RU2251212C2

RU2251212C2 - Method and device for phase-structure transformation of signals

Info

Publication number: RU2251212C2
Application number: RU2001110569/09A
Authority: RU
Inventors: Н.Н. Лобов (RU); Н.Н. Лобов; С.А. Суслонов (RU); С.А. Суслонов
Original assignee: Лобов Николай Николаевич
Priority date: 2001-04-17
Filing date: 2001-04-17
Publication date: 2005-04-27

Abstract

FIELD: radio engineering.

SUBSTANCE: proposed method and device can be used for correcting complex phase-frequency characteristics of devices and communication channels and for generating complex noise-like signals. This method enables signal processing combining advantages of matched filter and correlator. Sampling signal being processed and pulse response characteristic makes it possible to multiply each digital reading of signal by pulse response characteristic readings which enables signal processing in time domain to implement frequency response characteristics of any complexity at the same time maintaining its invariance to delay and initial phase without accumulating signal copies.

EFFECT: ability of giving noise-like properties and security to signals as result of their processing.

2 cl, 2 dwg, 1 tbl

Description

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может использоваться для коррекции сложных фазочастотных характеристик устройств и каналов связи, для повышения помехоустойчивости радиотехнических и телевизионных систем, борьбы с импульсными и мультипликативными помехами, а также для формирования сложных шумоподобных сигналов и кодирования с целью исключения несанкционированного доступа к передаваемой информации.The present invention relates to the field of radio engineering and can be used to correct complex phase-frequency characteristics of devices and communication channels, to increase the noise immunity of radio and television systems, to combat impulse and multiplicative noise, as well as to generate complex noise-like signals and coding in order to prevent unauthorized access to the transmitted information.

Известен [1] способ повышения помехоустойчивости передачи телевизионного сигнала, в котором сцелыо уменьшения выброса переходной характеристики вводятся фазочастотные предыскажения сигнала.There is a known [1] method for increasing the noise immunity of a television signal transmission, in which phase-frequency predistortions of a signal are introduced to reduce the emission of a transient response.

Известны также фазоструктурные преобразования сигналов [ 2, 3, 4, 5 ], в которых с помощью неминимальнофазовых цепей (фазовых контуров) вносятся большие фазовые сдвиги в спектр сигнала. Здесь преобразования производят в частотной области на видеочастотах путем каскадного соединения сотен фазовых звеньев. При этом подбор значений конденсаторов и намотка катушек индуктивности требуют очень высокой точности и последующей настройки каждого фазового контура, а также всей дисперсионной линии задержки в целом. Следовательно, недостатками известных преобразований являются: сложность технической реализации, большие трудозатраты, нестабильность к температуре и электромагнитным излучениям, низкая надежность, невозможность оперативного изменения закона фазовых введений.Phase-structural transformations of signals are also known [2, 3, 4, 5], in which large phase shifts are introduced into the signal spectrum using non-minimum phase circuits (phase loops). Here, the transformations are performed in the frequency domain at the video frequencies by cascading hundreds of phase links. At the same time, the selection of capacitor values and the winding of inductors require very high accuracy and the subsequent adjustment of each phase circuit, as well as the entire dispersion delay line as a whole. Therefore, the disadvantages of the known transformations are: the complexity of the technical implementation, the high labor costs, the instability to temperature and electromagnetic radiation, low reliability, the inability to quickly change the law of phase introductions.

Известно [6] использование для фазоструктурных преобразований сигналов ультразвуковых дисперсионных линий задержки. Возбуждение ультразвуковых волн в механические производится на радиочастотах (промежуточных) с помощью преобразователей электрических колебаний. В качестве звукопроводов используются твердые пьезоэлектрики, например, кварц. Недостатками таких технических решений являются: сложность выполнения преобразователей, большие потери при возбуждении поверхностных акустических волн, большое затухание, невозможность получения сложных характеристик функции задержки и максимального времени задержки (например, чтобы получить задержку в 1 мс, необходимо иметь сплошную кварцевую пластину длиной ~3 м).It is known [6] that ultrasonic dispersion delay lines are used for phase-structural transformations of signals. The excitation of ultrasonic waves into mechanical waves is carried out at radio frequencies (intermediate) using transducers of electrical oscillations. As sound conductors, solid piezoelectrics, for example, quartz, are used. The disadvantages of such technical solutions are: the complexity of the transducers, large losses during the excitation of surface acoustic waves, large attenuation, the inability to obtain complex characteristics of the delay function and the maximum delay time (for example, to obtain a delay of 1 ms, you must have a solid quartz plate ~ 3 m long )

