RU2329597C1 - Single-band signal transmitter - Google Patents
Single-band signal transmitter Download PDFInfo
- Publication number
- RU2329597C1 RU2329597C1 RU2006141199/09A RU2006141199A RU2329597C1 RU 2329597 C1 RU2329597 C1 RU 2329597C1 RU 2006141199/09 A RU2006141199/09 A RU 2006141199/09A RU 2006141199 A RU2006141199 A RU 2006141199A RU 2329597 C1 RU2329597 C1 RU 2329597C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- output
- frequency
- input
- signal
- band
- Prior art date
Links
Images
Landscapes
- Transmitters (AREA)
Abstract
Description
Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для передачи радиосигналов с помощью однополосной, а также других видов модуляции, в которых одновременно присутствуют амплитудная и фазовая модуляция.The invention relates to the field of radio engineering and can be used to transmit radio signals using single-band, as well as other types of modulation, in which amplitude and phase modulation are simultaneously present.
Проблема передачи однополосного сигнала в устройствах радиосвязи заключается в одновременном наличии в передаваемом сигнале амплитудной и фазовой модуляции, что приводит к выбору линейного режима работы передающего устройства, а следовательно, понижению коэффициента полезного действия (КПД) передаваемого сигнала (раздел «Однополосная модуляция» стр.369 [1]). Повышения КПД при радиопередаче достигают работой в классе D [1]. В этом случае КПД увеличивают как за счет полного использования напряжения питания анодной (коллекторной) цепи, так и за счет ключевой работы усилительного прибора. Решение вопросов повышения КПД при работе в классе D в усилителях выходных каскадов подробно рассмотрено, например, в статье [2], где показано, что для передачи изменения амплитуды можно применить широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) с фильтрацией выходного сигнала. При этом подходе обеспечивается высокий КПД усиления при радиопередаче. В сообщении [3] развиваются идеи работы оконечного каскада в классе, близком к классу D.The problem of transmitting a single-band signal in radio communication devices is the simultaneous presence of amplitude and phase modulation in the transmitted signal, which leads to the choice of the linear mode of operation of the transmitting device, and consequently, to a decrease in the efficiency of the transmitted signal (section “Single-band modulation” p. 369 [one]). Increases in radio transmission efficiency are achieved by working in class D [1]. In this case, the efficiency is increased both due to the full use of the supply voltage of the anode (collector) circuit, and due to the key operation of the amplification device. The solution to the issues of increasing efficiency when working in class D in amplifiers of output stages is considered in detail, for example, in [2], where it is shown that pulse-width modulation (PWM) with filtering the output signal can be used to transmit amplitude changes. With this approach, a high gain in radio transmission is ensured. The message [3] develops the ideas of the operation of the terminal cascade in a class close to class D.
Известны передатчики амплитудно-модулированного (AM) сигнала, работающие в классе D, на мощность 0,5 кВт, 1 кВт и 2 кВт, данные о которых приведены в публикации фирмы Broadcast Electronics Inc [4]. Предлагаемые передатчики могут работать не только в режиме AM, но также в режиме передачи двух независимых каналов информации - режиме «стерео», когда одновременно производится передача информации с помощью амплитудной модуляции и частотной модуляции несущей. Но такие передатчики не могут быть применены для передачи однополосного сигнала, так как в режиме амплитудной модуляции не передается фазовая (частотная модуляция), а в режиме «стерео» глубина амплитудной модуляции ограничена (менее 70%) и принципиально отсутствует связь между сигналами в каналах, то есть эти режимы работают независимо. При передаче однополосного сигнала амплитудное изменение и изменение фазы радиосигнала жестко связаны, глубина AM достигает 100%, при этом амплитуда меняется от максимального значения до нуля [5].Amplitude-modulated (AM) signal transmitters operating in class D are known for power of 0.5 kW, 1 kW and 2 kW, data on which are given in the publication of Broadcast Electronics Inc [4]. The proposed transmitters can operate not only in AM mode, but also in the transmission mode of two independent information channels - the stereo mode, when information is simultaneously transmitted using amplitude modulation and frequency modulation of the carrier. But such transmitters cannot be used to transmit a single-band signal, since the phase (frequency modulation) is not transmitted in the amplitude modulation mode, and in the “stereo” mode the amplitude modulation depth is limited (less than 70%) and there is basically no connection between the signals in the channels, that is, these modes work independently. When transmitting a single-band signal, the amplitude change and phase change of the radio signal are tightly coupled, the depth AM reaches 100%, and the amplitude changes from the maximum value to zero [5].
Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому устройству является устройство, представленное на рис.7.11 стр.247 книги [5], принятое за прототип.The closest in technical essence to the proposed device is the device shown in Fig.7.11 p.247 books [5], taken as a prototype.
Функциональная схема устройства-прототипа представлена на фиг.1, где приняты следующие обозначения:The functional diagram of the prototype device is presented in figure 1, where the following notation:
1 - источник однополосно-модулированного (ОМ) сигнала;1 - source of a single-band modulated (OM) signal;
2 - усилитель видеочастоты (усилитель постоянного тока);2 - video frequency amplifier (DC amplifier);
3 - выходной каскад;3 - output stage;
4 - блок предварительного усиления (промежуточный каскад);4 - block pre-amplification (intermediate stage);
5 - антенна;5 - antenna;
18 - ограничитель;18 - limiter;
19 - детектор огибающей.19 - envelope detector.
