наблюдения и измерения.
Кроме того, требуемый технический результат достигается тем, что ДОС МЛ СФААР осуществляет формирование ДН в соответствии с формулой:
Figure 00000029
,
где ƒn(Х, u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР.
Синтез МЛ СФААР по заявленному способу включает задание исходных данных по количеству N АЭ МЛ СФААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу ДОС с последующим построением адаптивного процессора МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, при этом новым является то, что построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется с применением параметрической модели сигналов ИИ на основе критерия оптимальности, определяющего величину ошибки аппроксимации принимаемых сигналов ИИ указанной параметрической моделью, когда вектором управляемых параметров адаптивного процессора являются значения межэлементного набега фаз принятых сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ, с последующим вычислением вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, используя вычисленное значение вектора управляемых параметров адаптивного процессора, обеспечивающего максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР.
Заявляемый способ синтеза МЛ СФААР поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.
На фиг. 1 представлена электрическая структурная схема МЛ СФААР, синтезированная в соответствии с заявленным способом.
На фиг. 2 представлена электрическая структурная схема АП синтезированной МЛ СФААР.
На фиг. 3 представлена электрическая структурная схема ДОС синтезированной МЛ СФААР.
На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными АЭ, синтезированной по заявленному способу.
На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения синтезированной МЛ СФААР.
Цифрами на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 обозначены:
1 - блок приемного элемента МЛ СФААР;
2 - блок аналого-цифрового преобразования;
3 - блок диаграммообразующей схемы;
4 - блок адаптивного процессора МЛ СФААР;
5 - блок сигнального процессора МЛ СФААР;
6 - блок устройства управления МЛ СФААР.
7 - блок комплексного взвешивания сигналов;
8 - блок N-входового сумматора.
Синтез МЛ СФААР по заявленному способу состоит в том, что по имеющимся требованиям к коэффициенту направленного действия (КНД) МЛ СФААР G, уровню бокового излучения Umin рассчитывается число N АЭ, шаг d между соседними АЭ и амплитудное распределение МЛ СФААР на ее АЭ - In,
Figure 00000030
, где In - амплитуда тока n-го АЭ, согласно формуле:
Figure 00000031
где m - параметр, определяющий ширину главного луча ДН МЛ СФААР; xn - положение n-го АЭ МЛ СФААР относительно опорного, которому соответствует ДН F(I,X,u), формируемая ДОС МЛ СФААР, согласно формуле:
Figure 00000032
,
где ƒn(X,u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР; u=sin(θ) - обобщенная угловая координата; θ - угол, отсчитываемый от нормали к МЛ СФААР.
Далее выполняется построение адаптивного процессора МЛ СФААР вычисляющего вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР при изменении параметров СПО. Новым в заявляемом способе синтеза МЛ СФААР является то, что построение указанного АП выполняется с использованием параметрической модели:
Figure 00000033
где
Figure 00000034
- вектор сигнала ИИ, принимаемый МЛ СФААР; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР; Ξ=HB - матрица параметрической модели сигнала ИИ;
Figure 00000035
- матрица векторов
Figure 00000036
,
Figure 00000037
устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000038
- вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ, на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:
Figure 00000039
где ε2(Λ, A) - величина невязки сигнала ИИ, принимаемого МЛ СФААР, определяемая формулой:
Figure 00000040
где "+" - знак эрмитого сопряжения; А - эрмитовая матрица.
Использованием модели (2) для аппроксимации сигналов ИИ выполняется в рамках детерминированной модели тропосферного канала распространения, которая может быть принята к рассмотрению, когда время наблюдения сигналов ИИ удовлетворяет неравенству, определяемого формулой:
Figure 00000041
где TH - время наблюдения сигналов ИИ;
Figure 00000042
- время корреляций амплитудно-фазовых флуктуаций сигнала m-го ИИ, а интервал дискретизации входного сигнала АР условию:
Figure 00000043
где Δt - интервал дискретизации входного сигнала АР.
В этом случае дискретная модель сигнала, образованного М взаимно коррелированными сигналами ИИ и принимаемого МЛ СФААР запишется в виде [4, с. 365]:
Figure 00000044
где
Figure 00000045
,
Figure 00000046
, а
Figure 00000047
,
Figure 00000048
- множители, характеризующие диаграмму обратного вторичного излучения m-го ИИ в направлении n-го АЭ и фазовый набег на трассе распространения "m-й ИИ - n-й АЭ". Для системы уравнений, определяемой формулой (6), необходимо соблюдение неравенства
Figure 00000049
.
