RU2569578C1

RU2569578C1 - Phase-compensating image channel suppressor in radio signal receiver

Info

Publication number: RU2569578C1
Application number: RU2014131789/08A
Authority: RU
Inventors: Анатолий Алексеевич Волков
Priority date: 2014-08-01
Filing date: 2014-08-01
Publication date: 2015-11-27

Abstract

FIELD: radio engineering, communication.

SUBSTANCE: phase-compensating image channel suppressor in a radio signal receiver consists of a preselector, two mixers, a heterodyne, a 90° phase changer, a phase inverter, an adder and a concentrated selection filter. The suppressor further includes two resistors with the same resistance, two capacitors with the same capacitance and two signal amplitude limiters.

EFFECT: high noise-immunity and quality of radio reception owing to high degree of suppression of an image channel in a receiver.

2 dwg

Description

Изобретение относиться к области приема радиосигналов в железнодорожных радиостанциях (ЖР).The invention relates to the field of reception of radio signals in railway radio stations (LR).

Известны фазокомпенсационные подавители зеркального канала в приемнике, описанные в литературе, например в:Known phase-compensation suppressors of the mirror channel in the receiver, described in the literature, for example in:

1. Горелов Г.В., Фомин А.Ф., Волков А.А., Котов В.К.1. Gorelov G.V., Fomin A.F., Volkov A.A., Kotov V.K.

Теория передача сигналов на железной дороге в транспорте - М:. ФГБОУ, 2013. - С. 356-359.The theory of signaling on the railway in transport - M :. FSBEI, 2013 .-- S. 356-359.

2. Верзунов М.В. и др. Однополосная модуляция. - М.: Связьиздат, 1962. - С. 95-101.2. Verzunov M.V. et al. Single-band modulation. - M .: Svyazizdat, 1962 .-- S. 95-101.

3. Момот Е.Г. Проблемы и техника синхронного радиоприема. - М.: Наука, 1961. - С.59-60.3. Momot EG Problems and technology of synchronous radio reception. - M .: Nauka, 1961. - P.59-60.

По технической сущности наиболее близким к изобретению является устройство, описанное в первом источнике, которое по этой причине и принимается за его прототип. Во втором и третьем источниках описаны аналоги изобретения.By technical nature, the closest to the invention is the device described in the first source, which for this reason is taken as its prototype. The second and third sources describe analogues of the invention.

Прототип состоит из двух смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°, полосового фазовращателя на 90°, фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу преселектора приемника; выход первого смесителя подключен к одному входу сумматора непосредственно, а выход другого смесителя подключен ко второму входу сумматора через последовательно соединенные полосовой фазовращатель 90° и фазоинвертор или минуя фазоинвертор; к выходу сумматора подключен ФСС; выход гетеродина соединен со вторым входом первого смесителя непосредственно и со вторым входом второго смесителя - через фазовращатель на 90°.The prototype consists of two mixers, a local oscillator, a 90 ° phase shifter, a 90 ° phase shifter, a phase inverter, an adder, a concentrated selection filter (FSS), the inputs of both mixers being short-circuited and connected to the output of the receiver selector; the output of the first mixer is connected directly to one input of the adder, and the output of the other mixer is connected to the second input of the adder through a 90 ° band phase shifter and phase inverter connected in series or bypassing the phase inverter; FSS is connected to the output of the adder; the local oscillator output is connected directly to the second input of the first mixer and to the second input of the second mixer through a 90 ° phase shifter.

Основным недостатком прототипа является относительно низкая степень подавления зеркального канала σ_з=35 дБ из-за большой погрешности Δφ=2°-3° фазового сигнала на угол φ=90° в полосовом фазовращателе, что приводит к существенному снижению помехоустойчивости и качества радиоприема.The main disadvantage of the prototype is the relatively low degree of suppression of the mirror channel σ _z = 35 dB due to the large error Δφ = 2 ° -3 ° of the phase signal at an angle φ = 90 ° in the band phase shifter, which leads to a significant decrease in noise immunity and radio reception quality.