Устройство-прототип содержит последовательно соединенные ограничитель 18 и блок предварительного усиления 4, выход которого соединен со вторым входом выходного каскада 3; последовательно соединенные детектор огибающей 19 и усилитель видеочастоты 2, выход которого соединен с первым входом выходного каскада 3, выход которого соединен с антенной 5. Объединенные входы ограничителя 18 и детектора огибающей 19 соединены с выходом источника ОМ сигнала 1, вход которого является входом устройства.The prototype device contains a series-connected
Устройство-прототип работает следующим образом.The prototype device operates as follows.
На вход источника ОМ сигнала 1 подается информация, в соответствии с которой источник ОМ сигнала 1 формирует (генерирует) радиосигнал в одной боковой полосе (ОБП-модуляция), который одновременно ограничивается в ограничителе 18 и детектируется в детекторе огибающей 19. Выходное напряжение, ограниченное по амплитуде (с постоянной амплитудой), с выхода ограничителя 18 усиливается в блоке 4 и подается на второй вход выходного каскада 3. При этом выходное напряжение детектора огибающей 19 после усиления в блоке 2 подается на первый вход выходного каскада 3. В выходном каскаде 3 одновременно производятся две операции: усиление радиосигнала с постоянной амплитудой, приходящего от блока предварительного усиления 4, и изменение его амплитуды по закону огибающей (амплитудная модуляция), которая подается от усилителя видеочастоты 2. Полученный ОБП-сигнал с выхода блока 3 подводится к антенне 5 и излучается.Information is input to the input of the source of the
Отметим некоторые методические особенности. Если несущая частота однополосного сигнала f0, то на самой этой частоте излучение отсутствует, а присутствует излучение в одной из боковых частот:Note some methodological features. If the carrier frequency of a single-band signal is f 0 , then there is no radiation at this frequency itself, but there is radiation in one of the side frequencies:
от (f0+FH) до (f0+FB) - верхняя боковая полоса,from (f 0 + F H ) to (f 0 + F B ) - the upper side strip,
или от (f0-FB) до (f0-FH) - нижняя боковая полоса,or from (f 0 -F B ) to (f 0 -F H ) the lower side strip,
где FH и FB - соответственно минимальная и максимальная частоты сигнала на входе блока 1.where F H and F B are the minimum and maximum frequencies of the signal at the input of
Если частоту измерять в радианах, то учитывая, что ω=2πf получим:If the frequency is measured in radians, then given that ω = 2πf we get:
(ω0+ ΩH) до (ω0+ ΩB) - верхняя боковая полоса,(ω 0 + Ω H ) to (ω 0 + Ω B ) is the upper lateral strip,
(ω0- ΩB) до (ω0- ΩH) - нижняя боковая полоса.(ω 0 - Ω B ) to (ω 0 - Ω H ) is the lower sideband.
Обычно в диапазоне коротких волн FH=0,3 kГц, а FB=3,4 kГц, что соответствует полосе частот телефонного канала.Usually in the shortwave range F H = 0.3 kHz and F B = 3.4 kHz, which corresponds to the frequency band of the telephone channel.
Средняя частота излучений реально будет смещена относительно несущей частоты f0 на частоту (FH+FB)/2 для передачи на верхней боковой полосе или на минус (FH+FB)/2 для передачи на нижней боковой полосе.The average radiation frequency will actually be shifted relative to the carrier frequency f 0 by the frequency (F H + F B ) / 2 for transmission in the upper sideband or minus (F H + F B ) / 2 for transmission in the lower sideband.
Для повышения КПД передатчика (выходного каскада 3) применяют раздельное усиление огибающей высокочастотного сигнала и модулированного по фазе напряжения радиочастоты, что позволяет обеспечить предварительное усиление ограниченного по амплитуде радиосигнала с высоким КПД, а также возможность работы выходного каскада 3 с высоким КПД, например, при работе выходного каскада в классе D и осуществлении анодной (коллекторной) модуляции напряжением огибающей [1].To increase the efficiency of the transmitter (output stage 3), separate amplification of the envelope of the high-frequency signal and the phase-modulated voltage of the radio frequency is used, which allows preliminary amplification of the limited-amplitude radio signal with high efficiency, as well as the possibility of the
Однако существуют и недостатки такого подхода - это значительные внеполосные излучения, которые делают невозможной совместимую работу приемной и передающей аппаратуры в рамках одного узла связи. Для пояснения отметим, что уровень внеполосных излучений (суммы шумов и помех) uШД на входе приемника в полосе частот 3 кГц не должен превышать (0,1÷0,2) мкВ. Если отнести это напряжение к выходному напряжению радиопередатчика uПРД, которое при мощности 5 кВт составляет 500 В, то получим необходимый уровень шумов передатчика 194 дБ или плотность шумов 230 дБ/Гц.However, there are drawbacks to this approach - these are significant out-of-band emissions that make it impossible for the receiving and transmitting equipment to work in a single communication node. For clarification, we note that the level of out-of-band emissions (the sum of noise and interference) u ШД at the receiver input in the frequency band of 3 kHz should not exceed (0.1 ÷ 0.2) μV. If we relate this voltage to the output voltage of the transmitter u PRD , which at 500 kW is 500 V, then we obtain the necessary noise level of the transmitter 194 dB or noise density 230 dB / Hz.