Известен способ временной обработки фазоманипулированных сигналов согласованным фильтром с многоотводной линией задержки [7 рис. 21.4, с.350]. Этот способ временной обработки выполнен также в виде дискретно-аналогового согласованного фильтра [7 рис.22.5, с.366 - ПРОТОТИП]. Здесь сигнал после преобразования по частоте и фильтрации подвергают дискретизации, и каждый отсчет запоминают на интервале квантования. Для обработки такого сигнала необходимо иметь память, например, дискретно-аналоговую линию задержки. В ячейках памяти в течение интервала квантования хранятся выборочные значения (отсчеты), которые получены при дискретизации. В следующий такт каждое выборочное значение (отсчет) переписывают в последующую ячейку памяти. В каждом канале отсчеты усиливают, а затем они суммируются. Этот способ оптимизирует помехоустойчивость сложных сигналов при их временной обработке. Так, для фазоманипулированных сигналов максимизируется отношение сигнал/шум в точке, соответствующей окончанию последовательности импульсов. Здесь в принципе невозможно введение требуемых (любой сложности) изменений в фазовый спектр непрерывного сигнала.There is a method of temporarily processing phase-shifted signals by a matched filter with a multi-tap delay line [7 fig. 21.4, p. 350]. This method of temporary processing is also made in the form of a discrete-analog matched filter [7 fig. 22.5, p. 366 - PROTOTYPE]. Here, the signal after frequency conversion and filtering is sampled, and each sample is stored in the quantization interval. To process such a signal, it is necessary to have a memory, for example, a discrete-analog delay line. In memory cells, during the quantization interval, sample values (samples) that are obtained by sampling are stored. In the next cycle, each sample value (count) is overwritten in the subsequent memory cell. In each channel, the samples are amplified, and then they are summed. This method optimizes the noise immunity of complex signals during their temporary processing. So, for phase-shifted signals, the signal-to-noise ratio is maximized at the point corresponding to the end of the pulse sequence. Here, in principle, it is impossible to introduce the required (of any complexity) changes into the phase spectrum of a continuous signal.

Цель предлагаемого изобретения заключается в разработке такого способа, который позволит внести в непрерывный аналоговый сигнал требуемые (любой сложности) изменения фазового спектра. Одновременно с этим достигаются другие цели, а именно: упрощается техническая реализация; значительно снижается трудоемкость и стоимость; расширяются функциональные возможности за счет оперативного изменения фазового спектра сигнала; сигнал приобретает свойства шумоподобных сигналов и повышается скрытность. При этом не требуется увеличения мощности и полосы пропускания канала связи. Предлагаемое изобретение позволяет также корректировать фазочастотные характеристики любой сложности.The purpose of the invention is to develop such a method that allows you to make the required changes of phase spectrum into a continuous analog signal (of any complexity). At the same time, other goals are achieved, namely: technical implementation is simplified; labor input and cost are significantly reduced; functionality is expanded due to operational changes in the phase spectrum of the signal; the signal acquires the properties of noise-like signals and increases stealth. It does not require an increase in power and bandwidth of the communication channel. The present invention also allows you to adjust the phase-frequency characteristics of any complexity.

Это достигается тем, что исходный непрерывный сигнал подвергают дискретизации с последующим запоминанием отсчетов, затем каждый дискретный отсчет сигнала умножают на расчетную импульсную характеристику, которую формируют в виде последовательности временных отсчетов, при этом каждый отсчет сигнала преобразуют в совокупность временных отсчетов, число которых соответствует числу отсчетов импульсной характеристики, преобразованные отсчеты усиливают в каждом канале, суммируют и после фильтрации получают модифицированный сигнал с требуемыми фазоструктурными изменениями.This is achieved by the fact that the initial continuous signal is subjected to sampling with subsequent storing of the samples, then each discrete sample of the signal is multiplied by the calculated impulse response, which is formed as a sequence of time samples, and each signal sample is converted into a set of time samples, the number of which corresponds to the number of samples impulse response, converted samples are amplified in each channel, summed and after filtering receive a modified signal with drifted phase-structural changes.

