RU2419809C1 - Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation - Google Patents

Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation Download PDF

Info

Publication number
RU2419809C1
RU2419809C1 RU2009135977/09A RU2009135977A RU2419809C1 RU 2419809 C1 RU2419809 C1 RU 2419809C1 RU 2009135977/09 A RU2009135977/09 A RU 2009135977/09A RU 2009135977 A RU2009135977 A RU 2009135977A RU 2419809 C1 RU2419809 C1 RU 2419809C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
window
interference
range
elements
repetition periods
Prior art date
Application number
RU2009135977/09A
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Игорь Филиппович Лозовский (RU)
Игорь Филиппович Лозовский
Original Assignee
Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт измерительных приборов" (ОАО "НИИИП")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт измерительных приборов" (ОАО "НИИИП") filed Critical Открытое акционерное общество "Научно-исследовательский институт измерительных приборов" (ОАО "НИИИП")
Priority to RU2009135977/09A priority Critical patent/RU2419809C1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2419809C1 publication Critical patent/RU2419809C1/en

Links

Images

Landscapes

  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

FIELD: physics. ^ SUBSTANCE: received are interferences representing a mix of passive interferences (PI) and interfering signals in N periods of coherent set repetition, where NëÑ2 is integer. Generated are counts of complex envelope xi,k, where i=im,in 1ëñim,inëñN are numbers of two repetition periods of coherent set, k is the number of range element. Window of Nw range elements is generated. For each window range element, correlation of interferences is determined between im and in repetition periods of coherent set ^ , where is complex conjugate of , and interference power in im and in repetition periods of coherent set: , , in comparing obtained interference correlations zk of interference power , in window range elements. Window range elements containing interfering signals are excluded. Remaining window range elements are used to derive PI correlation estimations between im and in coherent set repetition periods and estimation of the mix of PI and noise in im and in coherent set repetition periods: , , wherefrom magnitude of PI interperiod correlation factor is determined after estimating interference correlations zk and interference power , . Interference correlation magnitudes Zk in window range elements are used to define factors of phase irregularity Kå(k) by the following formulas: ^ , ^ where ån is interference phase difference in im and in repetition periods, n-th range element, n=1,Ç,Nwëák, by comparing interference power , in window range elements. The following condition is checked for observance: ^ , where u() is unit jump function, d is factor smaller than unity and selected to make probability of observance of said conditions with interfering noises is insignificant, Nc is constant that may not exceed the number of interfering signals in range window. Nc window range elements with minimum phase irregularity factors Kå(k) and window range elements for which said condition are observed, are excluded. ^ EFFECT: higher accuracy of estimation. ^ 5 dwg

Description

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех (ПП) в адаптивных системах селекции движущихся целей (СДЦ) когерентно-импульсных радиолокационных станций (РЛС). В частности, для измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне из Nw элементов дальности «Мешающие сигналы» представляют собой отраженные от различных точечных объектов - воздушных целей, «ангел-эхо», местных предметов и принятые РЛС сигналы, не превышающие по длительности 1-3 элементов дальности.The invention relates to radar and can be used to measure the inter-period correlation coefficient of passive interference (AP) in adaptive moving target selection systems (SAC) of coherent-pulse radar stations. In particular, to measure the inter-period correlation coefficient of PP in the presence of "interfering signals" in the window of N w range elements, "Interfering signals" are reflected from various point objects - air targets, "angel-echo", local objects and received radar signals, not exceeding 1-3 elements of range in duration.

Известен способ измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП (Д.И.Попов. Синтез цифровых адаптивных режекторных фильтров, Радиотехника, 1981 г., т.36, №10), основанный на том, что из принятых РЛС в N периодах повторения когерентной пачки помех, представляющих собой смесь ПП и шума, формируют отсчеты комплексной огибающей xi,k, где i=im, in - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности. Образуют окно из Nw элементов дальности, в котором находят оценки корреляции ПП

Figure 00000001
A known method of measuring the inter-period correlation coefficient of PP (D.I. Popov. Synthesis of digital adaptive notch filters, Radio Engineering, 1981, vol. 36, No. 10), based on the fact that of the received radar in N periods of repetition of a coherent burst of interference, representing a mixture of PP and noise, form the samples of the complex envelope x i, k , where i = i m , i n are the numbers of two repetition periods of the coherent burst, k is the number of the range element. Form a window of N w range elements, in which the correlation estimates of PP are found
Figure 00000001

и мощности смеси ПП и шума в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки:

Figure 00000002
,
Figure 00000003
. Междупериодный коэффициент корреляции ПП
Figure 00000004
определяют из следующего выражения:and power of the mixture of PP and noise in the i m th and i n th repetition periods of the coherent burst:
Figure 00000002
,
Figure 00000003
. Interservice correlation coefficient PP
Figure 00000004
determined from the following expression:

Figure 00000005
Figure 00000005

Данный способ обеспечивает максимальную точность измерения междупериодного коэффициента корреляции однородных по дальности ПП. В условиях же, когда в окно дальности попадают «мешающие сигналы», вызванные, например, отражениями от точечных воздушных целей или местных предметов (МП), имеют место значительные ошибки измерения, что приводит к снижению коэффициента улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДД и является существенным недостатком данного способа.This method provides the maximum accuracy of measuring the inter-period correlation coefficient of uniform in range PP. Under the same conditions, when “interference signals” get in the range window, caused, for example, by reflections from point air targets or local objects (MP), significant measurement errors occur, which leads to a decrease in the coefficient of improvement of the signal-to-noise ratio of adaptive SDD and is a significant disadvantage of this method.

Наиболее близким техническим решением является способ измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП (С.Е.Кован. Анализ адаптивных фильтров декорреляции пассивных помех, Радиотехника, 1998 г., №3), согласно которому радиолокатором принимают помехи, представляющие собой смесь ПП, шума и «мешающих сигналов» в N периодах повторения когерентной пачки, формируют отсчеты комплексной огибающей xi,k, где i=im, in - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности, формируют окно из Nw элементов дальности, для каждого элемента дальности окна находят корреляцию помех между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки

Figure 00000006
, где
Figure 00000007
- комплексно сопряженная величина к
Figure 00000008
, и мощность помех в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000009
,
Figure 00000010
. Затем исключают элементы дальности окна, содержащие «мешающие сигналы», для чего, сравнивая между собой полученные значения корреляции помех zk и мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, образуют упорядоченные последовательности значенийThe closest technical solution is a method for measuring the inter-period correlation coefficient of PP (S.E. Kovan. Analysis of adaptive decorrelation filters of passive interference, Radio Engineering, 1998, No. 3), according to which interference is received by the radar, which is a mixture of PP, noise and “interfering” signals ”in N repetition periods of a coherent burst, form the samples of the complex envelope x i, k , where i = i m , i n are the numbers of two repetition periods of the coherent burst, k is the number of the range element, form a window of N w range elements, for each about the element of the window range find the correlation of interference between the i m- th and i n- th repetition periods of a coherent burst
Figure 00000006
where
Figure 00000007
is the complex conjugate
Figure 00000008
, and interference power in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst
Figure 00000009
,
Figure 00000010
. Then, window range elements containing “interfering signals” are excluded, for which, by comparing the obtained values of interference correlation z k and interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in the elements of the range of the window, form an ordered sequence of values

Figure 00000013
Figure 00000013

где обозначено u(m), ν(m),

Figure 00000014
,
Figure 00000015
- m-ое по своей величине значение в соответствующей последовательности, real - действительная часть комплексной величины, imag - мнимая часть комплексной величины.where u (m) , ν (m) ,
Figure 00000014
,
Figure 00000015
- the mth largest value in the corresponding sequence, real is the real part of the complex quantity, imag is the imaginary part of the complex quantity.