Часть подавления обеспечивается развязкой между антеннами приемника и передатчика (15÷30) дБ, остальные (164÷179) дБ должны обеспечиваться ослаблением в передатчике, включая выходной каскад (усилитель мощности), и фильтром, стоящим на выходе усилителя мощности. Фильтры на большую мощность с подавлением до 80 дБ существуют и обеспечивают такое подавление при отстройке от средней частоты на ±(15÷20)% при полосе пропускания ±(6÷8)%. Однако эти фильтры не перестраиваются по частоте и имеют высокую стоимость. По этой причине на практике подавление внеполосных излучений передатчика при отстройках ±(15÷20)% определяется только параметрами самого передатчика и затуханием из-за территориального разноса передающей и приемной антенн. Таким образом, снижение внеполосных излучений в передающем тракте имеет большое, а часто и решающее практическое значение.Part of the suppression is provided by decoupling between the receiver and transmitter antennas (15 ÷ 30) dB, the remaining (164 ÷ 179) dB should be provided by attenuation in the transmitter, including the output stage (power amplifier), and the filter standing at the output of the power amplifier. High power filters with suppression of up to 80 dB exist and provide such suppression during tuning from the average frequency by ± (15 ÷ 20)% with a passband of ± (6 ÷ 8)%. However, these filters are not tunable in frequency and have a high cost. For this reason, in practice, the suppression of out-of-band transmitter emissions during detuning ± (15 ÷ 20)% is determined only by the parameters of the transmitter itself and the attenuation due to the territorial separation of the transmitting and receiving antennas. Thus, the reduction of out-of-band emissions in the transmission path is of great, and often crucial practical importance.
Остановимся на причинах возникновения внеполосных излучений. Сущность проблемы состоит в следующем.Let us dwell on the causes of out-of-band emissions. The essence of the problem is as follows.
Первая причина заключается в том, что хотя спектр исходного ОМ сигнала ограничен и достаточно узок, так как ограничен полосой низкочастотного сигнала, однако спектры огибающей и модулированной по фазе радиочастоты бесконечны, поэтому при формировании суммарного спектра (свертке этих спектров) составляющие спектров должны взаимно компенсироваться в той области частот, где отсутствует исходный ОМ сигнал (ОБП-сигнал).The first reason is that although the spectrum of the initial OM signal is limited and rather narrow, since it is limited by the low-frequency signal band, the spectra of the envelope and phase-modulated radio frequencies are infinite, therefore, when forming the total spectrum (the convolution of these spectra), the components of the spectra must mutually compensate for that frequency region where the original OM signal is absent (OBP signal).
Остановимся на этом вопросе подробнее.Let us dwell on this issue in more detail.
Для примера, как и в [5], рассмотрим работу устройства при сигнале u(t), состоящем из двух гармонических колебаний равной амплитуды (1) или (2).For example, as in [5], we consider the operation of the device with a signal u (t) consisting of two harmonic oscillations of equal amplitude (1) or (2).
где а - амплитуда каждого из двух гармонических сигналов;where a is the amplitude of each of the two harmonic signals;
ω0=2πf0 - несущая круговая частота однополосного сигнала;ω 0 = 2πf 0 - carrier circular frequency of a single-band signal;
t - текущее время;t is the current time;
Ω1=2πF1 и Ω2=2πF2 - отклонение от несущей частоты первого и второго гармонических сигналов соответственно.Ω 1 = 2πF 1 and Ω 2 = 2πF 2 - deviation from the carrier frequency of the first and second harmonic signals, respectively.
В нашем случае, не меняя общности, введем определения:In our case, without changing the generality, we introduce the definitions:
FH<F1<FB, FH<F2<FB;F H <F 1 <F B , F H <F 2 <F B ;
F1=FH+ΔF, F2=FB-ΔF, 
Частоту 
На фиг.2 приведена зависимость напряжения от времени u(t) в соответствии с выражениями (1) и (2).Figure 2 shows the dependence of voltage on time u (t) in accordance with expressions (1) and (2).
На фиг.3 приведен спектр сигнала u(t), который имеет две составляющие: δ(ωcp+ Ω1) и δ(ωcp- Ω2). Здесь δ(x) - функция Дирака.Figure 3 shows the spectrum of the signal u (t), which has two components: δ (ω cp + Ω 1 ) and δ (ω cp - Ω 2 ). Here δ (x) is the Dirac function.
Таким образом, изначально в сигнале присутствуют только две гармонические составляющие, а внеполосные искажения отсутствуют.Thus, initially, only two harmonic components are present in the signal, and out-of-band distortions are absent.
При раздельном усилении огибающей высокочастотного сигнала и модулированного по фазе напряжения радиочастоты возникают две причины внеполосных излучений: во-первых, разница задержек огибающей и колебания на средней частоте, во-вторых, искажения огибающей при ее выделении (амплитудном детектировании) и усилении.Separate amplification of the envelope of a high-frequency signal and phase-modulated voltage of the radio frequency causes two reasons for out-of-band emissions: firstly, the difference in the delays of the envelope and oscillations at the middle frequency, and secondly, the distortion of the envelope when it is extracted (amplitude detection) and amplification.
