RU2209504C2 - High-dynamic-range variable-gain amplifier - Google Patents

High-dynamic-range variable-gain amplifier Download PDF

Info

Publication number
RU2209504C2
RU2209504C2 RU99118581/09A RU99118581A RU2209504C2 RU 2209504 C2 RU2209504 C2 RU 2209504C2 RU 99118581/09 A RU99118581/09 A RU 99118581/09A RU 99118581 A RU99118581 A RU 99118581A RU 2209504 C2 RU2209504 C2 RU 2209504C2
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
amplifier
current
input stage
input
signal
Prior art date
Application number
RU99118581/09A
Other languages
Russian (ru)
Other versions
RU99118581A (en
Inventor
Сахота С. ГУРКАНВАЛ
Original Assignee
Квэлкомм Инкорпорейтед
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US08/789,108 external-priority patent/US5880631A/en
Application filed by Квэлкомм Инкорпорейтед filed Critical Квэлкомм Инкорпорейтед
Publication of RU99118581A publication Critical patent/RU99118581A/en
Application granted granted Critical
Publication of RU2209504C2 publication Critical patent/RU2209504C2/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0017—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier
    • H03G1/0023—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal the device being at least one of the amplifying solid state elements of the amplifier in emitter-coupled or cascode amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices

Abstract

FIELD: low-power and multistage amplifiers for communication and other devices. SUBSTANCE: variable- gain amplifier 100 has input stage 120 and one or more current amplifier stages 160A and 160B series-connected past stage 120 so that gain of each stage 120 can be independently varied. Input stage 120 can be formed by variable-transconductance amplifier using adjustable negative emitter feedback. Current amplifier (stages 160A, 160B) can be formed by Darlington differential amplifier connected to differential stage amplifier. Variable-gain amplifier affords exponential growth of voltage gain as function of linear increments of regulating voltage being applied thereby ensuring approximately linear growth of power in decibels proportional to linear increments of regulating voltage applied. EFFECT: enhanced dynamic range and operating efficiency of variable-gain amplifier. 18 cl, 9 dwg

Description

Изобретение относится к усилителям с переменным усилением (УПУ) и, в частности, к УПУ, используемым в устройствах связи. The invention relates to amplifiers with variable gain (UPA) and, in particular, to the UPA used in communication devices.

При беспроводной связи приемник может принимать сигнал, который испытывает скоротечные изменения мощности в широких пределах. В приемниках, например, используемых в мобильной станции широкополосной цифровой системы множественного доступа с кодовым разделением (МДКР), необходимо регулировать мощность демодулированного сигнала для надлежащей обработки сигнала. Кроме того, в передатчиках, например, используемых в мобильной станции МДКР, необходимо регулировать передаваемую мощность во избежание создания избыточной помехи для других мобильных станций. Те же соображения, касающиеся регулировки мощности, применимы к приемникам и передатчикам узкополосной аналоговой системы беспроводной связи с частотной модуляцией (ЧМ). In wireless communications, the receiver can receive a signal that experiences transient power changes over a wide range. In receivers, for example, used in a mobile station of a Code Division Multiple Access (CDMA) wideband digital system, it is necessary to adjust the power of the demodulated signal for proper signal processing. In addition, in transmitters, for example, used in a CDMA mobile station, it is necessary to adjust the transmitted power in order to avoid creating excessive interference for other mobile stations. The same considerations regarding power control apply to receivers and transmitters of a narrow-band analog frequency-modulated (FM) wireless communication system.

Существуют устройства двухрежимной системы связи МДКР/ЧМ, которым требуется обеспечение регулировки мощности передаваемых и принимаемых сигналов, модулированных как в цифровом режиме МДКР, так и в аналоговом режиме ЧМ. В этих двухрежимных мобильных станциях процесс регулировки осложняется различием динамических диапазонов и промышленных регулирующих стандартов, касающихся сигналов МДКР и ЧМ. Иными словами, амплитуда принимаемых сигналов МДКР может изменяться в диапазоне приблизительно 80 дБ, тогда как амплитуда принимаемых сигналов ЧМ может изменяться в диапазоне до 100 дБ. Обеспечение раздельной схемотехники автоматической регулировки усиления (АРУ) как для сигналов МДКР, так и для сигналов ЧМ увеличивает сложность и дороговизну таких двухрежимных мобильных станций. Соответственно желательно предоставить схемотехнику АРУ, способную работать с сигналами как МДКР, так и ЧМ. There are devices of a dual-mode mdcr / FM communication system that require adjusting the power of the transmitted and received signals modulated both in the digital mdcr mode and in the analog FM mode. In these dual-mode mobile stations, the adjustment process is complicated by the difference in dynamic ranges and industry regulatory standards for CDMA and FM signals. In other words, the amplitude of the received CDMA signals can vary in the range of about 80 dB, while the amplitude of the received FM signals can vary in the range of up to 100 dB. Providing separate automatic gain control circuitry (AGC) for both CDMA and FM signals increases the complexity and cost of such dual-mode mobile stations. Accordingly, it is desirable to provide AGC circuitry capable of handling both CDMA and FM signals.

