RU2244938C2

RU2244938C2 - Noise intermodulation level gauge

Info

Publication number: RU2244938C2
Application number: RU2003137021/28A
Authority: RU
Inventors: н Г.Р. Аванес (RU); Г.Р. Аванесян
Original assignee: Аванесян Гарри Романович
Priority date: 2003-12-24
Filing date: 2003-12-24
Publication date: 2005-01-20

Abstract

FIELD: estimation of non-linear sonic distortion.

SUBSTANCE: level gauge has random signal oscillator, bandwidth filter, correlator, comparison unit and control unit. Operation of device is based upon comparison of auto-correlation function of random input signal with auto-correlation function of random output signal. Estimation of value of intermodulation distortion reduces to estimation of degree of change in auto-correlation function of signal passed through non-linear networks. In case of stationary random input signal, auto-correlation function of input signal can be calculated once before beginning of measurements. As level gauge takes all the components of noise signal into account, efficiency of estimation of precision of measurement of intermodulation distortions is improved.

EFFECT: improved precision of measurement.

4 cl, 4 dwg

Description

Изобретение относится к области радиоизмерений и предназначено для оценки нелинейных искажений, вносимых трактами обработки или усиления низкочастотных сигналов, например, звуковых.The invention relates to the field of radio measurements and is intended to assess non-linear distortions introduced by the processing paths or amplification of low-frequency signals, for example, audio.

Прототипом заявляемого устройства является устройство, содержащее генератор случайного сигнала, полосовой фильтр, фильтр нижних частот и вольтметр, вход которого соединен с выходом фильтра нижних частот, вход которого является тестовым входом устройства, тестовым выходом которого служит выход полосового фильтра, вход которого соединен с выходом генератора случайного сигнала [Сырицо А. Измерение нелинейных искажений на шумовом сигнале. - Радио, 1999 г, № 4, стр. 29-31].The prototype of the claimed device is a device containing a random signal generator, a band-pass filter, a low-pass filter and a voltmeter, the input of which is connected to the output of the low-pass filter, the input of which is the test input of the device, the test output of which is the output of the band-pass filter, the input of which is connected to the output of the generator random signal [Syritso A. Measurement of nonlinear distortion in a noise signal. - Radio, 1999, No. 4, pp. 29-31].

Принцип действия измерителя-прототипа заключается в подаче на вход тестируемого узла (например, усилителя) случайного сигнала в ограниченной полосе частот, а затем измерении уровня сигнала на выходе усилителя вне полосы частот входного тестового сигнала. Поскольку результатом интермодуляционных искажений являются и составляющие с комбинационными частотами, выходящими за пределы полосы частот входного сигнала, то по отношению напряжения этих составляющих к напряжению входного сигнала судят об уровне интермодуляционных искажений. Причем в качестве интермодуляционных составляющих берется только часть сигнала, расположенная в низкочастотной области спектра выходного искаженного сигнала, выделенная фильтром нижних частот. При этом другие комбинационные составляющие, находящиеся как в полосе частот входного сигнала, так и выше нее, не учитываются. Безусловно, такой подход, отличаясь простотой аппаратурной реализации, не обеспечивает высокой точности измерений и не позволяет судить о реальном уровне вносимых искажений по всему диапазону рабочих частот тестируемого усилителя.The principle of operation of the prototype meter consists in supplying a random signal in a limited frequency band to the input of the tested node (for example, an amplifier), and then measuring the signal level at the amplifier output outside the frequency band of the input test signal. Since the result of intermodulation distortion is also components with Raman frequencies that go beyond the frequency band of the input signal, then the ratio of the voltage of these components to the voltage of the input signal judges the level of intermodulation distortion. Moreover, as the intermodulation components, only a part of the signal located in the low-frequency region of the spectrum of the output distorted signal, selected by the low-pass filter, is taken. Moreover, other combinational components located both in the frequency band of the input signal and above it are not taken into account. Of course, this approach, distinguished by the simplicity of the hardware implementation, does not provide high measurement accuracy and does not allow one to judge the real level of introduced distortions over the entire range of operating frequencies of the tested amplifier.