В параграфе 7.2 книги [5] на примере ОМ сигнала, составленного из двух синусоидальных колебаний: asin(ω0+ Ω1)t и asin(ω0+ Ω2)t равной величины показано, что из-за разности в задержке огибающей и колебания на средней частоте ωср возникают внеполосные излучения на частотах, отстроенных от средней частоты на ( Ω2- Ω1)n, где n - номер гармоники частоты ( Ω2- Ω1), причем амплитуда спектральных составляющих убывает обратно пропорционально значению n2.In paragraph 7.2 of the book [5], using an example of an OM signal composed of two sinusoidal oscillations: asin (ω 0 + Ω 1 ) t and asin (ω 0 + Ω 2 ) t of equal magnitude, it is shown that, due to the difference in the envelope delay and Oscillations at the average frequency ω sr appear out-of-band emissions at frequencies detuned from the average frequency by (Ω 2 - Ω 1 ) n, where n is the number of frequency harmonics (Ω 2 - Ω 1 ), and the amplitude of the spectral components decreases inversely with the value of n 2 .
Второй причиной является ошибка при выделении огибающей из радиосигнала. Вопрос о точности детектирования рассмотрен, например, в главе 8, §8.8 «Амплитудное детектирование» книги [6], где показано, что постоянная времени детектора должна быть значительно меньше, чем частота изменения низкочастотного напряжения, но, с другой стороны, должна быть предельно малой для радиочастоты. Невыполнение одновременно двух этих условий приводит к нелинейным искажениям. Вид этих искажений «подавление нуля огибающей» показан на фиг.4 жирными линиями.The second reason is an error in extracting the envelope from the radio signal. The issue of detection accuracy is considered, for example, in
Появление искажений типа «подавление нуля огибающей» обусловлено тем фактом, что спектр огибающей z(t) фиг.4 бесконечен, а полоса пропускания детектора огибающей принципиально ограничена. Это явление принципиально присутствует в детекторах огибающей любого типа. Разложение в ряд Фурье косинусоидальных импульсов известно, коэффициенты такого разложения называются коэффициентами Берга [6]. На фиг.5 показано уменьшение величины гармоники сигнала с номером n в зависимости от значения n, для нашего случая угол отсечки γ равен 90°. Как видно из графика, при разности частот 2 кГц ослабление в 80 дБ получается при отстройке 8 МГц, а ослабление в 100 дБ - при 70 МГц.The appearance of distortions of the type "suppression of the envelope zero" is due to the fact that the spectrum of the envelope z (t) of Fig. 4 is infinite, and the passband of the envelope detector is fundamentally limited. This phenomenon is fundamentally present in envelope detectors of any type. The Fourier expansion of cosine pulses is known, the coefficients of this expansion are called the Berg coefficients [6]. Figure 5 shows the decrease in the harmonic value of the signal with number n depending on the value of n, for our case, the cutoff angle γ is 90 °. As can be seen from the graph, at a frequency difference of 2 kHz, an attenuation of 80 dB is obtained with an offset of 8 MHz, and an attenuation of 100 dB at 70 MHz.
Радиочастотный сигнал с постоянной амплитудой также подвержен искажениям Фазоманипулированный сигнал постоянен по амплитуде, но скачком меняется по фазе на π, то есть имеет спектр прямоугольного импульса, в данном случае меандра. В этом случае гармоники (нечетные), убывают со скоростью 
Для выполнения условия изменения фазы радиочастоты на 180° в момент равенства огибающей нулю (см. фиг.2) необходимо не только иметь частотную полосу видео и радиоусилителей бесконечной ширины, что невозможно, но и добиться равенства задержек в цепях усиления радиосигнала и его огибающей. Наличие временного сдвига, а также неточное выделение огибающей по причинам, описанным выше (см. фиг.4), приведет к изменению напряжения (тока) выходного каскада скачком, то есть к появлению в составе спектра входного сигнала компоненты, убывающей обратно пропорционально отстройке. Следовательно, устройство-прототип имеет значительные внеполосные излучения, то есть работает неэффективно в части формирования сигнала на передачу.To fulfill the condition of changing the phase of the radio frequency by 180 ° at the moment of the equality of the envelope to zero (see Fig. 2), it is necessary not only to have a frequency band of video and radio amplifiers of infinite width, which is impossible, but also to achieve equality of delays in the amplification circuits of the radio signal and its envelope. The presence of a time shift, as well as inaccurate selection of the envelope for the reasons described above (see Fig. 4), will lead to a jump in the voltage (current) of the output stage, i.e., to the appearance of a component in the spectrum of the input signal that decreases inversely with the detuning. Therefore, the prototype device has significant out-of-band emissions, that is, it works inefficiently in terms of generating a transmission signal.