Фиг.1А и 1Б иллюстрируют работу УПУ, осуществляющего функции АРУ. Фиг.1А и 1Б являются блок-схемами сотового телефона 900, работающего в двух режимах МДКР/ЧМ, разработанного, например, в соответствии со стандартом промышленности средств связи "Стандарт совместимости мобильной станции и базовой станции для двухрежимной широкополосной сотовой системы с расширенным спектром" АПС/АЭП/ВС-95 (ассоциация промышленности средств связи/ассоциация электронной промышленности/внутренний стандарт - 95), в дальнейшем именуемым просто ВС-95. УПУ используется в качестве усилителя АРУ, соответственно приемного и передающего трактов сотового телефона 900. Высокочастотный тракт приемного узла сотового телефона 900 заключает в себе антенну 906, антенный переключатель 908, схему 910 малошумящего усилителя МШУ и смесителя и фильтр 930. По мере того, как сотовый телефон 900 перемещается по зоне покрытия системы МДКР, уровень сигнала на антенне 906 изменяется, примерно, от -110 до -30 дБ. Заметим, что каждый из этих элементов высокочастотного тракта, в общем случае, обеспечивает один и тот же коэффициент усиления, вне зависимости от того, какой уровень сигнала подается на него, в пределах рабочего диапазона, так что динамический диапазон сигнала, подаваемого на приемный усилитель АРУ 902, является таким же, как динамический диапазон сигнала на антенне 906, приблизительно 80 дБ. Аналогично, когда сотовый телефон 900 перемещается по зоне покрытия системы ЧМ, уровень сигнала на антенне изменяется приблизительно на 100 дБ. Figa and 1B illustrate the operation of the UPA, performing the functions of AGC. Figa and 1B are block diagrams of a cell phone 900 operating in two modes mdcr / FM, developed, for example, in accordance with the industry standard of communications "Standard for compatibility of a mobile station and a base station for a dual-mode broadband cellular system with a wide spectrum" APS / AEP / BC-95 (communications industry association / electronic industry association / internal standard - 95), hereinafter referred to simply as BC-95. The UPA is used as an AGC amplifier, respectively, of the receiving and transmitting paths of the cell phone 900. The high-frequency path of the receiving node of the cell phone 900 includes an antenna 906, an antenna switch 908, a low-noise amplifier LNA and mixer circuit 910, and a filter 930. As the cell the telephone 900 moves along the coverage area of the CDMA system, the signal level at the antenna 906 changes from about -110 to -30 dB. Note that each of these elements of the high-frequency path, in the General case, provides the same gain, regardless of what level of the signal is fed to it, within the operating range, so that the dynamic range of the signal supplied to the receiving AGC amplifier 902 is the same as the dynamic range of the signal at antenna 906, approximately 80 dB. Similarly, when the cell phone 900 moves around the coverage area of the FM system, the signal level at the antenna changes by approximately 100 dB.

Выходной сигнал приемного усилителя АРУ 902 подается на специализированную интегральную схему аналогового модулирующего сигнала (СИСАМС) 912, которая преобразует аналоговый сигнал в цифровой сигнал. Процесс преобразования аналогового сигнала в цифровой происходит наилучшим образом, если уровень сигнала, который подается на аналого-цифровой преобразователь, остается постоянным. Приемный усилитель АРУ 902 осуществляет функцию компенсации колебаний мощности входного сигнала, так что мощность выходного [сигнала] приемного усилителя АРУ 902, а стало быть и входного сигнала аналого-цифрового преобразователя остается постоянной. The output signal of the receiving amplifier AGC 902 is fed to a specialized analog modulating signal integrated circuit (SISAMS) 912, which converts the analog signal into a digital signal. The process of converting an analog signal to digital is best done if the level of the signal that is fed to the analog-to-digital converter remains constant. The receiving amplifier AGC 902 performs the function of compensating for fluctuations in the power of the input signal, so that the power of the output [signal] of the receiving amplifier AGC 902, and therefore the input signal of the analog-to-digital converter, remains constant.

СИС 914 модема мобильной стации обеспечивает демодуляцию как сигнала МДКР, так и сигнала ЧМ равно, как и различные функции цифровой и мощностной регулировки, связанные с действием МДКР. Такие функции широко известны в технике и не являются решающими для настоящего изобретения, поэтому они не подлежат дальнейшему описанию. Пользовательские интерфейсы 916 обеспечивают взаимодействие с оператором-человеком. Такие пользовательские интерфейсы 916 также широко известны в технике и не являются решающими для настоящего изобретения, поэтому они не подлежат дальнейшему описанию. The SIS 914 of the mobile station modem provides demodulation of both the CDMA signal and the FM signal, as well as various digital and power adjustment functions associated with the action of CDMA. Such functions are widely known in the art and are not critical to the present invention, therefore, they cannot be further described. User interfaces 916 provide interaction with a human operator. Such user interfaces 916 are also well known in the art and are not critical to the present invention, therefore, they are not further described.

СИС 914 модема мобильной стации также выдает цифровое представление волнового сигнала МДКР, модулированного модулирующим сигналом, или модулированное аналоговое представление волнового сигнала ЧМ на СИСАМС 912. СИСАМС 912 преобразует представление модулирующих сигналов к виду аналогового сигнала промежуточной частоты (ПЧ) при постоянном уровне сигнала и подает его на передающий усилитель АРУ 904. Усилитель АРУ 904 передатчика обеспечивает регулировку мощности сигнала и подает его на повышающий преобразователь 918, схемотехнику 920 усилителя мощности и возбудителя, вентиль 922, антенный переключатель 908 и антенну 906. По мере того, как сотовый телефон 900 перемещается по зоне покрытия сотовой системы, уровень передаваемого сигнала на антенне 906 изменяется обратно принимаемой мощности, т.е. когда принимаемая мощность доходит до минимума, уровень передачи приближается к максимуму. Это изменение уровня передаваемой мощности осуществляется за счет усилителя АРУ 904. Заметим, что мощность входного сигнала усилителя АРУ 904 обычно является фиксированной и коэффициент усиления усилителя мощности 920 также может быть фиксированным. The SIS 914 of the mobile station modem also provides a digital representation of the CDMA wave signal modulated by the modulating signal, or a modulated analog representation of the FM wave signal to SISAMS 912. SISAMS 912 converts the representation of the modulating signals to the form of an analog intermediate frequency (IF) signal at a constant signal level and provides it to the transmitter amplifier AGC 904. The amplifier AGC 904 of the transmitter controls the signal power and feeds it to the boost converter 918, circuitry 920 of the amplifier m sensitivity, exciter, valve 922, antenna switch 908, and antenna 906. As the cell phone 900 moves around the coverage area of the cellular system, the level of the transmitted signal on the antenna 906 changes back to the received power, i.e. when the received power reaches a minimum, the transmission level approaches a maximum. This change in the level of transmitted power is carried out by the AGC amplifier 904. Note that the input power of the AGC amplifier 904 is usually fixed and the gain of the power amplifier 920 can also be fixed.