После этого в каждой из последовательностей исключают Nw-1 величину, оставляя только медианные значения

Figure 00000016
,
Figure 00000017
,
Figure 00000018
,
Figure 00000019
. По этим значениям оценивают корреляцию ПП
Figure 00000020
между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки и мощность смеси ПП и шума в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки:
Figure 00000021
,
Figure 00000022
, по которым определяют величину междупериодного коэффициента корреляции ПП
Figure 00000023
. В этом случае обеспечивается устойчивость оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП к воздействию «мешающих сигналов», попавших в окно дальности, поскольку значения корреляции и мощности помех в элементах дальности с «мешающими сигналами» с большой вероятностью соответствуют крайним, а не медианным значениям упорядоченных последовательностей (2). Влияние «мешающих сигналов» на коэффициент улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДЦ незначительно.After that, in each of the sequences exclude N w -1 value, leaving only the median values
Figure 00000016
,
Figure 00000017
,
Figure 00000018
,
Figure 00000019
. The PP correlation is estimated from these values.
Figure 00000020
between the i m- th and i n- th repetition periods of a coherent burst and the power of a mixture of PP and noise in the i m- th and i n- th repetition periods of a coherent burst:
Figure 00000021
,
Figure 00000022
which determine the magnitude of the inter-period correlation coefficient PP
Figure 00000023
. In this case, the stability of estimating the inter-period correlation coefficient of the PP to the effect of “interfering signals” that fall into the range window is ensured, since the correlation and interference power in the range elements with “interfering signals” most likely correspond to the extreme rather than median values of ordered sequences (2 ) The influence of “interfering signals” on the coefficient of improvement of the signal-to-noise ratio of the adaptive SDC is insignificant.

Основной недостаток этого способа состоит в недостаточно высокой точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, что в целом при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности приводит к заметному снижению коэффициента улучшения отношения сигнал/помеха адаптивной СДЦ относительно потенциально достижимых значений.The main disadvantage of this method is the insufficiently high accuracy of estimating the inter-period correlation coefficient of the PP, which, in general, with the presence of "interfering signals" in the range window leads to a noticeable decrease in the coefficient of improvement of the signal-to-noise ratio of the adaptive SDS relative to potentially achievable values.

Техническим результатом (решаемой задачей) изобретения, таким образом, является устранение названного недостатка, а именно повышение точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности.The technical result (the problem being solved) of the invention, therefore, is to eliminate the aforementioned drawback, namely, increasing the accuracy of estimating the inter-period correlation coefficient of the PP in the presence of "interfering signals" in the window in range.

Технический результат (решаемая задача) в предлагаемом способе достигается тем, что в известном способе измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех (ПП), в котором принимают помехи, представляющие собой смесь ПП, шума и «мешающих сигналов», в N периодах повторения когерентной пачки, где N≥2 - целое число, формируют отсчеты комплексной огибающей xi,k, где i=im, in, 1≤im, in≤N - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности, формируют окно из Nw элементов дальности, для каждого элемента дальности окна находят корреляцию помех между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки

Figure 00000006
, где
Figure 00000007
- комплексно сопряженная величина к
Figure 00000008
, и мощность помех в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000009
,
Figure 00000010
, сравнивая между собой полученные значения корреляции помех zk и мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, исключают элементы дальности окна, содержащие «мешающие сигналы», по оставшимся элементам дальности окна находят оценки корреляции ПП
Figure 00000024
между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки и оценки мощности смеси ПП и шума в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000025
,
Figure 00000026
, по которым определяют величину междупериодного коэффициента корреляции ПП
Figure 00000027
, согласно изобретению после определения корреляции помех zk и мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
, по значениям корреляции помех zk в элементах дальности окна определяют коэффициенты фазовой неоднородности Kφ(k) по следующим формуламThe technical result (the problem to be solved) in the proposed method is achieved by the fact that in the known method for measuring the inter-period correlation coefficient of passive interference (PP), in which interference is received, which is a mixture of PP, noise and “interfering signals”, in N repetition periods of a coherent packet, where N≥2 is an integer, form the samples of the complex envelope x i, k , where i = i m , i n , 1≤i m , i n ≤N are the numbers of two repetition periods of the coherent burst, k is the number of the range element, form window of N w elements range, for each element distal STI windows are correlated interference between i m and i n th th repetition periods coherent bundle
Figure 00000006
where
Figure 00000007
is the complex conjugate
Figure 00000008
, and interference power in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst
Figure 00000009
,
Figure 00000010
comparing the obtained values of the correlation of interference z k and the interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in window range elements, window range elements containing “interfering signals” are excluded; PP correlation estimates are found from the remaining window range elements
Figure 00000024
between the i m th and i n th repetition periods of a coherent burst and estimate the power of the PP mixture and noise in the i m th and i n th repetition periods of a coherent burst
Figure 00000025
,
Figure 00000026
which determine the magnitude of the inter-period correlation coefficient PP
Figure 00000027
according to the invention after determining the correlation of interference z k and interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
, by the values of the correlation of interference z k in the elements of the range of the window determine the phase inhomogeneity coefficients K φ (k) according to the following formulas

Figure 00000028
Figure 00000028

где φn - разность фаз помех в im-ом и in-ом периодах повторения когерентной пачки, n-ом элементе дальности, n=1, …, Nw, ≠k,where φ n is the phase difference of interference in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst, the nth range element, n = 1, ..., N w , ≠ k,

сравнивая мощности помех

Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, проверяют выполнение следующего условияcomparing interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in the elements of the window range, check the following condition

Figure 00000029
Figure 00000029

где u(·) - функция единичного скачка, d - коэффициент, величина которого меньше 1, выбирают таким образом, чтобы вероятность выполнения данного условия при отсутствии «мешающих сигналов» была незначительна, Nc - постоянная величина, которую не может превышать число «мешающих сигналов» в окне дальности,where u (·) is the function of a single jump, d is a coefficient whose value is less than 1, so that the probability of fulfilling this condition in the absence of "interfering signals" is negligible, N c is a constant value that cannot exceed the number of "interfering signals ”in the range window,

исключают Nc элементов дальности окна с минимальными значениями коэффициентов фазовой неоднородности Kφ(k) и элементы дальности окна, для которых выполнилось указанное условие.exclude N c window range elements with minimum values of the phase inhomogeneity coefficients K φ (k) and window range elements for which the specified condition is fulfilled.

