RU2514133C2 - Method for faster search of broadband signals and device for realising said method - Google Patents
Method for faster search of broadband signals and device for realising said method Download PDFInfo
- Publication number
- RU2514133C2 RU2514133C2 RU2012108704/08A RU2012108704A RU2514133C2 RU 2514133 C2 RU2514133 C2 RU 2514133C2 RU 2012108704/08 A RU2012108704/08 A RU 2012108704/08A RU 2012108704 A RU2012108704 A RU 2012108704A RU 2514133 C2 RU2514133 C2 RU 2514133C2
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- pvkf
- input
- output
- pnp
- outputs
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Complex Calculations (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных в широкополосной радиосвязи и радионавигации, где этапу приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью (ПСП), обязательно предшествует этап синхронизации.The invention relates to methods and devices for processing data in broadband radio communications and radio navigation, where the step of receiving information signals with a spread spectrum (CPC), manipulated by some pseudorandom sequence (SRP), is necessarily preceded by a synchronization step.
Известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов ПСП (Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.). Текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимо-корреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала.There is a known method of searching for CPC by delay, using a priori information on the location and structure of the bandwidth segments to reduce the average search time (V. Zhuravlev. Search and synchronization in broadband systems [Text], V. I. Zhuravlev, M., “Radio and communication ", 1986). The current signal delay is determined by the threshold detection of the value of the cross-correlation function between some short reference sequence and a regularly located segment of a similar structure of the received signal.
Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимнокорреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.The most important disadvantages of this method are, firstly, its applicability only for linear recurrent M-sequences and for which their segment structure has been studied, and secondly, the threshold assessment is carried out against the background of comparison with very large levels of side bursts of the cross-correlation function segment, which is noticeable reduces the likelihood of correct detection of current energy.
Так же близким к заявляемому является способ поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности. При этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров (Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И.Сныткин, В.И.Бурым, А.Т.Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.). Данный способ обладает рядом недостатков:Also close to the claimed one is a CPC search method, the essential features of which are the weighted summation of the responses of several digital matched filters tuned to several different elements of the SRP with an a priori known structure, having minimal cross-correlation with respect to each other and unevenly distributed along the length of the received manipulating sequence . In this case, the summation weights are determined by the order of the segments, and the current delay is determined by the fact that the threshold value of the weighted sum of the responses of the matched filters is exceeded (Snytkin II. Delay synchronization during digital processing of extra-long recursive sequences [Text] / II Snytkin, V. I. Burym, A.T. Serobabin, Proceedings of higher educational institutions. Radioelectronics, No. 7, 1990). This method has several disadvantages:
сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;a reduction in the average search time is ensured only under close to ideal interference conditions, when the probability of false detection or omission of the bandwidth segment is very small;
применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимнокорреляционных свойств составляющих сегментов;the use of a limited class of SRP, studied in detail from the point of view of the mutual correlation properties of the constituent segments;
значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.significant hardware costs for constructing a block of digital matched filters for searching for long-bandwidth SRP.
Известно устройство для синхронизации шумоподобных сигналов (А.с. 1003372 СССР, МКИ3 H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С. Воробьев, А.В. Кузичкин, В.М.Куркин, Б.И. Просенков, В.В. Артюшин, В.М.Тарасов (СССР)), решающее задачу поиска сигнала с использованием 2-х каналов квадратурной обработки с аналого-цифровыми и цифроаналоговыми преобразователями, циклическими накопителями и вычислителями корреляционных функций, что позволяет считать данное устройство близким аналогом к заявляемому устройству как по составу, так и по решаемым задачам.A device for synchronizing noise-like signals (A.S. 1003372 USSR, MKI 3
Однако данное устройство повышает скорость поиска сигнала лишь за счет повышения помехозащищенности этапа обнаружения состояния синхронизма, но при этом не реализуется алгоритм ускоренного поиска, оптимизирующий порядок анализа области неопределенности сигнала по задержке, либо, учитывающий особенности и закономерности структуры используемых манипулирующих ПСП.However, this device increases the signal search speed only by increasing the noise immunity of the stage of detecting the synchronism state, but an accelerated search algorithm is not implemented that optimizes the analysis of the signal uncertainty region by delay, or that takes into account the structural features and patterns of the manipulating SRPs used.
Наиболее близким (прототипом) к заявляемому способу является способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту (Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007).The closest (prototype) to the claimed method is a method for accelerated search for broadband signals according to the patent (Pat. 2297722 Russian Federation, IPC 8
Сходными признаками данного способа с заявляемым способом являются:Similar features of this method with the claimed method are:
использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;the use of a priori information about the ratio of the value of the number of the clock cycle of the current delay of the received signal and the clock cycle of detection of the total values of the mutual correlation between the received and reference sequences;
поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными реккуретными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l1, в другом l2;a search for the delay of signals manipulated by derivatives of non-linear recurring sequences (PNP) is carried out in parallel along 2 channels, in one of which a sequentially repeating component of length l 1 is used as a reference, in the other l 2 ;
в результате из l1 и l2 накопленных в каждом из 2-х каналов значений ПВКФ выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов imax∈(0, 1,…, l1-1) и jmax∈(0, 1,…, l2-1) относительно начальных соответствующих l0; и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов с1 и с2 производящих компонент по следующим соотношениям:as a result, from l 1 and l 2 the PVKF values accumulated in each of the 2 channels, select the maximum value and fix the corresponding numbers of the mutual shift cycles i max ∈ (0, 1, ..., l 1 -1) and j max ∈ (0, 1, ..., l 2 -1) relative to the initial corresponding l 0 ; and further on the obtained i max and j max determine the values of cyclic shifts from 1 and 2 producing components according to the following relations:
затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l1 и l2, генерируемых с циклическими сдвижками c1 и с2, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l1·l2, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с1 и с2 в соответствии с выражениями:then, through the parallel formation of 2 sequences of repeating generating components of lengths l 1 and l 2 generated with cyclic shifts c 1 and 2, respectively, as well as symbol-by-
решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.the decision to capture the PNP signal by the delay is made upon exceeding the set threshold by the PVKF value of the received and received reference derivative of the PNP signal, otherwise the search continues.
Наиболее близким устройством (прототипом), реализующим поиск СРС, манипулированных ПНП, которое при соответствующих изменениях может реализовать предлагаемый способ ускоренного поиска, является схема - устройство (Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007).The closest device (prototype) that implements the search for CPC, manipulated PNP, which, with appropriate changes, can implement the proposed method of accelerated search, is the circuit device (Pat. 2297722 Russian Federation, IPC 8
Сходными признаками данного устройства (прототипа) с заявляемым устройством являются:Similar features of this device (prototype) with the claimed device are:
устройство содержит: два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов с1 и c2.the device comprises: two channels of correlator-type processing, and correlation processing is implemented on the basis of acoustoelectronic convolvers (AEC), a received signal is applied to one input of each channel; reference sequence generator, the first output of this generator of each channel is connected to the corresponding input of the derivative signal generator, the output of which is connected to one of the inputs of the delay synchronism control circuit, the other input of which is the input of the received signal, and the input of the reference sequence generator of each channel is connected to the output of the corresponding calculator shifts with 1 and c 2 .
Известный «способ-прототип» и устройство для его реализации обладают рядом недостатков:The well-known "prototype method" and a device for its implementation have several disadvantages:
1) в прототипе в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПКФ и тем самым - значительному количеству «прогонок» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывает вышеуказанную информацию для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации.1) the prototype as a whole does not take into account and does not use a priori information about the structure of PVKF PNP, which leads, firstly, to a “blind” energy storage of the side peaks of the PCF and thereby to a significant number of “runs” (an increase in the number p) and ultimately, to increase the search and detection time, including by slowly increasing the signal-to-noise (s / w) ratio at the output of the quick search device (UBP) for making a decision, and secondly, it does not take into account the above information to speed up the search detection and synchronization.
Как показали исследования авторов, ПВКФ ПНП имеет детерминированную структуру, т.е. ПВКФ является детерминированной функцией времени, причем такой, что при определенном приближении ее можно считать практически дискретной функцией времени. При этом структура ПВКФ однозначно определяет состав производящих компонент (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длины l1 и l2 и их вид (тонкую внутреннюю структуру НЛРП). Т.е. между видом, длительностями l1 и l2 производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) и ПВКФ ПНП имеется детерминированное взаимооднозначное соответствие. Поэтому, зная состав ПНП (т.е состав ПК-1 и ПК-2), можно однозначно экстраполировать (предсказывать) структуру ПВКФ и наоборот - по структуре ПВКФ можно однозначно экстраполировать состав ПНП. Под структурой ПВКФ ПНП как функции времени понимается периодическое распределение во времени ярко выраженных и детерминированных по величине (амплитуде) и времени появления частных боковых пиков (всплесков) ПВКФ, которые обозначим как Rчп1 и Rчп2. На фиг.5 и фиг.7 представлены примеры ПВКФ некоторых ПНП, демонстрирующих это утверждение. Поэтому, априорно зная на приемной стороне СРС состав принимаемой ПНП, можно однозначно априорно экстраполировать структуру ПВКФ, т.е. можно использовать априорную информацию о структуре ПВКФ для организации ускорения и повышения достоверности процесса поиска, обнаружения и синхронизации ПСП в СРС;As the studies of the authors showed, PVKF PNP has a deterministic structure, i.e. PVKF is a deterministic function of time, and such that, with a certain approximation, it can be considered an almost discrete function of time. Moreover, the structure of PVKF unambiguously determines the composition of the producing components (simple nonlinear recurrence sequences - NLRP) of length l 1 and l 2 and their type (thin internal structure of NLRP). Those. between the species, the durations l 1 and l 2 of the producing components (PK-1 and PK-2) and PVKF PNP there is a determined one-to-one correspondence. Therefore, knowing the composition of the PNP (i.e., the composition of PK-1 and PK-2), it is possible to unambiguously extrapolate (predict) the structure of PVKF and vice versa - according to the structure of PVKF, it is possible to unambiguously extrapolate the composition of PNP. The structure of PVKF PNP as a function of time is understood to mean the periodic time distribution of pronounced and determined by the magnitude (amplitude) and time of occurrence of the private side peaks (bursts) of PVKF, which we denote as R np1 and R np2 . Figure 5 and figure 7 presents examples of PVKF some PNP, demonstrating this statement. Therefore, a priori knowing the composition of the received PNP on the receiving side of the CDS, it is possible to unambiguously a priori extrapolate the structure of PVKF, i.e. You can use a priori information about the structure of PVKF to organize the acceleration and increase the reliability of the search, detection and synchronization of memory bandwidth in the CDS;
2) первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через l1 и l2 тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых l1 и l2 тактов;2) the first summation (accumulation) in the parallel adder of the prototype occurs only after l 1 and l 2 cycles after the start of each stage of the run, i.e. information that can be “removed” during these first l 1 and l 2 clock cycles is lost;
3) «накопление» максимальных пиков ПВКФ (R∑1,2) в прототипе осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из l1, l2 тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ Rчп1 и Rчп2, что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового»(*) отношения с/ш.3) "accumulation" of the maximum peaks of PVKF (R ∑1,2 ) in the prototype is carried out "blindly": the obviously "zero" (or very small) side bursts of PVKF (in all shift cycles except one of l 1 , l 2 cycles ) with particular pronounced PVKF maxima R chp1 and R chp2 , which leads either to a decrease in the reliability of the search, or to an increase in the search time due to the lower “final” (*) s / w ratio.
Действительно, если обозначить:Indeed, if we denote:
- энергию полезного сигнала на выходе цифрового компаратора (ЦК) 1-го канала как
- энергию частного (максимального) пика ПКФ, получаемого в течение времени анализа (периодически) один раз за l1 и l2 тактов соответственно в 1-м и 2-м каналах как Rчп1 и Rчп2, а энергию шума за время одного такта - «Ш»; при этом в момент появления Rчп1 и Rчп2 будем иметь сумму «сигнал + шум»: (Rчп1+ш) и (Rчп2+ш), - то для прототипа «итоговое» отношение с/ш на выходе цифровых компараторов первого и второго каналов за время одного прогона (число р=1) всей длины L ПНП будем иметь:- the energy of the partial (maximum) peak PCF obtained during the analysis time (periodically) once in l 1 and l 2 cycles in the 1st and 2nd channels, respectively , as R pn1 and R pn2 , and the noise energy for one cycle - "Sh"; at the same time, at the moment of appearance of R np1 and R np2 we will have the sum “signal + noise”: (R np1 + w) and (R np2 + w), then for the prototype the “final” s / w ratio at the output of the digital comparators of the first and the second channel during one run (number p = 1) of the entire length L of the PNP will have:
для 1-го канала:
для 2-го канала:
а при числе прогонов р>1 будем иметь:and for the number of runs p> 1 we will have:
для 1-го канала:
для 2-го канала:
1. Как видно, во-первых, при одном прогоне (р=1), т.е. на длине одной ПНП, итоговое отношение
4) выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонки, т.е. pmin=1)) за l1 и l2 тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии Rчп1 и Rчп2 не периодически через l1 и l2 тактов, а по-тактово, т.е. в каждый такт поиска;4) the selection of the maximum PVKF value (and comparison) among the incoming PVKF side peaks (and comparison) in the digital prototype comparator occurs only at the final stage of the sweep (in the best case, sweeps of the entire PNP (L or pL, where p is the given number of sweeps, i.e. p min = 1)) for l 1 and l 2 cycles until the end of the sweep. Thus, a priori information about the PVKF structure is lost during the entire sweep phase, which could be used to significantly speed up the search due to the energy storage R np1 and R np2 not periodically after l 1 and l 2 clock cycles, but those. in every step of the search;
5) в прототипе не учитывается и не указывается, что и структура ПВКФ, и тем самым весь процесс накопления максимальных боковых пиков ПВКФ зависит от направленности взаимно-встречного движения («встречно-прямого» или «встречно-инверсного») опорных производящих компонент и принимаемой ПНП в корреляционных устройствах-конвольверах. А именно, организация правильной направленности этого движения - «встречно-инверсного» может привести к ускорению накопления и поиска в целом.5) the prototype does not take into account and does not indicate that the structure of PVKF, and thus the whole process of accumulation of maximum side peaks of PVKF, depends on the direction of reciprocal movement (“on-the-line” or “on-and-off”) of the supporting generating components and the received EOR in correlation devices-convolvers. Namely, the organization of the correct direction of this movement - “counter-inverse” can lead to acceleration of accumulation and search in general.