Технический результат, достигаемый при использовании настоящего изобретения, состоит в повышении точности оценки уровня шумовой интермодуляции, вызванной нелинейной характеристикой тестируемого узла.The technical result achieved using the present invention is to increase the accuracy of estimating the level of noise intermodulation caused by the non-linear characteristic of the test node.

Технический результат достигается тем, что в измеритель уровня шумовой интермодуляции, содержащий генератор случайного сигнала и полосовой фильтр, вход которого соединен с выходом генератора случайного сигнала, выход полосового фильтра является тестовым выходом измерителя, согласно изобретению введены коррелятор, блок сравнения и блок управления, вход которого является входом запуска измерителя, тестовым входом которого служит информационный вход коррелятора, выход которого соединен с информационным входом блока сравнения, выход которого является информационным выходом измерителя, адресный вход коррелятора и адресный вход блока сравнения объединены в единую адресную шину и подключены к адресному выходу блока управления, тактовый и обнуляющий выходы которого соединены с соответствующими входами коррелятора.The technical result is achieved in that a noise intermodulation level meter containing a random signal generator and a bandpass filter, the input of which is connected to the output of the random signal generator, the output of the bandpass filter is a test output of the meter, according to the invention, a correlator, a comparison unit and a control unit, the input of which is the start input of the meter, the test input of which is the information input of the correlator, the output of which is connected to the information input of the comparison unit, the output to torogo meter is data output, the address input of the correlator and comparing the address input unit are combined into a single address bus and connected to the address output of the control unit, the clock and reset outputs of which are connected to respective inputs of a correlator.

Блок сравнения может быть выполнен в виде устройства, вычисляющего среднее значение модуля разности сравниваемых величин, в виде устройства, вычисляющего среднеквадратичное значение разности сравниваемых величин, в виде устройства, вычисляющего среднее отношение сравниваемых величин.The comparison unit can be made in the form of a device that calculates the average value of the difference module of the compared values, in the form of a device that calculates the rms value of the difference of the compared values, in the form of a device that calculates the average ratio of the compared values.

Сущность изобретения поясняется чертежами. На фиг.1 показана функциональная схема измерителя уровня шумовой интермодуляции с подключенным тестируемым усилителем. На фиг.2 приведена функциональная схема одного из вариантов реализации коррелятора. На фиг.3 приведена функциональная схема одного из вариантов реализации блока сравнения. На фиг.4 приведена функциональная схема одного из вариантов реализации блока управления.The invention is illustrated by drawings. Figure 1 shows the functional diagram of the level meter noise intermodulation with the connected test amplifier. Figure 2 shows a functional diagram of one of the options for implementing the correlator. Figure 3 shows a functional diagram of one of the options for implementing the comparison unit. Figure 4 shows a functional diagram of one of the embodiments of the control unit.

Функциональная схема измерителя по фиг.1 содержит генератор 1 случайного сигнала, полосовой фильтр 2 (ПФ), коррелятор 3, блок 4 сравнения, блок 5 управления и тестируемый усилитель 6 с подключенной нагрузкой R_L. Выход генератора 1 соединен со входом ПФ2, к выходу которого подключен вход тестируемого усилителя 6, выход которого соединен с информационным входом коррелятора 3, выход которого соединен с информационным входом блока 4 сравнения, выход которого является информационным выходом измерителя, адресный вход коррелятора 3 и адресный вход блока 4 сравнения объединены в единую адресную шину и подключены к адресному выходу А блока 5 управления, тактовый CLK и обнуляющий RST выходы которого соединены соответственно с тактовым и обнуляющим входами коррелятора 3, вход блока 5 управления служит входом СО запуска измерителя.The functional diagram of the meter of figure 1 contains a random signal generator 1, a bandpass filter 2 (PF), a correlator 3, a comparison unit 4, a control unit 5 and a test amplifier 6 with a connected load R _L. The output of the generator 1 is connected to the input of PF2, the output of which is connected to the input of the tested amplifier 6, the output of which is connected to the information input of the correlator 3, the output of which is connected to the information input of the comparison unit 4, the output of which is the information output of the meter, address input of the correlator 3 and address input block 4 comparisons are combined into a single address bus and connected to the address output A of block 5 of the control, clock CLK and resetting RST outputs of which are connected respectively to the clock and resetting inputs of the correspondent elator 3, the input of the control unit 5 serves as the input WITH the start of the meter.