Для устранения указанных недостатков в устройство передачи однополосного сигнала, содержащее источник однополосно-модулированного сигнала, вход которого является входом устройства, антенну, первый блок предварительного усиления и последовательно соединенные первый усилитель видеочастоты и первый выходной каскад, второй вход которого соединен с выходом первого блока предварительного усиления, согласно изобретению введены последовательно соединенные первый блок перемножения и первый фильтр видеочастот, последовательно соединенные второй блок перемножения, второй фильтр видеочастот, второй усилитель видеочастоты, второй выходной каскад и сумматор, последовательно соединенные генератор средней частоты и первый фазовращатель на π/2, последовательно соединенные генератор средней частоты радиопередачи, второй фазовращатель на π/2 и второй блок предварительного усиления, при этом выход источника однополосно-модулированного сигнала соединен с первым входом первого блока перемножения, второй вход которого соединен с выходом генератора средней частоты, кроме того, выход источника однополосно-модулированного сигнала соединен с первым входом второго блока перемножения, второй вход которого соединен с выходом первого фазовращателя на π/2, выход первого фильтра видеочастот соединен с входом первого усилителя видеочастоты, выход генератора средней частоты радиопередачи соединен с входом первого блока предварительного усиления, выход второго блока предварительного усиления соединен со вторым входом второго выходного каскада, выход первого выходного каскада соединен с первым входом сумматора, выход которого соединен с антенной; причем в первом и втором выходных каскадах осуществляют одновременно усиление на средней частоте радиопередачи сигналов, приходящих от соответствующих первого и второго блоков предварительного усиления, и изменение их амплитуды в соответствии с изменениями напряжений, подаваемых от первого и второго усилителей видеочастоты.To eliminate these drawbacks, a single-band signal transmission device containing a single-band modulated signal source, the input of which is the input of the device, an antenna, a first pre-amplification unit and series-connected the first video frequency amplifier and the first output stage, the second input of which is connected to the output of the first pre-amplification unit according to the invention, a first multiplication unit and a first video frequency filter are connected in series, connected in series e second multiplication unit, second video frequency filter, second video frequency amplifier, second output stage and adder, series-connected medium-frequency generator and first phase shifter at π / 2, series-connected medium-frequency transmitter of radio transmission, second phase shifter at π / 2 and second pre-amplification unit wherein the output of the source of a single-band modulated signal is connected to the first input of the first multiplication unit, the second input of which is connected to the output of the medium-frequency generator, in addition, the path of the single-band modulated signal source is connected to the first input of the second multiplication unit, the second input of which is connected to the output of the first phase shifter by π / 2, the output of the first video frequency filter is connected to the input of the first video frequency amplifier, the output of the medium-frequency radio frequency generator is connected to the input of the first pre-amplification unit , the output of the second pre-amplification unit is connected to the second input of the second output stage, the output of the first output stage is connected to the first input of the adder, the output otorrhea coupled to the antenna; moreover, in the first and second output stages simultaneously amplify the medium frequency of the radio transmission of signals coming from the corresponding first and second pre-amplification units, and change their amplitude in accordance with changes in the voltage supplied from the first and second video frequency amplifiers.
Функциональная схема предлагаемого устройства представлена на фиг.6, где приняты следующие обозначения:Functional diagram of the proposed device is presented in Fig.6, where the following notation:
1 - источник ОМ сигнала;1 - source of the OM signal;
2 и 12 - первый и второй усилители видеочастоты;2 and 12 - the first and second video frequency amplifiers;
3 и 13 - первый и второй выходные каскады;3 and 13 - the first and second output cascades;
4 и 16 - первый и второй блоки предварительного усиления;4 and 16 - the first and second blocks of pre-amplification;
5 - антенна;5 - antenna;
6 - генератор средней частоты;6 - medium frequency generator;
7 - генератор средней частоты радиопередачи;7 - generator of a medium frequency radio transmission;
8 и 10 - первый и второй блоки перемножения;8 and 10 - the first and second blocks of multiplication;
9 и 11 - первый и второй фильтры видеочастот;9 and 11 - the first and second filters of video frequencies;
14 и 15 - первый и второй фазовращатели на π/2;14 and 15 - the first and second phase shifters on π / 2;
17 - сумматор.17 - adder.
Предлагаемое устройство содержит последовательно соединенные первый блок перемножения 8, первый фильтр видеочастот 9, первый усилитель видеочастоты 2 и первый выходной каскад 3, выход которого соединен с первым входом сумматора 17; последовательно соединенные второй блок перемножения 10, второй фильтр видеочастот 11, второй усилитель видеочастоты 12 и второй выходной каскад 13, выход которого соединен со вторым входом сумматора 17, выход которого соединен с антенной 5. Входом устройства является вход источника ОМ сигнала 1, выход которого соединен с первыми входами первого 8 и второго 10 блоков перемножения. Выход генератора средней частоты 6 соединен со вторым входом первого блока перемножения 8, а через первый фазовращатель на π/2 14 - со вторым входом второго блока перемножения 10. Выход генератора средней частоты радиопередачи 7 через первый блок предварительного усиления 4 соединен со вторым входом первого выходного каскада 3, а через последовательно соединенные второй фазовращатель на π/2 15 и второй блок предварительного усиления 16 - со вторым входом второго выходного каскада 13.The proposed device comprises a series-connected
Предлагаемое устройство работает следующим образом.The proposed device operates as follows.