Построение адаптивного процессора МЛ СФААР выполняется в 3 этапа.
Этап 1. Определяется вектор управляемых параметров (УП) АП МЛ СФААР:
Figure 00000050
,
где "Т" - знак транспонирования, являющегося векторным случайным процессом (с.п.), значения которого вычисляются на интервале адаптации МЛ СФААР согласно уравнениям, являющимся алгоритмами функционирования АП МЛ СФААР.
Этап 2. Выполняется построение уравнений вычисления вектора УП Λ, на основе нелинейной фильтрации входного сигнала МЛ СФААР в гауссовом приближении [5, с. 460].
Для этого:
а) выполняется аппроксимация плотности вероятности векторного с.п. Λ нормальным законом;
б) задается модель изменения вектора УП Λ АП МЛ СФААР в виде стохастического уравнения:
Figure 00000051
где Λ(k) - значение вектора УП АП МЛ СФААР в k-й момент времени; gΛ=diag(g11, g22, …, g2M2M) - диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ СФААР;
Figure 00000052
- значение вектора дискретного белого гауссова шума (БГШ), с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ)
Figure 00000053
в k-й момент времени.
в) задается уравнение наблюдения, определяющее входной сигнал МЛ СФААР в соответствии с формулой (7):
Figure 00000054
где
Figure 00000055
- значение вектора входного сигнала МЛ СФААР в k-й момент времени; yn(k) - значение входного сигнала МЛ СФААР, регистрируемое n-м АЭ в k-й момент времени; ηY(k) - значение вектора дискретного БГШ с нулевым математическим ожиданием и корреляционной матрицей (КМ)
Figure 00000056
в k-й момент времени.
г) выполняется линеаризация уравнения (9) относительно оптимального значения вектора УП АП МЛ СФААР с учетом модели (2):
Figure 00000057
где
Figure 00000058
;
Figure 00000059
;
Figure 00000060
- экстраполированное значение вектора параметров АП МЛ СФААР.
Далее, на основании уравнения наблюдения (уравнения входного сигнала МЛ СФААР), определяемого формулой (10), когда плотность вероятности векторного с.п. Λ - гауссова, для структуры исполнительной части АП МЛ СФААР, определяемой формулой (8), используя методы нелинейной фильтрации, строятся уравнения вычисления векторного с.п. Λ в соответствии с критерием оптимальности (4), которые соответствуют следующим рекуррентным уравнениям:
Figure 00000061
Figure 00000062
Figure 00000063
где Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации;
Figure 00000064
;
Figure 00000065
.
Этап 3. Выполняется построение уравнения вычисления вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ
Figure 00000066
, где
Figure 00000067
- значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум ОСПШ на выходе МЛ СФААР, вычисляется по вычисленным значениям вектора УП АП МЛ СФААР в соответствии с формулой:
Figure 00000068
где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР;
Figure 00000069
- вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λm=exp(-jΔϕm);
Figure 00000070
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-е направление главного луча ее ДН.
МЛ СФААР, синтезированная по заявляемому способу, представлена на фиг. 1. Она содержит N блоков 1 антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, N блоков 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП), блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) МЛ СФААР, блок 4 адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР. При этом выходы N блоков 1 АЭ параллельно, через N блоков 2 АЦП, соединены с соответствующими входами первой группы входов бока 3 ДОС, а также с соответствующими входами блока 4 АП МЛ СФААР. Выходы блока 4 АП МЛ СФААР соединены с соответствующими входами второй группы входов блока 3 ДОС. Выход блока 3 ДОС является выходом МЛ СФААР. Блок 4 АП МЛ СФААР (фиг. 2) содержит блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР и блок 6 устройство управления (УУ) МЛ СФААР. Группа входов блока 5 СП является группой входов блока 4 АП МЛ СФААР. Группа выходов блока 5 СП соединена с группой входов блока 6 УУ. Группа выходов блока 6 УУ является группой выходов блока 4 АП МЛ СФААР. Блок 3 ДОС МЛ СФААР (фиг. 3) содержит N блоков 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) и блок 8 N-входового сумматора. Первые входы блоков 7 КВС образуют первую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Вторые входы блоков 7 КВС образуют вторую группу входов блока 3 ДОС МЛ СФААР. Выход каждого из N блоков 7 КВС соединен с соответствующим входом блока 8 N-входового сумматора. Выход блока 8 N-входового сумматора является выходом блока ДОС МЛ СФААР.