Функциональная схема коррелятора 3 (фиг.2) содержит аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 7, линию 8 задержки, группу 9 умножителей, группу 10 накапливающих сумматоров, мультиплексор 11 и блок 12 нормирования, выход которого является выходом К(τ ) коррелятора 3, входом которого служит информационный вход АЦП 7, выход которого соединен со входом линии 8 задержки и объединенными первыми входами умножителей 9, выходы которых подключены к информационным входам соответствующих накапливающих сумматоров из группы 10, выходы которых подключены к соответствующим информационным входам мультиплексора 11, выход которого соединен с первым входом блока 12 нормирования, второй вход которого соединен с выходом накапливающего сумматора 10-1, тактовые входы сумматоров 10 объединены и составляют тактовый вход CLK коррелятора 3, обнуляющие входы сумматоров 10 также объединены и составляют обнуляющий вход RST коррелятора 3, второй вход умножителя 9-1 объединен с первым, а вторые входы умножителей 9-2÷ 9-N подключены к соответствующим выходам многоотводной линии 8 задержки, адресный вход мультиплексора 11 составляет адресную шину коррелятора 3. Блок 12 нормирования физически может быть выполнен в виде блока деления, при этом первый вход блока 12 является входом делимого, а второй вход - входом делителя.The functional diagram of the correlator 3 (Fig. 2) contains an analog-to-digital converter (ADC) 7, a delay line 8, a group of 9 multipliers, a group of 10 accumulative adders, a multiplexer 11, and a normalization unit 12, the output of which is the output K (τ) of the correlator 3, the input of which is the ADC information input 7, the output of which is connected to the input of the delay line 8 and the combined first inputs of the multipliers 9, the outputs of which are connected to the information inputs of the corresponding accumulating adders from group 10, the outputs of which are connected to the corresponding the information inputs of the multiplexer 11, the output of which is connected to the first input of the normalization unit 12, the second input of which is connected to the output of the accumulating adder 10-1, the clock inputs of the adders 10 are combined and make up the clock input CLK of the correlator 3, the zeroing inputs of the adders 10 are also combined and make up zeroing the RST input of correlator 3, the second input of the multiplier 9-1 is combined with the first, and the second inputs of the multipliers 9-2 ÷ 9-N are connected to the corresponding outputs of the multi-tap delay line 8, the address input of the multiplexer 11 is yaet address bus 3. The correlation unit normalization 12 may physically be constructed as a division block, the first input of the block 12 is the input of the dividend, and the second input - input divider.

Блок 4 сравнения (фиг.3) содержит постоянное запоминающее устройство (ПЗУ) 13, блок 14 вычитания и блок 15 усреднения. Адресный вход ПЗУ 13 является адресным входом блока 4 сравнения, информационным входом DI которого служит первый вход блока 14 вычитания, второй вход которого соединен с выходом ПЗУ 13, выход блока 14 вычитания соединен со входом блока 15 усреднения, выход которого является выходом блока 4 сравнения.Block 4 comparison (figure 3) contains read-only memory (ROM) 13, block 14 subtraction and block 15 averaging. The address input of the ROM 13 is the address input of the comparison unit 4, the information input DI of which is the first input of the subtraction unit 14, the second input of which is connected to the output of the ROM 13, the output of the subtraction unit 14 is connected to the input of the averaging unit 15, the output of which is the output of the comparison unit 4.