Заявляемый способ ускоренного поиска и реализующее его устройство решают задачи быстрого поиска по задержке сигналов, манипулированных ПНП (Сныткин. И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.). Этот класс последовательностей в сравнении с традиционно используемыми линейными ПСП (М-последовательности и производные от них) обладают существенными потенциальными преимуществами: большим числом длин, для которых они существуют, высокой структурной скрытностью, особыми корреляционными свойствами, позволяющими успешно реализовывать как традиционные, так и новые эффективные алгоритмы обработки сигналов на их основе. Использование свойств именно ПНП, тонкой внутренней структуры ПНП и ее производящих компонент - простых НЛРП), а так же свойств детерминированности (для внешнего наблюдателя квазислучайности) структуры ПВКФ ПНП заложено в основу заявляемого способа по задержке и обеспечивает достижение комплекса характеристик, определяющих лучший технический результат следующей совокупности свойств:The inventive method of accelerated search and the device that implements it solves the problem of quick search for the delay of signals manipulated by PNP (Snytkin. II Theory and practical application of complex signals of nonlinear structure.
1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, а так же детерминированная структура ПВКФ ПНП позволяют реализовать заявляемый способ быстрого поиска, и обеспечивает значительное сокращение времени поиска по задержке СРС;1. Due to the rule of construction, the code structure of the PNP, as well as the deterministic structure of the PVKF PNP allow implementing the inventive method for quick search, and provides a significant reduction in search time for delayed SRS;
2. 3а счет применения ПНП корреляционные свойства СРС при больших и сверхбольших длинах близки к оптимальным;2. 3a due to the use of PNP, the correlation properties of the SRS at large and extra-large lengths are close to optimal;
3. Обеспечивается высокая имитостойкость и структурная скрытность сигналов и наиболее уязвимого для помех этапа поиска СРС в радиолиниях;3. High imitation resistance and structural secrecy of the signals and the most vulnerable to interference stage of the search for CDS in radio links are ensured;
4. Реализация способа не требует выбора ПСП на основе знания структуры их различных сегментов, т.к. в качестве опорных сегментов используются отрезки сигналов, длины которых определяются длинами 2-х производящих компонент ПК-1 и ПК-2, а внутренняя структура квазинеуправляемо изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени;4. The implementation of the method does not require the selection of memory bandwidth based on knowledge of the structure of their various segments, because as reference segments, signal segments are used, the lengths of which are determined by the lengths of the 2 producing components PK-1 and PK-2, and the internal structure changes quasi-uncontrollably with each processing cycle in real time;
5. Реализующее способ поиска устройство может быть построено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритным показателям [6].5. A device that implements the search method can be constructed using both traditional elements and elements of acoustoelectronic equipment that satisfy the stringent requirements of energy consumption, time and weight and size parameters [6].
Существенными отличительными признаками заявленного способа является следующая совокупность действий:Salient features of the claimed method is the following set of actions:
используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности L=l1×l2, структуре частных ПВКФ1i, ПВКФ2j, формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i, j подканалам (i=l1, j=l2) соответственно первого (1) и второго (2) каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых НЛРП длительности l1 и l2) - ПК-1i и ПК-2j, i=1,…, l1, j=1,…, l2;a priori information is used on the structure of PVKF PNP of duration L = l 1 × l 2, the structure of private PVKF 1i , PVKF 2j formed by parallel, simultaneous, in the “counter-inverse” correlation mode for all possible i, j subchannels (i = l 1 , j = l 2 ), respectively, of the first (1) and second (2) channels for receiving incoming PNP with various automorphisms (cyclic shifts) of segments (producing components (PK-1 and PK-2) in the form of simple NLRPs of duration l 1 and l 2 ) - PK-1 i and PK-2 j , i = 1, ..., l 1 , j = 1, ..., l 2 ;
осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ1i, ПВКФ2i, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа Tан1=p1l1, Тан2=р2l2, где p1 и р2 - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p1min=p2min=1; и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подэтапа экстраполяции;simultaneous parallel primary accumulation of the values of the partial PVKF 1i , PVKF 2i is carried out, in the subchannels i and j of the search for the 1st and 2nd channels at each correlation step during the analysis time T an1 = p 1 l 1 , T an2 = p 2 l 2 where p 1 and p 2 - the number of runs of the producing components PC-1, PC-2, p 1min = p 2min = 1; and summing the accumulated values in each channel at the end of the primary accumulation sub-step, to implement the extrapolation sub-step;
причем реализуется экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k1-й, k2-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков Rчп1, Rчп2 в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами Nki+1 и Nk2+1 согласно закономерности (4), реализуемых в виде функций экстраполяции СЭ1, СЭ2 подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:moreover, extrapolation (prediction) of the structure of private PVKF, PVKF in the form of extrapolation to each k 1st , k 2nd clock moments (after a sub-step of primary accumulation) of the private peaks R np1 , R np2 in the 1st and 2nd channels, respectively, is realized at the outputs of certain extrapolated search subchannels with extrapolated numbers N ki + 1 and N k2 + 1 according to regularity (4), implemented as extrapolation functions of SE 1 , SE 2 subchannels of the 1st and 2nd processing channels:
СЭ1=f(Nk1), СЭ2=f(Nk2), Nk1=1,…, l1, Nk2=1,…, l2,SE 1 = f (N k1 ), SE 2 = f (N k2 ), N k1 = 1, ..., l 1 , N k2 = 1, ..., l 2 ,
как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками Rчп1, Rчп2 на своих выходах в каждый k1-й, k2-й такты:as functions of the sequence numbers and sub peaks with partial chp1 R, R chp2 at its outputs in each k th 1, k 2 -th cycles:
причем реализуется 2-х факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками Rчп1, Rчп2 и по фактору уровней накопленияmoreover, 2-factor control of extrapolation is implemented according to the majority principle: according to the factor of extrapolated subchannel numbers and with private peaks R chp1 , R chp2 and by the factor of accumulation levels
причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков Rчп1i, Rчп2j, на экстраполируемых выходах i-x и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й (k1=k(modl1) и k2=k(modl2)) тактовый момент приема;moreover, the accumulation is carried out at the outputs of 2 channels of the identified extrapolated private peaks R ch1i , R chp2j , at the extrapolated outputs ix and j-th subchannels of the search for the 1st and 2nd processing channels, respectively, in each kth (k 1 = k ( modl 1 ) and k 2 = k (modl 2 )) receive clock;
причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, с использованием выражения (1), в котором imax и jmax есть, по-существу, экстраполируемые номера подканалов imax=Nk1, jmax=Nk2 соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.moreover, the control of the establishment of synchronism by delay is realized by the formation of the reference signal of the PNP without directly determining the current time delay of the received PNP, and by combining the numbers of the clock cycles with the producing rulers, using expression (1), in which i max and j max are, in essence, extrapolated subchannel numbers i max = N k1 , j max = N k2, respectively, with private peaks at their outputs and after a positive 2-factor control of extrapolation.
В основе реализации заявляемого способа и устройства лежат: 1) особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования, 2) особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени. Укажем эти особенности.The basis of the implementation of the proposed method and device are: 1) features of the PNP code structure due to their formation rule, 2) features and determinism properties of PVKF PNP as a function of time. We indicate these features.
1. Особенности кодовой структуры ПНП.1. Features of the code structure of the PNP.
1.1. Согласно [5] ПНП 2-го порядка (называемые также двукратными производными нелинейными реккуретными последовательностями - ПНЛРП) вида W2 длины L называются последовательности, которые образуются из 2-х производящих линеек (ПЛ) - повторяющихся производящих компонент ПК-1, ПК-2 (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длин l1 и l2 (l1<l2) вида Vj, j=1, 2 по правилу (3):1.1. According to [5], second-order PNPs (also called double derivatives of nonlinear recurrent sequences - PNLRP) of the form W 2 of length L are sequences that are formed from 2 producing rulers (PL) - repeating generating components PK-1, PK-2 (simple nonlinear recurrence sequences - NLRP) of lengths l 1 and l 2 (l 1 <l 2 ) of the form V j , j = 1, 2 according to rule (3):
V1 и V2 - производящие линейки НЛРП;
1.2. Правило формирования двукратных ПНП иллюстрирует фиг.1.1.2. The rule for the formation of double PUP illustrates figure 1.
В качестве производящих компонент ПК используются НЛРП 2-х типов: известные коды квадратичных вычетов (ККВ) с числом символов l1∈t, и l2∈t, где t=4x+1 (тип K1), t=4x+3 (тип К3), а также характеристические коды (ХК) с числом символов t=4x (тип Х0), t=4x+2 (тип Х2), х=1, 2, 3,… [7]. Типы ПНП определяются сочетанием типов ПК.2 types of NLRP are used as the generating components of the PC: the well-known quadratic residue codes (CCR) with the number of characters l 1 ∈t, and l 2 ∈t, where t = 4x + 1 (type K1), t = 4x + 3 ( type K3), as well as characteristic codes (XC) with the number of characters t = 4x (type X0), t = 4x + 2 (type X2), x = 1, 2, 3, ... [7]. Types of PNP are determined by a combination of PC types.
1.3. Производящие компоненты - НЛРП, как показано в [5], не подвержены раскрытию их структуры известными алгоритмами Мэсси, так как НЛРП не формируются регистрами сдвига с линейными обратными связями, что и определяет базовые высокие характеристики по структурной скрытности и имитостойкости НЛРП. А алгоритм (правило (3)) формирования ПНП дополнительно существенно повышает, как показано в [5], скрытностные и имитостойкие свойства ПНП. Кроме того, так как ПНП и ее длительность L носят мультипликативный характер (являются производными от НЛРП), то при больших и сверхбольших длительностях L ПНП становятся близкими к оптимальным [5] согласно признаков оптимальности, отраженных в [1]. Таким образом, особенности внутренней кодовой структуры ПНП обеспечивают лучший технический результат по вышеуказанным в совокупности пунктам 2, 3, 4.1.3. The producing components - NLRP, as shown in [5], are not subject to disclosure of their structure by the well-known Massey algorithms, since NLRP are not formed by shift registers with linear feedbacks, which determines the basic high characteristics of structural secrecy and imitability of NLRP. And the algorithm (rule (3)) of the formation of the PNP additionally significantly increases, as shown in [5], the stealth and imitation resistant properties of the PNP. In addition, since the PNP and its duration L are multiplicative in nature (they are derived from NLRP), for large and super-long durations L, the PNPs become close to optimal [5] according to the signs of optimality reflected in [1]. Thus, the features of the internal code structure of the PNP provide the best technical result according to the
2.0. Особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП.2.0. Features and properties of determinism of PVKF PNP.
Заявляемый способ поиска основан на свойствах ПВКФ ПНП, установленных как в [5], так и в последующих исследованиях авторов, в том числе, и в результате машинного имитационного моделирования этих свойств, которые состоят в следующем:The inventive search method is based on the properties of PVKF PNP, established both in [5] and in subsequent studies of the authors, including as a result of machine simulation of these properties, which are as follows:
2.1. При организации традиционных способов приема поиска, обнаружения ПСП анализирует периодическую функцию ПВКФ, когда приходящая ПСП сравнивается на приемной стороне в корреляторе (согласованном фильтре) с полной ее копией. При реализации этих способов по отношению к применяемым ПНП мы и говорим о ПВКФ ПНП. ПВКФ двукратных ПНП различных типов с производящими линейками, составленными из повторяющихся ККВ и ХК одного типа и длины, имеет до трех фиксированных уровней в зависимости от рассматриваемых ПСП. Их значения приведены в таблице на фиг.3 и на фиг.5.2.1. When organizing traditional methods of receiving a search, detecting the bandwidth, it analyzes the periodic function of the PVKF when the incoming bandwidth is compared on the receiving side in the correlator (matched filter) with its full copy. When implementing these methods in relation to the applied EOR, we are talking about PVKF EOR. PVKF of two different types of PNP with production lines made up of repeating KKV and KK of the same type and length has up to three fixed levels depending on the considered PSP. Their values are shown in the table in figure 3 and figure 5.
2.2. Среди этих фиксированных уровней всегда выделяются два ярко выраженных частных боковых пика Rчп1 и Rчп2, которые, во-первых, на порядок превышают третий (пик), а во-вторых, отношение значений пиков Rчп1/Rчп2 пропорционально отношению l1/l2 : Rчп1/Rчп2≈l1/l2. Таким образом, в анализе двукратных ПНП всегда можно пренебречь третьим очень маленьким пиком, в-третьих, количество Rчп1 и Rчп2 в составе ПВКФ за один период L ПНП составляет соответственно числа l2 и l1, так что сумма энергетических всплесков в относительном измерении составляет: (l2Rчп1+l1Rчп2ш)≈1, что, как видно, соответствует в относительном измерении величине основного корреляционного пика ПНП Rоп≈1 в случае полного совпадения входящей и опорной ПНП.2.2. Among these fixed levels, there are always two pronounced partial lateral peaks R np1 and R np2 , which, firstly, are an order of magnitude higher than the third (peak), and secondly, the ratio of the peak values R np1 / R np2 is proportional to the ratio l 1 / l 2 : R pn1 / R pp2 ≈l 1 / l 2 . Thus, in the analysis of twofold EORs, the third very small peak can always be neglected, and thirdly, the amount of R np1 and R np2 in the composition of PVKF for one period of L NNP is respectively l 2 and l 1 , so the sum of the energy bursts in relative measurement is: (l 2 R np1 + l 1 R nn2sh ) ≈1, which, as can be seen, corresponds in relative measurement to the magnitude of the main correlation peak of the PNP R op ≈1 in the case of complete coincidence of the input and reference PNP.