В предлагаемом способе частота и моменты отсчетов импульсной характеристики совпадают с частотой и моментами дискретизации исходного сигнала, при этом расчетную импульсную характеристику определяют, исходя из требуемого фазового спектра или фазочастотной характеристики.In the proposed method, the frequency and moments of samples of the impulse response coincide with the frequency and sampling times of the source signal, while the calculated impulse response is determined based on the desired phase spectrum or phase-frequency characteristic.

На фиг.1 показаны временные формы сигнала и импульсной характеристики, поясняющие выполнение операций предлагаемого способа фазоструктурных преобразований сигналов. На фиг.2 приведена структурная электрическая схема устройства для осуществления предложенного способа.Figure 1 shows the temporary waveforms and impulse characteristics that explain the operations of the proposed method of phase-phase transformations of the signals. Figure 2 shows the structural electrical diagram of a device for implementing the proposed method.

Исходный непрерывный сигнал F(t) (фиг.1a) после дискретизации представлен отсчетами на фиг.1б. Импульсная характеристика, например, при требуемом квадратичном законе изменения фазовых сдвигов, вносимых в спектр сигнала, изображена на фиг.1в. После дискретизации с той же частотой и моментами на фиг.1г приведена последовательность временных отсчетов импульсной характеристики. Сигнал с преобразованным фазовым спектром находится с помощью интеграла свертки импульсной характеристики и исходного сигнала. Для этого каждый дискретный отсчет сигнала умножают на расчетную импульсную характеристику и затем суммируют. На фиг.1 д, е, ж показаны совокупности временных отсчетов при умножении соответственно первого, второго и третьего отсчета исходного сигнала на последовательность временных отсчетов импульсной характеристики. При этом каждый отсчет сигнала преобразуется в N отсчетов, число которых равно числу отсчетов дискретизированной импульсной характеристики. Иными словами, каждый отсчет сигнала удлиняется в N раз. Теоретическое обоснование и математически точные преобразования сигнала в совокупность удлиненных координатных (базисных) функций даны в работах [3, 4]. На фиг.1з условно показаны совокупности временных отсчетов при умножении четвертого и последующих отсчетов сигнала на дискретную импульсную характеристику. Затем в каждом временном сечении производится суммирование отсчетов удлиненных координатных (базисных) функций - фиг.1и. Здесь в установившемся режиме суммируются N отсчетов, при этом вклад каждого отсчета в значение суммы невелик. С увеличением вносимых фазовых сдвигов в спектр сигнала удлиняется импульсная характеристика и растет число членов суммы. Импульсная характеристика g(t) определяется по требуемому фазовому спектру (или фазочастотной характеристике) φ(ω) из выражения:

.The original continuous signal F (t) (figa) after sampling is represented by samples in figb. The impulse response, for example, with the required quadratic law, changes in phase shifts introduced into the signal spectrum are shown in FIG. After sampling with the same frequency and moments, Fig. 1d shows a sequence of time samples of the impulse response. The signal with the converted phase spectrum is found using the convolution integral of the impulse response and the original signal. To do this, each discrete signal sample is multiplied by the calculated impulse response and then summed. Figure 1 d, f, g shows the totality of time samples by multiplying, respectively, the first, second and third samples of the original signal by a sequence of time samples of the impulse response. In this case, each signal sample is converted to N samples, the number of which is equal to the number of samples of the sampled impulse response. In other words, each sample of the signal is extended N times. The theoretical justification and mathematically accurate transformations of the signal into a set of elongated coordinate (basis) functions are given in [3, 4]. On figs conditionally shows the set of time samples when multiplying the fourth and subsequent samples of the signal by a discrete impulse response. Then, in each time section, the summation of the samples of the elongated coordinate (basic) functions is performed - Fig.1i. Here, in the steady state, N samples are summed, while the contribution of each sample to the value of the sum is small. With an increase in the introduced phase shifts in the signal spectrum, the impulse response lengthens and the number of members of the sum grows. The impulse response g (t) is determined by the required phase spectrum (or phase-frequency characteristic) φ (ω) from the expression:

.