Блок 1 антенного элемента (АЭ) МЛ СФААР предназначен для приема (регистрации) сигналов ИИ, может быть выполнен, например, в виде печатной антенны [6, с. 268].
Блок 2 аналого-цифрового преобразования (АЦП) предназначен для преобразования принятого сигнала ИИ в цифровую форму, может быть выполнен, например, на базе субмодуля ADM214x10M [7].
Блок 3 диаграммообразующей схемы (ДОС) осуществляет формирование диаграммы направленности МЛ СФААР в соответствии с правилом:
Figure 00000071
,
где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока ДОС;
Figure 00000072
,
Figure 00000073
, - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на первую группу входов блока ДОС;
Figure 00000074
,
Figure 00000075
, - пространственные отсчеты цифрового комплексного сигнала, поступающие на вторую группу входов блока ДОС, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Блок 4 АП МЛ СФААР осуществляет вычисление значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ, их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР и вектора весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Блок 5 сигнального процессора (СП) МЛ СФААР предназначен для вычисления значений межэлементного набега фазы сигналов ИИ и их комплексных амплитуд относительно опорного АЭ МЛ СФААР в соответствии с разностными уравнениями:
Figure 00000076
;
Figure 00000077
;
Figure 00000078
,
где
Figure 00000079
- вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1), - текущая и экстраполированная оценка вектора фильтруемого процесса; KΛ(k) - матрица дисперсии ошибок фильтрации;
Figure 00000080
;
Figure 00000081
, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Блок 6 устройства управления (УУ) МЛ СФААР предназначен для вычисления ВВК ДОС МЛ СФААР в соответствии с формулой:
Figure 00000082
,
где I0 - регуляризирующий коэффициент ААР;
Figure 00000083
- вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го источника излучения на АЭ МЛ СФААР; Λm=exp(-jΔϕm);
Figure 00000084
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего величину КНД в q-м направлении; r0q - вектор фазового распределения токов на элементах ААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Блок 7 комплексного взвешивания сигналов (КВС) осуществляет умножение цифровых комплексных сигналов, поступающих на его соответствующие входы в соответствии с правилом:
Figure 00000085
,
где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока КВС; х1 - сигнал на первом входе блока КВС; х2 - сигнал на втором входе блока КВС; "*" - знак комплексного сопряжения, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Блок 8 N-входовый сумматор осуществляет суммирования цифровых комплексных сигналов, поступающих на его входы в соответствии с правилом:
Figure 00000086
,
где х0 - цифровой комплексный сигнал на выходе блока N-входового сумматора; xn,
Figure 00000087
, - пространственные отсчеты поступающего цифрового комплексного сигнала, может быть реализован в цифровом процессоре обработки сигналов, например микросхеме TMS320C6x [8, с. 34].
Функционирование МЛ СФААР, синтезированной по заявленному способу, поясняется чертежами, представленными на фиг. 1, фиг. 2, фиг. 3 и результатами, представленными на фиг. 4, фиг. 5.