2.3. Анализ ПВКФ ПНП как функции времени однозначно показывает (в том числе на примере фиг.5), что ПВКФ имеет строгую детерминированную структуру, а именно: каждые частные пики Rчп1 и Rчп2 повторяются во времени строго периодически с периодами соответственно l1 и l2 : Tчп1=l1, Tчп2=l2, т.е. периодическая цикличность появления Rчп1 и Rчп2 строго повторяет периодическую цикличность начала (и конца) генерирования порождающих компонент ПК-1, ПК-2 (НЛРП-1 и НЛРП-2) соответствующих длительностей l1 и l2 в составе производящих линеек ПЛ-1, ПЛ-2 при генерировании (формировании) ПНП (фиг.1, правило (3)). Таким образом, имеется взаимооднозначное соответствие между составом двукратной ПНП (т.е. конкретными значениями l1 и l2 и видом ПК-1 и ПК-2) и структурой ПВКФ. Следовательно, зная состав двукратной ПНП, можно предсказывать (экстраполировать) структуру ПВКФ этой ПНП, что является важной априорной информацией, которую можно использовать при организации процесса поиска и обнаружения ПНП.2.3. The analysis of PVKF PNP as a function of time unambiguously shows (including the example of Fig. 5) that PVKF has a strict deterministic structure, namely: each particular peaks R cn1 and R cn2 are repeated in time strictly periodically with periods respectively l 1 and l 2 : T pn1 = l 1 , T pn2 = l 2, i.e. the periodic cyclicity of the appearance of R PP1 and R PP2 strictly repeats the periodic cycle of the beginning (and end) of the generation of the generating components PK-1, PK-2 (NLRP-1 and NLRP-2) of corresponding durations l 1 and l 2 in the composition of the producing rulers PL-1 , PL-2 during the generation (formation) of PNP (Fig. 1, rule (3)). Thus, there is a one-to-one correspondence between the composition of two-time PNP (i.e., specific values of l 1 and l 2 and the form of PK-1 and PK-2) and the structure of PVKF. Therefore, knowing the composition of double-term PNP, it is possible to predict (extrapolate) the structure of PVKF of this PNP, which is important a priori information that can be used in organizing the search and detection of PNP.
2.4. Как показали исследования авторов, в случае применения ПНП возможно получение той же структуры ПВКФ ПНП без необходимой корреляции на приемной стороне со всей копией ПНП, а достаточно осуществлять корреляцию входящей (принимаемой) ПНП с копиями производящих компонент по 2-м каналам корреляции. В этом случае мы имеем дело с частными ПВКФ (ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые при наложении на общую временную ось по принципу суперпозиции полностью отражают и повторяют структуру ПВКФ всей ПНП (что, кстати, полностью подтверждает справедливость классических временных методов анализа радиотехнических систем с использованием вышеуказанного принципа). На фиг.5, а, б, в приведены соответственно ПВКФ ПНП с L=77 и частные ПВКФ-1, ПВКФ-2 с производящими компонентами, которые иллюстрируют это утверждение.2.4. As the studies of the authors showed, in the case of the use of the PNP, it is possible to obtain the same structure of the PVKF PNP without the necessary correlation on the receiving side with the entire copy of the PNP, and it is enough to correlate the incoming (received) PNP with copies of the generating components through the 2nd correlation channels. In this case, we are dealing with private PVKF (PVKF-1 and PVKF-2), which, when superimposed on a common time axis, completely reflect and repeat the structure of PVKF of the whole PNP (which, by the way, fully confirms the validity of the classical temporal methods for the analysis of radio engineering systems using the above principle). Figure 5, a, b, c shows, respectively, PVKF PNP with L = 77 and private PVKF-1, PVKF-2 with generating components that illustrate this statement.
2.5. Наличие в структуре частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 ярко выраженных Rчп1 и Rчп2, периодически повторяющихся на всем этапе анализа длины L входящей ПНП, можно использовать для реализации процедуры поиска обнаружения и синхронизации ПНП по задержке с точностью до единиц длин l1 и l2, а не с точностью до длины L в случае использования ПВКФ всей ПНП, что, очевидно, предполагает ускорение процесса поиска и синхронизации, так как (l1 и l2)<<L. Как видно из таблицы фиг.3, для реализации способа поиска СРС по задержке, основанного на установлении синхронного во времени состояния с каждой ПК по ярко выраженным значениям ПВКФ-1, ПВКФ-2 с ней, целесообразно использовать ПНП из ПК типа К3 и К1. Это объясняется наличием выраженной взаимной корреляции ПНП с обеими ПЛ этих типов. Из правила построения ПНП (фиг.1) видно, что по сочетанию номеров тактов ПНП отдельно с каждой из 2-х ПЛ, определенных на одном периоде обработки сигнала, может быть установлена текущая задержка всей ПНП, т.е. номер текущего такта взаимного сдвига принимаемой и опорной последовательностей.2.5. The presence in the structure of private PVKF-1, PVKF-2 pronounced R np1 and R np2 , periodically repeating at the whole stage of the analysis of the length L of the incoming PNP, can be used to implement the search for detection and synchronization of PNP by delay with an accuracy of units of length l 1 and l 2 , and not accurate to the length L in the case of using the PVKF of the entire PNP, which, obviously, implies an acceleration of the search and synchronization process, since (l 1 and l 2 ) << L. As can be seen from the table of figure 3, to implement the method of searching for CPC by delay, based on the establishment of a time-synchronous state with each PC by the pronounced values of PVKF-1, PVKF-2 with it, it is advisable to use PNP from a PC of type K3 and K1. This is due to the presence of a pronounced cross-correlation of the PNP with both submarines of these types. From the rule of constructing the PNP (Fig. 1) it can be seen that by combining the numbers of the PNP clocks separately with each of the 2 submarines defined on the same signal processing period, the current delay of the entire PNP can be set, i.e. the number of the current measure of the mutual shift of the received and reference sequences.
2.6. Учитывая вышеуказанное, очевидным является тогда и то, что, осуществляя процедуру поиска и синхронизации по задержке не ПНП, а по задержке производящих компонент, т.е. осуществляя на приемной стороне корреляцию принимаемой ПНП с циклическими сдвижками копий производящих компонент (что само по себе намного проще, чем осуществлять то же самое с циклическими сдвижками копии всей ПНП), т.е. осуществляя формирование частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2 с циклическими сдвижками производящих компонент, мы моделируем получение ПВКФ входящей ПНП с циклическими сдвижками ее копий. А так как периодичность циклических сдвижек копий производящих компонент кратна l1 и l2 соответственно в 1-м и 2-м каналах приема и корреляции, то очевидно:2.6. Considering the above, it is then obvious that, by performing the search and synchronization procedure, the delay is not of the PNP, but the delay of the producing components, i.e. by correlating the received PNP with the cyclic shift of the copies of the producing components on the receiving side (which in itself is much simpler than the same with the cyclic shift of the copy of the whole PNP), i.e. by forming private PVKF-1 and PVKF-2 with cyclic shifts of the producing components, we model the receipt of PVKF of the incoming PNP with cyclic shifts of its copies. And since the periodicity of cyclic shifts of copies of the producing components is a multiple of l 1 and l 2 respectively in the 1st and 2nd reception and correlation channels, it is obvious:
1) что реализация процесса поиска, обнаружения и синхронизации по задержке будет осуществляться значительно быстрее при задержке (циклической сдвижке) не всей копии ПНП, а при задержках (циклических сдвижках) производящих компонент; 2) частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 будут появляться всегда при любых сдвижках производящих компонент и намного чаще (на периоде всей ПНП, как было указано выше, число частных пиков Rчп1 и Rчп2 будет соответственно l1 и l2 раз); чем возможно появляющийся один раз основной пик ПВКФ ПНП при точной синхронизации; 3) эти частные пики Rчп1 и Rчп2 можно накапливать для повышения отношения с/ш для принятия решения об обнаружении и синхронизации ПНП.1) that the implementation of the search, detection and synchronization process for the delay will be much faster when the delay (cyclic shift) is not the whole copy of the PNP, but with delays (cyclic shift) of the producing components; 2) the private peaks of PVKF-1, PVKF-2 will always appear with any shifts of the producing components and much more often (during the period of the whole PNP, as mentioned above, the number of partial peaks R cn1 and R cn2 will be l 1 and l 2 times, respectively) ; than the main peak of PVKF PNP appearing once possible with exact synchronization; 3) these partial peaks R np1 and R np2 can be accumulated to increase the s / n ratio to decide on the detection and synchronization of PNP.
2.7. Исследованиями авторов установлено, что частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 с различными циклическими сдвижками производящих компонент отличаются друг от друга тем, что частные ПВКФ-1 и ПВФК-2, сохраняя уровни Rчп1 и Rчп2 одинаковыми, имеют циклически сдвинутые периодические последовательности моментов появления (tчп1, tчп2) частных пиков Rчп1 и Rчп2. Т.е. структура в целом частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 меняется циклически: или по последовательности tчп1 появления Rчп1 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-1 с l1), или по последовательности tчп2 появления Rчп2 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-2 с l2), или по обеим последовательностям tчп1, tчп2 появления Rчп1 и Rчп2 (в случае циклических сдвижек обеих порождающих компонент ПК-1, ПК-2 с l1, l2). Следовательно, имеется три возможных вида изменения структуры ПВКФ-1 и ПВКФ-2.2.7. The authors found that the partial peaks of PVKF-1, PVKF-2 with different cyclic shifts of the producing components differ from each other in that the partial PVKF-1 and PVFK-2, while keeping the levels of RRP1 and RRN2 identical, have cyclically shifted periodic sequences the moments of occurrence (t pn1 , t pn2 ) of the private peaks R pn1 and R pn2 . Those. the structure as a whole of private PVKF-1, PVKF-2 changes cyclically: either according to the sequence of t PP1 of the appearance of R PP1 (in the case of cyclic shifts of the generating component PK-1 with l 1 ), or by the sequence of t PP2 of the appearance of R PP1 (in the case of cyclic shifts the generating component PK-2 with l 2 ), or in both sequences t pn1 , t pn2 the appearance of R pn1 and R pn2 (in the case of cyclic shifts of both generating components of PK-1, PK-2 with l 1 , l 2 ). Therefore, there are three possible types of structural changes in PVKF-1 and PVKF-2.
Таким образом, в этих случаях можно говорить (по аналогии понятий «автоморфизма», используемого по отношению к автоморфным преобразованиям - циклическим сдвижкам - НЛРП в [5]) об автоморфных изменениях структуры частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 трех видов, причем имеется однозначное соответствие между величиной циклической сдвижки (автоморфизма) производящего компонента и величиной автоморфизма частных ПВКФ. Следовательно, по величине автоморфизма производящего компонента (или компонентов) можно предсказывать (экстраполировать) величину и вид частных ПВКФ-1, ПВКФ-2, т.е. экстраполировать «тонкую» структуру частных ПВКФ-1, ПВКФ-2.Thus, in these cases we can talk (by analogy with the concepts of “automorphism” used in relation to automorphic transformations — cyclic shifts — NLRP in [5]) about automorphic changes in the structure of partial PVKF-1, PVKF-2 of three types, and there is a unique the correspondence between the magnitude of the cyclic shift (automorphism) of the generating component and the magnitude of the automorphism of the partial PVKF. Consequently, by the magnitude of the automorphism of the producing component (or components), it is possible to predict (extrapolate) the size and type of partial PVKF-1, PVKF-2, i.e. extrapolate the “thin” structure of private PVKF-1, PVKF-2.
2.8. Имеется еще одно важное свойство, связанное с анализом совокупности частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Если осуществлять одновременно получение частных ПВКФ-1 (или ПВКФ-2) со всеми возможными автоморфизмами (циклическими сдвижками) одного производящего компонента, например длительности l1, т.е. получать одновременно автоморфные частные ПВКФ-1i, i=1…l1, по отдельным i-м подканалам корреляции, то можно наблюдать: 1) что в каждый корреляционный такт будет наблюдаться частный пик Rчп1 с определенного подканала корреляции; 2) если подканал корреляции пронумеровать соответственно величине циклического сдвига производящего компонента, то можно наблюдать, что последовательность номеров подканалов, на выходе которых в каждый последующий такт корреляции появляется Rчп1, будет иметь детерминированную циклически повторяющуюся структуру номеров с периодом повторения l1 тактов; 3) при циклическом одновременном взаимном сдвиге (что соответствует процедуре поиска по задержке) между принимаемой входящей ПНП и всеми автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящего компонента указанная последовательность номеров подканалов будет тоже циклически сдвигаться.2.8. There is another important property associated with the analysis of the combination of private PVKF-1 and PVKF-2. If we simultaneously obtain private PVKF-1 (or PVKF-2) with all possible automorphisms (cyclic shifts) of one producing component, for example, duration l 1 , i.e. to receive at the same time automorphic private PVKF-1 i , i = 1 ... l 1 , for individual i-th correlation subchannels, it can be observed: 1) that at each correlation clock a particular peak R ch1 will be observed from a particular correlation subchannel; 2) if the correlation subchannel is numbered according to the magnitude of the cyclic shift of the producing component, then it can be observed that the sequence of subchannel numbers, at the output of which R ch1 appears at each subsequent correlation step , will have a deterministic cyclically repeating structure of numbers with a repetition period of l 1 cycles; 3) with a simultaneous cyclic mutual shift (which corresponds to the delay search procedure) between the received incoming PNP and all automorphisms (cyclic shifts) of the generating component, the indicated sequence of subchannel numbers will also cyclically shift.