Более подробную информацию о контуре автоматической регулировки усиления в беспроводной системе связи и о регулировке мощности в целом можно найти в патенте США 5, 283, 536, озаглавленном "Схема с высоким динамическим диапазоном и автоматической регулировкой усиления посредством замкнутого контура" (HIGH DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), выданном 1 февраля 1994 г., в патенте США 5, 107. 225, озаглавленном "Схема с высоким динамическим диапазоном и автоматической регулировкой усиления посредством замкнутого контура" (HIGH DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), выданном 21 апреля 1992 г., в патенте США 5, 267, 262, озаглавленном "Система регулировки мощности передатчика" (TRANSMITTER POWER CONTROL SYSTEM), выданном 30 ноября 1993 г., в патенте США 5, 469, 115, озаглавленном "Способ и аппаратура для автоматической регулировки усиления в цифровом приемнике" (METHOD AND APPARATUS FOR AUTOMATIC GAIN CONTROL IN A DIGITAL RECEIVER, выданном 12 ноября 1995 г., и в патенте США 5, 283, 536, озаглавленном "Схема с высоким динамическим диапазоном и автоматической регулировкой усиления посредством замкнутого контура" (HIGN DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), выданном 26 октября 1993 г., каждый из которых передается передаваемому сим, и включается сюда посредством ссылки. For more information on the automatic gain control loop in a wireless communications system and power control in general, see US Pat. No. 5,283,536, entitled “High Dynamic Range Circuit with Automatic Closed Loop Gain Control” (HIGH DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), issued February 1, 1994, US Pat. No. 5, 107. 225, entitled “High Dynamic Range Circuit with Automatic Closed Loop Gain Control” (HIGH DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), in issued April 21, 1992, in US Patent 5, 267, 262, entitled "Transmitter Power Control System" (TRANSMITTER POWER CONTROL SYSTEM), issued November 30, 1993, in US Patent 5, 469, 115, entitled "Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver "(METHOD AND APPARATUS FOR AUTOMATIC GAIN CONTROL IN A DIGITAL RECEIVER, issued November 12, 1995, and in US patent 5, 283, 536, entitled" High dynamic range circuit with automatic gain control through closed loop "(HIGN DINAMIC RANGE CLOSED LOOP AUTOMATIC GAIN CONTROL CIRCUIT), issued October 26, 1993, each of which is transmitted to the transmitted sim, and is included here by reference.

Приемники и передатчики [системы] мобильной связи, подобные вышеописанным, разрабатываются с целью достижения высокого показателя сжатия, низкой подачей шумового сигнала и низким потреблением мощности. Приемники с высоким показателем сжатия и низкой подачей шумового сигнала имеют высокий динамический диапазон, т.е. могут детектировать сигналы в широком диапазоне уровней мощности. Передатчики с высоким показателем сжатия и низкой подачей шумового сигнала имеют высокий динамический диапазон, т.е. могут передаваться сигналы в широком диапазоне уровней мощности. Приемники и передатчики с низким потреблением мощности увеличивают срок службы батареи. Поэтому эти характеристики важны при разработке усилителя с переменным усилением для системы связи, в которой сигналы передаются и принимаются в широком диапазоне уровней мощности. Mobile communication receivers and transmitters [systems] like the above are designed to achieve high compression rates, low noise and low power consumption. Receivers with a high compression rate and low noise output have a high dynamic range, i.e. can detect signals in a wide range of power levels. Transmitters with a high compression rate and low noise output have a high dynamic range, i.e. Signals can be transmitted over a wide range of power levels. Low power receivers and transmitters extend battery life. Therefore, these characteristics are important when designing a variable gain amplifier for a communication system in which signals are transmitted and received over a wide range of power levels.

Приемник должен быть способен детектировать информацию, переносимую как сильным сигналом, поступающим от близкого и мощного передатчика, так и слабым сигналом, поступающим от отдаленного и маломощного передатчика. Пределы, в которых приемник способен детектировать сигналы от слабого к сильному, называется его динамическим диапазоном. Аналогично передатчик должен быть способен передавать маломощные сигналы на близкий приемник и высокомощные сигналы на отдаленный приемник. The receiver must be able to detect information carried by both a strong signal coming from a nearby and powerful transmitter, and a weak signal coming from a distant and low-power transmitter. The limits in which a receiver is capable of detecting signals from weak to strong are called its dynamic range. Similarly, a transmitter must be able to transmit low-power signals to a nearby receiver and high-power signals to a remote receiver.

Динамический диапазон приемника задается его минимальным детектируемым и максимальным детектируемым уровнями сигнала. Минимальный детектируемый уровень сигнала приемника определяется коэффициентом шума приемника. Аналогично минимальная передаваемая мощность устанавливается коэффициентом шума передатчика, если уровень сигнала падает до шумового порога или ниже. Коэффициент шума УПУ является отчасти функцией характеристик подачи шумового сигнала и коэффициента усиления УПУ. В общем случае, чем выше коэффициент усиления приемника, тем меньше его коэффициент шума, т.е. его способность детектировать очень слабый сигнал при наличии шума увеличивается. The dynamic range of the receiver is defined by its minimum detectable and maximum detectable signal levels. The minimum detectable signal level of the receiver is determined by the noise figure of the receiver. Similarly, the minimum transmitted power is set by the noise figure of the transmitter if the signal level drops to a noise threshold or lower. The VGA noise figure is partly a function of the noise signal and the VGA gain. In general, the higher the gain of the receiver, the lower its noise figure, i.e. its ability to detect a very weak signal in the presence of noise increases.

Максимальный детектируемый уровень сигнала для приемника может задаваться характеристикой интермодуляционных искажений (ИМИ) приемника. Когда через какое-либо устройство множественные сигналы проходят, то в силу нелинейности устройства между сигналами имеет место явление смешивания. Например, в том месте, где одновременно действуют системы МДКР и аналоговой ЧМ, результаты ИМ третьего порядка от аналоговой системы ЧМ обычно попадают в полосу пропускания МДКР. Эти результаты ИМ действуют как "глушители", которые вносят ИМИ, которые могут создавать помехи детектированию и демодуляции полезного сигнала на приемнике. Характеристика ИМИ УПУ является отчасти функцией его линейности и его коэффициента усиления. В общем случае, чем ниже коэффициент усиления приемника, тем лучше его характеристика ИМИ. Это противоречит описанным выше требованиям к улучшению коэффициента шума, таким образом разработка УПУ для приемника с высоким динамическим диапазоном включает в себя трудный компромисс между характеристикой ИМИ и коэффициентом шума. The maximum detectable signal level for the receiver can be set by the characteristic of the intermodulation distortion (IMD) of the receiver. When multiple signals pass through any device, due to the nonlinearity of the device, a mixing phenomenon occurs between the signals. For example, in the place where the CDMA and analog FM systems operate simultaneously, the results of third-order IM from the analog FM system usually fall into the CDMA bandwidth. These IM results act as “silencers” that introduce IMR, which can interfere with the detection and demodulation of the wanted signal at the receiver. The characteristic of IMI UPU is partly a function of its linearity and its gain. In the general case, the lower the gain of the receiver, the better its IMR characteristic. This contradicts the requirements for improving the noise figure described above, so the development of a VGA for a receiver with a high dynamic range involves a difficult compromise between the IMR characteristic and the noise figure.