Блок 5 управления (фиг.4) содержит счетчики 16, 17, 18, дешифратор 19, элемент ИЛИ 20, элементы И 21, 22, генератор 23 тактовых импульсов и одновибратор 24. Разрядные выходы счетчика 16 соединены с соответствующими разрядными входами дешифратора 19, первый выход которого соединен с первым входом элемента И 21, выход которого является тактовым выходом CLK блока 5 и соединен со счетным входом счетчика 17, выход переноса которого соединен с первым входом элемента ИЛИ 20, второй вход которого соединен с выходом переноса счетчика 18, счетный вход которого соединен с выходом элемента И 22, первый вход которого соединен со вторым выходом дешифратора 19, третий выход которого соединен со входом одновибратора 24, выход которого является выходом RST блока 5 управления, входом СО которого служит третий вход элемента ИЛИ 20, вторые входы элементов И 21, 22 объединены и подключены к выходу генератора 23 тактовых импульсов, вход обнуления счетчика 17 соединен с его выходом переноса, вход обнуления счетчика 18 соединен с его выходом переноса, многоразрядный информационный выход счетчика 18 является адресным выходом A блока 5 управления.The control unit 5 (Fig. 4) contains counters 16, 17, 18, a decoder 19, an OR element 20, elements 21, 22, a clock generator 23 and a single vibrator 24. The discharge outputs of the counter 16 are connected to the corresponding discharge inputs of the decoder 19, the first the output of which is connected to the first input of the AND element 21, the output of which is the clock output CLK of block 5 and connected to the counting input of the counter 17, the transfer output of which is connected to the first input of the OR element 20, the second input of which is connected to the transfer output of the counter 18, the counting input of which connected to the output of the element And 22, the first input of which is connected to the second output of the decoder 19, the third output of which is connected to the input of the one-shot 24, the output of which is the output RST of the control unit 5, the input of which is the third input of the element OR 20, the second inputs of the elements And 21, 22 combined and connected to the output of the clock generator 23, the zeroing input of the counter 17 is connected to its transfer output, the zeroing input of the counter 18 is connected to its transfer output, the multi-bit information output of the counter 18 is the address output of block A 5 controls.

В основе функционирования измерителя уровня шумовой интермодуляции (фиг.1) лежит алгоритм, состоящий в сравнении автокорреляционных функций входного и выходного сигналов. Учитывая, что нелинейное преобразование случайных сигналов меняет их статистические свойства, то задача оценки объема продуктов нелинейных искажений может быть сведена к оценке степени изменения автокорреляционной функции случайного сигнала, прошедшего нелинейные цепи. С позиций спектрального подхода это означает, что с расширением спектра выходного сигнала вследствие появления результатов интермодуляции изменяется и отвечающая этому спектру автокорреляционная функция, так как энергетический спектр и автокорреляционная функция жестко связаны преобразованием Фурье.The operation of the noise level intermodulation level meter (Fig. 1) is based on an algorithm consisting in comparing the autocorrelation functions of the input and output signals. Taking into account that nonlinear transformation of random signals changes their statistical properties, the problem of estimating the volume of products of nonlinear distortions can be reduced to assessing the degree of change in the autocorrelation function of a random signal that has passed through nonlinear circuits. From the standpoint of the spectral approach, this means that with the expansion of the spectrum of the output signal due to the appearance of intermodulation results, the autocorrelation function corresponding to this spectrum also changes, since the energy spectrum and the autocorrelation function are tightly coupled by the Fourier transform.