Таким образом, независимо от того, с какого взаимного циклического сдвига l0i между входящей ПНП и i-ми автоморфизмами производящего компонента (подканалами корреляции) начался процесс формирования частных ПВКФ-1i, внутренняя структура последовательности номеров подканалов корреляции, на выходе которых последовательно в каждый такт корреляции появляется частный пик Rчп1, будет постоянной, но циклически смещаться в зависимости от конкретного значения взаимного сдвига l0i. Этот факт и определяет возможность детерминированного предсказания (экстраполяции), с выхода какого подканала корреляции в следующий такт корреляции следует ожидать частный пик Rчп1. Закономерность последовательности номеров подканалов всегда можно однозначно установить, в том числе в аналитической форме арифметического уравнения, связывающего: номер такта k, в который появился Rчп1; номер подканала Nk,на выходе которого появился Rчп1 в k-й такт; номер подканала Nk+1, на выходе которого появится в следующий (k+1)-й такт частный пик Rчп1; и l1. Такая закономерность будет характерна для 1-го канала корреляции, работающего с ПК-1 длительностью l1. Аналогичная по смыслу закономерность будет характерна, естественно, и для 2-го канала корреляции, работающего с ПК-2 длительностью l2. Причем такие однозначные закономерные зависимости будут строго соответствовать составу ПНП, т.е. из каких производящих компонент получается ПНП. Таким образом, для каждого из 2-х каналов приема и корреляции будет своя зависимость:Thus, regardless of the mutual cyclic shift l 0i between the incoming PNP and the ith automorphisms of the producing component (correlation subchannels), the process of forming private PVKF-1 i , the internal structure of the sequence of numbers of correlation subchannels, at the output of which are sequentially in each the correlation clock appears a particular peak R h1 , will be constant, but cyclically shifted depending on the specific value of the mutual shift l 0i . This fact determines the possibility of deterministic prediction (extrapolation), from the output of which correlation subchannel in the next correlation cycle, we should expect a private peak R hn1 . The regularity of the sequence of numbers of subchannels can always be unambiguously established, including in the analytical form of an arithmetic equation that relates: the number of the measure k, in which R чп1 appeared; the number of the subchannel N k, at the output of which R ch1 appeared in the kth step; the number of the subchannel N k + 1 , the output of which appears at the next (k + 1) -th beat private peak R ch1 ; and l 1 . This pattern will be characteristic of the 1st correlation channel working with PC-1 of duration l 1 . A similar regularity in meaning will be characteristic, naturally, of the 2nd correlation channel working with PC-2 of duration l 2 . Moreover, such unambiguous regular relationships will strictly correspond to the composition of the PNP, i.e. from which producing components the PNP is obtained. Thus, for each of the 2 channels of reception and correlation there will be its own dependence:
Получение таких зависимостей представляет предмет отдельного исследования и анализа, не имеющего особой важности для данного заявляемого способа. На фиг.6 приведена упрощенная наглядная числовая модель, иллюстрирующая положения, изложенные в этом пункте 2.8. На этой фиг.6: 1) цифрами в горизонтальной линейке отражены циклически повторяющиеся элементы входящей ПНП, соответствующие положению элементов одного производящего компонента длиной l1=7 при формировании ПНП; 2) цифрами в вертикальных столбцах отражены элементы копии того же производящего компонента длиной l1=7 на приемной стороне в составе различных подканалов корреляции (число подканалов равно l1=7, что соответствует 7 возможным автоморфизмам ПК-1 с l1=7); 3) показаны взаимные последовательные циклические сдвиги входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 подканалов корреляции в подкорреляторах подканалов; 4) справа в крайнем вертикальном столбце показаны номера подканалов, в которых в каждый последующий такт появляется максимум Rчп=7(Rчп1), соответствующий полному совпадению символов производящего компонента входящей ПНП и подканала корреляции; 5) можно проследить, что последовательность номеров подканалов, в которых последовательно в каждый такт появляется Rчп1=7, будет иметь структуру:Obtaining such dependencies is the subject of a separate study and analysis that is not of particular importance for this proposed method. Figure 6 shows a simplified visual numerical model illustrating the provisions set forth in this paragraph 2.8. In this FIG. 6: 1) the numbers in the horizontal ruler reflect the cyclically repeating elements of the incoming EOR corresponding to the position of the elements of one producing component of length l 1 = 7 during the formation of the EOR; 2) the numbers in the vertical columns reflect the elements of a copy of the same producing component of length l 1 = 7 on the receiving side as a part of various correlation subchannels (the number of subchannels is l 1 = 7, which corresponds to 7 possible automorphisms of PC-1 with l 1 = 7); 3) mutual sequential cyclic shifts of the incoming PNP and automorphisms of PC-1 correlation subchannels in the subchannel correlators are shown; 4) the right in the extreme vertical column shows the numbers of subchannels in which at each subsequent clock cycle a maximum of R chn = 7 (R chn1 ) appears , which corresponds to the complete coincidence of the symbols of the generating component of the incoming EOR and the correlation subchannel; 5) it can be seen that the sequence of numbers of subchannels in which R ch1 = 7 appears successively in each clock cycle will have the structure
где Nk1=1,…, l1, а Nk2=1,…, l2.where N k1 = 1, ..., l 1 , and N k2 = 1, ..., l 2 .
Данная структура СЭ1 (5) не изменяется, а циклически сдвигается в зависимости от того, с какого случайного момента-такта l0 взаимного сдвига между входящей ПНП и автоморфизмами ПК-1 одновременно на приемной стороне начался процесс корреляционного приема. Аналогичная закономерность последовательности номеров подканалов СЭ2 будет и для другого канала приема, осуществляющего корреляцию входящей ПНП с ПК-2 длительности l2. Такие закономерности СЭ1, СЭ2 будем называть функциями экстраполяции подканалов в каналах соответственно 1 и 2. Как функции последовательности номеров подканалов Nk1, Nk2 с частными пиками Rчп1, Rчп2 на своих выходах в каждый k1-й, k2-й такты.This structure of the FE 1 (5) does not change, but cyclically shifts depending on the random moment-tact l 0 of the mutual shift between the incoming PNP and the PC-1 automorphisms at the same time that the process of correlation reception started on the receiving side. A similar regularity of the sequence of numbers of subchannels of SE 2 will be for another receiving channel that correlates incoming PNP with PC-2 of duration l 2 . We will call such regularities SE 1 , SE 2 extrapolation functions of subchannels in
Следует указать так же, что данные закономерности проиллюстрированы и имеют место для случая, если корреляционный прием в обоих каналах будет осуществляться именно при «встречно-инверсном» вхождении в подкорреляторы конвольверного типа (как будет указано ниже) принимаемой ПНП и автоморфных копий производящих компонент ПК-1, ПК-2, т.е. когда последовательности цифр (элементов) производящего компонента входящей ПНП и копий компонент приемной стороны входят инверсно (обратно по счету) навстречу друг другу в конвольвер. Для других типов корреляторов (например, дискретных согласованных фильтров) будет иметь место другая модель, в том числе числовая, - «встречно-прямая», которая в случае использования конвольверов эти вышеуказанные закономерности не порождает. Таким образом, для подкорреляторов конвольверного типа очень важным является факт встречно-инверсной модели корреляционного приема.It should also be pointed out that these regularities are illustrated and occur for the case if the correlation reception in both channels will be carried out precisely when the convolver type (as will be indicated below) is received in the correlators of the received PNP and automorphic copies of the producing PC-
Авторами получены многочисленные машинные имитационные модели положений, изложенных в пункте 2.8., и на фиг.7 показаны, в качестве примеров, результаты этого моделирования для ПНП с L=l1×l2=221, l1=13, l2=17, где видно, что действительно имеется строго детерминированная последовательность СЭ1 номеров подканалов корреляции, на выходе которых появляются в каждый последующий такт частные пики Rчп1.The authors obtained numerous machine simulation models of the positions set forth in clause 2.8., And Fig. 7 shows, as examples, the results of this simulation for PNP with L = l 1 × l 2 = 221, l 1 = 13, l 2 = 17 , where it can be seen that there really is a strictly determined sequence of FE 1 numbers of correlation subchannels, at the output of which, at each subsequent beat, particular peaks R hn1 appear .
Заявляемый способ в отличие от прототипа как раз и использует те свойства самой ПНП и ее ПВКФ (в том числе частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые изложены в вышеуказанных свойствах (в пунктах 2.2-2.8). Т.е заявляемый способ имеет целью реализовать те возможности, которые раскрывают эти свойства для достижения технического результата (по пункту 2 технического результата): значительное сокращение времени поиска СРС по задержке. А именно:The inventive method, unlike the prototype, just uses the properties of the PNP itself and its PVKF (including private PVKF-1 and PVKF-2), which are described in the above properties (in paragraphs 2.2-2.8). That is, the claimed method aims to realize the possibilities that reveal these properties to achieve a technical result (according to
1. Реализация параллельного одновременного корреляционного приема-поиска входящей ПНП по всем возможным подканалам приема в каждом из двух каналов приема, то есть осуществление формирования частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 по l1 и l2 подканалам соответственно в 1-м и 2-м каналах, т.е. формирования частных ПВКФ-1i, i=1…l1, и ПВКФ-2j, j=1…l2, входящей ПНП с автоморфными преобразованиями 2-х производящих компонент ПК-1, ПК-2 во «встречно-иверсном» режиме в подкорреляторах каналов конвольверного типа.1. The implementation of parallel simultaneous correlation reception-search of incoming PNP for all possible reception subchannels in each of the two reception channels, that is, the implementation of the formation of private PVKF-1, PVKF-2 for l 1 and l 2 subchannels, respectively, in the 1st and 2nd m channels, i.e. the formation of private PVKF-1 i , i = 1 ... l 1 , and PVKF-2 j , j = 1 ... l 2 , incoming PNP with automorphic transformations of the 2 producing components PK-1, PK-2 in the “counter-iversed” mode in sub-correlators of convolver type channels.
2. Экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ-1i и ПВКФ-2j в виде экстраполяции в каждый тактовый момент частных пиков Rчп1 и Rчп2 на выходах определенных экстраполированных подканалов корреляции.2. Extrapolation (prediction) of the structure of the private PVKF-1 i and PVKF-2 j in the form of extrapolation at each clock moment of the private peaks R h1 and R hn2 at the outputs of certain extrapolated correlation subchannels.
3. Двухфакторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов с частными пиками Rчп1 и Rчп2 и по фактору уровня накопления S1=∑Rчп1,i, S2=∑Rчп2,j.3. Two-factor control of extrapolation according to the majority principle: according to the factor of the extrapolated numbers of subchannels with partial peaks R h1 and R h2 and by the factor of the accumulation level S 1 = ∑ R hn1, i , S 2 = ∑R hn2, j .
4. Накопление выявляемых (экстраполируемых) частных корреляционных пиков Rчп1i, Rчп2j в обоих каналах приема в каждый k-й (k1=k(modl1), k2=k(modl2)) тактовый момент приема, используя экстраполяцию номеров Nk1+1, Nk2+1 подканалов с частными пиками Rчп1 и Rчп2 на выходах 2-х каналов в каждые последующие (k1+1)-e и (k2+1)-e такты на основе закономерностей (4) и функций (5) экстраполяции СЭ1 и СЭ2 для значительного ускорения процесса повышения итогового отношения (**) с/ш на выходах 2-х каналов приема в интересах принятия решения об обнаружении и синхронизации с заданной достоверностью. А именно, в предлагаемом способе во время возможного одного «прогона поиска» в течение длины L ПНП на выходе центральных цифровых компараторов (1 и 2 каналов) будем иметь итоговые отношения (**) с/ш в 2-х каналах;4. The accumulation of detected (extrapolated) private correlation peaks R cn1i , R cn2j in both reception channels at each k-th (k 1 = k (modl 1 ), k 2 = k (modl 2 )) reception timing using extrapolation of numbers N k1 + 1 , N k2 + 1 subchannels with private peaks R ch1 and R ch2 at the outputs of 2 channels in each subsequent (k 1 +1) -e and (k 2 +1) -e clock cycles based on patterns (4 ) and functions (5) extrapolation FE 1 and FE 2 to significantly accelerate the improvement of the final ratio (**) s / N at the outputs 2-receiving channels in the interests of deciding the detection and synchronization with the task th reliability. Namely, in the proposed method, during the possible one “search run” during the length L of the PNP at the output of the central digital comparators (1 and 2 channels) we will have the final ratios (**) s / w in 2 channels;
для предлагаемого способа и устройства итоговое отношение (**) сигнал-шум на выходе центральных цифровых компараторов (1 и 2 каналов) за то же время одного «прогона накопления» (как и для прототипа, как было показано выше в отношении
Таким образом, выигрыш в отношении сигнал-шум в предлагаемом способе-устройстве будет равен:Thus, the gain in signal-to-noise ratio in the proposed method-device will be equal to:
Таким образом, за один «прогон накопления» (период L ПНЛРП) выигрыш в отношении сигнал-шум на выходах центральных цифровых компараторов каналов 1 и 2 в предлагаемом способе-устройстве будет равен приблизительно (соответственно в первом и втором каналах) в l1 и l2 раз. Этот выигрыш может быть трансформирован в выигрыш во времени поиска, обнаружения и синхронизации в это же число раз при сохранении идентичности требований по итоговым отношениям сигнал-шум у заявляемого способа-устройства и прототипа, т.к. накопление необходимого итогового отношения с/ш будет происходить в l1 и l2 раз быстрее в 1 и 2 каналах соответственно. Таким образом, время для необходимого накопления энергии S1=∑Rчп1,i, S2=∑Rчп2,j в предлагаемом способе и сокращается соответственно в l1 и l2 раз, что учитывается как в значениях порогов решающих правил в 1 и 2 каналах для принятия решения об обнаружении ПНП, так и в алгоритме работы заявляемого способа-устройства. В частности, в этой связи, предусматривается заметное снижение (в l1 и l2 раз) времени «первичного накопления» энергии частных пиков Rчп1 и тем самым осуществление принятия решения о синхронизации с ПНП в течение не более, чем длины L одной ПНП, т.е. в течение одного прогона входящей ПНП.Thus, for one “accumulation run” (period L PNLRP), the gain in signal-to-noise ratio at the outputs of the central digital comparators of
Заявляемый способ ускоренного поиска, обнаружения и синхронизации ПНП (СРС) характеризуется в приведенном на фиг.8 алгоритме следующей совокупности последовательных действий (этапов и подэтапов).The inventive method of accelerated search, detection and synchronization of PNP (SRS) is characterized in the algorithm shown in Fig.8 of the following set of sequential actions (steps and sub-steps).