Аналогичные соображения имеют место в отношении УПУ передатчика тем отличием, что в основном УПУ приемника предназначены для выдачи относительно постоянного уровня мощности выходного сигнала при изменяющемся диапазоне уровней мощности входного сигнала, тогда как УПУ передатчика предназначены для приема входных сигналов с относительно постоянными уровнями мощности и выдачи изменяющегося диапазона уровней мощности выходных сигналов. Similar considerations apply to the UPA transmitter, with the difference that basically the UPA receiver is designed to output a relatively constant power level of the output signal with a varying range of input signal power levels, while the UPA transmitter is designed to receive input signals with relatively constant power levels and output a varying range of output power levels.

Кроме того, мобильные приемники разрабатываются исходя из требований компактности, легкости и долговечности. Мобильные приемники получают питание от минимального количества элементов батареи с целью снижения их габаритов и веса, т.е. для повышения их портативности. Поскольку напряжение батареи пропорционально количеству элементов батареи, схемотехника АРУ, включающая в себя усилитель с переменным усилением (УПУ), должна работать при низких напряжениях питания. Желательно также увеличить срок службы батареи, дабы увеличить период между заменами или подзарядками батареи. Поэтому схемотехника АРУ, включая ее УПУ, должна потреблять малые постоянный ток и мощность. In addition, mobile receivers are designed based on the requirements of compactness, lightness and durability. Mobile receivers are powered by a minimum number of battery cells in order to reduce their size and weight, i.e. to increase their portability. Since the battery voltage is proportional to the number of battery cells, the AGC circuitry, including a variable gain amplifier (VGA), should work at low supply voltages. It is also advisable to increase the battery life in order to increase the period between replacing or recharging the battery. Therefore, the AGC circuitry, including its UPA, should consume low direct current and power.

Это требование низкого потребления мощности постоянного тока также предполагает компромисс разработки, аналогичный оговоренному выше. Усилителю с высоким коэффициентом усиления, который дает хороший коэффициент шума, требуется большая мощность постоянного тока. Однако усилителю с низким коэффициентом усиления, имеющему хорошую характеристику ИМИ, требуется меньшая мощность постоянного тока. Существующие разработки УПУ неэффективны, т.е. не способны в достаточной степени экономить мощность постоянного тока при низких уровнях усиления. This requirement for low DC power consumption also involves a design trade-off similar to the one discussed above. A high gain amplifier that provides good noise figure requires high DC power. However, a low gain amplifier having a good IMR characteristic requires less direct current power. Existing UPU developments are inefficient, i.e. not able to save enough DC power at low gain levels.

Итак, задачей изобретения является разработка УПУ с высоким динамическим диапазоном, хорошими коэффициентом шума и характеристикой ИМИ, а также с низким потреблением мощности постоянного тока. So, the objective of the invention is the development of the UPA with a high dynamic range, good noise figure and the characteristic of them, as well as with low power consumption of direct current.

В соответствии с настоящим изобретением предоставляется УПУ, имеющий высокий динамический диапазон, хорошие коэффициент шума и характеристику ИМИ, а также минимальное потребление мощности постоянного тока. УПУ могут использоваться в усилителях автоматической регулировки усиления (АРУ) для приемного и передающего трактов сотового телефона. УПУ дает усиление мощности путем преобразования входного сигнала напряжения в сигнал тока и усиления сигнала тока. Усиленный сигнал тока может преобразовываться в сигнал напряжения путем подключения на выходе УПУ соответствующего импеданса. In accordance with the present invention, there is provided an UPA having a high dynamic range, good noise figure and a characteristic of IMR, as well as minimum DC power consumption. The UPA can be used in amplifiers of automatic gain control (AGC) for the receiving and transmitting paths of a cell phone. The VGA provides power amplification by converting the input voltage signal into a current signal and amplifying the current signal. The amplified current signal can be converted into a voltage signal by connecting the corresponding impedance at the output of the UPA.

УПУ включает в себя, по крайней мере, два последовательно включенных каскада: входной каскад и усилитель тока. Входной каскад может дополнительно делиться на входной каскад МДКР и входной каскад ЧМ, притом, что выходы обоих входных каскадов подключаются ко входу усилителя тока по выбору в соответствии с сигналом переключения режима МДКР/ЧМ. Согласно одному варианту реализации, выходной каскад ЧМ является несимметричным усилителем, тогда как вход МДКР симметричен. Коэффициент усиления УПУ можно увеличивать путем последовательного добавления двух или более каскадов усилителя тока. Крутизна вольтамперной характеристики входных каскадов может регулироваться регулирующим сигналом. The UPA includes at least two series stages: an input stage and a current amplifier. The input stage can be further divided into an input CDMA stage and an FM input stage, despite the fact that the outputs of both input stages are connected to the input of a current amplifier according to a choice in accordance with the signal for switching the CDMA / FM mode. According to one embodiment, the FM output stage is an unbalanced amplifier, while the CDMA input is symmetrical. The gain of the UPA can be increased by sequentially adding two or more stages of the current amplifier. The steepness of the current-voltage characteristics of the input stages can be regulated by a control signal.