Используемый в качестве тестового стационарный случайный сигнал со сплошным спектром вырабатывается генератором 1 и на вход тестируемого усилителя 6 подается через ПФ 2 в узком диапазоне частот (в полосе, составляющей примерно 10-30% от полосы рабочих частот усилителя). Процесс измерений заключается в вычислении нормированной автокорреляционной функции K_yy(τ ) выходного сигнала y(t) усилителя 6 и сравнении ее с эталонной функцией K_xx(τ ). Если тестовый сигнал является стационарным случайным процессом, то его нормированная автокорреляционная функция К_хх(τ ) от времени не зависит и, следовательно, она может быть измерена в любое время - как в цикле измерений параметров усилителя 6, например, так и заранее. Разумеется, если это сделать заранее, то время, затрачиваемое на процесс измерений, сократится. По этой причине целесообразно иметь значения К_хх(τ ) в памяти измерителя, куда их можно занести на этапе сборки измерителя как значения эталонной функции.The stationary random signal with a continuous spectrum used as a test signal is generated by the generator 1 and fed to the input of the tested amplifier 6 through the PF 2 in a narrow frequency range (in the band, which is about 10-30% of the working frequency band of the amplifier). The measurement process consists in calculating the normalized autocorrelation function K _yy (τ) of the output signal y (t) of the amplifier 6 and comparing it with the reference function K _xx (τ). If the test signal is a stationary random process, then its normalized autocorrelation function K _xx (τ) does not depend on time and, therefore, it can be measured at any time - both in the measurement cycle of the parameters of amplifier 6, for example, and in advance. Of course, if this is done in advance, the time spent on the measurement process will be reduced. For this reason, it is advisable to have the values K _xx (τ) in the memory of the meter, where they can be stored at the stage of assembly of the meter as the values of the reference function.

По запускающему импульсу на входе СО (фиг.1) в корреляторе 3 начинается вычисление функции К_уу(τ ), так как на информационный вход коррелятора поступает сигнал y(t) с выхода усилителя 6, а блок 5 управления в ответ на импульс СО выдает пакет тактовых импульсов, тактирующих коррелятор, количество которых определяет длительность интервала наблюдения Т. По истечении времени Т блок 5 прекращает подачу тактовых импульсов и начинает перебор адресов А на единой адресной шине А, обращаясь одновременно к ячейкам памяти коррелятора 3 и ячейкам памяти блока 4 сравнения. Извлекаемые последовательно измеренные К_уу(τ _i) и эталонные значения К_хх(τ _i) для всех i сравниваются, и по результатам сравнения на выходе блока 4 появляется код, соответствующий числовому показателю уровня шумовой интермодуляции.According to the triggering pulse at the input of CO (Fig. 1) in the correlator 3, the calculation of the function K _yy (τ) begins, since the signal y (t) from the output of amplifier 6 arrives at the information input of the correlator, and the control unit 5 responds to the pulse of CO a packet of clock pulses clocking the correlator, the number of which determines the duration of the observation interval T. After time T, block 5 stops supplying clock pulses and starts iterating over addresses A on a single address bus A, accessing simultaneously the memory cells of the correlator 3 and memory cells bl ka 4 comparisons. The successively measured K _yy (τ _i ) and reference values K _xx (τ _i ) for all i are compared, and the code corresponding to a numerical indicator of the noise intermodulation level appears on the output of block 4.

Сравнение функций K_yy(τ _i) и К_хх(τ _i) в примере, проиллюстрированном схемой по фиг.3, происходит путем вычисления среднего отклоненияA comparison of the functions K _yy (τ _i ) and K _xx (τ _i ) in the example illustrated by the circuit of FIG. 3 occurs by calculating the average deviation

где N - число вычисляемых ординат;where N is the number of calculated ordinates;

τ _i - дискретно вводимая задержка.τ _i - discrete input delay.