Новыми существенными признаками предлагаемого способа являются следующиеNew significant features of the proposed method are the following

- по значениям корреляции помех zk в элементах дальности окна определяют коэффициенты фазовой неоднородности Kφ(k) по следующим формулам:- the values of the correlation of noise z k in the elements of the range of the window determine the coefficients of the phase inhomogeneity K φ (k) according to the following formulas:

Figure 00000030
Figure 00000030

Figure 00000031
,
Figure 00000031
,

где φn - разность фаз помех в im-ом и in-ом периодах повторения когерентной пачки, n-ом элементе дальности, n=1, …, Nw, ≠k;where φ n is the phase difference of the noise in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst, the nth range element, n = 1, ..., N w , ≠ k;

- сравнивая мощности помех

Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, проверяют выполнение следующего условия- comparing interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in the elements of the window range, check the following condition

Figure 00000032
,
Figure 00000032
,

где u(·) - функция единичного скачка, d - коэффициент, величина которого меньше 1, выбирают таким образом, чтобы вероятность выполнения данного условия при отсутствии «мешающих сигналов» была незначительна, Nc - постоянная величина, которую не может превышать число «мешающих сигналов» в окне дальности,where u (·) is the function of a single jump, d is a coefficient whose value is less than 1, so that the probability of fulfilling this condition in the absence of "interfering signals" is negligible, N c is a constant value that cannot exceed the number of "interfering signals ”in the range window,

- исключают Nc элементов дальности окна с минимальными значениями коэффициентов фазовой неоднородности Kφ(k) и элементы дальности окна, для которых выполнилось указанное условие.- exclude N c elements of the range of the window with the minimum values of the phase inhomogeneity coefficients K φ (k) and the elements of the range of the window for which the specified condition is met.

Применение всех новых признаков совместно с признаками прототипа позволит повысить точность оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в обучающей выборке. В прототипе для оценки корреляции ПП и мощности смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки используется минимальная часть окна - по сути, только один элемент дальности, в котором корреляция ПП и мощность смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки являются медианами соответствующих упорядоченной последовательностей (2). Несмотря на то, что при этом обеспечивается устойчивость оценки в условиях «мешающих сигналов», существенная информация, содержащаяся в отсчетах комплексной огибающей в остальных элементах окна, оказывается в значительной части потерянной. Потери информации могут быть особенно заметны в условиях «мешающих сигналов», мощность которых не превышает мощности ПП. В предложенном способе из числа элементов окна, по которым оценивают корреляцию ПП и мощности смеси ПП и шума в периодах повторения когерентной пачки, исключается не более 2·Nc элементов, что при имеющем место на практике числе «мешающих сигналов» в окне Nc=1.6 составляет сравнительно небольшую часть окна (Nw≈16-64). Одновременно обеспечивается устойчивость оценки к воздействию «мешающих сигналов». При этом размер окна Nw выбирают в зависимости от требуемой точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, которая повышается с увеличением Nw, и предварительной информации о минимальной протяженности однородных ПП по дальности L, что вынуждает ограничивать размер окна Nw≤L.The use of all new features in conjunction with the features of the prototype will improve the accuracy of estimating the inter-period correlation coefficient of PP in the presence of "interfering signals" in the training sample. In the prototype, to estimate the correlation of the PP and the power of the mixture of PP and noise in the repetition periods of the coherent packet, the minimum part of the window is used - in fact, only one element of the range in which the correlation of the PP and the power of the mixture of PP and noise in the repetition periods of the coherent packet are the medians of the corresponding ordered sequences (2). Despite the fact that this ensures the stability of the estimate in the conditions of “interfering signals”, the essential information contained in the samples of the complex envelope in the remaining elements of the window is lost to a large extent. Loss of information can be especially noticeable in the conditions of "interfering signals", the power of which does not exceed the power of the PP. In the proposed method, no more than 2 · N c elements are excluded from the number of window elements by which the correlation of the PP and the power of the mixture of PP and noise in the repetition periods of the coherent burst is estimated, which, given the actual number of “interfering signals” in the window, N c = 1.6 is a relatively small part of the window (N w ≈16-64). At the same time, the stability of the assessment to the effect of “interfering signals” is ensured. In this case, the window size N w is selected depending on the required accuracy of estimating the inter-period correlation coefficient of the PP, which increases with increasing N w , and preliminary information on the minimum length of homogeneous PP along the range L, which forces to limit the window size N w ≤L.

Изобретение поясняется чертежамиThe invention is illustrated by drawings.

- Фиг.1 - Структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех.- Figure 1 - Block diagram of a device that implements the proposed method for measuring the inter-period correlation coefficient of passive interference.

- Фиг.2 - Структурная схема устройства, реализующего блок цензурирования по амплитуде на Фиг.1.- Figure 2 - Block diagram of a device that implements the censorship block in amplitude in figure 1.

- Фиг.3 - Структурная схема устройства, реализующего блок цензурирования по фазе на Фиг.1.- Figure 3 - Block diagram of a device that implements the censorship block phase in figure 1.

- Фиг.4 - Зависимости подавления ПП от мощности помех (прототип).- Figure 4 - Dependence of the suppression of PP from the interference power (prototype).

- Фиг.5 - Зависимости подавления ПП от мощности помех (изобретение).- Figure 5 - Dependence of the suppression of the PP from the interference power (invention).

Техническая реализация предлагаемого способа измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП возможна на основе устройства, показанного на Фиг.1. Устройство содержит формирователь отсчетов комплексной огибающей 1, вход которого является входом устройства, блок задержки на r периодов 2, (где r=in-im), два вычислителя квадрата модуля 3, блок цензурирования по амплитуде 4, блок сопряжения комплексных чисел 5, два умножителя 6, блок цензурирования по фазе 7, три блока вычисления среднего 8, блок извлечения квадратного корня 9, делитель 10, выход которого является выходом устройства.Technical implementation of the proposed method for measuring the inter-period correlation coefficient of PP is possible on the basis of the device shown in Figure 1. The device comprises a complex envelope sampler 1, the input of which is the device input, a delay unit for r periods 2, (where r = i n -i m ), two square 3 calculators for module 3, amplitude censorship block 4, complex number conjugation block 5, two multipliers 6, a censorship block in phase 7, three blocks for calculating the average 8, a block for extracting the square root 9, a divider 10, the output of which is the output of the device.

Формирователь отсчетов комплексной огибающей 1 на Фиг.1 представляет собой устройство, известное, например, из (Я.Д.Ширман, В.Н.Манжос. Теория и техника обработки радиолокационной информации на фоне помех. - М.: Радио и связь, 1981, 416 с.).The complex envelope sampler 1 in Fig. 1 is a device known, for example, from (Y.D. Shirman, V.N. Manzhos. Theory and technique of processing radar information against a background of interference. - M .: Radio and communications, 1981 , 416 p.).