Маломощный УПУ с высоким динамическим диапазоном создается с использованием комбинации методик. Согласно первому варианту реализации, подходящему для двухрежимного приемного усилителя АРУ, например, усилителя 902, изображенного на фиг. 1, входной каскад МДКР образуется усилителем с переменной крутизной, на выходе которого включен аттенюатор с элементом Гильберта. Усилитель с переменной крутизной преобразует изменяющийся сигнал напряжения в выходной сигнал тока, притом, что крутизна регулируется полевым транзистором (ПТ), действующим как переменный резистор эмиттерной отрицательной обратной связи. Эмиттерная отрицательная обратная связь обеспечивает местную последовательную обратную связь переменной глубины, которая позволяет входному каскаду МДКР работать в широком динамическом диапазоне входных сигналов, в то же время обеспечивая хорошие коэффициент шума и характеристику ИМИ. При наличии входного сигнала и низкого уровня сопротивления канал полевого транзистора может изменяться с целью увеличения коэффициента усиления входного каскада, что улучшает коэффициент шума приемника и его способность детектировать слабые сигналы. С другой стороны, при наличии входного сигнала высокого уровня сопротивление канала полевого транзистора может изменяться с целью уменьшения коэффициента усиления входного каскада, что улучшает характеристику ИМИ приемника. Аттенюатор с элементом Гильберта обеспечивает дополнительное ослабление тока, чтобы любые последующие каскады усиления тока не перегружались до нелинейного диапазона при подаче большого входного сигнала. A low-power high-dynamic range accelerator is created using a combination of techniques. According to a first embodiment suitable for a dual-mode receive AGC amplifier, for example, the amplifier 902 of FIG. 1, the input stage of the CDMA is formed by an amplifier with variable slope, the output of which includes an attenuator with a Hilbert element. An amplifier with variable slope converts the changing voltage signal into a current output signal, despite the fact that the slope is regulated by a field effect transistor (PT), acting as a variable emitter negative feedback resistor. Emitter negative feedback provides local serial variable-depth feedback that allows the CDMA input stage to operate over a wide dynamic range of input signals, while providing good noise figure and IMR performance. In the presence of an input signal and a low level of resistance, the channel of the field-effect transistor can be changed in order to increase the gain of the input stage, which improves the noise figure of the receiver and its ability to detect weak signals. On the other hand, in the presence of a high-level input signal, the resistance of the field-effect transistor channel can be changed in order to reduce the gain of the input stage, which improves the characteristics of the IMR receiver. An attenuator with a Hilbert element provides additional current attenuation so that any subsequent stages of current amplification are not overloaded to the non-linear range when a large input signal is applied.

Согласно этому первому варианту реализации, входной каскад ЧМ является биполярным дифференциальным усилителем с отрицательной эмиттерной обратной связью, за которым следует аттенюатор с элементом Гильберта. Дифференциальная пара преобразует входное напряжение в ток и выдает его на аттенюатор с элементом Гильберта, который дополнительно ослабляет ток, поступающий на следующий каскад усилителя тока. В отличие от входного каскада МДКР в входном каскаде ЧМ используется каскад с фиксированной крутизной, а не с отрицательной обратной связью переменной глубины, поскольку отвечающие промышленному стандарту ВС-95 требования к линейности для сигналов ЧМ значительно мягче, чем для сигналов МДКР, что позволяет усилителю значительно быстрее входить в нелинейную область насыщения. According to this first embodiment, the FM input stage is a bipolar differential amplifier with negative emitter feedback, followed by an attenuator with a Hilbert element. A differential pair converts the input voltage to current and delivers it to an attenuator with a Hilbert element, which further weakens the current supplied to the next stage of the current amplifier. In contrast to the CDMA input stage, the FM input stage uses a stage with a fixed slope rather than negative feedback of variable depth, since the linearity requirements for FM signals meeting the industry standard BC-95 are significantly softer than for CDMA signals, which allows the amplifier to significantly enter the nonlinear saturation region faster.

Согласно второму варианту реализации, подходящему для передающего усилителя АРУ, например усилителя 904, изображенного на фиг.1, оба сигнала МДКР и ЧМ обрабатываются на входном каскаде с крутизной и фиксированным коэффициентом усиления, заключающим в себе дифференциальную пару с параллельно-последовательной обратной связью на входе, за которым следует повторитель и аттенюатор с элементом Гильберта. Последовательно-параллельная обратная связь на входе обеспечивает точный и линейный входной импеданс без использования сглаживающего согласователя. Выходной сигнал дифференциальной пары может представлять собой сигнал переменной полярности, подаваемый на повторитель через пару конденсаторов. Повторитель преобразует выходной сигнал напряжения дифференциальной пары в сигнал тока с использованием дифференциального усилителя с отрицательной эмиттерной обратной связью. Затем ток поступает на аттенюатор с элементом Гильберта, который дополнительно ослабляет ток, поступающий на следующий каскад усилителя тока. Входной каскад с переменным усилением не требуется, поскольку уровень входного сигнала, поступающего на передающий усилитель АРУ 904 в общем постоянен. According to a second embodiment suitable for an AGC transmitting amplifier, for example, the amplifier 904 shown in Fig. 1, both CDMA and FM signals are processed at the input stage with a slope and a fixed gain, comprising a differential pair with parallel-serial feedback at the input followed by a repeater and attenuator with a Hilbert element. Serial-parallel input feedback provides accurate and linear input impedance without the use of a smoothing matching. The output signal of the differential pair may be a signal of variable polarity supplied to the repeater through a pair of capacitors. The repeater converts the output voltage signal of the differential pair into a current signal using a differential amplifier with negative emitter feedback. Then, the current enters the attenuator with a Hilbert element, which further weakens the current supplied to the next stage of the current amplifier. A variable gain input stage is not required since the level of the input signal to the AGC 904 transmit amplifier is generally constant.

Согласно первому варианту реализации, подходящему для использования в качестве приемного усилителя АРУ 902, каждый из усилителей тока образуется двумя секциями: дифференциальным усилителем Дарлингтона и дифференциальным каскадным усилителем. Эти усилители тока являются транслинейными схемами, которые позволяют регулировать коэффициент усиления по току путем изменения отношения "концевых токов", которые создают смещение в транслинейном контуре. Коэффициент усиления по току каждого каскада усилителя тока может независимо регулироваться одним или более регулирующих сигналов. According to the first embodiment, suitable for use as an AGC receiving amplifier, each of the current amplifiers is formed by two sections: a Darlington differential amplifier and a cascade differential amplifier. These current amplifiers are translinear circuits that allow you to adjust the current gain by changing the ratio of the "terminal currents" that create an offset in the translinear circuit. The current gain of each stage of the current amplifier can be independently controlled by one or more control signals.

Согласно второму варианту реализации, подходящему для использования в качестве передающего усилителя АРУ 904, каждый из усилителей тока образуется двумя секциями: дифференциальным усилителем Дарлингтона и простой дифференциальной парой. Этот усилитель тока является гибридом усилителя тока с обратной связью и транслинейного контура. According to a second embodiment suitable for use as an AGC transmitting amplifier 904, each of the current amplifiers is formed by two sections: a Darlington differential amplifier and a simple differential pair. This current amplifier is a hybrid of a feedback amplifier and a translinear circuit.