Техническим результатом изобретения является повышение помехоустойчивости и качества радиоприема за счет повышение степени подавления зеркального канала в приемнике до требуемого значения σ_з=80 дБ.The technical result of the invention is to increase the noise immunity and quality of radio reception by increasing the degree of suppression of the mirror channel in the receiver to the required value of σ _s = 80 dB.

Сущность изобретения состоит в том, что в фазокомпенсационный подавитель зеркального канала в приемнике радиосигналов, состоящий из преселектора (ПРС), двух смесителей, гетеродина, фазовращателя на 90°, фазоинвертора, сумматора, фильтра сосредоточенной селекции (ФСС), причем, сигнальные входы обоих смесителей соединены между собой накоротко и подключены к выходу ПРС приемника, а выход гетеродина подключен ко второму входу первого смесителя непосредственно и ко второму входу второго смесителя - через фазовращатель на 90°; выход сумматора соединен со входом ФСС, дополнительно введены два резистора одинаковых сопротивлений, два конденсатора одинаковых емкостей и два ограничителя амплитуды сигналов, причем первый резистор и первый конденсатор подключены последовательно к выходу первого смесителя, а второй конденсатор и второй резистор подключены последовательно к выходу второго смесителя; вход первого конденсатора подключен к первому входу сумматора через первый ограничитель амплитуды, а вход второго резистора подключен к второму входу сумматора только через второй ограничитель амплитуды при частоте гетеродина меньше частоты сигнала или через последовательно соединенные фазоинвертор и второй ограничитель амплитуды, если частота гетеродина больше частоты сигнала.The essence of the invention lies in the fact that in the phase-compensating mirror channel suppressor in the radio signal receiver, consisting of a preselector (PRS), two mixers, a local oscillator, a 90 ° phase shifter, a phase inverter, an adder, a concentrated selection filter (FSS), moreover, the signal inputs of both mixers short-circuited and connected to the output of the PRS receiver, and the local oscillator output is connected directly to the second input of the first mixer and to the second input of the second mixer through a 90 ° phase shifter; the adder output is connected to the FSS input, two resistors of the same resistance, two capacitors of the same capacitance and two signal amplitude limiters are additionally introduced, the first resistor and the first capacitor connected in series to the output of the first mixer, and the second capacitor and second resistor connected in series to the output of the second mixer; the input of the first capacitor is connected to the first input of the adder through the first amplitude limiter, and the input of the second resistor is connected to the second input of the adder only through the second amplitude limiter when the local oscillator frequency is less than the signal frequency or through a series-connected phase inverter and second amplitude limiter if the local oscillator frequency is higher than the signal frequency.

Существенным отличием изобретения являются введенные элементы и их связи, так как только они позволяют подавить на 80 дБ зеркальный канал и добиться указанного технического эффекта.A significant difference of the invention are the introduced elements and their connections, since only they allow to suppress the mirror channel by 80 dB and achieve the specified technical effect.

Изобретение иллюстрируется чертежами.The invention is illustrated by drawings.

На фиг. 1 представлена структурная схема предлагаемого фазокомпенсационного подавителя зеркального канала, а на фиг. 2 - векторные диаграммы, поясняющие его работу.In FIG. 1 is a structural diagram of the proposed phase-compensation suppressor of the mirror channel, and in FIG. 2 - vector diagrams explaining his work.

На фиг. 1 обозначено: 1 - преселектор (ПРС); 2, 5 - смесители; 3 - гетеродин, 4 - фазовращатель сигнала на 90°; 6, 11 - резисторы одинаковых сопротивлений; 7, 8 - конденсаторы одинаковых емкостей; 9, 10 - ограничители амплитуды сигнала; 12 - сумматор; 13 - фазоинвертор; 14 - фильтр сосредоточенной селекции (ФСС). Введенные элементы обведены пунктирной линией.In FIG. 1 is indicated: 1 - preselector (ORS); 2, 5 - mixers; 3 - local oscillator, 4 - phase shifter of the signal by 90 °; 6, 11 - resistors of the same resistances; 7, 8 - capacitors of the same capacities; 9, 10 - signal amplitude limiters; 12 - adder; 13 - phase inverter; 14 - filter focused selection (FSS). Entered elements are outlined with a dashed line.