На вход устройства подается информация, в соответствии с которой источник ОМ сигнала 1 формирует радиосигнал с ОБП-модуляцией со средней радиочастотой ωСР. Сигнал с выхода источника ОМ сигнала 1 подается одновременно на первые входы первого 8 и второго 10 блоков перемножения.Information is supplied to the input of the device, according to which the source of the
Блок 6 выдает гармоническое напряжение средней радиочастоты 
Так как ΩН=2πFН и ΩВ=2πFВ, где FH и FB - соответственно минимальная и максимальная частоты сигнала на входе устройства, получим:Since Ω Н = 2πF Н and Ω В = 2πF В , where F H and F B are the minimum and maximum frequencies of the signal at the input of the device, respectively, we obtain:
В результате перемножения в блоке 8 ОБП-сигнала с гармоническим напряжением средней радиочастоты ωср и последующей фильтрации в первом фильтре видеочастот 9 выделяется составляющая видеочастоты, которая является синфазной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой, а в результате перемножения в блоке 10 ОБП-сигнала с выходным гармоническим напряжением средней радиочастоты ωСР, измененном по фазе на π/2 в блоке 14, и последующей фильтрации во втором фильтре видеочастот 11 выделяется другая составляющая видеочастоты, которая является квадратурной составляющей ОБП-сигнала относительно гармонического колебания со средней радиочастотой. При этом полосы пропускания первого 9 и второго 11 фильтров видеочастот (нижних частот) должны обеспечивать прохождение видеосигнала, но подавлять радиочастотный сигнал.As a result of multiplication in
Синфазная составляющая видеочастотного сигнала с выхода первого фильтра видеочастот 9 усиливается в первом усилителе видеочастоты 2 и подается на первый вход первого выходного каскада 3, на второй вход которого подается сигнал на средней частоте радиопередачи ωср.пер с блока 7, усиленный по напряжению в блоке 4. В первом выходном каскаде 3 одновременно производятся две операции: усиление по мощности сигнала на средней частоте радиопередачи с постоянной амплитудой, приходящего от первого блока предварительного усиления 4, и изменение его амплитуды в соответствии с изменением напряжения, подаваемого от первого усилителя видеочастоты 2. Полученная синфазная составляющая ОБП-сигнала с выхода блока 3 подается на первый вход сумматора 17.The in-phase component of the video signal from the output of the first filter of the video frequency 9 is amplified in the first amplifier of the
Квадратурная составляющая видеочастотного сигнала с выхода второго фильтра видеочастот 11 усиливается во втором усилителе видеочастоты 12 и подается на первый вход второго выходного каскада 13, на второй вход которого подается сигнал на средней частоте радиопередачи ωср.пер с блока 7, прошедший через второй фазовращатель на π/2 15 и усиленный по напряжению во втором блоке предварительного усиления 16. Во втором выходном каскаде 13 одновременно производятся две операции: усиление по мощности сигнала на средней частоте радиопередачи с постоянной амплитудой, приходящего от второго блока предварительного усиления 16, и изменение его амплитуды в соответствии с изменением напряжения, подаваемого от второго усилителя видеочастоты 12. Полученная квадратурная составляющая ОБП-сигнала с выхода блока 13 подается на второй вход блока 17, где осуществляется суммирование сигналов, пришедших от первого 3 и второго 13 выходных каскадов (векторное сложение), фазы которых отличаются на 90°. Полученный ОБП-сигнал с выхода сумматора 17 подается на антенну 5.The quadrature component of the video signal from the output of the second filter of the video frequency 11 is amplified in the second amplifier of the video frequency 12 and is fed to the first input of the second output stage 13, the second input of which supplies a signal at the average frequency of the radio transmission ω cf. per block from block 7, passed through the second phase shifter to π / 2 15 and voltage-amplified in the second pre-amplification unit 16. In the second output stage 13, two operations are simultaneously performed: amplification of the signal power at the middle frequency of the radio transmission with constant the amplitude coming from the second pre-amplification unit 16, and changing its amplitude in accordance with the change in voltage supplied from the second video frequency amplifier 12. The obtained quadrature component of the OBP signal from the output of block 13 is fed to the second input of block 17, where the signals are summed, coming from the first 3 and second 13 output stages (vector addition), the phases of which differ by 90 °. The received OBP signal from the output of the adder 17 is fed to the
Покажем эффективность работы предлагаемого устройства. Для количественной оценки рассмотрим тот же случай: передачу двух синусоидальных колебаний asin(ω0+ Ω1)t и sin(ω0+ Ω2)t равной величины [5].We show the effectiveness of the proposed device. For a quantitative assessment, we consider the same case: the transmission of two sinusoidal oscillations asin (ω 0 + Ω 1 ) t and sin (ω 0 + Ω 2 ) t of equal magnitude [5].