Так, для преобразования сигнала с квадратичным фазовым спектром имеем

So, to convert a signal with a quadratic phase spectrum, we have

где ω - угловая частота,where ω is the angular frequency,

Δω- полоса частот сигнала от 0 до граничной частоты ωr,Δω is the frequency band of the signal from 0 to the cutoff frequency ωr,

θ_m - перепад функции задержки в полосе частот Δω, определяющий эффективную длительность координатной (базисной) функции. В этом случае импульсная характеристика определяется соотношением:θ _m is the difference of the delay function in the frequency band Δω, which determines the effective duration of the coordinate (base) function. In this case, the impulse response is determined by the ratio:

Для эффективной длительности координатной функции, равной 100 периодам дискретизации Δt, в таблице 1 представлены отсчеты импульсной характеристики.

For the effective duration of the coordinate function equal to 100 sampling periods Δt, the impulse response samples are presented in Table 1.

При необходимости компенсации введенных фазовых сдвигов (фазоструктурных преобразований) импульсная характеристика g*(t) при обратных преобразованиях определяется из условия:If it is necessary to compensate for the introduced phase shifts (phase-structural transformations), the impulse response g * (t) during inverse transformations is determined from the condition:

g*(t)=g(-t)g * (t) = g (-t)

В таблице 2 представлены значения 100 отсчетов компенсирующей импульсной характеристики.Table 2 presents the values of 100 samples of the compensating impulse response.

Аналогично могут быть рассчитаны отсчеты импульсной характеристики при любых других требуемых фазовых спектрах (или фазочастотных характеристиках). Число отсчетов N при этом определяется величиной удлинения координатных функций, т.е. допустимой величиной базы сигнала.Similarly, samples of the impulse response can be calculated for any other required phase spectra (or phase-frequency characteristics). The number of samples N is determined by the magnitude of the elongation of the coordinate functions, i.e. permissible value of the signal base.

Устройство (фиг.2) для осуществления предложенного способа содержит последовательно соединенные первый фильтр 1 нижних частот, дискретизатор 2 и дискретно-аналоговую линию 3 задержки, при этом второй вход дискретизатора 2 и второй вход дискретно-аналоговой линии 3 задержки соединены с выходом синхрогенератора 4, набор из N усилителей 5, выходы которых подключены к входам сумматора 6, а также введенные набор из N умножителей 7, формирователь 8 отсчетов импульсной характеристики, второй фильтр 9 нижних частот, при этом каждый из N выходов дискретно-аналоговой линии 3 задержки соединен с первыми входами N умножителей 7, вторые входы которых соединены с соответствующими N выходами формирователя 8 отсчетов импульсной характеристики, вход которого соединен с выходом синхрогенератора 4, а выход каждого из N умножителей 7 подключен соответственно к входу каждого из N усилителей 5, а выход сумматора 6 соединен с входом второго фильтра 9 нижних частот, выход которого является выходом устройства.The device (figure 2) for implementing the proposed method contains a series-connected first low-pass filter 1, a sampler 2 and a discrete-analog delay line 3, while the second input of the sampler 2 and the second input of the discrete-analog delay line 3 are connected to the output of the clock 4. a set of N amplifiers 5, the outputs of which are connected to the inputs of the adder 6, as well as a set of N multipliers 7, a shaper 8 of samples of the impulse response, a second low-pass filter 9, and each of the N outputs is discrete -analog line 3 delays connected to the first inputs of N multipliers 7, the second inputs of which are connected to the corresponding N outputs of the shaper 8 samples of impulse response, the input of which is connected to the output of the clock 4, and the output of each of N multipliers 7 is connected respectively to the input of each of N amplifiers 5, and the output of the adder 6 is connected to the input of the second low-pass filter 9, the output of which is the output of the device.