Работа схемы происходит следующим образом.The operation of the circuit is as follows.

С выхода преселектора (ПРС) 1 сумма сигналов основного u_c(t)=U_ccos[ω_ct+θ_c(λ₀, t)]From the output of the preselector (ORS) 1 the sum of the signals of the main u _c (t) = U _c cos [ω _c t + θ _c (λ ₀ , t)]

и зеркального u_з(t)=U_зcos[ω_зt+θ_з(λ_з, t)] каналов, т.е. u₁(t)=u_с(t)+u_з(t),and mirror u _z (t) = U _z cos [ω _z t + θ _z (λ _z , t)] channels, ie u ₁ (t) = u _с (t) + u _з (t),

поступает на одни входы смесителей 2, 5. Здесь θ(λ, t) - составляющая фазы сигнала, несущая информацию о передаваемом сообщении λ(t).arrives at one of the inputs of the mixers 2, 5. Here θ (λ, t) is the component of the signal phase, carrying information about the transmitted message λ (t).

Колебания гетеродина 3 u_г(t)=U_гcosω_гt подаются на второй вход смесителя 2 непосредственно и на второй вход смесителя 5 - через фазовращатель 4 на 90°, т.е. $u_{г} (t) = U_{г} \cos (ω_{г} t + 90 °) = U_{г} \sin ω_{г} t = {\overset{\land}{u}}_{г} (t)$

, при частоте гетеродина ω_г>ω_с.Oscillations of the local oscillator 3 u _g (t) = U _g cosω _g t are fed directly to the second input of the mixer 2 and to the second input of the mixer 5 through a phase shifter 4 by 90 °, i.e.

u_{g} (t) = U_{g} \cos (ω_{g} t + 90 °) = U_{g} \sin ω_{g} t = {\overset{\land}{u}}_{g} (t)

, at a local oscillator frequency ω _g > ω _s .

На выходе смесителей 2, 5, представляющих собой в эквиваленте перемножители сигналов с активной нагрузкой, образуются колебания:At the output of the mixers 2, 5, which are equivalent to multipliers of signals with active load, oscillations are formed:

u₂(t)=u₁(t)·u_г(t)=0,5U₁U_г{cos[(ω_г-ω_с)t-θ_с(λ_с, t)]+cos[(ω_з-ω_г)t+θ_з(λ_з, t)]+b, ч},u ₂ (t) = u ₁ (t) · u _g (t) = 0.5U ₁ U _g {cos [(ω _g -ω _s ) t-θ _s (λ _s , t)] + cos [(ω _s -ω _g ) t + θ _s (λ _s , t)] + b, h},

$u_{5} (t) = u_{1} (t) \cdot {\overset{\land}{u}}_{г} (t) = 0,5 U_{1} U_{г} {\sin [(ω_{г} - ω_{с}) t - θ_{c} (λ_{c}, t)] - \sin [(ω_{з} - ω_{г}) t + θ_{з} (λ_{з}, t)] + b, ч}$

u_{5} (t) = u_{one} (t) \cdot {\overset{\land}{u}}_{g} (t) = 0.5 U_{one} U_{g} {\sin [(ω_{g} - ω_{from}) t - θ_{c} (λ_{c}, t)] - \sin [(ω_{s} - ω_{g}) t + θ_{s} (λ_{s}, t)] + b, h}

где ω_г-ω_с=ω_з-ω_г=ω_пр - промежуточная частота.where ω _g -ω _c = ω _s -ω _g = ω _CR - the intermediate frequency.