Вычислитель квадрата модуля 3 на Фиг.1 представляет собой устройство, состоящее из двух квадраторов и сумматора. Блок сопряжения комплексных чисел 5 на Фиг.1 состоит из инвертора мнимой части комплексного числа. Блоки вычисления среднего 8 на Фиг.1 содержат в данном случае Nw - входовые сумматоры и делители суммы чисел на постоянную Nw.The square calculator of module 3 in FIG. 1 is a device consisting of two quadrators and an adder. The complex number conjugation unit 5 in FIG. 1 consists of an inverter of the imaginary part of the complex number. Blocks for calculating the average 8 in figure 1 contain in this case N w - input adders and dividers of the sum of numbers by a constant N w .

Техническая реализация блока цензурирования по амплитуде 4 на Фиг.1 возможна на основе устройства, показанного на Фиг.2. Устройство содержит три сумматора 11, вторые входы которых являются первым, вторым и третьим входами устройства, два Nw - отводных регистра 12, два мультиплексора 13, выходы которых являются первым и вторым выходами устройства, 2·Nw схем сравнения 14, два (Nw-1) - входовых сумматора 15, схему совпадения 16, выход которой является третьим выходом устройства, инвертор 17.The technical implementation of the censorship block in amplitude 4 in FIG. 1 is possible based on the device shown in FIG. 2. The device contains three adders 11, the second inputs of which are the first, second and third inputs of the device, two N w - tap-off registers 12, two multiplexers 13, the outputs of which are the first and second outputs of the device, 2 · N w comparison circuits 14, two (N w -1) - input adder 15, matching circuit 16, the output of which is the third output of the device, the inverter 17.

Техническая реализация блока цензурирования по фазе 7 на Фиг.1 возможна на основе устройства, показанного на Фиг.3. Устройство содержит три делителя 10, четыре сумматора 11, два Nw - отводных регистра 12, вычислитель модуля 18, блок сопряжения комплексных чисел 5, (Nw-1) умножителей 6, два (Nw-1) - входовых сумматора 15, блок задержки на τf 19, где τf - время формирования признаков цензурирования по амплитуде и фазе Iaf, мультиплексор 13, выход которого является первым выходом устройства, Nw схем сравнения 14, инвертор 17. Входы вычислителя модуля 18, блока задержки на τf 19 и первый вход первого делителя 10 соединены между собой и являются первым входом устройства. Второй вход четвертого сумматора 11 является вторым входом устройства. Выход Nw-ой схемы сравнения 14 является вторым выходом устройства.The technical implementation of the censorship block in phase 7 in FIG. 1 is possible based on the device shown in FIG. 3. The device contains three dividers 10, four adders 11, two N w - tap-off registers 12, a calculator module 18, a complex number conjugation unit 5, (N w -1) multipliers 6, two (N w -1) - input adders 15, a block delays by τ f 19, where τ f is the time of formation of censorship signs by amplitude and phase I af , multiplexer 13, the output of which is the first output of the device, N w comparison circuits 14, inverter 17. Inputs of the calculator of module 18, delay unit by τ f 19 and the first input of the first divider 10 are interconnected and are the first input of the device. The second input of the fourth adder 11 is the second input of the device. Yield N w th comparison circuit 14 is a second output device.

Вычислитель модуля 18 на Фиг.3 реализует функцию вычисления модуля комплексного числа и состоит из двух квадраторов, сумматора и извлекателя квадратного корня.The calculator module 18 in figure 3 implements the function of calculating the module of a complex number and consists of two quadrants, an adder and a square root extractor.

Устройство на Фиг.1 работает следующим образом. На формирователь отсчетов комплексной огибающей 1 поступают сигналы x(t) с выхода приемного устройства РЛС. С выхода формирователя отсчетов комплексной огибающей 1 отсчеты комплексной огибающей xi,k поступают на вход блока задержки на r периодов 2, блок сопряжения комплексных чисел 5 и второй вычислитель квадрата модуля 3. В in-ом периоде повторения когерентной пачки отсчеты комплексной огибающей

Figure 00000008
с выхода блока задержки на r периодов 2 поступают на первый вход первого умножителя 6, в то время как отсчеты комплексной огибающей
Figure 00000007
с выхода блока сопряжения комплексных чисел 5 подают на второй вход упомянутого умножителя, с выхода которого значения корреляции помех
Figure 00000006
подают на первый вход блока цензурирования по фазе 7. Одновременно отсчеты комплексной огибающей
Figure 00000008
с выхода блока задержки на r периодов 2 подают на вход первого вычислителя квадрата модуля 3. На выходах, соответственно, первого и второго вычислителя квадрата модуля 3 образуют значения мощности помех в двух периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000009
и
Figure 00000010
, которые подают на первый и второй входы блока цензурирования по амплитуде 4. С третьего выхода блока цензурирования по амплитуде 4 на второй вход блока цензурирования по фазе передают признаки цензурирования по амплитуде Ia, в то время как со второго выхода блока цензурирования по фазе 7 на третий вход блока цензурирования по амплитуде передают признаки цензурирования по фазе If, что позволяет получить признаки цензурирования по фазе и амплитуде Iaf в обоих упомянутых блоках цензурирования 4, 7. После исключения «мешающих сигналов» корреляционные произведения
Figure 00000033
,
Figure 00000034
и
Figure 00000035
, соответственно, с первого и второго выходов блока цензурирования по амплитуде 4 и первого выхода блока цензурирования по фазе 7 подают на входы соответствующих блоков вычисления среднего 8. На выходах первых двух блоков вычисления среднего 8 формируют оценки мощности смеси ПП и шума
Figure 00000025
и
Figure 00000026
, которые подают на входы второго умножителя 6, блок извлечения квадратного корня 9 и второй вход делителя 10. В то же время на выходе третьего блока вычисления среднего 8 формируют оценку корреляции ПП
Figure 00000024
, которую подают на первый вход делителя 10, на выходе которого образуют оценку коэффициента корреляции ПП
Figure 00000027
.The device in figure 1 works as follows. The complex envelope 1 sampler receives x (t) signals from the output of the radar receiver. From the output of the complex envelope sampler 1, the complex envelope samples x i, k are fed to the input of the delay unit for r periods 2, the complex number conjugation unit 5, and the second module square calculator 3. In the i n- th repetition period of the coherent burst, the complex envelope samples
Figure 00000008
from the output of the delay unit, for r periods 2, they arrive at the first input of the first multiplier 6, while the samples of the complex envelope
Figure 00000007
from the output of the conjugation unit of complex numbers 5 is fed to the second input of the said multiplier, from the output of which the correlation values of interference
Figure 00000006
fed to the first input of the censorship block in phase 7. Simultaneously, the samples of the complex envelope
Figure 00000008
from the output of the delay unit for r periods 2, they are fed to the input of the first calculator of the square of module 3. At the outputs, respectively, of the first and second calculator of the square of module 3, values of the interference power are generated in two repetition periods of the coherent burst
Figure 00000009
and
Figure 00000010
which are fed to the first and second inputs of the censorship block in amplitude 4. From the third output of the censorship block in amplitude 4, the signs of censorship in amplitude I a are transmitted to the second input of the censorship block in phase, while from the second output of the censorship block in phase 7 to censoring the third input unit is transmitted in amplitude censoring signs of phase I f, which allows to obtain indications censoring phase and amplitude for both I af said censoring units 4, 7. After the exclusion of "interfering signals" correlation insulating works
Figure 00000033
,
Figure 00000034
and
Figure 00000035
, respectively, from the first and second outputs of the censorship block in amplitude 4 and the first output of the censorship block in phase 7, they are fed to the inputs of the corresponding blocks for calculating the average 8. At the outputs of the first two blocks for calculating the average 8, estimates of the power of the PP mixture and noise are generated
Figure 00000025
and
Figure 00000026
which are supplied to the inputs of the second multiplier 6, the square root extraction unit 9 and the second input of the divider 10. At the same time, the output of the third unit of calculation of the average 8 form the PP correlation estimate
Figure 00000024
fed to the first input of the divider 10, the output of which form an estimate of the correlation coefficient PP
Figure 00000027
.