При максимально возможном сходстве процессов x(t) и y(t) когда x(t)=ky(t) (k - постоянный коэффициент), величина М[Δ К_ху] будет равна нулю. С увеличением степени отличия входного x(t) и выходного y(t) сигналов будет расти и среднее значение разности М[Δ К_ху] их автокорреляционных функций. Таким образом при функционировании блока 4 сравнения согласно алгоритму (1) количественным показателем уровня шумовой интермодуляции следует считать величину M[Δ K_xy].With the maximum possible similarity of the processes x (t) and y (t) when x (t) = ky (t) (k is a constant coefficient), the value of M [Δ K _xy ] will be zero. With increasing degree of difference between the input x (t) and output y (t) signals, the average difference M [Δ K _xy ] of their autocorrelation functions will also increase. Thus, during the operation of the comparison unit 4 according to algorithm (1), the quantity M [Δ K _xy ] should be considered a quantitative indicator of the level of noise intermodulation.

В качестве коррелятора 3 может быть использовано устройство параллельного типа (но не обязательно) (фиг.2), содержащее N каналов обработки (по числу вычисляемых ординат). Принцип действия подобных устройств общеизвестен и состоит в формировании N задержанных на время τ _i=(i-1)Δ τ сигналов (Δ τ - дискрет задержки), затем перемножении сигнала y(t_j) на сигнал y(t_j-τ _i) и вычислении N сумм видаAs a correlator 3, a parallel type device (but not necessarily) can be used (Fig. 2) containing N processing channels (according to the number of ordinates calculated). The principle of operation of such devices is well known and consists in the formation of N signals delayed for a time τ _i = (i-1) Δ τ (Δ τ is the delay discrete), then multiplying the signal y (t _j ) by the signal y (t _j -τ _i ) and computing N sums of the form

где t_j=t₀+jΔ t (j=1,2,... М);where t _j = t ₀ + jΔ t (j = 1,2, ... M);

t₀ - начальный момент времени;t ₀ is the initial moment of time;

Δ t - период дискретизации сигнала y(t) в АЦП 7;Δ t is the sampling period of the signal y (t) in the ADC 7;

М - количество отсчетов в выборке за время Т.M - the number of samples in the sample for time T.

Для получения ординат нормированной автокорреляционной функции сумму S_i следует разделить на аналогичную величину при нулевой задержке (τ ₁=0), то есть вычислить отношениеTo obtain the ordinates of the normalized autocorrelation function, the sum S _i should be divided by a similar value at zero delay (τ ₁ = 0), i.e., calculate the ratio

для различных значений τ _i (для функции К_хх(τ _i) необходимо выполнить те же операции с заменой y(t) на x(t)). Суммы вида (2), которые используются в (3), формируются на выходах накапливающих сумматоров 10-1-10-N. Для коммутации каждого значения S_i на вход блока 12 нормирования служит мультиплексор 11, управляемый по единой адресной шине блоком 5. В процессе перебора адресов на выходе блока 12 последовательно появляются значения K_yy(τ _i) для всех i. Поскольку в блоке 12 нормирование результатов происходит за счет деления сумм S_i без их предварительного усреднения, то блок 12 может быть упрощен до уровня блока деления.for different values of τ _i (for the function K _xx (τ _i ) it is necessary to perform the same operations with replacing y (t) with x (t)). Amounts of the form (2), which are used in (3), are formed at the outputs of accumulating adders 10-1-10-N. For switching each value of S _i to the input of the normalization block 12, a multiplexer 11 is used, controlled by a single address bus by block 5. In the process of enumerating the addresses, the values of K _yy (τ _i ) for all i appear sequentially at the output of block 12. Since in block 12 the normalization of the results occurs by dividing the sums of S _i without their preliminary averaging, block 12 can be simplified to the level of the division block.