Согласно каждому из вышеозначенных вариантов реализации, коэффициент усиления каскадов с переменным усилением регулируется посредством схемы регулировки усиления, которая изменяет коэффициент усиления усилителей тока в соответствии с подаваемым регулирующим напряжением АРУ (либо РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ ПЕРЕД., либо РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ ПРИЕМ., как изображено на фиг.1). Схема регулировки усиления включает в себя генератор экспоненциальной функции, который обеспечивает линейность (в дБ) УПУ в широком динамическом диапазоне. According to each of the aforementioned embodiments, the gain of the cascades with variable gain is controlled by a gain control circuit that changes the gain of the current amplifiers in accordance with the supplied AGC control voltage (either ADJUSTMENT OF THE GAIN TRANSMITTER, or ADJUSTMENT OF THE RECEIVER GAIN, as shown in FIG. 1). The gain control circuit includes an exponential function generator that provides linearity (in dB) of the VGA in a wide dynamic range.

Соответственно польза настоящего изобретения состоит в предоставлении УПУ, который имеет высокий динамический диапазон по отношению к обоим сигналам: МДКР и ЧМ. Мобильный приемник, где применяется такой УПУ, может детектировать сигналы в широких диапазонах мощности входного сигнала. Дополнительная польза состоит в том, что УПУ расходует минимальную мощность постоянного тока. Поэтому УПУ может использоваться в мобильном устройстве связи и выгодно экономить рабочий срок службы батарей. Еще одна дополнительная польза состоит в том, что коэффициент усиления УПУ может изменяться приблизительно линейно в дБ путем линейной корректировки регулирующих напряжений постоянной полярности. Accordingly, a benefit of the present invention is to provide a VGA that has a high dynamic range with respect to both signals: CDMA and FM. A mobile receiver using such a VGA can detect signals over a wide range of input signal powers. An added benefit is that the UPU consumes minimal DC power. Therefore, the UPA can be used in a mobile communication device and it is beneficial to save the working battery life. Another additional benefit is that the gain of the VGA can vary approximately linearly in dB by linearly adjusting the regulating voltages of constant polarity.

Признаки и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из подробного описания, приведенного в сочетании с фигурами, имеющими сквозную систему обозначений, в которых:
фиг.1А и 1Б изображают блок-схему устройства двухрежимной связи МДКР/ЧМ, которое может использоваться в настоящем изобретении;
фиг.2 изображают блок-схему трехкаскадного усилителя с переменным усилением, отвечающего настоящему изобретению;
фиг.3 изображает схему входного каскада МДКР, обозначенного на фиг.2;
фиг. 4 изображает схему регулировки смещения усилителя с крутизной, обозначенную на фиг.2;
фиг. 5 изображает схему генератора экспоненциальной функции, обозначенного на фиг.4;
фиг. 6 является частичной комбинацией элементов фиг.2 и 3, собранной для иллюстрации полезных свойств настоящего изобретения;
фиг.7 изображает схему усилителей тока, обозначенных на фиг.2;
фиг. 8 изображает схему генератора концевого тока, обозначенного на фиг. 7.The features and advantages of the present invention will become more apparent from the detailed description given in conjunction with the figures having an end-to-end notation system in which:
figa and 1B depict a block diagram of a device dual-mode communication mdcr / FM, which can be used in the present invention;
figure 2 depict a block diagram of a three-stage amplifier with variable gain, corresponding to the present invention;
figure 3 depicts a diagram of the input stage mdcr indicated in figure 2;
FIG. 4 depicts a bias adjustment circuit of an amplifier with a slope indicated in FIG. 2;
FIG. 5 is a diagram of an exponential function generator indicated in FIG. 4;
FIG. 6 is a partial combination of the elements of FIGS. 2 and 3 assembled to illustrate the beneficial properties of the present invention;
Fig.7 depicts a diagram of the current amplifiers indicated in Fig.2;
FIG. 8 is a diagram of the terminal current generator shown in FIG. 7.

Настоящее изобретение имеет своей задачей создание усилителя с переменным усилением (УПУ), выполненного в виде монолитной интегральной схемы. УПУ обеспечивает коэффициент усиления, пропорциональный регулирующему напряжению. УПУ обеспечивает экспоненциальный рост коэффициента усиления по напряжению как функцию линейных приращений подаваемого регулирующего напряжения, тем самым обеспечивая приблизительно линейный рост коэффициента усиления по мощности в децибелах (дБ), прямо пропорциональный линейным приращениям подаваемого регулирующего напряжения. УПУ может обеспечивать линейный коэффициент усиления по мощности в большом динамическом диапазоне, превышающем 80 дБ (или множитель от 1 до 100000000). УПУ обеспечивает линейное усиление мощности, допускающее процессные вариации, которые имеют место в ходе изготовления УПУ. The present invention has as its task the creation of an amplifier with variable gain (UPA), made in the form of a monolithic integrated circuit. The UPA provides a gain proportional to the control voltage. The UPA provides an exponential increase in voltage gain as a function of the linear increments of the applied control voltage, thereby providing an approximately linear increase in power gain in decibels (dB), which is directly proportional to the linear increments of the applied control voltage. The VGA can provide a linear power gain in a large dynamic range in excess of 80 dB (or a factor of 1 to 100,000,000). The UPA provides a linear power amplification that allows for process variations that occur during the manufacture of the UPU.

УПУ может применяться во многих приложениях, включая приемники и передатчики. Если УПУ действует как усилитель приемника, его входной сигнал обычно изменяется в широком динамическом диапазоне, тогда как выходной сигнал УПУ является относительно постоянным. При низком уровне входного сигнала УПУ, функционирующего как усилитель приемника, коэффициент усиления УПУ должен быть сравнительно большим. При высоком уровне входного сигнала УПУ, функционирующего как усилитель приемника, коэффициент усиления УПУ должен быть сравнительно малым. Таким образом, УПУ, функционирующий как усилитель приемника, должен иметь хорошую шумовую характеристику, когда он обеспечивает сравнительно высокий коэффициент усиления, и хорошую интермодуляционную характеристику при обеспечении сравнительного низкого коэффициента усиления. The UPA can be used in many applications, including receivers and transmitters. If the VGA acts as a receiver amplifier, its input usually varies over a wide dynamic range, while the VGA output is relatively constant. With a low input level of the UPA, which functions as a receiver amplifier, the gain of the UPA should be relatively large. With a high input level of the UPA, which functions as a receiver amplifier, the gain of the UPA should be relatively small. Thus, a VGA, functioning as a receiver amplifier, should have a good noise response when it provides a relatively high gain, and a good intermodulation response while providing a relatively low gain.