В соответствии с набором амплитудно-фазовых распределений, задаваемыми векторами Iq, r0q,
Figure 00000088
, МЛ СФААР комплекса РТК формирует Q ДН требуемой формы в направлении Q контролируемых ИИ (контролируемых РЭС). При этом в зоне ответственности комплекса РТК находятся М источников помехового излучения, сигналы которых принимаются каждым из N блоков 1 АЭ МЛ СФААР, оцифровываются в соответствующих блоках 2 АЦП и поступают на соответствующие входы блока 5 СП, являющиеся входами блока 4 АП МЛ СФААР. В блоке 5 СП, в соответствии с формулами (11)-(13), вычисляется вектор Λ параметров АП МЛ СФААР. Результаты вычислений Λ передаются в блок 6 УУ. В блоке 6 УУ, в соответствии с формулой (14), по вычисленным значениям вектора Λ и заданным значениям векторов Iq, r0q,
Figure 00000089
, вычисляется I0 вектор весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР. Вычисленные значения вектора I0 передаются на вторую группу входов блока 3 ДОС, образованную вторыми входами N блоков 7 КВС. Одновременно с этим на первую группу входов блока 3 ДОС, образованную первыми входами N блоков 7 КВС, поступают оцифрованные в соответствующих N блоках 2 АЦП значения входного сигнала, принятого соответствующими блоками 1 АЭ МЛ СФААР. Взвешенные I0 ВВК ДОС МЛ СФААР в N блоках 7 КВС сигналы, принятые N блоками 1 АЭ МЛ СФААР и оцифрованные в N блоках 2 АЦП, поступают на соответствующие входы блока 8 N-входового сумматора. В результате на выходе блока 8 N-входового сумматора, являющимся выходом блока 3 ДОС, а также выходом МЛ СФААР формируется ДН МЛ СФААР, имеющая Q главных лепестков (лучей), ориентированных в направления контролируемых ИИ (контролируемых РЭС) и М нулей, ориентированных в направления источников помехового излучения, сигналы которых коррелированы между собой.
На фиг. 4 представлен результат моделирования ДН по мощности линейной МЛ СФААР с изотропными элементами, синтезированной по заявленному способу, и подтверждающий подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения. Моделирование проводилось для МЛ СФААР с числом АЭ, равным N=30, при шаге решетки, составляющем
Figure 00000090
, где λ - длина волны излучения, когда контролируемые РЭС находились под углом θ01=0°, θ02=-20° [(Q=2) относительно нормали к АР, а источники помехового излучения - под углами θ1=-57°, θ2=-40°, θ3=39°, θ4=21° и θ5=13° (М=3). Линией 1 показан результат формирования ДН МЛ СФААР без подавления сигналов источников помехового излучения, линией 2 - с подавлением, при
Figure 00000091
,
Figure 00000092
, где
Figure 00000093
,
Figure 00000094
- мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда
Figure 00000095
, где
Figure 00000096
- мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР, а коэффициент взаимной корреляции сигналов источников помехового излучения и сигналов контролируемых РЭС составлял rk ~0,95.
На фиг. 5 представлены результаты оценки величины коэффициента подавления помехового сигнала KP как функции коэффициента корреляции сигналов источников помехового излучения KP=ƒ(rk) для МЛ СФААР, синтезированной согласно способу-прототипу, - пунктирная линия (линия 1) и когда МЛ СФААР синтезирована согласно заявленному способу - непрерывная линия (линия 2). Результаты получены для значений
Figure 00000097
,
Figure 00000098
, где
Figure 00000099
,
Figure 00000100
- мощности помехового сигнала и сигнала контролируемой РЭС на входе МЛ СФААР, когда
Figure 00000101
, где
Figure 00000102
- мощность внутренних шумов приемных каналов МЛ СФААР.
Из представленных результатов следует, что применение заявленного способа синтеза МЛ СФААР позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую прием сигналов, контролируемых РЭС с заданного направления и подавление сигналов источников помехового излучения с произвольных направлений, когда коэффициент их взаимной корреляции составляет rk ~0,95.
Так при значении коэффициента взаимной корреляции помеховых сигналов с сигналом контролируемой РЭС, равном rk ~0,95, когда их источники расположены на угловых расстояниях, превышающих ширину главного луча ДН МЛ СФААР, а
Figure 00000103
,
Figure 00000098
, МЛ СФААР, синтезированная по заявленному способу, обеспечивает повышение коэффициента Kp подавления помеховых сигналов на ~21%, что позволяет повысить эффективность средства РТК по показателю ОСПШ на выходе МЛ СФААР на ~38-62%.
Таким образом, выполнение синтеза АП МЛ СФААР с использованием параметрической модели сигналов ИИ, определяемой формулой (2), на основе критерия оптимальности, определяемого формулой (4), когда ВВК I0 ДОС МЛ СФААР вычисляется согласно формуле (14), а вектора параметров АП МЛ СФААР согласно формулам (11)-(13), позволяет синтезировать МЛ СФААР, осуществляющую подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения при контроле сигналов РЭС в заданном угловом направлении, т.е. достичь технического результата и решить указанную техническую проблему. В свою очередь синтез МЛ СФААР, осуществляющей подавление коррелированных сигналов источников помехового излучения, позволяет расширить область практического применения заявленного способа синтеза МЛ СФААР, т.е. решить поставленную задачу.