Этап поиска и обнаружения.Stage of search and discovery.
Поиск начинается с момента случайного взаимного параллельного сдвига l01, l02 между входящей ПНП и автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящих компонент ПК-1, ПК-2. Естественно при этом накопление ПВКФ1, ПВКФ2 нет, и поэтому суммы R∑1ik1=R∑2jk2=0, где 1, 2 - первый и второй каналы приема по ПК-1, ПК-2; i, j - автоморфизмы ПК-1 и ПК-2 соответственно, i=0,…, (l1-1), j=0,…, (l2-1); k1=1,…, l1, k2=1,…, l2 - такты циклических параллельных сдвигов автоморфизмов ПК-1, ПК-2, в начальный момент k1=k2=0 (блок 1).The search starts from the moment of a random mutual parallel shift l 01 , l 02 between the incoming PNP and the automorphisms (cyclic shifts) of the generating components PK-1, PK-2. Naturally, there is no accumulation of PVKF 1 , PVKF 2 , and therefore the sum R ∑1ik1 = R ∑2jk2 = 0, where 1, 2 are the first and second reception channels on PC-1, PC-2; i, j are automorphisms of PC-1 and PC-2, respectively, i = 0, ..., (l 1 -1), j = 0, ..., (l 2 -1); k 1 = 1, ..., l 1 , k 2 = 1, ..., l 2 - cycles of cyclic parallel shifts of automorphisms PK-1, PK-2, at the initial moment k 1 = k 2 = 0 (block 1).
Подэтап первичного накопления. Первым тактом k1=k2=1 (блок 2) начинается первоначальное заполнение l1 и l2 подкорреляторов всех подканалов в обоих каналах: до такта k1=l1 в подкорреляторы первого канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-1i на вторые входы i-x подкорреляторов; до такта k2=l2i в подкорреляторы второго канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-2j на вторые входы j-х подкорреляторов; значения ПВКФ-1i=ПВКФ-2j=0 при k1=1,…, l1-1 и k2=1,…, l2-1. Начиная с «обнуленных» по модулю l1, l2 тактов k1=l1=0(mod l1) и k2=l2=0(mod l2), в первом и втором каналах соответственно начинается осуществление взаимного сдвига во всех подкорреляторах обоих каналов входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1i и ПК-2j (уже заполнивших к этому времени подкорреляторы) и формирование значений частных ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2. Тем самым начинается подэтап первичного накопления значений автоморфных частных ПВКФ-1i, ПВКФ-2j в каждом i-м j-м подканалах так, что с каждым последующим тактом k1=k1+1 и k2=k2+1, в определенном i-м и j-м подканале первого и второго каналов соответственно возможно будут появляться частные пики Rчп1i и Rчп2j, а в остальные такты в тех же подканалах будут появляться минимальные значения (с точностью до энергии шума) ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2. С каждым тактом получаемые значения ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2 в каждом подканале запоминаются с присвоением им номеров соответствующих тактов k1 и k2. Эта процедура продолжается до тактов k1=l1-1 и k2=l2-1. Со следующим тактом значения k1 и k2 обнуляются (блоки 7, 8), а полученные в момент этих тактов значения ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2 суммируют с уже хранящимися в памяти значениями для ранее нулевых тактов k1 и k2. Накопление значений ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2 (блоки 2, 5, 6) на каждом k1 и k2 такте, следующим с периодами l1 и l2 относительно каждого из l1 значений k1 и l2 значений k2, производят до выполнения условия: а1=Тан1=р1l1 (для 1-го канала), а2=Тан2=р2l2 (для 2-го канала), где Tан1, Тан2 - время (в количестве тактов) анализа и накопления, p1 и p2 - число периодов накопления для 1-го и 2-го канала соответственно (блоки 3, 4). При выполнении этого условия осуществляется: 1) суммирование накопленных за Тан1 в подканалах ПК-1i и за Тан2 в подканалах ПК-2j частных «подканальных» сумм ПВКФi1k1, ПВКФ2jk2:
На этом подэтап первичного накоплении заканчивается (блоки 1…16).At this sub-stage of primary accumulation ends (
Подэтап экстраполяции. На основании выявленных в такты k1, k2 Nk1(Э1), Nk2(Э2) подканалов в виде сигналов на соответствующих входах кросс-блоков 1-го и 2-го канала эти сигналы с задержкой на один такт через кросс-соединения, которые соответствуют функциям экстраполяции СЭ1, СЭ2 согласно зависимостей (4) и (5), попадают на такие выходы кросс-блоков, которые соответствуют номерам Nk1+1, Nk2+1 подканалов, в которых должны наблюдаться в следующий (k1+1)-й, (k2+1)-й такты следующие (близкие с экстремумами Э1, Э2 по значению) частные пики Rчп1, Rчп2 (блок 17). Экстраполированные номера Nk1+1, Nk2+1 подканалов появляются в виде сигналов на соответствующих первых входах канальных устройств проверки в следующий (k1+1)-й, (k2+1)-й такты. В k1-й, k2-й такты энергии Э1, Э2 запоминаются в канальных параллельных сумматорах (блок 18). В следующий (k1+1)-й, (k2+1)-й такты: на вторые входы устройств проверки поступают выявленные в эти такты (блоки 14, 16) номера Nk1+1, Nk2+1 подканалов с максимальными пиками - Rчп1, Rчп2 (блок 19), а в канальных параллельных сумматорах эти значения Rчп1, Rчп2 складываются соответственно с раннее запомненными значениями Э1, Э2 (блок 20). В последующий такты (k1+2)-й, (k2+2)-й такты и в другие последующие такты эти операции суммирования ∑Rчп1i, ∑Rчп2j продолжаются, т.е. значения энергии Rчп1i и Rчп2j суммируются соответственно и запоминаются для последующего накопления с другими Rчп1i и Rчп2j в последующие такты. В (k1+1)-й, (k2+1)-й такты устройства проверки сравнивают номера Nk1+1, Nk2+1 подканалов, пришедшие по первым (экстраполированным в k1-й и в k2-й такты) и вторым (выявленным в (k1+1)-й, (k2+1)-й такты) входам, и если эти номера совпадают, т.е.: (Nk1+1)1=(Nk1+1)2 и (Nk2+1)1=(Nk2+1)2 (блоки 21, 22), то с выхода устройств проверки на входы канальных накопителей поступает сигнал «1», а если не совпадают, то сигнал «0». Накопители арифметические накапливают (суммируют) сигналы «1» и «0» в течение соответственно h1=l1, h2=l2 тактов экстраполяции номеров подканалов (блоки 23, 24). Если эти суммы превышают пороги Пh1 и Пh2 за это количество тактов:
Так реализуется контроль экстраполяции по фактору экстраполяции номеров подканалов.This controls extrapolation based on the extrapolation factor of subchannel numbers.
За это же число тактов h1=l1, h2=l2 осуществляется накопление энергий
Так реализуется контроль экстраполяции по фактору уровня накопления
На этом заканчивается подэтап экстраполяции и в целом этап поиска и обнаружения.This concludes the extrapolation sub-stage and, in general, the search and discovery phase.
Этап синхронизации. Phase synchronization.
Сигналы («наш1»)1, («наш1»)2, («наш2»)1, («наш2»)2 независимо от того, в какие моменты каждый из них появился, хранятся как потенциальные сигналы на своих шинах, т.е. на входах соответствующих формирователей (ключей) сигналов «наш1», «наш2», которые появляются на выходах этих формирователей (ключей) при одновременном наличии сигналов («наш1»)1, («наш1»)2 на входах одного формирователя и («наш2»)1, («наш2»)2 на входах другого формирователя (блоки 29, 30). Сигналы «наш1», «наш2» подаются на первые входы ключей 12 (число которых равно l1 и l2 для 1-го и 2-го каналов соответственно), открывая их. Через определенный открытый ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода центральных цифровых компараторов 1-го и 2-го каналов, соответствующего номеру подканала Nk1, Nk2 с частным пиком Rчп1 и Rчп2 на своем выходе, поступает сигнал на определенный вход вычислителей сдвига с1 и с2 (блок 31, 32). Данные номера подканалов соответствуют значениям imax, jmax тактовых сдвигов производящих компонент ПК-1, ПК-2 (Nk1=imax Nk2=jmax), которые используются для вычисления необходимых тактовых сдвигов c1 и с2 согласно (1) производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно (2), устраняя тем самым рассогласование по времени принимаемой и опорной ПНП. По значениям с1 и с2 выбираются соответствующие (i=c1)-e и (j=c2)-е автоморфизмы производящих компонент ПК-1, ПК-2, которые поступают на формирователь (генератор) опорной ПНП. Тем самым опорная ПНП формируется с задержкой С, обеспечивая тем самым синхронность с входящей ПНП на схеме контроля. Опорная ПНП поступает на второй вход схемы контроля, а на первый вход этой схемы контроля поступает входящая ПНП, где происходит их корреляция и проверка по порогу Rпор главного пика ПВКФ ПНП. Решение о захвате сигнала ПНП (СРС) по задержке принимается превышения Rпор главным пиком ПВКФ ПНП. В ином случае поиск продолжается с новым периодом принимаемого СРС.Signals (“our 1 ”) 1 , (“our 1 ”) 2 , (“our 2 ”) 1 , (“our 2 ”) 2, regardless of the times at which each of them appeared, are stored as potential signals on their tires, i.e. at the inputs of the corresponding shapers (keys) of signals “our 1 ”, “our 2 ”, which appear at the outputs of these shapers (keys) with the simultaneous presence of signals (“our 1 ”) 1 , (“our 1 ”) 2 at the inputs of one shaper and (“our 2 ”) 1 , (“our 2 ”) 2 at the inputs of another shaper (blocks 29, 30). The signals "our 1 ", "our 2 " are fed to the first inputs of the keys 12 (the number of which is l 1 and l 2 for the 1st and 2nd channels, respectively), opening them. Through a specific
Для реализации заявляемого способа в известное устройство [8] со сходными вышеуказанными признаками введены: в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов l1 и l2 (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых l1 и l2 выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины l1 и l2 соответственно, а так же введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по l1 и l2 подкорреляторов каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляют собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l1 и l2 подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, a l1 и l2 выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно со входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l1 и l2 ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c1 и с2, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен со входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые l1 (и l2) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт, l1 (и l2) выходов которого соединены со вторыми l1 (и l2) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа.To implement the proposed method, the known device [8] with the above similar characteristics was introduced: in each processing channel, the reference sequence generator is made in the form of a generator of all possible automorphisms l 1 and l 2 (cyclic shifts) issued in parallel to the group of second l 1 and l 2 outputs, respectively, and issued on the first output of one of the automorphisms of the reference sequence of the producing repeating component of length l 1 and l 2, respectively, as well as the following are introduced: a block of digital sub-correlators (BCPC), which содержит contains, respectively, for each channel, l 1 and l 2 sub-correlators, each of which contains: a series-connected acoustoelectronic convolver (AEC), one input of which is the first input of the sub-correlator and connected to the first input of the processing channel, and the second input is the second input of the sub-correlator and connected with one of the second outputs of the reference sequence generator; an amplifier and an analog-to-digital converter (ADC), the output of which is a parallel output bus and is the output of the sub-correlator and the corresponding output of the BCCP, the outputs of which are a parallel output bus, are connected to the corresponding inputs of the accumulation and extrapolation circuit (SES), which contains respectively one and the other channel processing for l 1 and l 2 subchannels search, respective inputs of which are SNE inputs and outputs connected to respective first inputs tsentralnog a digital comparator (TSTSK) having a first input connected to the output of the first switch, al 1 and l 2 outputs (respectively for one and other channels) are respectively connected to the inputs of a digital adder and a first input key unit key (BK) containing respectively l 1 l and 2 key, the second inputs of which are connected to the output of the first key, and outputs key BK are connected to respective inputs of the calculator shifts respectively c 1 and c 2, the output of which is the output of the PSR and treatment channel and is connected to the input of the corresponding gene Ator reference sequence, and the output of the digital adder is connected to one input of the first switch, the other input of which is connected to the output-adder accumulator having an input coupled to the output verification unit constituting unit (a set of) two-input AND gates, the first l 1 (u l 2 ) whose inputs are connected to the corresponding outputs of the CCC and the inputs of the subchannel number selection block (BCH), which is a cross-block and a delay unit per cycle connected in series, l 1 (and l 2 ) of the outputs of which are connected to the second l 1 (and l 2 ) inputs of the verification unit; moreover, each search subchannel (PKP) of the accumulation and extrapolation (SNE) circuit contains a digital parallel adder, the first inputs of which are connected to the corresponding bus of the BCPC parallel outputs, and the second inputs are connected respectively to the outputs of the corresponding coincidence elements, the first inputs of which are clock, the second inputs are connected respectively, with the outputs of random access memory (RAM), the inputs of which are connected to the outputs of the digital parallel adder and the corresponding first inputs of the second a beam, the second input of which is connected to the output of the first counter, the input of which is clock, and the input of the second counter, the output of which is connected to one input of the AND circuit, the output of which is connected to the control panel output, and the second input is connected to the output of the digital comparator, the inputs of which are connected to the outputs of the second key.