Если УПУ функционирует как усилитель передатчика, то его входной сигнал обычно постоянный, тогда как выходной сигнал УПУ изменяется в широком динамическом диапазоне. Когда требуется высокий уровень выходного сигнала УПУ, коэффициент усиления УПУ должен быть сравнительно большим, и интермодуляционная характеристика должна поддерживать результирующие высокие уровни сигнала. Когда требуется малый уровень выходного сигнала УПУ, функционирующего как усилитель передатчика, коэффициент усиления УПУ должен быть сравнительно малым, и шумовая характеристика УПУ может иметь большое значение. If the VGA functions as a transmitter amplifier, then its input signal is usually constant, while the VGA output signal varies over a wide dynamic range. When a high level VGA output signal is required, the VGA gain should be relatively large, and the intermodulation characteristic should support the resulting high signal levels. When a low level of the output signal of the UPA, which functions as a transmitter amplifier, is required, the gain of the UPA should be relatively small, and the noise characteristic of the UPA can be of great importance.

Фиг.2 является блок-схемой одного варианта реализации усилителя с переменным усилением (УПУ) 100, который корректирует уровень мощности входного сигнала в широком динамическом диапазоне. Вариант реализации, представленный на фиг.2, пригоден для использования в качестве приемного усилителя АРУ 902, изображенного на фиг.1. УПУ 100 заключает в себе три каскада: входной каскад 120 и два последовательно включенных после него каскада усилителей тока 160А и 160Б. Для увеличения динамического диапазона УПУ 100 после входного каскада 120 последовательно добавляется более одного каскада 160 усилителя тока. Согласно первому варианту реализации, входной каскад 120 заключает в себе раздельные входной каскад ЧМ 121 и входной каскад МДКР 122 с соответствующими входными портами 171 и 170. Входной каскад ЧМ 121 и входной каскад МДКР 122 попеременно подключаются к усилителю тока 160А через ключи 123, которыми управляет сигнал выбора режима МДКР/ЧМ. Когда устройство связи находится в режиме МДКР, ключи 123 подключают к усилителю тока 160А входной каскад МДКР 122 и отключают входной каскад ЧМ 121. Наоборот, когда устройство связи находится в режиме ЧМ, ключи 123 подключают к усилителю тока 160А входной каскад ЧМ 121 и отключают входной каскад МДКР 122. FIG. 2 is a block diagram of one embodiment of a variable gain amplifier (VGA) 100 that corrects an input signal power level over a wide dynamic range. The implementation option presented in figure 2, is suitable for use as a receiving amplifier AGC 902, shown in figure 1. The UPA 100 comprises three stages: an input stage 120 and two cascades of current amplifiers 160A and 160B connected in series after it. To increase the dynamic range of the UPA 100, after the input stage 120, more than one current amplifier stage 160 is sequentially added. According to the first embodiment, the input stage 120 includes a separate input stage of the FM 121 and the input stage of the CDMA 122 with the corresponding input ports 171 and 170. The input stage of the FM 121 and the input stage of the CDMA 122 are alternately connected to the current amplifier 160A through the keys 123, which controls CDMA / FM mode selection signal. When the communication device is in CDMA mode, the keys 123 connect the input stage of CDMA 122 to the current amplifier 160A and turn off the input stage of FM 121. Conversely, when the communication device is in FM mode, the keys 123 connect the input stage of FM 121 to current amplifier 160A and turn off the input CDMA cascade 122.

На фиг.2 также изображены порты смещения 110, 130, 150А и 150Б для регулирующих напряжений, подлежащих подаче на УПУ 100. Коэффициент усиления каждого каскада регулируется регулирующими напряжениями, которые, например, могут генерироваться детектирующей схемотехникой приемника, которая определяет интенсивность сигнала. Каждый каскад образуется разнообразными компонентами, в том числе активными устройствами, например транзисторами. Figure 2 also shows the bias ports 110, 130, 150A and 150B for the regulating voltages to be supplied to the UPA 100. The gain of each stage is regulated by regulating voltages, which, for example, can be generated by the detector detection circuitry, which determines the signal intensity. Each cascade is formed by a variety of components, including active devices, such as transistors.

Входной сигнал УПУ, подаваемый на входные порты 170 входного каскада МДКР 122, является симметричным, т.е. разделенным по двумя трактам сигнала, каждый из которых несет сигнал, сдвинутый по фазе относительно другого на сто восемьдесят градусов. Входной сигнал УПУ поступает через входной порт 170 УПУ. Однако входной сигнал УПУ, подаваемый на входные порты 171 входного каскада ЧМ 121, является несимметричным. Выход входного каскада 120 и вход усилителя тока 160А соединяются через порт 190. The input signal of the UPA supplied to the input ports 170 of the input stage mdcr 122 is symmetrical, i.e. separated by two signal paths, each of which carries a signal that is shifted in phase relative to the other by one hundred eighty degrees. The input signal of the UPA comes through the input port 170 of the UPA. However, the input signal of the UPA supplied to the input ports 171 of the input stage of the FM 121, is unbalanced. The output of the input stage 120 and the input of the current amplifier 160A are connected through port 190.

Поскольку он работает при низком напряжении питания, например 3,6 В, входной каскад 120 преобразует входной сигнал напряжения в сигнал тока, чтобы не позволять активным устройствам УПУ работать в их нелинейной области, вызывая искажение входного сигнала. Низкое напряжение питания УПУ 100 также снижает потребление мощности УПУ 100. Since it operates at a low supply voltage, for example 3.6 V, the input stage 120 converts the input voltage signal into a current signal in order to prevent active UPA devices from working in their nonlinear region, causing distortion of the input signal. The low voltage of the UPU 100 also reduces the power consumption of the UPU 100.