Устройство работает следующим образом. Входной непрерывный сигнал после ограничения полосы частот в фильтре 1 нижних частот поступает на первый вход дискретизатора 2. На второй вход дискретизатора 2 подается от синхрогенератора 4 импульсная последовательность, период которой определяется теорией Котельникова. Поэтому сигнал на выходе дискретизатора 2 представлен последовательностью дискретных выборок, которые поступают на первый вход дискретно-аналоговой линии 3 задержки. Эта линия 3 задержки может быть выполнена по схеме 22.5 прототипа [7] и содержит N ячеек памяти, в которых хранятся дискретные выборки сигнала. В следующий такт каждое значение выборок (отсчетов) переписывается в последующую ячейку памяти и т.д. Для обеспечения этого второй вход дискретно-аналоговой линии 3 задержки соединен с выходом синхрогенератора 4. В случае применения в качестве дискретизатора 2 аналого-цифрового преобразователя линия 3 задержки может быть выполнена в виде сдвигающего регистра. Выход каждой ячейки памяти линии 3 задержки подключен к первому входу умножителей 7, вторые входы которых соединены с соответствующими выходами формирователя 8 отсчетов импульсной характеристики. Импульсная характеристика определяется по требуемому фазовому спектру или фазочастотной характеристике из вышеприведенных математических формул. Например, для квадратичного фазового спектра и N=100 значения отсчетов импульсной характеристики приведены в таблице 1. Для получения этих значений на соответствующих выходах формирователя 8 могут быть использованы обычные резисторные делители. Для получения отрицательных значений отсчетов на вход формирователя 8 поступают импульсные последовательности с выходов Q и

. синхрогенератора 4. Использование одинаковой импульсной последовательности от синхрогенератора 4 для диекретизатора 2 и формирователя 8 обеспечивает совпадение частоты и моментов дискретизации исходного сигнала с частотой и моментами отсчетов импульсной характеристики. С выходов умножителей 7 каждый модифицированный отсчет сигнала усиливается на постоянный коэффициент К₀ в усилителях 5 и затем поступает на входы сумматора 6. В установившемся режиме в каждый дискретный момент в сумматоре 6 суммируются N модифицированных отсчетов. С выхода сумматора 6 отсчеты модифицированного сигнала поступают на вход второго фильтра 9 нижних частот, верхняя граничная частота которого совпадает со спектром исходного сигнала. Таким образом, на выходе фильтра 9 получаем модифицированный непрерывный сигнал с фазоструктурными преобразованиями.The device operates as follows. The continuous input signal, after limiting the frequency band in the low-pass filter 1, is fed to the first input of the sampler 2. At the second input of the sampler 2, a pulse sequence is supplied from the clock 4, the period of which is determined by Kotelnikov theory. Therefore, the signal at the output of the sampler 2 is represented by a sequence of discrete samples that are fed to the first input of the discrete-analog delay line 3. This delay line 3 can be performed according to the prototype circuit 22.5 [7] and contains N memory cells in which discrete samples of the signal are stored. In the next clock cycle, each value of the samples (samples) is overwritten in the subsequent memory cell, etc. To ensure this, the second input of the discrete-analog delay line 3 is connected to the output of the sync generator 4. If an analog-to-digital converter is used as a discretizer 2, the delay line 3 can be made in the form of a shift register. The output of each memory cell of the delay line 3 is connected to the first input of the multipliers 7, the second inputs of which are connected to the corresponding outputs of the shaper 8 samples of the impulse response. The impulse response is determined by the required phase spectrum or phase-frequency characteristic from the above mathematical formulas. For example, for the quadratic phase spectrum and N = 100, the values of the impulse response samples are shown in Table 1. To obtain these values at the corresponding outputs of the former 8, conventional resistor dividers can be used. To obtain negative values of the samples at the input of the shaper 8 receives pulse sequences from outputs Q and

. clock 4. Using the same pulse sequence from the clock 4 for diecreizer 2 and the shaper 8 ensures the coincidence of the sampling frequency and sampling times of the original signal with the frequency and timing of the impulse response samples. From the outputs of the multipliers 7, each modified sample of the signal is amplified by a constant coefficient K ₀ in the amplifiers 5 and then fed to the inputs of the adder 6. In the steady state, at each discrete moment in the adder 6, N modified samples are summed. From the output of the adder 6, the samples of the modified signal are fed to the input of the second low-pass filter 9, the upper cutoff frequency of which coincides with the spectrum of the original signal. Thus, at the output of filter 9, we obtain a modified continuous signal with phase-structural transformations.

Использование предлагаемого способа фазоструктурных преобразований сигналов и устройства для его осуществления позволяет получить следующее:Using the proposed method of phase-structural transformations of signals and devices for its implementation allows to obtain the following:

1. Осуществлять коррекцию фазочастотных характеристик устройств и каналов связи любой сложности.1. Correct the phase-frequency characteristics of devices and communication channels of any complexity.