Рассмотрим случай равных частот для генераторов 6 и 7, так как на результаты рассмотрения такое предположение не влияет. В частном случае, источник ОМ сигнала 1 может формировать сигнал на средней частоте радиопередачи, тогда блоки 6 и 7 должны быть одинаковыми, что позволяет совместить их в одном блоке. Однако в общем случае средняя радиочастота и средняя частота радиопередачи отличаются.Consider the case of equal frequencies for
Как показано выше, сумму двух колебаний можно представить в виде (2), то есть как произведение:As shown above, the sum of two oscillations can be represented in the form (2), i.e., as a product:
где а - амплитуда каждого из двух гармонических сигналов;where a is the amplitude of each of the two harmonic signals;
ω0=2πf0 - несущая круговая частота однополосного сигнала;ω 0 = 2πf 0 - carrier circular frequency of a single-band signal;
t - текущее время;t is the current time;
Ω1=2πF1 и Ω2=2πF2 - отклонение от несущей частоты первого и второго гармонических сигналов соответственно;Ω 1 = 2πF 1 and Ω 2 = 2πF 2 - deviation from the carrier frequency of the first and second harmonic signals, respectively;
Допустим для определенности, что Ω1= ΩH, а Ω2= ΩВ (это не снижает общность рассмотрения).For definiteness, suppose that Ω 1 = Ω H and Ω 2 = Ω B (this does not reduce the generality of the consideration).
Из формулы (3) видно, что оба сомножителя представляют собой гармонические колебания, не имеющие разрывов в производных, спектр каждого колебания не бесконечен, а ограничен. В данном случае взаимный сдвиг по времени сомножителей в отличие от прототипа не меняет спектр выходного сигнала. Действительно, если сдвиг на угол ξ произойдет на рабочей частоте, то формулу (3) можно представит в виде:It can be seen from formula (3) that both factors are harmonic oscillations that do not have gaps in the derivatives, the spectrum of each oscillation is not infinite, but limited. In this case, the mutual time shift of the factors, unlike the prototype, does not change the spectrum of the output signal. Indeed, if a shift by an angle ξ occurs at the operating frequency, then formula (3) can be represented in the form:
Далее, из формулы (4) можно получить u(t) в виде двух колебаний:Further, from formula (4), we can obtain u (t) in the form of two oscillations:
Таким образом, произойдет сдвиг по фазе обоих гармонических составляющих, а спектр (энергетический спектр) их останется без изменения.Thus, a phase shift of both harmonic components will occur, and their spectrum (energy spectrum) will remain unchanged.
Как видно из формулы (5), отмеченная выше первая причина внеполосных излучений - взаимный сдвиг в задержке огибающей и колебания на рабочей частоте - на гармонический состав (спектр) не влияет, вторая же причина - искажение огибающей при ее выделении (амплитудном детектировании) и усилении - также не имеет места, потому что синфазная видеочастотная (низкочастотная) составляющая и квадратурная видеочастотная (низкочастотная) составляющая имеют ограниченный спектр. По этой причине и суммарный спектр на выходе блока 17 тоже ограничен по частоте.As can be seen from formula (5), the first cause of out-of-band emissions noted above - the mutual shift in the envelope delay and the oscillations at the operating frequency - does not affect the harmonic composition (spectrum), the second reason is the distortion of the envelope when it is extracted (amplitude detection) and amplification - also does not take place, because the common-mode video-frequency (low-frequency) component and the quadrature video-frequency (low-frequency) component have a limited spectrum. For this reason, the total spectrum at the output of block 17 is also limited in frequency.
Схемы выходных каскадов с двумя входами и одним выходом, выполняющие вышеуказанные функции, широко известны в научно-технической литературе, например в книгах [5] и [7]. Применение перемножителей для выделения видеочастотной (низкочастотной) составляющих также широко известно, например, в книгах [8] и [9].Schemes of output stages with two inputs and one output that perform the above functions are widely known in the scientific and technical literature, for example, in the books [5] and [7]. The use of multipliers to isolate the video-frequency (low-frequency) components is also widely known, for example, in the books [8] and [9].
Таким образом, предлагаемое устройство позволяет значительно уменьшить внеполосные излучения однополосного сигнала при работе радиопередатчиков в режимах, подобных классу D с высоким КПД, то есть работает эффективно.Thus, the proposed device can significantly reduce out-of-band emissions of a single-band signal when the radio transmitters are in modes similar to class D with high efficiency, that is, it works efficiently.
Источники информацииInformation sources
1. «Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах. Проектирование и расчет» Под ред. Валитова Р.А., Попова И.А. М., «Советское радио», 1973 г, стр 454.1. “Radio transmitting devices on semiconductor devices. Design and Calculation. Ed. Valitova R.A., Popova I.A. M., "Soviet Radio", 1973, p. 454.
2. Eric Gaalaas. Class D Audio Amplifiers: What, Why, and How. Analog Dialogue J. http://www.analog.com/library/analog Dialogue/archives/40-06/class_d.html.2. Eric Gaalaas. Class D Audio Amplifiers: What, Why, and How. Analog Dialogue J. http://www.analog.com/library/analog Dialogue / archives / 40-06 / class_d.html.
3. David W. Cripe, Improving the efficiency and reliability of AM broadcast transmitters through class-E power. http://www.bdcast.com/papers/amclasse.pdf.3. David W. Cripe, Improving the efficiency and reliability of AM broadcast transmitters through class-E power. http://www.bdcast.com/papers/amclasse.pdf.