Устройство на Фиг.2 работает следующим образом. На первый и второй входы устройства поступают значения мощности помех в im-ом и in-ом периодах повторения когерентной пачки

Figure 00000011
,
Figure 00000012
, которые далее обрабатывают одинаковым образом, чтобы сформировать признаки цензурирования по амплитуде в im-ом и in-ом периодах когерентной пачки Iam, Ian. Рассмотрим формирование признака цензурирования по амплитуде Iam. Значения мощности помех
Figure 00000011
блоками из Nw элементов подают на второй вход первого сумматора 11 и далее на вход первого Nw - отводного регистра 12. После того как блок из Nw элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока
Figure 00000036
с Nw-го отвода первого регистра 12 подают на первый вход первого умножителя 6 на коэффициент d, который подают на второй его вход. С выхода первого умножителя 6 взвешенный с коэффициентом d отсчет
Figure 00000037
подают на вторые входы 1, …, Nw-1 схем сравнения 14, на первые входы которых подают остальные отсчеты блока с отводов 1, …, Nw-1 первого Nw - отводного регистра 12. На выходах 1, …, Nw-1 схем сравнения 14 формируют логические сигналы превышения взвешенным с коэффициентом d отсчетом
Figure 00000037
с Nw-го отвода первого Nw - отводного регистра 12 отсчетов на остальных отводах данного регистра, которые подают на соответствующие входы первого (Nw-1) - входового сумматора 15, с выхода которого сумма логических сигналов превышений поступает на первый вход Nw-ой схемы сравнения 14 с числом Nw-Nc, поступающим на второй вход Nw-ой схемы сравнения 14. Если сигнал на первом входе больше или равен сигналу на втором входе Nw-ой схемы сравнения 14, то формируют единичный признак цензурирования по амплитуде отсчета
Figure 00000037
в im-ом периоде повторения когерентной пачки Iam(1). В следующем такте работы отсчет
Figure 00000037
с Nw-го отвода первого регистра 12 через первый вход первого сумматора 11 подают на вход первого Nw - отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет
Figure 00000037
занимает место на первом отводе, а отсчет
Figure 00000038
на Nw-ом отводе. Описанным выше способом формируют признак цензурирования по амплитуде отсчета
Figure 00000039
в im-ом периоде повторения когерентной пачки Iam(2). Процесс повторяется, пока не будут сформированы признаки цензурирования по амплитуде всех отсчетов блока в im-ом периоде повторения когерентной пачки Iam(1), …, Iam(Nw). Аналогичным описанному образом с помощью второго сумматора 11, второго Nw - отводного регистра 12, второго умножителя 6, Nw+1, …, 2Nw схем сравнения 14, второго (Nw-1) - входового сумматора 15 формируют признаки цензурирования по амплитуде всех отсчетов блока во in-ом периоде повторения когерентной пачки Ian(1), …, Ian(Nw). С выходов Nw-ой и 2Nw-ой схем сравнения 14 признаки цензурирования по амплитуде в im-ом и in-ом периодах повторения когерентной пачки Iam, Ian подают на входы схемы совпадения 16, с выхода которой признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде Ia поступают на третий выход устройства и первый вход третьего сумматора 11, на второй вход которого с третьего входа устройства подают признаки цензурирования соответствующих отсчетов блока по фазе If. С выхода третьего сумматора 11 признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде и фазе Iaf через инвертор 17 подают на управляющие входы первого и второго мультиплексора 13, на информационные входы которых, соответственно, поступают отсчеты мощности помех в периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000011
,
Figure 00000012
. С выходов первого и второго мультиплексоров 13 оставшиеся после цензурирования по амплитуде и фазе отсчеты мощности помех в периодах повторения когерентной пачки
Figure 00000040
,
Figure 00000041
поступают на первый и второй выходы устройства, соответственно.The device in figure 2 works as follows. The first and second inputs of the device receive interference power values in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst
Figure 00000011
,
Figure 00000012
which are further processed in the same way to form signs of censorship in amplitude in the i mth and i nth periods of the coherent burst I am , I an . Consider the formation of the sign of censorship in amplitude I am . Interference Power Values
Figure 00000011
blocks of N w elements are fed to the second input of the first adder 11 and then to the input of the first N w - tap register 12. After a block of N w elements fills the specified register, the first block count
Figure 00000036
from the N w -th tap of the first register 12 is fed to the first input of the first multiplier 6 by a coefficient d, which is fed to its second input. The output of the first multiplier 6 is weighted with a coefficient d count
Figure 00000037
fed to the second inputs 1, ..., N w -1 comparison circuits 14, the first inputs of which serve the remaining samples of the block from taps 1, ..., N w -1 of the first N w - tap register 12. At the outputs 1, ..., N w -1 comparison schemes 14 form the logical signals of excess weighted with a coefficient d sample
Figure 00000037
from the N w -th tap of the first N w - tap register 12 samples on the remaining taps of this register, which are fed to the corresponding inputs of the first (N w -1) - input adder 15, from the output of which the sum of the logical signals of excess goes to the first input N w th comparison circuit 14 with the number N w -N c, input at the second input N w th comparison circuit 14. If the signal at the first input is greater than or equal to the signal on the second input N w th comparison circuit 14, the indication unit formed censoring by reference amplitude
Figure 00000037
in the i mth repetition period of the coherent burst I am (1). In the next step, the countdown
Figure 00000037
from the N w -th tap of the first register 12 through the first input of the first adder 11 is fed to the input of the first N w -tap register 12, in which, after the shift of information, the countdown
Figure 00000037
takes place on the first tap, and the countdown
Figure 00000038
for N w th challenge. In the manner described above, a censorship indicator is formed by reference amplitude
Figure 00000039
in the i mth repetition period of the coherent burst I am (2). The process is repeated until signs of censorship are generated by the amplitude of all the block samples in the i mth repetition period of the coherent burst I am (1), ..., I am (N w ). Similarly to the described way, using the second adder 11, the second N w - tap register 12, the second multiplier 6, N w +1, ..., 2N w comparison circuits 14, the second (N w -1) - input adder 15 form signs of amplitude censorship all block samples in the i n- th repetition period of the coherent burst I an (1), ..., I an (N w ). The outputs N w th and 2N w th comparing circuits 14 signs censoring amplitude in th i m and i n th repetition periods coherent bundle I am, I an fed to the inputs of the coincidence circuit 16, the output of which samples the signs censoring of the block in amplitude I a go to the third output of the device and the first input of the third adder 11, the second input of which from the third input of the device shows signs of censoring the corresponding samples of the block in phase I f . From the output of the third adder 11, the signs of censoring the block samples in amplitude and phase I af through the inverter 17 are fed to the control inputs of the first and second multiplexer 13, the information inputs of which, respectively, receive interference power samples in the periods of repetition of a coherent burst
Figure 00000011
,
Figure 00000012
. From the outputs of the first and second multiplexers 13 remaining after censorship in terms of amplitude and phase, the samples of the interference power in the repetition periods of the coherent burst
Figure 00000040
,
Figure 00000041
arrive at the first and second outputs of the device, respectively.