Назначение блока 4 сравнения (фиг.3) - это вычисление выражения (1), для чего необходимо выполнить две основные операции: получить модуль разности для различных τ _iи усреднить полученные значения. Вычисление модуля разности |K_yyτ_i)-K_xx(τ _i)| происходит в блоке 14 вычитания. Операнды К_хх(τ _i) как значения эталонной функции хранятся в ПЗУ 13 и извлекаются при последовательном переборе адресов на единой адресной шине А. Блок 15 усреднения может состоять из накапливающего сумматора и устройства деления на постоянную величину N, вход накапливающего сумматора при этом является входом блока усреднения, выходом которого служит выход устройства деления, вход которого соединен с выходом накапливающего сумматора.The purpose of the comparison unit 4 (Fig. 3) is to calculate expression (1), for which it is necessary to perform two basic operations: obtain the difference modulus for different τ _i and average the obtained values. The calculation of the difference modulus | K _yy τ _i ) -K _xx (τ _i ) | occurs in block 14 subtraction. The operands K _xx (τ _i ) as values of the reference function are stored in ROM 13 and are extracted by sequentially sorting addresses on a single address bus A. Block averaging 15 may consist of an accumulating adder and a dividing device by a constant value N, the input of the accumulating adder being the input averaging unit, the output of which is the output of the division device, the input of which is connected to the output of the accumulating adder.

Для управления работой вышеописанных узлов служит выделенный блок 5 управления (фиг.4), принцип действия которого состоит в следующем.To control the operation of the above nodes is a dedicated control unit 5 (figure 4), the principle of which is as follows.

В исходном состоянии вся последовательная логика блока управления обнулена. Для запуска блока 5 на вход СО подают короткий импульс, в ответ на что счетчик 16 команд устанавливает на своих разрядных выходах код, соответствующий десятичной единице (на младшем разряде логическая единица, на остальных все нули). После указанного на выходе DO1 дешифратора 19 появляется логическая единица (на остальных выходах DO - нули), разрешающая прохождение тактовых импульсов с выхода генератора 23 на тактовый выход CLK блока 5. Время наблюдения Т, в течение которого на выходе CLK действуют тактовые импульсы, отсчитывается счетчиком 17, коэффициент пересчета которого выбирается таким образом, чтобы на выходе Р переноса появился импульс после отсчета М тактовых импульсов (см. формулу (2)). По импульсу переноса счетчик 17 обнуляется, счетчик 16 инкрементирует свое содержимое, на выходах дешифратора 19 устанавливается распределение DO1=0, DO2=1, DO3=0, кроме того, прекращается поступление тактовых импульсов на выход CLK. При DO2=1 запускается адресный счетчик 18, который после перебора заданного объема адресов на шине А (количество адресов должно быть не меньше количества каналов N коррелятора 3) обнуляется, и далее импульс переноса воздействует на вход счетчика 16, в результате чего на выходах дешифратора 19 имеем DO1=0, DO2=0 и DO3=1. С положительным перепадом напряжения на выходе DO3 дешифратора 19 формируется импульс обнуления (выход RST), который вырабатывается одновибратором 24, срабатывающим только по положительным фронтам. Импульс обнуления подается в коррелятор 3 для обнуления накапливающих сумматоров 10, и это следует считать окончанием цикла измерений. Для начала следующего цикла следует обнулить счетчик 16 команд, который может обнуляться и автоматически, если выход RST (от одновибратора) соединить с обнуляющим входом указанного счетчика 16. Отметим также, что перед началом следующего цикла измерений следует обнулить и последовательную логику, выходящую в состав блока 15 усреднения.In the initial state, all the serial logic of the control unit is reset. To start block 5, a short impulse is applied to the input of the CO, in response to which the counter 16 commands sets the code corresponding to the decimal unit on its bit outputs (at the low-order digit, it is a logical unit, all the zeros are on the rest). After the decoder 19 indicated at the output DO1, a logical unit appears (zeros on the other DO outputs), allowing the passage of clock pulses from the output of the generator 23 to the clock output CLK of block 5. The observation time T, during which the clock pulses act on the output CLK, is counted by the counter 17, the conversion factor of which is selected so that a pulse appears at the transfer output P after counting M clock pulses (see formula (2)). According to the transfer pulse, the counter 17 is reset, the counter 16 increments its contents, the distributions DO1 = 0, DO2 = 1, DO3 = 0 are established at the outputs of the decoder 19, in addition, the clock pulses to the CLK output are stopped. When DO2 = 1, the address counter 18 is started, which, after iterating over the specified amount of addresses on the bus A (the number of addresses must be at least the number of channels N of the correlator 3), is reset, and then the transfer pulse acts on the input of the counter 16, as a result of which the outputs of the decoder 19 we have DO1 = 0, DO2 = 0 and DO3 = 1. With a positive voltage drop at the output DO3 of the decoder 19, a zeroing pulse (output RST) is generated, which is generated by a single-shot 24, which only works on positive edges. The zeroing pulse is supplied to the correlator 3 to zero the accumulating adders 10, and this should be considered the end of the measurement cycle. To start the next cycle, the counter of 16 commands should be reset, which can also be reset automatically if the RST output (from the one-shot) is connected to the zeroing input of the specified counter 16. We also note that before starting the next measurement cycle, the serial logic included in the block must also be reset 15 averaging.