4. AM-500A 500 WATT AM-1A 1 KILOWATT AM BROADCAST TRANSMITTERS IM No. 597-1112, October, 1999 webmaster@bdcast.com размещен на сайте: http://www.bdcast.com/fgal/prod_manual/AM500_1A_noschem_BCEPML. pdf Broadcast Electronics Inc. 4100 North 24th Street Quincy, IL 62305 Main telephone: (217) 224-9600 Main fax: (217) 224-9607 Webmaster e-mail.4. AM-500A 500 WATT AM-
5. Верзунов М.В. «Однополосная модуляция в радиосвязи», М., Воениздат, 1972 г., стр. 246-257.5. Verzunov M.V. “Single-band modulation in radio communications”, M., Military Publishing, 1972, pp. 246-257.
6. Гоноровский И.С. «Радиотехнические цепи и сигналы» Учебник для вузов, Изд. 3-е, М., «Сов. Радио», 1977 г.6. Gonorovsky I.S. "Radio-technical circuits and signals" Textbook for high schools, Ed. 3rd, M., “Sov. Radio, 1977
7. Левичев В.Г. «Радиопередающие и радиоприемные устройства», Изд. 3-е, М., Воениздат, 1974 г., стр. 4.7. Levichev V.G. "Radio transmitting and receiving devices", Ed. 3rd, M., Military Publishing House, 1974, p. 4.
8. Диксон Р.К. «Широкополосные системы» Пер. с англ./ Под ред. В.И.Журавлева. - М., Связь, 1979 г.8. Dickson R.K. "Broadband Systems" Per. from English / Ed. V.I. Zhuravleva. - M., Communication, 1979
9. Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е., Мухин Н.П., Шестопалов В.И. «Помехоустойчивость систем радиосвязи с расширением спектра сигналов методом псевдослучайной перестройки рабочей частоты» - М., Радио и связь, 2000 г.9. Borisov V.I., Zinchuk V.M., Limarev A.E., Mukhin N.P., Shestopalov V.I. “Interference immunity of radio communication systems with the expansion of the spectrum of signals by the pseudo-random tuning of the operating frequency” - M., Radio and communications, 2000
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2006141199/09A RU2329597C1 (en) | 2006-11-21 | 2006-11-21 | Single-band signal transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2006141199/09A RU2329597C1 (en) | 2006-11-21 | 2006-11-21 | Single-band signal transmitter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU2329597C1 true RU2329597C1 (en) | 2008-07-20 |
Family
ID=39809305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2006141199/09A RU2329597C1 (en) | 2006-11-21 | 2006-11-21 | Single-band signal transmitter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU2329597C1 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2626554C1 (en) * | 2016-04-13 | 2017-07-28 | Негосударственное (частное) образовательное учреждение высшего профессионального образования "Институт радиоэлектроники, сервиса и диагностики" | Signal modulation method |
-
2006
- 2006-11-21 RU RU2006141199/09A patent/RU2329597C1/en active
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ВЕРЗУНОВ М.В. Однополосная модуляция в радиосвязи. - М.: Военное издательство министерства обороны СССР. 1972, с.247, 248, 258. * |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2626554C1 (en) * | 2016-04-13 | 2017-07-28 | Негосударственное (частное) образовательное учреждение высшего профессионального образования "Институт радиоэлектроники, сервиса и диагностики" | Signal modulation method |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7541864B2 (en) | Power amplifier and pulse-width modulated amplifier | |
| US7358829B2 (en) | Transmission apparatus, communication apparatus and mobile radio apparatus | |
| CN100481741C (en) | Amplifier circuit, wireless base station, wireless terminal, and amplifying method | |
| US8565338B2 (en) | High bandwidth modulation and transmission | |
| US7769358B2 (en) | Radio system, radio transmitter, and radio receiver | |
| US7139535B2 (en) | Signal processing of an amplitude-modulated and/or phase-modulated high-frequency signal | |
| WO2011086640A1 (en) | Transmitter apparatus, wireless communication apparatus and transmission method | |
| US8023908B2 (en) | Intermodulation signal generator of power amplifier and pre-distortion linearizer having the same | |
| US4176319A (en) | Double sideband transmission system | |
| RU2329597C1 (en) | Single-band signal transmitter | |
| JP4310476B2 (en) | Modulation amplifier circuit | |
| JP2004356835A (en) | Transmitter and receiver | |
| EP0953232B1 (en) | Linearization arrangement of a power amplifier | |
| RU2332781C1 (en) | Method of single-sideband signal transmission | |
| GB2545028A (en) | Receiver with automatic gain control by an alternating current closed loop | |
| JP3840201B2 (en) | High frequency amplifier circuit | |
| US10594342B1 (en) | Power amplifying system and associated power amplifying method for bluetooth device | |
| CN114884522A (en) | Differential millimeter wave communication architecture and electronic equipment | |
| JP2000183764A (en) | Output circuit | |
| US8351881B2 (en) | Addition circuit, power amplifier circuit using same, and transmission device and communication device using the power amplifier circuit | |
| JP6637645B1 (en) | Quadrature modulator | |
| US10103697B1 (en) | Multiphase pulse modulated transmitter | |
| KR20070032308A (en) | Power amplifier and pulse width modulated amplifier | |
| CN117640317A (en) | Full-integrated carrier phase recovery circuit, reverse antenna array system and method | |
| JP2006513665A (en) | Three-phase mixer system |