Видно, что второе колебание отличается от первого сдвигом по фазе на 90° (sin вместо cos) и знаком «-» у сигнала зеркального канала, так как частота гетеродина меньше частоты зеркального канала (ω_г<ω_з). Для исключения зеркального канала колебание u₅(t) сдвигается по фазе на 90° относительно колебания u₂(t) с помощью двух RC-цепочек, у которых элементы R и С включены последовательно, причем R1=R2, а С1=С2. Одна цепочка 6, 7 подключена к выходу первого смесителя 2, а другая 8, 11 с обратным включением элементов - к выходу второго смесителя 5. Фазы сигналов на элементах этих цепочек всегда сдвинуты между собой на 90°, о чем говорит символ j у сопротивления конденсатора X_c=1/jωc, которое является реактивным в отличие от активного сопротивления R. Известно, что угол, находящийся на окружности, стороны которого соединены с концами ее диаметра, всегда равен 90°, что и показано на фиг. 2. Каждая RC-цепочка ращепляет свой входной сигнал на два сигнала, сдвинутых между собой по фазе на 90°, а с учетом того, что входные сигналы этих цепочек тоже сдвинуты между собой по фазе на 90°, то и векторные диаграммы на фиг. 2 тоже сдвинуты между собой на 90°. Поэтому сигнал на емкости первой цепочки совпадает по направлению и знаку с сигналом на резисторе второй цепочки, что отмечено одинаковым перечеркиванием их векторов на фиг. 2 и было подтверждено компьютерно и экспериментально. На промежуточной частоте ω=ω_пр модули этих сигналов равны между собой и поэтому в сумме зеркальный сигнал исключается, а основной удваивается по величине. Если же частота изменится, то эти векторы останутся параллельными между собой, хотя изменится их направление и нарушатся равенства их модулей, как показано на фиг. 2 вторым треугольником. Поэтому зеркальный канал только ослабится, а основной увеличится менее чем в 2 раза. Но промежуточная частота более чем в 100 раз превосходит частоту модулирующего сигнала Ω и поэтому общая частота будет изменяться незначительно: ω_пр+Ω≈ω_пр, а модули векторов сигналов на R и С будут оставаться практически неизменными. Тем не менее амплитуды этих сигналов выравниваются в ограничителях амплитуды 9 и 10, после чего они поступают на свои входы сумматора 12, минуя фазоинвертор 13, если частота входного сигнала больше частоты гетеродина. Если же имеет место обратное неравенство этих частот, то сигнал с блока 10 поступает на свой вход сумматора через фазоинвертор 13. В результате на выходе сумматора 12 имеется только колебание основного канала:It can be seen that the second oscillation differs from the first one by a 90 ° phase shift (sin instead of cos) and a “-” sign for the signal of the mirror channel, since the local oscillator frequency is less than the frequency of the mirror channel (ω _g <ω _s ). To exclude the mirror channel, the oscillation u ₅ (t) is phase shifted by 90 ° relative to the oscillation u ₂ (t) using two RC chains in which the elements R and C are connected in series, with R1 = R2 and C1 = C2. One chain 6, 7 is connected to the output of the first mixer 2, and the other 8, 11 with the reverse connection of the elements to the output of the second mixer 5. The phases of the signals on the elements of these chains are always shifted by 90 °, as indicated by the symbol j at the capacitor resistance X _c = 1 / jωc, which is reactive in contrast to the active resistance R. It is known that the angle located on a circle whose sides are connected to the ends of its diameter is always 90 °, as shown in FIG. 2. Each RC chain splits its input signal into two signals that are phase shifted by 90 ° to each other, and taking into account that the input signals of these chains are also phase shifted by 90 °, the vector diagrams in FIG. 2 are also shifted to each other by 90 °. Therefore, the signal on the capacitance of the first chain coincides in direction and sign with the signal on the resistor of the second chain, which is marked by the same crossing of their vectors in FIG. 2 and was confirmed computer and experimentally. At the intermediate frequency ω = ω _{pr, the} moduli of these signals are equal to each other and therefore, in the sum, the mirror signal is excluded, and the main one doubles in value. If the frequency changes, then these vectors will remain parallel to each other, although their direction will change and the equalities of their modules will be violated, as shown in FIG. 2 second triangle. Therefore, the mirror channel will only weaken, and the main channel will increase less than 2 times. But the intermediate frequency is more than 100 times higher than the frequency of the modulating signal Ω and therefore the total frequency will change slightly: ω _pr + Ω≈ω _pr , and the modules of the signal vectors on R and C will remain practically unchanged. Nevertheless, the amplitudes of these signals are aligned in the amplitude limiters 9 and 10, after which they arrive at their inputs of the adder 12, bypassing the phase inverter 13, if the frequency of the input signal is greater than the frequency of the local oscillator. If the reverse inequality of these frequencies takes place, then the signal from block 10 is fed to its adder input through a phase inverter 13. As a result, at the output of adder 12 there is only oscillation of the main channel:

u₁₂(t)=u₉(t)-u₁₀(t)=U₁U_Гcos[ω_прt-θ_с(λ_с, t)]+B.Ч.u ₁₂ (t) = u ₉ (t) -u ₁₀ (t) = U ₁ U _Г cos [ω _pr t-θ _s (λ _s , t)] + B.

Далее сигнал u₁₂(t) поступает на вход ФСС 14, пропускающий на свой выход только основной сигнал промежуточной частоты ω_пр и не пропускающий В.Ч. составляющие.Next, the signal u ₁₂ (t) is fed to the input of the FSS 14, transmitting to its output only the main intermediate frequency signal ω _pr and not passing V.Ch. components.

Так фазокомпенсационным способом с помощью введенных элементов подавляется зеркальный канал. Степень этого подавления определяется выражением: (σ_{з дб}=-20lg[sin(0,5Δφ]), где погрешность фазового сдвига в RC-цепочках Δφ очень мала, вплоть до 7 минут. В этом случае σ_з=80 дБ в отличие от прототипа, где σ_з=35 дБ.So the phase-compensated method using the introduced elements suppresses the mirror channel. The degree of this suppression is determined by the expression: (σ _{z db} = -20lg [sin (0.5Δφ]), where the phase shift error in the RC chains Δφ is very small, up to 7 minutes. In this case, σ _z = 80 dB prototype, where σ _s = 35 dB.

Технико-экономическим эффектом изобретения является повышение помехоустойчивости и качества приема сигналов в железнодорожных радиостанциях (ЖР), что способствует повышению безопасности движения поездов, а также упрощению и удешевлению приемника. Это достигается за счет дополнительного подавления зеркального канала в приемнике на 80 дБ вместо 35 дБ введенными элементами и их связями.The technical and economic effect of the invention is to increase the noise immunity and signal reception quality in railway radio stations (LR), which helps to increase the safety of train traffic, as well as simplify and reduce the cost of the receiver. This is achieved by additional suppression of the mirror channel in the receiver by 80 dB instead of 35 dB by the introduced elements and their relationships.

Claims

The phase-compensating mirror channel suppressor in the radio signal receiver, consisting of a preselector (ORS), two mixers, a local oscillator, a 90 ° phase shifter, a phase inverter, an adder, a concentrated selection filter (FSS), and the signal inputs of both mixers are short-circuited and connected to the output ORS of the receiver, and the local oscillator output is connected directly to the second input of the first mixer and to the second input of the second mixer through a 90 ° phase shifter; the adder output is connected to the FSS input, characterized in that two resistors of the same resistance, two capacitors of the same capacitance, and two signal amplitude limiters are additionally introduced into it; moreover, the first resistor and the first capacitor are connected in series to the output of the first mixer, and the second capacitor and the second resistor connected in series to the output of the second mixer; the input of the first capacitor is connected to the first input of the adder through the first amplitude limiter, and the input of the second resistor is connected to the second input of the adder only through the second amplitude limiter when the local oscillator frequency is less than the frequency of the input signal or through series-connected phase inverter and the second amplitude limiter if the local oscillator frequency is higher than the input frequency signal.