Устройство на Фиг.3 работает следующим образом. На первый вход устройства поступают значения корреляции помех zk, которые подают на вычислитель модуля 18 и первый вход первого делителя 10, на второй вход которого подают модули значений корреляции помех

Figure 00000042
с выхода вычислителя модуля 18. Нормированные значения корреляции помех
Figure 00000043
с выхода первого делителя 10 блоками из Nw элементов подают на второй вход первого сумматора 11 и далее на вход первого Nw - отводного регистра 12. После того как блок из Nw элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока
Figure 00000044
с Nw-го отвода первого регистра 12 подают на блок сопряжения комплексных чисел 5 и далее на вторые входы 1, …, Nw-1 умножителей 6, на первые входы которых подают остальные отсчеты блока с 1, …, Nw-1 отводов первого регистра 12. С выходов умножителей 6 действительные части произведений
Figure 00000045
, где m=2, …, Nw, подают на Nw-1 входов первого сумматора 15 и далее на первый вход второго делителя 10 на коэффициент (Nw-1), который подают на его второй вход. С выхода второго делителя 10 нормированную величину суммы косинусов разностей фаз
Figure 00000046
The device in figure 3 works as follows. The first input of the device receives interference correlation values z k , which are fed to the calculator of module 18 and the first input of the first divider 10, the second input of which is supplied with modules of interference correlation values
Figure 00000042
from the output of the module 18 calculator. Normalized interference correlation values
Figure 00000043
from the output of the first divider 10, blocks of N w elements are fed to the second input of the first adder 11 and then to the input of the first N w - tap register 12. After a block of N w elements fills the specified register, the first block count
Figure 00000044
from the N w th tap of the first register 12, they are fed to the conjugation unit of complex numbers 5 and then to the second inputs 1, ..., N w -1 of the multipliers 6, the first inputs of which feed the remaining samples of the block with 1, ..., N w -1 taps first register 12. From the outputs of the multipliers 6 valid parts of the works
Figure 00000045
, where m = 2, ..., N w , is fed to the N w -1 inputs of the first adder 15 and then to the first input of the second divider 10 by a factor (N w -1), which is fed to its second input. From the output of the second divider 10, the normalized sum of the cosines of the phase differences
Figure 00000046

подают на первый вход второго сумматора 11, на первый вход которого поступает единичное значение. Образованная на выходе второго сумматора 11 величина поступает на первый вход третьего делителя 10 на коэффициент 2, который подают на его второй вход. На выходе третьего делителя 10 формируют коэффициент фазовой неоднородности Kφ(1) первого элемента блока. В следующем такте работы отсчет