Схема предлагаемого устройства поиска СРС, реализующая предлагаемый способ, представлена на фигуре 10 а, б. Поиск реализуется двумя одновременно работающими идентичными по строению каналами обработки по первой и второй производящей компонентам (ПК-1, ПК-2), а также общими для этих каналов схемой 3 контроля синхронизма по задержке и генератором 4 производного сигнала (ГПС). Каждый канал обработки содержит соответственно: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК) 16 (БЦПК1) и 1 (БЦПК2); генератор опорной последовательности (ГОП) 5 (ГОП1) и 2 (ГОП2); схему накопления и экстраполяции (СНЭ) 17 (СНЭ1) и 18 (СНЭ2). Каждый БЦПК (БЦПК1, БЦПК2) содержат подкорреляторы (ПКР) 6 (для 1-го канала подкорреляторов l1 (61,…, 6l1), для 2-го канала - l2 (61,…, 6l2)), при этом каждый подкоррелятор содержит акустоэлектронный конвольвер (АЭК) 6-1, усилитель (УС) 6-2, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 6-3. Каждая СНЭ (СНЭ1, СНЭ2) содержит: подканалы поиска (ПКП) 7 (для 1-го канала подканалов поиска l1 (71,…, 7l1), для 2-го канала - l2 (71,…, 7l2)); центральный цифровой компаратор (ЦЦК) 8; ключ 9; блок выбора номера подканала (БВНП) 10, содержащий кросс-блок 10-1 и блок линий задержки (БЛЗ) 10-2; накопитель-сумматор (НС) 11; блок ключей (БК) 12, содержащий по l1 и l2 ключей соответственно для 1-го и 2-го каналов; устройство проверки (УП) 13; цифровой сумматор (ЦС) 14; вычислитель 15 задержки c1 и с2 соответственно для 1-го и 2-го каналов. Каждый подканал поиска (ПКП) содержит: параллельный сумматор (ПС) 19, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) (состоящее из элементов памяти 21), каждая линейка которого имеет такое количество элементов 21, которое позволяет запоминать в цифровом виде максимальное по уровню значение ПВКФ, а каждый столбец содержит N элементов памяти, причем для 1-го канала N=l1, а для 2-го канала N=l2; счетчик 20; ключ 22; цифровой компаратор (ЦК) 23; схему «И» 24; счетчик 25; схемы совпадения 26.The scheme of the proposed search device CPC that implements the proposed method is presented in figure 10 a, b. The search is carried out by two processing channels that are simultaneously identical in structure to the first and second producing components (PC-1, PC-2), as well as the
Итогом работы каждого канала обработки является определение значений c1 и с2 циклических сдвигов производящих компонент ПК-1 и ПК-2, т.е. определение тех автоморфизмов (циклических сдвижек) для ГОП; (5) и ГОП% (2), которые должны будут выдаваться по их первым выходам в ГПС (4) на этапе контроля синхронизации для обеспечения формирования генератором 4 опорного производного сигнала с результирующим центральным сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке.The result of each processing channel is the determination of the values of c 1 and 2 cyclic shifts of the producing components PC-1 and PC-2, i.e. definition of those automorphisms (cyclic shifts) for GOP; (5) and GOP% (2), which will be issued at their first outputs in the GPS (4) at the synchronization control stage to ensure that the
Описание работы устройства осуществим с учетом алгоритма его работы, описанного выше, а также с учетом того, что работа каждого канала по своему существу одинакова.A description of the operation of the device is feasible taking into account the algorithm of its operation described above, as well as the fact that the operation of each channel is essentially the same.
1. Подэтап первичного накопления.1. Sub-stage of primary accumulation.
В каждый канал на один вход АЭК 6-1 каждого подкоррелятора 6 поступает принимаемый сигнал Sвх в виде (повторяющихся во времени в общем случае) СРС, манипулированных ПНП (СРС-ПНП), а на другие входы соответствующих АЭК 6-1 поступают во встречно-инверсном режиме со вторых соответствующих (i-x и j-х) выходов генераторов 2 и 5 опорные сигналы Sопорil1 и Sопорjl2, представляющие собой сигналы, манипулированные производящими линейками (повторяющихся циклически) i-х и j-х автоморфизмов производящих компонент соответственно ПК-1 и ПК-2. С каждым тактом с каждого i-го и j-го АЭК 6-1 1-го и 2-го каналов соответственно снимается напряжение, пропорциональное энергии сверток сегментов длин l1 и l2 движущихся навстречу друг другу опорных линеек Sопорil1 и Sопорjl2 и Sвх. Выходные сигналы АЭК усиливаются усилителями 6-2 и подвергаются преобразованию в АЦП 6-3 с частотой дискретизации, равной частоте ПСП, так что с выходов АЦП 6-3 получаем оцифрованные значения частных ПВКФ-1i и ПВКФ-2j. Первые значения этих частных ПВКФ (такты k1=k2=1) через параллельные сумматоры (ПС) 19 без изменений (так как к этому моменту с выходов ОЗУ 21 на другие входы ПС еще ничего не поступает) параллельно записываются в первые разряды (элементы памяти 21) регистров ОЗУ 21. Общее число регистров (число элементов памяти в линейке) ОЗУ должно соответствовать числу разрядов максимально возможного накопленного значения ПВКФ. Количество разрядов N в регистрах равно числу сдвигов, для которых будут накапливаться частные ПВКФ, т.е. для 1-го канала N=l1, а для 2-го канала N=l2.In each channel to one input of each AEC 6-1
За первые l1 и l2 тактов соответственно для 1-го и 2-го каналов происходит первоначальное заполнение АЭК подкорреляторов своими автоморфизмами ПК-1 и ПК-2 с соответствующих вторых выходов генераторов соответственно 5 и 2. И начиная с тактов k1=l1=0(mod l1) и k2=l2=0(mod l2) соответственно для 1-го и 2-го каналов, осуществляется подэтап первичного накопления.For the first l 1 and l 2 clock cycles, respectively, for the 1st and 2nd channels, the AEC of the sub-correlators is initially filled with its automorphisms PK-1 and PC-2 from the corresponding second outputs of the generators, respectively, 5 and 2. And starting from clock cycles k 1 = l 1 = 0 (mod l 1 ) and k 2 = l 2 = 0 (mod l 2 ) respectively for the 1st and 2nd channels, a primary accumulation sub-stage is carried out.
С каждым тактом (k1, k2) ячейки регистров ОЗУ 21 через ПС 19 параллельно заполняются новыми цифровыми значениями ПВКФ так, что через l1 тактов и l2 тактов в 1-м и 2-м каналов соответственно ячейки 1…N ОЗУ 21 всех подканалов поиска ПКПi, ПКПj будут заполнены l1, l2 соответственно значениями автоморфных частных ПВКФ-1i, ПВКФ-2j. В следующий такт (k1-й, k2-й) получаемые с выходов БЦПК 16 значения автоморфных частных ПВКФ суммируются в ПС 19 со значениями этих ПВКФ, находящихся в последней N-й линейке ячеек памяти ОЗУ, за счет открывающихся тактовым импульсом элементов 26, и эта сумма значений ПВКФ поступает в первую линейку ОЗУ 21. В последующие такты происходят аналогичные суммирования значений автоморфных частных ПВКФ и продвижение этих сумм по линейкам ОЗУ до окончания времени анализа для 1-го и 2-го каналов соответственно Тан1, Тан2.With each clock cycle (k 1 , k 2 ), the
Так, в первой линейке ОЗУ 21 каждого ПКП 7 может появиться первый максимум Rчп1 (и Rчп2) через l1 (и l2) начальных тактов, т.е. в момент k1=l1=0(mod l1) (и k2=l2=0(mod l2)), и только через еще l1 (и l2) тактов возможный первичный максимум будет складываться со вторым (по счету) аналогичным максимумом через элементы 26 в ПС 19. Счетчик 20 переполняется за l1 (и l2) тактов до окончания времени анализа Tан1=p1·l1, Tан2=p2·l2; соответственно в 1-м и 2-м канале. Ключ 22 открывается за l1 (и l2) тактов до окончания времени анализа Tан1 и (Тан2) по сигналу переполнения со счетчика 20 и пропускает на вход цифрового канала ЦК 23 в каждом i-м (и j-м) ПКП 7 первое значение накопленной частной подканальной суммы ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2 соответственно R∑1ia1, R∑2ja2. По такому же сигналу переполнения со счетчика 20 запускается счетчик 25 количества последующих l1 (и l2) тактов.So, in the first line of
Это первое значение (R∑1ia1)1 (и (R∑2ja2)1) в ЦК 23 запоминается как опорное, с которым в следующий такт сравнивается следующая вторая, накопленная частная «подканальная» сумма (R∑1ia1)2 (и (R∑2ja2)2). Первые и вторые значения этих сумм сравниваются в ЦК 23 и в качестве опорного, выбирается большее из этих значений. Так, в последующих тактах каждый ЦК 23 и выбирает наибольшую наколенную в i-м ПКП 7 частную подканальную сумму R∑1ia1 за l1 тактов в 1-м канале и сумму R∑2ja2 в j-м ПКП 7 во 2-м канале. Этот выбор заканчивается при переполнении счетчика 25 через l1 (и l2) тактов. Сигнал переполнения счетчика 25 открывает схему совпадения 24, которая пропускает с выхода i-го (и j-го) ЦК 23 в параллельном коде на выход ПКП 7 последнее (максимальное) опорное значение
2. Подэтап экстраполяции. БВНП 10 на основании полученного номера Nk (Nk1 - для 1-го канала Nk2 - для 2-го канала) ПКП 7 в виде сигнала на определенном своем входе (Nk) передает этот сигнал с задержкой на один такт в блоке задержки 10-2 через кросс-соединение (кросс-блок 10-1), которое реализует соответствующие зависимости Nk1+1=f1(Nk1, l1, k1) и Nk2+1=l2(Nk2, l2, k2), на такой свой выход Nk+1, который соответствует номеру Nk+1/ ПКП, в котором должен наблюдаться в следующий (k+1)-й такт следующий (близкий с экстремумом по значению) максимум частного пика ПВКФ Rчп1 и (Rчп2).2. Sub-stage of extrapolation.
Вычисленный таким образом в БВНП 10 номер Nk+1, т.е. предсказанный (экстраполированный) номер Nk+1 в виде сигнала с одного из выходов БВНП 10, соответствующий Nk+1, поступает на один из первых входов устройства проверки УП 13 и запоминается до следующего такта k+1. В момент k-го, (k+1)-го и других за ними тактов с соответствующего Nk, Nk+1 и других выходов ЦЦК 8 на ЦС 14 поступает параллельный код, несущий информацию в цифровом коде об энергии частных максимальных всплесков Rчп1 боковых пиков ПВКФ на выходах Nk, Nk+1-м и других ПКП 7. Эти значения энергии суммируются и запоминаются для последующего накопления с другими всплесками в последующие такты. В тот же (k+1)-й тактовый момент с соответствующего Nk+1-го выхода ЦЦК 8 поступает сигнал о выбранном Nk+1-м ПКП с максимальным пиком ПВКФ на один из вторых входов УП 13.The number N k + 1 calculated in this way in
УП 13 сравнивает номера ПКП, соответствующие номеру Nk+1, пришедшие по одному из первых входов и одному из вторых входов УП 13. Если эти номера совпадают, то с выхода УП 13 на вход накопителя-сумматора НС 11 поступает символ «1», а если номера не совпадают, то - символ «0». НС 11 арифметически накапливает символы «1» и «0», суммирует их (как потенциальные сигналы) в течение определенного h=l1 числа тактов, и если эта сумма превышает заданный порог Пh за это число тактов (по заложенному мажоритарному принципу: Пh=2l1/3 или Пh=3l1/5 или Пh=7l1/11 и т.д., т.е. Пh=(M*l1), M - коэффициент мажоритарности), то с выхода НС 11 поступает сигнал «наш1» на первый вход ключа 9.
В течение того же количества тактов h=l1 ЦС 14 накапливает энергию амплитуд всплесков частных максимальных боковых пиков Rчп1 ПВКФ с каждого ПКП 7, в котором был обнаружен этот максимум. И если суммой ∑Rчпi, заданный порог (ЗП) в ЦС 14 по истечению h-тактов будет превышен (∑Rчпi>ЗП), то с выхода ЦС 14 на 2-й вход ключа 9 поступает сигнал «наш2». Ключ 9 отпирается, когда на оба его входа с выходов УП и ЦС поступили соответственно сигналы «наш1»1 и «наш1»2. Таким образом с выхода ключа 9 поступает сигнал «наш1» (во втором канале - сигнал «наш2») (сигнал» о правильности предсказания») на 2-й вход ЦЦК 8 для его запирания в следующем такте, и далее на первые входы ключей 12.During the same number of clock cycles h = l 1, the
3. Этап синхронизации. Под действием сигнала «наш1» и «наш2» ключи 12 переходят в открытое состояние. И через определенный ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода ЦЦК 8, проходит сигнал на определенный вход вычислителя c1 15, соответствующий Nk с максимальным Rчп1, т.е. значение Nk в такт (h=l1), которое и будет определять значение циклического сдвига с1 для ПК-1 относительно принимаемой ПНЛРП, т.к. номер Nk подканала
Далее полученное значение c1 поступает на генератор 5 ГОП-1, который выдает по своему первому выходу на ГПС 4 автоморфизм производящей компоненты ПК-1, соответствующей сдвигу с1.Next, the obtained value of c 1 goes to the
Аналогичным образом процесс поиска, обнаружения и синхронизации протекает и в канале поиска по ПК-2, только вместо c1 вычисляется c2, которое поступает на генератор 2 ГОП-2 для формирования ПК-2 с циклическим сдвигом c2.Similarly, the search, detection and synchronization process takes place in the search channel for PC-2, but instead of c 1 , c 2 is calculated, which is fed to the GOP-2
Символы формируемых ПК-1 и ПК-2 (автоморфизмов ПК-1 и ПК-2, соответствующие числам с1 и с2 циклических сдвижек) суммируются по модулю 2 в ГПС-4 и тем самым обеспечивают получение опорной ПНЛРП с результирующим сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке между принимаемым и опорным сигналами при проверке факта синхронизма в схеме 3 контроля. Так заканчивается этап синхронизации.The symbols of the generated PC-1 and PC-2 (automorphisms PC-1 and PC-2 corresponding to numbers 1 and 2 of cyclic shifts) are summed modulo 2 in GPS-4 and thereby provide a reference PNLRP with the resulting shift C eliminating the mismatch in the delay between the received and reference signals when checking the fact of synchronism in the
На фиг.1 изображена модель правила формирования ПНП.Figure 1 shows a model of the rule of formation of the PNP.