2. Повысить помехоустойчивость радиотехнических и телевизионных систем при ограниченном динамическом диапазоне и особенно при совместном применении амплитудно- и фазо-частотных предыскажениях.2. To increase the noise immunity of radio engineering and television systems with a limited dynamic range, and especially with the combined use of amplitude and phase-frequency pre-emphasis.

3. Эффективно бороться с импульсными и мультипликативными помехами за счет придания непрерывному сигналу свойств сложных сигналов.3. Effectively deal with impulse and multiplicative noise by giving the continuous signal the properties of complex signals.

4. Формировать сложные шумоподобные сигналы для связи и радиолокации с заданным уровнем боковых лепестков.4. Generate complex noise-like signals for communication and radar with a given level of side lobes.

5. Обеспечивать скрытность и маскировку сигналов с целью исключения несанкционированного доступа к передаваемой информации.5. To ensure the secrecy and masking of signals in order to exclude unauthorized access to the transmitted information.

6. Значительно упрощается техническая реализация, снижаются трудозатраты и стоимость.6. Technical implementation is greatly simplified, labor costs and cost are reduced.

7. Расширяются функциональные возможности за счет оперативного изменения фазового спектра (дискретной импульсной характеристики).7. Expanding functionality due to operational changes in the phase spectrum (discrete impulse response).

Источники информацииSources of information

1. A.C. №229592, Кл.21а¹ 34/11; 21а⁴ 22/01, МПК Н 04 n; Н 04 b, опубл. 1968, БИ №33.1. AC No. 229592, Cl. 21a ¹ 34/11; 21a ⁴ 22/01, IPC H 04 n; H 04 b, publ. 1968, BI No. 33.

2. Суслонов С. А. и др. Широкополосные дисперсионные линии задержки на фазовых контурах // Радиотехника. - 1973. - №1. - с.108-109.2. Suslonov S. A. et al. Broadband dispersion delay lines on phase circuits // Radio Engineering. - 1973. - No. 1. - p. 108-109.

3. Суслонов С.А. Метод борьбы с мультипликативными помехами на основе фазовых преобразований сигналов // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. -1978. - т.21. - №4. - с.14-21.3. Suslonov S.A. The method of combating multiplicative noise based on phase transformations of signals // Izv. universities of the USSR. - Radio electronics. -1978. - t.21. - No. 4. - p. 14-21.

4. Суслонов С. А. Помехоустойчивость радиосистем со сложными непрерывными сигналами // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. - 1979. - т.22. - №4. - с.17-24.4. Suslonov S. A. Immunity of radio systems with complex continuous signals // Izv. universities of the USSR. - Radio electronics. - 1979.- T. 22. - No. 4. - p. 17-24.

5. Суслонов С. А. Помехоустойчивость системы связи с предсказанием при модификации фазовой структуры сигнала // Изв. вузов СССР. - Радиоэлектроника. - 1982. - т. 24. - №4. - с.4-11.5. Suslonov S. A. Interference immunity of a communication system with prediction when modifying the phase structure of a signal // Izv. universities of the USSR. - Radio electronics. - 1982. - T. 24. - No. 4. - p. 4-11.

6. Орлов B.C., Бондаренко B.C. Фильтры на поверхностных акустических волнах.- М.: Радио и связь, 1984. - 272 с.6. Orlov B.C., Bondarenko B.C. Filters on surface acoustic waves.- M.: Radio and communications, 1984. - 272 p.

7. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985. - 384 с., рис. 21.4, с.350 и рис. 22.5, с.366 (Прототип).7. Varakin L.E. Communication systems with noise-like signals. - M .: Radio and communications, 1985. - 384 p., Fig. 21.4, p. 350 and fig. 22.5, p. 366 (Prototype).

Claims

1. A method of phase-structural transformations of signals based on filtering, sampling the original signal, characterized in that each discrete sample of the signal is multiplied by the calculated impulse response, which is formed as a sequence of time samples, and as a result of multiplication by the corresponding samples of the impulse response is converted into a set of time samples, the number of which is equal to the number of samples of the impulse response, converted samples from each discrete sample of the original signal Ala amplify, summarize at each moment of sampling and after filtering receive a modified signal with the desired spectral characteristics.

2. The method of phase-structural transformations of signals according to claim 1, characterized in that the frequency and moments of samples of the impulse response coincide with the frequency and sampling times of the original signal.