Figure 00000047
с Nw-го отвода первого регистра 12 через первый вход первого сумматора 11 подают на вход первого Nw - отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет
Figure 00000047
занимает место на первом отводе, а отсчет
Figure 00000048
на Nw-ом отводе. Описанным выше способом формируют коэффициент фазовой неоднородности Kφ(1) второго элемента блока. Процесс повторяется, пока не будут сформированы коэффициенты фазовой неоднородности всех элементов блока. С выхода третьего делителя 10 коэффициенты фазовой неоднородности элементов блока поступают на второй вход третьего сумматора 11 и далее на вход второго Nw-отводного регистра 12. После того как блок из Nw элементов заполняет указанный регистр, первый отсчет блока Kφ(1) с Nw-го отвода второго регистра 12 подают на вторые входы Nw-1 схем сравнения 14, на первые входы которых подают отсчеты остальных элементов блока с 1, …, Nw-1 отводов второго регистра 12. На выходах 1, …, Nw-1 схем сравнения 14 формируют логические сигналы превышения коэффициентами фазовой неоднородности на 1, …, Nw-1 отводах второго регистра 12 коэффициента фазовой неоднородности Kφ(1) на Nw-ом отводе второго регистра 12, которые подают на соответствующие входы второго (Nw-1) - входового сумматора 15, с выхода которого сумма логических сигналов превышений поступает на первый вход Nw-ой схемы сравнения 14 с числом Nw-Nc, поступающим на второй вход Nw-ой схемы сравнения 14. Если сигнал на первом входе больше или равен сигналу на втором входе Nw-ой схемы сравнения 14, то формируют единичный признак цензурирования по фазе If(1) первого отсчета блока, который с выхода Nw-ой схемы сравнения 14 подают на второй выход устройства и первый вход четвертого сумматора 11. В следующем такте работы отсчет Kφ(1) с Nw-го отвода второго регистра 12 через первый вход третьего сумматора 11 подают на вход второго Nw-отводного регистра 12, в котором после сдвига информации отсчет Kφ(1) занимает место на первом отводе, а отсчет Kφ(2) на Nw-ом отводе. Описанным выше способом формируют признак цензурирования по фазе If(2) второго отсчета блока. Процесс повторяют, пока не будут сформированы признаки цензурирования по фазе всех отсчетов блока If(1), …, If(Nw). Со второго входа устройства поступают признаки цензурирования по амплитуде Ia на второй вход четвертого сумматора 11, с выхода которого признаки цензурирования отсчетов блока по амплитуде и фазе Iaf через инвертор 17 подают на управляющий вход мультиплексора 13. Значения корреляции помех zk с первого входа устройства через блок задержки на τf, где τf - время формирования признаков цензурирования по амплитуде и фазе Iaf, подают на информационный вход мультиплексора 13, с выхода которого оставшиеся после цензурирования по амплитуде и фазе отсчеты корреляции помех
Figure 00000049
поступают на первый выход устройства.fed to the first input of the second adder 11, the first input of which receives a single value. Formed at the output of the second adder 11, the quantity goes to the first input of the third divider 10 by a factor of 2, which is fed to its second input. At the output of the third divider 10, a phase inhomogeneity coefficient K φ (1) of the first block element is formed. In the next step, the countdown
Figure 00000047
from the N w -th tap of the first register 12 through the first input of the first adder 11 is fed to the input of the first N w -tap register 12, in which, after the shift of information, the countdown
Figure 00000047
takes place on the first tap, and the countdown
Figure 00000048
for N w th challenge. By the method described above, the phase inhomogeneity coefficient K φ (1) of the second block element is formed. The process is repeated until the phase inhomogeneity coefficients of all the elements of the block are formed. From the output of the third divider 10, the phase inhomogeneity coefficients of the block elements are fed to the second input of the third adder 11 and then to the input of the second N w -tap register 12. After a block of N w elements fills the specified register, the first block count K φ (1) s N w -th tap of the second register 12 is fed to the second inputs of N w -1 comparison circuits 14, the first inputs of which are samples of the remaining elements of the block with 1, ..., N w -1 taps of the second register 12. At the outputs 1, ..., N w -1 comparison circuits 14 form the logic signals of excess phase coefficients the heterogeneity at 1, ..., N w-1 taps of the second register 12 of the phase inhomogeneity coefficient K φ (1) at the N w th tap of the second register 12, which are fed to the corresponding inputs of the second (N w -1) - input adder 15, from the output of which the sum of logical signals of excess goes to the first input of the N w- th comparison circuit 14 with the number N w -N c supplied to the second input of the N w- th comparison circuit 14. If the signal at the first input is greater than or equal to the signal at the second input N w th comparison circuit 14, the sign of censoring unit formed in phase I f (1) of the first counting unit which output from the N w th comparison circuit 14 is supplied to the second device output and the first input of the fourth adder 11. In the next cycle of operation count K φ (1) with N w -th tap of the second register 12 through the first input of the third adder 11 fed to the input of the second N w -tap register 12, in which, after shifting the information, the count K φ (1) takes place on the first tap, and the count K φ (2) on the N w tap. In the manner described above, a sign of censorship on the phase I f (2) of the second block count is formed. The process is repeated until signs of censoring by phase of all samples of the block I f (1), ..., I f (N w ) are formed. From the second input of the device, signs of censorship in amplitude I a are received at the second input of the fourth adder 11, from the output of which signs of censorship of the block samples in amplitude and phase I af are fed through inverter 17 to the control input of multiplexer 13. Interference correlation values z k from the first input of the device through the delay unit at τ f , where τ f is the time of formation of signs of censorship in amplitude and phase I af , fed to the information input of multiplexer 13, from the output of which the censuses remaining after censorship in amplitude and phase you are correlations of interference
Figure 00000049
come to the first output of the device.

Расчеты характеристик предлагаемого способа измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП и прототипа проводились методом статистического моделирования в среде программы MatLab v.7. На Фиг.4 для прототипа показаны зависимости подавления ПП от мощности «мешающих сигналов» при разном их числе в обучающей выборке. Аналогичные зависимости для изобретения показаны на Фиг.5 Расчеты подавления ПП проводились для адаптивного режекторного фильтра, обрабатывающего когерентную пачку из N=3 импульсов. Размер окна усреднения по дальности для измерения междупериодного коэффициента корреляции ПП составлял Nw=32 отсчетов. Параметры измерителя d=0 5, Nc=6. Параметры ПП спектр гауссов, ширина спектра Δf=40 Гц, мощность шумов Pn=-40 дБ. Параметры «мешающих сигналов»: число Mc=2…6, мощность относительно шума Sc=20.60 дБ, модель «мешающих сигналов», нефлюктуирующие синусоидальные сигналы со случайной начальной фазой и случайной частотой Доплера.The characteristics of the proposed method for measuring the inter-period correlation coefficient of the PP and the prototype were calculated by the method of statistical modeling in the environment of the MatLab v.7 program. Figure 4 for the prototype shows the dependence of the suppression of PP on the power of the "interfering signals" with different numbers in the training set. Similar dependences for the invention are shown in Fig. 5. The calculation of the suppression of PP was carried out for an adaptive notch filter processing a coherent burst of N = 3 pulses. The size of the range averaging window for measuring the inter-period PP correlation coefficient was N w = 32 samples. The parameters of the meter are d = 0 5, N c = 6. PP parameters Gaussian spectrum, spectrum width Δf = 40 Hz, noise power P n = -40 dB. Parameters of “interfering signals”: number M c = 2 ... 6, power relative to noise S c = 20.60 dB, model of “interfering signals”, non-fluctuating sinusoidal signals with random initial phase and random Doppler frequency.

При использовании предложенного измерителя подавление в условиях «мешающих сигналов» падает не более чем до 36 дБ. В то же время для прототипа подавление может снижаться до 7 дБ при мощности «мешающих сигналов», близкой к мощности ПП. Поскольку степень подавления ПП в адаптивном режекторном фильтре, в основном, определяется точностью оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП, можно говорить о том, что указанная точность в предложенном способе существенно выше, чем в прототипе.When using the proposed meter, the suppression under the conditions of "interfering signals" drops to no more than 36 dB. At the same time, for the prototype, the suppression can be reduced to 7 dB at a power of "interfering signals" close to the power of the PP. Since the degree of suppression of PP in the adaptive notch filter is mainly determined by the accuracy of the estimation of the inter-period correlation coefficient of the PP, we can say that this accuracy in the proposed method is significantly higher than in the prototype.

Таким образом, использование предлагаемого изобретения позволит решить поставленную задачу с получением технического результата, который заключается в повышении точности оценки междупериодного коэффициента корреляции ПП при наличии «мешающих сигналов» в окне по дальности.Thus, the use of the invention will allow us to solve the problem with obtaining a technical result, which consists in increasing the accuracy of estimating the inter-period correlation coefficient of PP in the presence of "interfering signals" in the window in range.