Источники информации
1. Патент РФ №2357338 С1, МПК H01Q 21/00.
2. Монзинго, Р.А. Адаптивные антенные решетки. Введение в теорию / Р.А. Монзинго, Т.У. Миллер. - М.: Радио и связь, 1986. - 448 с.
3. Анго, Андре. Математика для электро- и радиоинженеров / Андре Анго М.: Изд. Наука, 1965. - 780 с.
4. Марпл. - мл., С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения / С.Л. Марпл.-мл. - М.: Мир, 1990. - 584.
5. Тихонов, В.И. Статистический анализ и синтез радиотехнических устройств и систем / В.И. Тихонов, В.Н. Харисов. - М.: Радио и связь, 1991. - 608 с.
6. Устройства СВЧ и антенны. Проектирование фазированных антенных решеток / Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.: Радиотехника. - 2003. - 631 с.
7. www.insys.ru, info@insys.ru. ЗАО "Инструментальные системы".
8. Остапенко, А.Г. Цифровые процессоры обработки сигналов: Справочник. / А.Г. Остапенко, С.И. Лавлинский, А.Б. Сушков и др., - М.: Радио и связь, 264 с. - 1994.

Claims (19)

1. Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки (МЛ СФААР) с использованием параметрической модели сигналов источников излучений, включающий задание исходных данных по количеству N антенных элементов (АЭ) МЛ СФААР, их характеристикам X, положению в пространстве и типу диаграммообразующей схемы (ДОС), с последующим построением адаптивного процессора (АП) МЛ СФААР, вычисляющего вектор весовых коэффициентов (ВВК) ДОС МЛ СФААР
Figure 00000104
, где
Figure 00000105
- значение весового коэффициента на n-м входе ДОС, обеспечивающий максимум отношения сигнал/помеха + шум на выходе МЛ СФААР при изменении параметров сигнально-помеховой обстановки, отличающийся тем, что построение АП МЛ СФААР выполняется с использованием параметрической модели сигналов источников излучения (ИИ):
Figure 00000106
,
где
Figure 00000107
- вектор сигналов ИИ; sn - сигнал ИИ, регистрируемый n-м АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000108
- матрица параметрической модели сигналов ИИ;
Figure 00000109
- матрица векторов
Figure 00000110
,
Figure 00000111
, устанавливающих фазовое распределение сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000112
- вектор комплексных амплитуд сигналов ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; Δϕm - значение межэлементного набега фазы сигнала m-го ИИ относительно опорного АЭ МЛ СФААР; М - число сигналов ИИ; "j" - мнимая единица, на основе критерия оптимальности, определяемого формулой:
Figure 00000113
,
где ε2 (Λ, А) - величина невязки входного сигнала МЛ СФААР, определяемая формулой:
Figure 00000114
,
где "+" - знак эрмитого сопряжения; А - эрмитовая матрица, при этом АП МЛ СФААР вычисляет по результатам фильтрации входного сигнала МЛ СФААР вектор параметров:
Figure 00000115
,
где "Т" - знак транспонирования, с последующим вычислением вектора I0 весовых коэффициентов ДОС МЛ СФААР в соответствии с формулой:
Figure 00000116
,
где I0 - регуляризирующий коэффициент МЛ СФААР;
Figure 00000117
- вектор амплитудно-фазового распределения, создаваемый сигналом m-го ИИ на АЭ МЛ СФААР;
Figure 00000118
;
Figure 00000119
- диагональная матрица амплитудного распределения токов на АЭ МЛ СФААР, определяющего ДН антенны в q-м направлении;
Figure 00000120
- вектор фазового распределения токов на элементах МЛ СФААР, определяющий q-e направление главного луча ее ДН; Е - единичная матрица.
2. Способ по п. 1, отличающийся тем, что вектор Λ параметров АП МЛ СФААР вычисляется в соответствии с уравнениями нелинейной фильтрации в гауссовом приближении:
Figure 00000121
;
Figure 00000122
;
Figure 00000123
,
где
Figure 00000124
- вектор входного сигнала МЛ СФААР; Λ(k), Λ(k, k-1) - текущая и экстраполированная оценка вектора параметров АП МЛ СФААР;
Figure 00000125
- матрица дисперсии ошибок фильтрации;
Figure 00000126
;
Figure 00000127
;
Figure 00000128
- диагональная матрица, определяющая динамику изменения процесса Λ на апертуре МЛ
Figure 00000129
;
Figure 00000130
- матрица параметрической модели сигналов источников излучения;
Figure 00000131
,
Figure 00000132
- корреляционные матрицы шумов наблюдения и измерения.