Сравнение оценок автокорреляционных функций К_уу(τ _i) и K_xx(τ _i) можно производить, не только вычисляя среднее отклонение (1), но и другими способами, например, путем нахождения отношения K_yy(τ _i)/K_xx(τ _i) и др. В каждом из случаев используется соответствующая выбранному алгоритму структура блока 4 сравнения. Неизменным для всех случаев остается лишь то, что для оценки уровня шумовой интермодуляции необходимо выяснить, как сильно отличаются автокорреляционные функции сигналов до и после нелинейного преобразования. Причем, как это видно из вышеописанного, при сравнении автокорреляционных функций, в отличие от прототипа, учитывается весь спектр частот, появившихся в результате интермодуляции составляющих входного шумового сигнала, что и позволяет повысить как информативность оценки, так и точность выявления объема вносимых искажений. Заметим, что под шумовым сигналом в данном случае подразумевается случайный сигнал с равномерным сплошным спектром по крайней мере в полосе частот пропускания фильтра 2 (или близкий к нему по спектральным свойствам процесс, например псевдослучайный).Comparison of the estimates of the autocorrelation functions K _yy (τ _i ) and K _xx (τ _i ) can be performed not only by calculating the average deviation (1), but also by other methods, for example, by finding the ratio K _yy (τ _i ) / K _xx (τ _i ) and others. In each of the cases, the structure of the comparison block 4 corresponding to the selected algorithm is used. The only thing that remains unchanged for all cases is that to estimate the level of noise intermodulation it is necessary to find out how much the autocorrelation functions of the signals differ before and after the nonlinear conversion. Moreover, as can be seen from the above, when comparing autocorrelation functions, in contrast to the prototype, the whole spectrum of frequencies taken into account as a result of intermodulation of the components of the input noise signal is taken into account, which makes it possible to increase both the information content of the estimate and the accuracy of detecting the amount of introduced distortions. Note that a noise signal in this case means a random signal with a uniform continuous spectrum, at least in the passband of filter 2 (or a process close to it in spectral properties, for example, a pseudorandom one).

Claims

1. The noise level intermodulation level meter, containing a random signal generator and a bandpass filter, the input of which is connected to the output of the random signal generator, the output of the bandpass filter is a test output of the meter, characterized in that a correlator, a comparison unit and a control unit, the input of which is the start input of the meter, the test input of which is the information input of the correlator, the output of which is connected to the information input of the comparison unit, the output of which is the information output the meter house, the address input of the correlator and the address input of the comparison unit are combined into a single address bus and connected to the address output of the control unit, the clock and zeroing outputs of which are connected to the corresponding inputs of the correlator.

2. The meter according to claim 1, characterized in that the comparison unit is made in the form of a device that calculates the average value of the difference module of the compared values.

3. The meter according to claim 1, characterized in that the comparison unit is made in the form of a device that calculates the rms value of the difference of the compared values.

4. The meter according to claim 1, characterized in that the comparison unit is made in the form of a device that calculates the average ratio of the compared values.