Claims (1)

Способ измерения междупериодного коэффициента корреляции пассивных помех (ПП), в котором принимают помехи, представляющие собой смесь ПП, шума и «мешающих сигналов», в виде нефлюктуирующих синусоидальных сигналов со случайной начальной фазой и случайной частотой Доплера, в N периодах повторения когерентной пачки, где N≥2 - целое число, формируют отсчеты комплексной огибающей xi,k, где i=im, in, 1≤im, in≤N - номера двух периодов повторения когерентной пачки, k - номер элемента дальности, формируют окно из Nw элементов дальности, для каждого элемента дальности окна находят корреляцию помех между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки
Figure 00000006
, где
Figure 00000007
- комплексно-сопряженная величина к
Figure 00000008
, и мощность помех в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки:
Figure 00000009
,
Figure 00000010
, сравнивая между собой полученные значения корреляции помех zk и мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, исключают элементы дальности окна, содержащие «мешающие сигналы», по оставшимся элементам дальности окна находят оценки корреляции ПП
Figure 00000024
между im-м и in-м периодами повторения когерентной пачки и оценки мощности смеси ПП и шума в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки:
Figure 00000025
,
Figure 00000026
, по которым определяют величину междупериодного коэффициента корреляции ПП
Figure 00000027
, отличающийся тем, что после определения корреляции помех zk и мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
по значениям корреляции помех zk в элементах дальности окна определяют коэффициенты фазовой неоднородности Kφ(k) по следующим формулам:
Figure 00000050

Figure 00000051

где φn - разность фаз помех в im-м и in-м периодах повторения когерентной пачки n-м элементе дальности, n=1, …, Nw, ≠k, сравнивая мощности помех
Figure 00000011
,
Figure 00000012
в элементах дальности окна, проверяют выполнение следующего условия:
Figure 00000052

где u(·) - функция единичного скачка;
d - коэффициент, величина которого меньше 1, выбирают таким образом, чтобы вероятность выполнения данного условия при отсутствии «мешающих сигналов» была незначительна;
Nc - постоянная величина, которую не может превышать число «мешающих сигналов» в окне дальности,
при этом считают исключаемыми Nc элементов дальности окна с минимальными значениями коэффициентов фазовой неоднородности Kφ(k) и элементы дальности окна, для которых выполнилось указанное условие. A method for measuring the inter-period correlation coefficient of passive interference (PP), in which interference is received, which is a mixture of PP, noise and “interfering signals” in the form of non-fluctuating sinusoidal signals with a random initial phase and a random Doppler frequency, in N repetition periods of a coherent burst, where N≥2 is an integer, form the samples of the complex envelope x i, k , where i = i m , i n , 1≤i m , i n ≤N are the numbers of two repetition periods of the coherent burst, k is the number of the range element, form a window range of N w elements for each ale coagulant range windows are correlated interference between i m and i n th th repetition periods coherent bundle
Figure 00000006
where
Figure 00000007
is the complex conjugate
Figure 00000008
, and interference power in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst:
Figure 00000009
,
Figure 00000010
comparing the obtained values of the correlation of interference z k and the interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in window range elements, window range elements containing “interfering signals” are excluded; PP correlation estimates are found from the remaining window range elements
Figure 00000024
between the i m- th and i n- th repetition periods of a coherent burst and estimating the power of the PP mixture and noise in the i m- th and i n- th repetition periods of a coherent burst:
Figure 00000025
,
Figure 00000026
which determine the magnitude of the inter-period correlation coefficient PP
Figure 00000027
characterized in that after determining the correlation of interference z k and interference power
Figure 00000011
,
Figure 00000012
the values of the correlation of interference z k in the elements of the range of the window determine the coefficients of the phase inhomogeneity K φ (k) according to the following formulas:
Figure 00000050

Figure 00000051

where φ n is the phase difference of interference in the i mth and i nth repetition periods of the coherent burst of the nth range element, n = 1, ..., N w , ≠ k, comparing the interference powers
Figure 00000011
,
Figure 00000012
in the elements of the range of the window, verify the following condition:
Figure 00000052

where u (·) is the unit jump function;
d - coefficient, the value of which is less than 1, is chosen so that the probability of fulfilling this condition in the absence of "interfering signals" was negligible;
N c is a constant value that cannot exceed the number of "interfering signals" in the range window,
at the same time, N c elements of the range of the window with the minimum values of the phase inhomogeneity coefficients K φ (k) and elements of the range of the window for which the specified condition is satisfied are considered excluded.
RU2009135977/09A 2009-09-28 2009-09-28 Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation RU2419809C1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2009135977/09A RU2419809C1 (en) 2009-09-28 2009-09-28 Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2009135977/09A RU2419809C1 (en) 2009-09-28 2009-09-28 Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2419809C1 true RU2419809C1 (en) 2011-05-27

Family

ID=44734950

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2009135977/09A RU2419809C1 (en) 2009-09-28 2009-09-28 Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU2419809C1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2762375C1 (en) * 2021-03-30 2021-12-20 Акционерное общество «Всероссийский научно-исследовательский институт радиотехники» (АО «ВНИИРТ») Device for automatic protection of pulse-doppler radar stations from passive interference and the method for its implementation

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
КОВАН Е.С. Анализ адаптивных фильтров декорреляции пассивных помех. Радиотехника, 1998, №3. *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2762375C1 (en) * 2021-03-30 2021-12-20 Акционерное общество «Всероссийский научно-исследовательский институт радиотехники» (АО «ВНИИРТ») Device for automatic protection of pulse-doppler radar stations from passive interference and the method for its implementation

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7920093B2 (en) Methods for improving computational efficiency in a global positioning satellite receiver
RU2599621C1 (en) Adaptive passive jamming rejector
CN103983957B (en) A kind of Doppler shift measuring method and device thereof
EP2658132B1 (en) Method for the estimation and cancellation of multipath delay of electromagnetic signals, in particular SSR replies
RU157108U1 (en) PASSIVE INTERFERENCE PHASE COMPENSATION DEVICE
RU170068U1 (en) ADAPTIVE DEVICE FOR SUPPRESSING INTERFERENCE
RU2582877C1 (en) Adaptive compensator of passive interference phase
RU2507536C1 (en) Coherent pulsed signal measuring detector
RU2419809C1 (en) Method of measuring interperiod factor of passive interference correlation
RU161949U1 (en) COMPUTER FOR AUTO COMPENSATION OF SHIFT PHASE SHIFTS
RU2420754C2 (en) Method of suppressing noise
RU2583537C1 (en) Auto-compensator for doppler phase of passive interference
RU2559750C1 (en) Calculator of doppler phase of passive interference
RU94785U1 (en) NETWORK TRAFFIC ANALYSIS DEVICE
RU191067U1 (en) FILTER CORRELATION DETECTOR WITH WEIGHT PROCESSING
RU2413237C1 (en) Interference suppression method
US8023534B2 (en) Signal processor latency measurement
Reimer et al. Estimating self-clutter of the multiple-pulse technique
RU2625804C1 (en) Method of estimating navigation signal phase on background of interfering reflections of multipath distribution and navigation receiver with device for suppressing interfering reflections in phase estimation
RU158719U1 (en) DEVICE FOR ADAPTIVE COMPENSATION OF PASSIVE INTERFERENCE PHASE
RU182703U1 (en) INTERFERENCE REDUCTION COMPUTER
RU2413238C1 (en) Interference suppression method
RU2680203C1 (en) Calculator for interference rejection
RU2550315C1 (en) Doppler phase meter of passive noise
RU2541919C1 (en) Method to increase accuracy of approximation during extraction of useful signal under conditions of prior uncertainty and device that implements it

Legal Events

Date Code Title Description
PC43 Official registration of the transfer of the exclusive right without contract for inventions

Effective date: 20111216

QA4A Patent open for licensing

Effective date: 20120424