На фиг.2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения R∑1ia1, частной автоморфной ПВКФ1iПНП с L=143=l1·l2, (l1=11, l2=13) с автоморфизмами i ПК l1 для всевозможных значений i=0,…,l1 на периодах прогона ПНП, равных р=1,…,15, т.е. для p1=13,…39 прогонов ПК-1 с l1 (фиг.2, а) и среднего выборочного значения суммы
На фиг.3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.Figure 3 shows a table of values of PVKF PNP of various types with producing rulers.
На фиг.4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин L=l1·l2.Figure 4 shows graphs of the dependence of the general PVKF PNP type K3K3 with its copies for some lengths L = l 1 · l 2 .
На фиг.5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа К3К3 длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ l1=7, l2=11 (фиг.5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ l1=13, l2=17 (фиг.5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ l1=17, l2=19 (фиг.5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ l1=11, l2=13 (фиг.5, г).Figure 5 shows the dependency graphs: private PVKF PNP type K3K3 of length L = 77 with producing rulers made up of KKV l 1 = 7, l 2 = 11 (figure 5, a); private PVKF PNP type K1K1 of length L = 221 with producing rulers composed of CCV l 1 = 13, l 2 = 17 (Fig. 5, b); private PVKF PNP type K1K3 of length L = 323 with producing rulers composed of CCV l 1 = 17, l 2 = 19 (Fig. 5, c); private PVKF PNP type K3K1 of length L = 143 with producing rulers composed of CCL l 1 = 11, l 2 = 13 (Fig. 5, d).
На фиг.6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с L=l1·l2=7·11=77) с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с l1=7.Figure 6 shows a numerical model of obtaining simultaneously parallel to the automorphic partial PVKF incoming PNP (with L = l 1 · l 2 = 7 · 11 = 77) with automorphisms (cyclic shifts) of the generating component (PC) with l 1 = 7.
На фиг.7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с l2=17 для длины ПНП L=l1·l2=221, l1=13.Figure 7 shows a computer model of private automorphic PVKF PNP with its automorphisms (cyclic shifts) of the PC with l 2 = 17 for the length of the PNP L = l 1 · l 2 = 221, l 1 = 13.
На фиг.8 изображен алгоритм ускоренного поиска и работы устройства поиска.On Fig depicts an algorithm for accelerated search and operation of the search device.
На фиг.9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.Figure 9 shows the correlation order of the segments of the incoming PNP and the reference signal (PC) on two adjacent processing clocks.
На фиг.10 а), б) изображена схема устройства поиска СРС, манипулированных ПНП.Figure 10 a), b) shows a diagram of a search device CPC, manipulated PNP.
На фиг.11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности lS разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.Figure 11 shows the dependences of the equivalent linear complexity l S of different types of PNP (K3K1, K3K3, K1K3, K1K1) and known linear PSP (Gold, Kasami, M-sequence) on their length L.
На фиг.12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L·K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.Figure 12 shows the dependences of the probabilities of successful delay synchronization on the degree of distortion of the received signal (in percent of the total number of SRP symbols) for the PNP lengths L = 77 and various L * = L · K, K = 5, 10, 100, 1000 at using the prototype method with 32 runs of PNP lengths (dashed lines) and when using the proposed method with one and three runs of PNP lengths.
Возможность реализации преимуществ заявляемого способа на основе предлагаемого устройства подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:The possibility of realizing the advantages of the proposed method on the basis of the proposed device is confirmed by the following technical indicators and their digital values:
1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг.9 (θ1 и θ2 - время интегрирования АЭК, τэ - длительность элементарного символа ПНП).1) the results of simulation modeling of the accumulation of PVKF segments of the received SRS-PNP with updated (with each clock bandwidth) segments of the supporting production line. The process of inter-correlation in the AEC of the segments of the received and reference signals at two adjacent processing clocks is illustrated in Fig. 9 (θ 1 and θ 2 are the integration time of the AEC, τ e is the duration of the elementary PNP symbol).
2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных сумм
где [·], (·) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(с[·], с1(·)) и R(с[·], с2(·)) - относительные значения ПВКФ между сегментами c[·] длиной l1 и l2 принимаемого СРС-ПНП и сегментами с1[·], с2[·] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,where [·], (+) - number of clock cycles of the segment relative to the initial random shifting, R (with [], c1 (·)) and R (with [], c2 (·)) - relative values PVKF between the segments c [·] Of length l 1 and l 2 of the received CPC-PNP and segments c1 [·] , c2 [·] of the same lengths of the supporting generating lines of automorphisms PK-1, PK-2,
- значения сумм S1 и S2 накопленных частных подканальных сумм ПВКФ1ik1, ПВКФ2jk2:- the values of the sums S 1 and S 2 of the accumulated private subchannel amounts PVKF 1ik1 , PVKF 2jk2 :
- вероятности
где f(R∑10), f(R∑20) - плотности нормального распределенияwhere f (R ∑10 ), f (R ∑20 ) are the densities of the normal distribution
вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ1i в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция f(R∑1i), f(R∑2j) - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;the probabilities of the values of private PVKF 1i accumulated in the search channels of the first and second channels in synchronism beats with the corresponding PC-1, PC-2; the function f (R ∑ 1i ), f (R ∑ 2j ) is the density of the normal probability distribution of the PVKF values accumulated in the search subchannels of the 1st and 2nd channels in shift cycles that do not correspond to the synchronism of the PNP segments with the reference PC-1, PC- 2;
3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными Rчп1 и Rчп2:3) the possibility of reliable extrapolation of the numbers of subchannels with maximum R pn1 and R pn2 :
по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:by the control factor of extrapolation of subchannel numbers:
а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:a) the probability of the correct extrapolation of one subchannel to one i-th and j-th clock of the first and second channels:
б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:b) the probability of correct extrapolation of subchannel numbers when using the majority control principle:
по фактору контроля уровня накопления:by factor of accumulation level control:
а) вероятность правильной экстраполяции:a) the probability of correct extrapolation:
б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:b) the probability of correct extrapolation of the extrapolation sub-step:
PЭ1=PН1·РУН1, РЭ2=РН2·РУН2.P E1 = P H1 · P UN1 , P E2 = P H2 · P UN2 .
Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:The overall probability of correct synchronization is defined as:
РОС=РЭ1·РЭ2.P OS = P E1 · P E2 .
Возможность обеспечения предлагаемым способом и устройством быстрого поиска СРС за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L·5=385) и изображенными на фиг.12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Рос от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [8].The possibility of providing the proposed method and device for the fast search for SRS for a small number of periods of accumulation of the received signal with a high probability of delay synchronization is confirmed by simulation results (for PNP lengths L = 77 and L * = L · 5 = 385) and shown in FIG. 12 dependences of the probability of successful synchronization of ROS on the degree of distortion of the received signal (as a percentage of the total number of characters of the SRP). A comparison (with equal bases (L) of CPC) of the value of the achieved relative search time, expressed in the number of periods of analysis of the CPC, with a similar indicator for known methods (including the prototype), indicates the advantage of the proposed method in the search time of the CPC for a delay of about 20 -30 times before convolver search [2] using known memory bandwidths, 100 times or more before multi-stage search [2], 100 times or more before sequential cyclic search [2] and 10 or more times before prototype [8].
Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг.11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L≈2·103 и возрастает с ростом длины ПСП. Построение заявляемого устройства, реализующего заявленный способ поиска сигнала, возможно в рамках сигнального процессора на современной быстродействующей элементной базе с высокой степенью интеграции. При высоких тактовых частотах ПСП fПСП, превышающих возможности АЦП по быстродействию, функции преобразования, возможно распределить между несколькими (m) АЦП, чтобы каждый из них обеспечивал преобразование с частотой дискретизации fПСП/m. Цифровые компараторы могут быть реализованы с использованием микросхем типа полных сумматоров. Выполненное на основе регистров сдвига ОЗУ обладает достаточным быстродействием и не требует специальных распределительных и коммутационных устройств. Генераторы опорных последовательностей НЛРП реализуются как на основе теоретико-технических методов, изложенных в [5, 9], так и - непосредственных, запатентованных технических решений по А.с.: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 A1, - и патенту Российской Федерации RU 2024053 C1 [10].The implementation of the high imitation resistance of the signals used is confirmed by the dependences of the equivalent linear complexity of different types of PNP (K3K1, K3K3, K1K3, K1K1) and known linear PSP (Gold, Kasami, M-sequence) on their length shown in Fig. 11. The advantage in equivalent linear complexity is from about 5 times or more for the length of the bandwidth L≈2 · 10 3 and increases with increasing length of the bandwidth. The construction of the claimed device that implements the claimed method of searching for a signal is possible within the signal processor on a modern high-speed element base with a high degree of integration. At high clock frequencies of the PSP f PSP exceeding the ADC's speed capabilities, the conversion functions can be distributed among several (m) ADCs so that each of them provides a conversion with a sampling frequency f PSP / m . Digital comparators can be implemented using microchips such as full adders. The RAM based on the shift registers has sufficient speed and does not require special distribution and switching devices. The NLRP reference sequence generators are implemented both on the basis of theoretical and technical methods described in [5, 9] and on direct, patented technical solutions according to A.s .: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 A1 , - and the patent of the Russian Federation RU 2024053 C1 [10].
Устройство проверки (13) представляет собой совокупность двухвходовых элементов И, а накопитель-сумматор (11) может быть построен на основе двух счетчиков (счетчик «1» и тактовый счетчик) и сравнивающего (по порогу) устройства. Остальные элементы устройства представляют собой известные простейшие элементы дискретной техники.The verification device (13) is a combination of two-input elements And, and the accumulator-adder (11) can be built on the basis of two counters (counter "1" and a clock counter) and comparing (by threshold) device. The remaining elements of the device are known simple elements of discrete technology.
Заявляемое устройство поиска СРС, манипулированных ПНП, может использоваться как самостоятельно, так и для сокращения времени поиска при дополнении традиционных устройств, использующих для обнаружения факта синхронизма по задержке уровень корреляции по всей длине опорного и принимаемого сигналов и реализующих известные циклические многоэтапные или иные методы поиска. Применимость данного способа и устройства поиска, прежде всего, связано с использованием СРС, манипулированных ПНП на основе кодов ККВ. При этом обеспечивается высокая скрытность этапа синхронизация по задержке, а так же возможность оперативной адаптации радиолинии к информационной и помеховой обстановке за счет изменения с малой дискретностью значения длины.The inventive search device CPC, manipulated by PNP, can be used both independently and to reduce the search time when adding traditional devices that use to detect the fact of synchronism in delay the level of correlation along the entire length of the reference and received signals and implementing the well-known cyclic multi-stage or other search methods. The applicability of this method and search device is primarily associated with the use of CPC, manipulated PNP based on CCV codes. This ensures a high stealth delay synchronization stage, as well as the possibility of operational adaptation of the radio line to the information and interference conditions due to the change with a small discreteness of the length value.
Источники информацииInformation sources
1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.1. Varakin L.E. Communication systems with noise-like signals [Text], - M. "Radio and communication", 1985. - 384 p.
2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.2. Zhuravlev V.I. Search and synchronization in broadband systems [Text], V.I. Zhuravlev, M., "Radio and communications", 1986
3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И.Сныткин, В.И.Бурым, А.Г.Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.3. Snytkin I.I. Delay synchronization during digital processing of extra-long recursive sequences [Text] / II Snytkin, VI Burym, AG Serobabin, Izvestia Vysshikh Uchebnykh Zavedenii. Radio Electronics, No. 7, 1990
4. А.с. 1003372 СССР, МКИ3 H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С.Воробьев, А.В.Кузичкин, В.М.Куркин, Б.И.Просенков, В.В.Артюшин, В.М.Тарасов (СССР)4. A.S. 1003372 USSR, MKI 3 H04L 7/02. A device for synchronizing noise-like signals [Text] / A.S. Vorobyov, A.V. Kuzichkin, V.M. Kurkin, B.I. Prosenkov, V.V. Artyushin, V. M. Tarasov (USSR)
5. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.5. Snytkin I.I. Theory and practical application of complex signals of nonlinear structure.
6. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И.Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г.6. Dolgov V.I. The use of acoustoelectronic convolvers for signal processing in communication technology [Text] / V.I. Dolgov - Foreign electronics No. 8, 1990
7. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы [Текст], «Сов. радио», М., 1975 г.7. Sverdlik M.B. Optimal discrete signals [Text], “Sov. radio ", M., 1975
8. Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК8 H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.8. Pat. 2297722 Russian Federation, IPC 8 H04L 7/08,
9. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.9. Snytkin I.I. Theory and practical application of complex signals of nonlinear structure.
10. Пат. 2024053 Российская Федерация, МПК8 G06F 15/20. Устройство для формирования словарей нелинейных реккурентных последовательностей [Текст] / Сныткин И.И. - опубл. 30.11.94.10. Pat. 2024053 Russian Federation, IPC 8 G06F 15/20. Device for the formation of dictionaries of nonlinear recurrence sequences [Text] / Snytkin II - publ. 11/30/94.