3. Способ по п. 1, отличающийся тем, что ДОС МЛ СФААР осуществляет формирование диаграммы направленности в соответствии с формулой:
Figure 00000133
,
где ƒn(Х, u) - функция, определяющая форму ДН n-го АЭ МЛ СФААР; X - вектор заданных характеристик АЭ МЛ СФААР.
RU2017114478A 2017-04-26 2017-04-26 Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения RU2650095C1 (ru)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017114478A RU2650095C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2017114478A RU2650095C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2650095C1 true RU2650095C1 (ru) 2018-04-06

Family

ID=61867527

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2017114478A RU2650095C1 (ru) 2017-04-26 2017-04-26 Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2650095C1 (ru)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (ru) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Способ формирования диаграммы направленности
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
RU2237379C2 (ru) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции и устройство для его реализации (варианты)
RU2495447C2 (ru) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Способ формирования диаграммы направленности

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2072525C1 (ru) * 1993-09-29 1997-01-27 Нижегородский государственный технический университет Способ формирования диаграммы направленности
RU2232485C2 (ru) * 2001-11-27 2004-07-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ формирования диаграммы направленности антенны и устройство для его реализации
RU2237379C2 (ru) * 2002-02-08 2004-09-27 Самсунг Электроникс Способ формирования диаграммы направленности адаптивной антенной решетки базовой станции и устройство для его реализации (варианты)
RU2495447C2 (ru) * 2011-11-15 2013-10-10 Федеральное государственное унитарное предприятие "Ростовский-на-Дону научно-исследовательский институт радиосвязи" (ФГУП "РНИИРС") Способ формирования диаграммы направленности

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10637520B2 (en) Devices and methods using the hermetic transform
Fenn Adaptive antennas and phased arrays for radar and communications
Ng et al. A practical simple geometry and gain/phase calibration technique for antenna array processing
US20150346338A1 (en) A method of configuring planar transducer arrays for broadband signal processing by 3d beamforming and signal processing systems using said method, in particular an acoustic camera
Zhang et al. High resolution 3-D angle of arrival determination for indoor UWB multipath propagation
JP4320441B2 (ja) アレーアンテナの校正方法及び校正装置
Shirvani-Moghaddam et al. A novel ULA-based geometry for improving AOA estimation
Haneda et al. A parametric UWB propagation channel estimation and its performance validation in an anechoic chamber
BouDaher et al. DOA estimation with co-prime arrays in the presence of mutual coupling
CN113219461A (zh) 基于最大化信噪比毫米波雷达稀疏阵列设计方法
Yan et al. Array pattern synthesis with robustness against manifold vectors uncertainty
Li et al. Robust adaptive beamforming based on particle filter with noise unknown
RU2650095C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели сигналов источников излучения
RU2659608C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели корреляционной матрицы принимаемого сигнала
Mondal Studies of different direction of arrival (DOA) estimation algorithm for smart antenna in wireless communication
CN111817766A (zh) 联合阵列天线单元方向图的波束形成方法
Yu et al. Adaptive phase-array calibration using MIMO radar clutter
Lanne et al. Calibrating an array with scan dependent errors using a sparse grid
EP2566067B1 (en) Method and apparatus for signal detection
Wu et al. Array pattern synthesis and robust beamforming for a complex sonar system
EP1543341B1 (en) Method and apparatus for reducing the amount of shipboard-collected calibration data
RU2659613C1 (ru) Способ синтеза многолучевой самофокусирующейся адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот сигналов источников излучения
RU2614030C1 (ru) Способ формирования многолучевой диаграммы направленности самофокусирующейся адаптивной антенной решетки
RU2577827C1 (ru) Многолучевая самофокусирующаяся антенная решетка
RU2650096C1 (ru) Способ формирования диаграммы направленности многолучевой адаптивной антенной решетки с использованием параметрической модели спектра пространственных частот входного сигнала

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20190427