Claims (2)
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l1, в другом - l2;
- в результате из l1 и l2 накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов imax∈(0,1, …, l1-1) и jmax∈(0,1, …, l2-1) относительно начальных соответствующих l0, и далее по полученным imax и jmax определяют значения циклических сдвигов c1 и c2 производящих компонент по следующим соотношениям:
- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l1 и l2, генерируемых с циклическими сдвижками c1 и c2 соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l1×l2, получаемый циклический сдвиг C которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение C обусловлено значениями c1 и c2 в соответствии с выражениями:
c1=l1-C(mod l1), c2=l2-C(mod l2),
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают, отличающийся тем, что:
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности L=l1×l2 структуре частных ПВКФ1i, ПВКФ2j формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j подканалам (i=l1, j=l2) соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности l1 и l2) - ПК-1i и ПК-2j, i=1, …, l1, j=1, …, l2;
- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ1i, ПВКФ2j, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа Tан1=p1l1, Tан2=p2l2, где p1 и p2 - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p1min=p2min=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подэтапа экстраполяции;
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k1-й, k2-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков Rчп1, Rчп2 в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами Nk1+1 и Nk2+1, устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ1, СЭ2 подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
СЭ1=f(Nk1), СЭ2=f(Nk2), Nk1=1, …, l1, Nk2=1 ,…, l2,
как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками Rчп1, Rчп2 на своих выходах в каждый k1-й, k2-й такты:
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками Rчп1, Rчп2 и по фактору уровней накопления и
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков Rчп1i, Rчп2j, на экстраполируемых выходах i-х и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й (k1=k(mod l1) и k2=k(mod l2)) тактовый момент приема;
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором imax и jmax есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов imax=Nk1, jmax=Nk2 соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.1. The method of accelerated search for broadband signals, based on the following set of actions:
- the use of a priori information on the ratio of the value of the number of the tact of the current delay of the received signal and the tact of detection of the total values of the cross-correlation between the received and reference sequences;
- search by the delay of signals manipulated by derivatives of non-linear sequences (PNP) is carried out in parallel along 2 channels, in one of which a sequentially repeating component of length l 1 is used as a reference, in the other - l 2 ;
- as a result, from l 1 and l 2 the values of the periodic cross-correlation function (PVKF) accumulated in each of the 2 channels, select the maximum and fix the corresponding numbers of the mutual shift measures i max ∈ (0,1, ..., l 1 -1) and j max ∈ (0,1, ..., l 2 -1) relative to the initial corresponding l 0 , and then using the obtained i max and j max determine the values of cyclic shifts c 1 and c 2 of the generating components according to the following relations:
- then, through the parallel formation of 2 sequences of repeating generating components of lengths l 1 and l 2 generated with cyclic shifts c 1 and c 2, respectively, as well as symbol-by-symbol summation modulo 2 of these 2 sequences, a reference derivative sequence L = l is formed 1 × l 2 , the resulting cyclic shift C of which at the control stage eliminates the time mismatch of the received and reference derived signals (PNP), and its value C is due to the values of c 1 and c 2 in accordance with the expressions:
c 1 = l 1 -C (mod l 1 ), c 2 = l 2 -C (mod l 2 ),
- the decision to capture the PNP signal by the delay is made upon exceeding the set threshold by the PVKF value of the received and received reference derivative of the PNP signal, otherwise the search is continued, characterized in that:
- a priori information is used on the structure of the PVKF PNP of duration L = l 1 × l 2 the structure of the private PVKF 1i , PVKF 2j formed by parallel, simultaneous, in the “counter-inverse” mode of correlation for all possible i, j subchannels (i = l 1 , j = l 2 ), respectively, the first (1) and second (2) - channels for receiving incoming PNP with various automorphisms (cyclic shifts) of segments (producing components (PK-1 and PK-2) in the form of simple nonlinear recurrence sequences (NLRP) of duration l 1 and l 2 ) - PC-1 i and PC-2 j , i = 1, ..., l 1 , j = 1, ..., l 2 ;
- simultaneous parallel primary accumulation of the values of the partial PVKF 1i , PVKF 2j is carried out, in the subchannels i and j of the search for the 1st and 2nd channels at each correlation cycle during the analysis time T an1 = p 1 l 1 , T an2 = p 2 l 2 , where p 1 and p 2 are the number of runs of the producing components PK-1, PK-2, p 1min = p 2min = L and the summation of the accumulated values in each channel at the end of the primary accumulation sub-step, for the implementation of the extrapolation sub-step;
- moreover, the extrapolation (prediction) of the structure of private PVKF, PVKF in the form of extrapolation to each k 1 st, k 2 clock moments (after a sub-step of primary accumulation) of the private peaks R chp1 , R chp2 in the 1st and 2nd channels, respectively at the outputs of certain extrapolated search subchannels with extrapolated numbers N k1 + 1 and N k2 + 1 , set according to the extrapolation functions of SE 1 , SE 2 subchannels of the 1st and 2nd processing channels:
SE 1 = f (N k1 ), SE 2 = f (N k2 ), N k1 = 1, ..., l 1 , N k2 = 1, ..., l 2 ,
as functions of the sequence numbers and sub peaks with partial chp1 R, R chp2 at its outputs in each k th 1, k 2 -th cycles:
- moreover, 2-factor control of extrapolation is implemented according to the majority principle: according to the factor of the extrapolated subchannel numbers and with private peaks R cn1 , R cn2 and according to the factor of accumulation levels and
- moreover, the accumulation is carried out at the outputs of 2 channels of the identified extrapolated private peaks R np1i , R np2j , at the extrapolated outputs of the i-th and j-th subchannels of the search for the 1st and 2nd processing channels, respectively, in each k-th (k 1 = k (mod l 1 ) and k 2 = k (mod l 2 )) reception clock;
- moreover, the control of the establishment of synchronism by delay is realized by the formation of the reference signal of the PNP without directly determining the current time delay of the received PNP, and by such a combination of numbers of clock cycles of synchronization with the production bars, in which i max and j max are essentially extrapolated subchannel numbers i max = N k1 , j max = N k2, respectively, with private peaks at their outputs and after positive 2-factor control of extrapolation.
- устройство содержит: два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов c1 и c2, отличающееся тем, что в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов l1 и l2 (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых l1 и l2 выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины l1 и l2 соответственно, а так же введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по l1 и l2 подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l1 и l2 подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а l1 и l2 выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l1 и l2 ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c1 и c2, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые l1 (и l2) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт, l1 (и l2) выходов которого соединены со вторыми l1 (и l2) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа. 2. A broadband signal search device, comprising:
- the device contains: two channels of processing a correlator type, moreover, the correlation processing is implemented on the basis of acoustoelectronic convolvers (AEC), a received signal is applied to one input of each channel; reference sequence generator, the first output of this generator of each channel is connected to the corresponding input of the derivative signal generator, the output of which is connected to one of the inputs of the delay synchronism control circuit, the other input of which is the input of the received signal, and the input of the reference sequence generator of each channel is connected to the output of the corresponding a shift calculator c 1 and c 2 , characterized in that in each processing channel, the reference sequence generator is made in the form of a generator of all possible automorphisms l 1 and l 2 (cyclic shifts), issued in parallel by the group of second l 1 and l 2 outputs, respectively, and issued by the first output of one of the automorphisms of the reference sequence generating a repeating component of length l 1 and l 2, respectively, and also introduced: a block of digital sub-correlators (BTsPK), which contains respectively for each channel l 1 and l 2 sub-correlators, each of which contains: a series-connected acoustoelectronic convolver (AEC), one input of which is the first input m of the sub-correlator and connected to the first input of the processing channel, and the second input is the second input of the sub-correlator and connected to one of the second outputs of the reference sequence generator; an amplifier and an analog-to-digital converter (ADC), the output of which is a parallel output bus and is the output of the sub-correlator and the corresponding output of the BCCP, the outputs of which are a parallel output bus, are connected to the corresponding inputs of the accumulation and extrapolation (SEC) circuit, which contains one and the other channel processing for l 1 and l 2 subchannels search, respective inputs of which are SNE inputs and outputs connected to respective first inputs tsentralnog a digital comparator (TSTSK) having a first input connected to the output of the first switch, and l 1 and l 2 outputs (respectively for one and other channels) are respectively connected to the inputs of a digital adder and a first input key unit key (BK) containing respectively l 1 and l 2 keys, the second inputs of which are connected to the output of the first key, and the outputs of the BC keys are connected to the corresponding inputs of the shift calculator, c 1 and c 2 , respectively, the output of which is the output of the SNE and the processing channel and connected to the input of the corresponding generator torus of the reference sequence, and the output of the digital adder is connected to one input of the first key, the other input of which is connected to the output of the accumulator-adder, the input of which is connected to the output of the verification unit, which is a block (set) of two-input elements And, the first l 1 (and l 2 ) whose inputs are connected to the corresponding outputs of the CCC and the inputs of the subchannel number selection block (BCH), which is a cross-block and a delay unit per cycle connected in series, l 1 (and l 2 ) of the outputs of which are connected to the second l 1 (and l 2 ) at odes checking unit; moreover, each search subchannel (PKP) of the accumulation and extrapolation (SNE) circuit contains a digital parallel adder, the first inputs of which are connected to the corresponding bus of the BCPC parallel outputs, and the second inputs are connected respectively to the outputs of the corresponding coincidence elements, the first inputs of which are clock, the second inputs are connected respectively, with the outputs of random access memory (RAM), the inputs of which are connected to the outputs of the digital parallel adder and the corresponding first inputs of the second a beam, the second input of which is connected to the output of the first counter, the input of which is clock, and the input of the second counter, the output of which is connected to one input of the AND circuit, the output of which is connected to the control panel output, and the second input is connected to the output of the digital comparator, the inputs of which are connected to the outputs of the second key.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2012108704/08A RU2514133C2 (en) | 2012-03-06 | 2012-03-06 | Method for faster search of broadband signals and device for realising said method |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU2012108704/08A RU2514133C2 (en) | 2012-03-06 | 2012-03-06 | Method for faster search of broadband signals and device for realising said method |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU2012108704A RU2012108704A (en) | 2013-09-20 |
RU2514133C2 true RU2514133C2 (en) | 2014-04-27 |
Family
ID=49182785
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU2012108704/08A RU2514133C2 (en) | 2012-03-06 | 2012-03-06 | Method for faster search of broadband signals and device for realising said method |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2514133C2 (en) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2574805C1 (en) * | 2014-12-29 | 2016-02-10 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное училище имени генерала армии С.М.Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации (Краснодарское высшее военное училище) | Device for generating spoofing resistant nonlinear recurrent sequences |
RU2718753C1 (en) * | 2019-10-28 | 2020-04-14 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals |
RU2730389C1 (en) * | 2019-08-05 | 2020-08-21 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Method of third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals |
RU2766859C1 (en) * | 2020-10-20 | 2022-03-16 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6058139A (en) * | 1996-02-28 | 2000-05-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Correlator and synchronous tracking apparatus using time sharing of a received signal in a spread spectrum receiver |
RU2159508C1 (en) * | 1999-05-07 | 2000-11-20 | Гармонов Александр Васильевич | Method for searching wideband signal and device which implements said method |
RU2178620C2 (en) * | 1999-02-19 | 2002-01-20 | Корпорация "Самсунг Электроникс" | Method of search for wide-band signal ( variants ) and device for its implementation |
RU2297722C2 (en) * | 2005-05-13 | 2007-04-20 | Вадим Евгеньевич Федосеев | Method and device for accelerated search of broadband signal |
-
2012
- 2012-03-06 RU RU2012108704/08A patent/RU2514133C2/en not_active IP Right Cessation
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6058139A (en) * | 1996-02-28 | 2000-05-02 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Correlator and synchronous tracking apparatus using time sharing of a received signal in a spread spectrum receiver |
RU2178620C2 (en) * | 1999-02-19 | 2002-01-20 | Корпорация "Самсунг Электроникс" | Method of search for wide-band signal ( variants ) and device for its implementation |
RU2159508C1 (en) * | 1999-05-07 | 2000-11-20 | Гармонов Александр Васильевич | Method for searching wideband signal and device which implements said method |
RU2297722C2 (en) * | 2005-05-13 | 2007-04-20 | Вадим Евгеньевич Федосеев | Method and device for accelerated search of broadband signal |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU2574805C1 (en) * | 2014-12-29 | 2016-02-10 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное училище имени генерала армии С.М.Штеменко" Министерства обороны Российской Федерации (Краснодарское высшее военное училище) | Device for generating spoofing resistant nonlinear recurrent sequences |
RU2730389C1 (en) * | 2019-08-05 | 2020-08-21 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Method of third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals |
RU2718753C1 (en) * | 2019-10-28 | 2020-04-14 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals |
RU2766859C1 (en) * | 2020-10-20 | 2022-03-16 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" | Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals |
RU2821352C1 (en) * | 2023-02-14 | 2024-06-21 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Министерства обороны РФ | Method of third decision circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals |
RU2808721C1 (en) * | 2023-03-01 | 2023-12-04 | Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего образования "Краснодарское высшее военное авиационное училище летчиков имени Героя Советского Союза А.К. Серова" Министерства обороны РФ | Device of the third decisive circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU2012108704A (en) | 2013-09-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
Karpenko et al. | Discrete signals with multi-level correlation function | |
Mazzini et al. | Interference minimisation by auto-correlation shaping in asynchronous DS-CDMA systems: chaos-based spreading is nearly optimal | |
RU2514133C2 (en) | Method for faster search of broadband signals and device for realising said method | |
Michaels | A maximal entropy digital chaotic circuit | |
RU2297722C2 (en) | Method and device for accelerated search of broadband signal | |
RU2718753C1 (en) | Device of the third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals | |
Mow | Sequence design for spread spectrum | |
JP2009512868A (en) | Object detection | |
RU2730389C1 (en) | Method of third decision circuit of accelerated search and efficient reception of broadband signals | |
EP2442225A2 (en) | Modulo operation method and apparatus for same | |
RU2446444C1 (en) | Pseudorandom sequence generator | |
RU2808721C1 (en) | Device of the third decisive circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals | |
RU2320080C2 (en) | Method and device for synchronization of pseudo-random sequences | |
RU2719545C1 (en) | System of information transmitting | |
RU2766859C1 (en) | Device of the third critical scheme of accelerated search and effective reception of broadband signals | |
RU2723269C1 (en) | Method for synchronizing receiving and transmitting devices of a radio link using short-pulse ultra-wideband signals | |
RU2821352C1 (en) | Method of third decision circuit for accelerated search and efficient reception of broadband signals | |
RU108702U1 (en) | Pseudorandom Sequence Generator | |
RU2446437C1 (en) | Generator of discrete orthogonal signals | |
RU2635552C1 (en) | Method of information transmission in communication system with noise signals | |
RU99672U1 (en) | RANDOM NUMBER GENERATOR | |
Donato et al. | Algorithm for complementary-derived orthogonal sequences applied to measurements in noisy channels | |
RU2393640C1 (en) | Modulator of discrete signal by time position | |
RU2553057C1 (en) | Device to generate systems of double derivative non-linear recurrent sequences | |
RU2549524C1 (en) | Generator of nonlinear pseudorandom sequences |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MM4A | The patent is invalid due to non-payment of fees |
Effective date: 20170307 |