Фиг. 3 иллюстрирует один вариант реализации входного каскада МДКР 122. Симметричный сигнал подается на входной порт 170 УПУ. Входной каскад МДКР 122 заключает в себе усилитель с переменной крутизной 227, присоединенный к аттенюатору 226 с элементом Гильберта, и выполняет четыре функции. Во-первых, усилитель с переменной крутизной 227 преобразует входной сигнал напряжения в сигнал тока. Во-вторых, комбинация усилителя с переменной крутизной 227 и аттенюатора 226 с элементом Гильберта допускает переменное усиление сигнала, которое может изменяться экспоненциально (линейно в дБ) путем линейной корректировки регулирующих напряжений на порту смещения 110. В-третьих, увеличение глубины отрицательной эмиттерной обратной связи в усилителе с переменной крутизной 227 снижает ИМИ УПУ 100 при большой амплитуде напряжения входного сигнала, когда ИМИ наиболее заметны. По мере увеличения глубины отрицательной эмиттерной обратной связи в усилителе с переменной крутизной 227 крутизна, а значит, и ИМИ входного каскада 120 уменьшается. Наконец уменьшение глубины отрицательной эмиттерной обратной связи в усилителе с переменной крутизной 227 улучшает коэффициент шума УПУ 100 при малой амплитуде напряжения входного сигнала, когда шумовая характеристика наиболее значима. По мере уменьшения глубины отрицательной эмиттерной обратной связи в усилителе с переменной крутизной 227, крутизна входного каскада 120 увеличивается, что улучшает коэффициент шума приемника. FIG. 3 illustrates one embodiment of a CDMA input stage 122. A balanced signal is supplied to the input port 170 of the UPA. The input stage of the CDMA 122 comprises an amplifier with a variable slope 227 connected to an attenuator 226 with a Hilbert element, and performs four functions. Firstly, an amplifier with a variable slope 227 converts the input voltage signal into a current signal. Secondly, the combination of an amplifier with variable slope 227 and an attenuator 226 with a Hilbert element allows a variable signal gain, which can vary exponentially (linearly in dB) by linearly adjusting the regulating voltages at bias port 110. Thirdly, increasing the depth of negative emitter feedback in an amplifier with a variable slope 227 reduces the IMR UPU 100 with a large amplitude of the voltage of the input signal, when the IMR is most noticeable. As the depth of the negative emitter feedback in the amplifier with a variable slope 227 increases, the slope, and hence the IMD of the input stage 120, decreases. Finally, reducing the depth of negative emitter feedback in an amplifier with a variable slope 227 improves the noise figure of the UPA 100 at a small amplitude of the input signal voltage when the noise characteristic is most significant. As the negative emitter feedback depth decreases in an amplifier with a variable slope 227, the slope of the input stage 120 increases, which improves the noise figure of the receiver.

Усилитель с переменной крутизной 227 образован двумя биполярными транзисторами (БПТ) 235 и 236, двумя источниками тока 238, 239 и полевым транзистором (ПТ) 237. Источники тока 238, 239 последовательно подключены к эмиттерам БПТ 235 И 236. Вывод истока 228 и вывод стока 229 ПТ 237 соответственно подключаются к эмиттерам БПТ 235 и 236. Симметричный сигнал на входном порту 170 УПУ подается на базы БПТ 235 и 236. Симметричный выход тока усилителя с переменной крутизной 227 вытекает из коллекторов БПТ 235 и 236. An amplifier with a variable slope 227 is formed by two bipolar transistors (BPT) 235 and 236, two current sources 238, 239 and a field effect transistor (PT) 237. The current sources 238, 239 are connected in series to the emitters of the BPT 235 And 236. The output of the source 228 and the drain output 229 PT 237, respectively, are connected to the emitters of the BPT 235 and 236. The balanced signal at the input port 170 of the controller is supplied to the bases of the BPT 235 and 236. The symmetric current output of the amplifier with variable slope 227 flows from the collectors of the BPT 235 and 236.

Крутизна усилителя с переменной крутизной 237 может корректироваться путем изменения глубины отрицательной эмиттерной обратной связи БПТ 235 и 236. В результате может изменяться коэффициент усиления УПУ 100. Эмиттерная отрицательная обратная связь БПТ 235 и 236 создается изменением сопротивления канала ПТ 237. ПТ 237 задействуется как переменный резистор в своей омической области и обеспечивает отрицательную обратную связь переменной глубины для обоих БПТ 235 и 236. Напряжение смещения между истоком и стоком ПТ 237 должно поэтому быть меньше, чем напряжение излома ПТ 237. Сопротивление канала может изменяться путем корректировки смещения на переходе затвор - исток ПТ 237 посредством изменения напряжения, подаваемого на порт смещения 290. Крутизну усилителя с переменной крутизной 227 можно увеличивать, уменьшая сопротивление канала ПТ 237. Таким образом, настоящее изобретение, обеспечивая переменное сопротивление канала ПТ 237, позволяет удовлетворять обоим противоречащим друг другу соображениям разработки, касающимся коэффициента шума и характеристики ИМИ. Кроме того, улучшается экономичность потребления постоянного тока УПУ 100, поскольку входной каскад МДКР 122 потребляет лишь такой постоянный ток, который необходим для усиления низкоуровневых входных сигналов, одновременно снижая потребление постоянного тока последующих каскадов усиления тока за счет снижения своей крутизны при высоком уровне входных сигналов. The steepness of an amplifier with a variable slope of 237 can be corrected by changing the depth of the negative emitter feedback of the BPT 235 and 236. As a result, the gain of the UPU 100 can change. The emitter negative feedback of the BPT 235 and 236 is created by changing the resistance of the channel PT 237. The PT 237 is used as a variable resistor in its ohmic region and provides negative feedback of variable depth for both BPT 235 and 236. The bias voltage between the source and drain of the PT 237 should therefore be less than the kink of the PT 237. The channel resistance can be changed by adjusting the bias at the gate-source transition of the PT 237 by changing the voltage supplied to the bias port 290. The steepness of the amplifier with variable slope 227 can be increased by decreasing the resistance of the PT 237 channel. Thus, the present invention, providing variable resistance of the channel PT 237, it allows to satisfy both conflicting design considerations regarding noise figure and the characteristics of IMR. In addition, the economy of the direct current consumption of the UPU 100 is improved, since the input stage of the CDMA 122 consumes only the direct current that is necessary to amplify the low-level input signals, while reducing the direct current consumption of the subsequent current amplification stages by reducing its steepness at a high level of input signals.

Дифференциальные выходные сигналы тока усилителя с переменной крутизной 227 поступают на аттенюатор 226 с элементом Гильберта. Аттенюатор 226 с элементом Гильберта изменяет амплитуду тока сигнала, подаваемого на его входы. Аттенюатор 226 с элементом Гильберта заключает в себе первую пару БПТ 231 и 234 и вторую пару БПТ 232 и 233. Уровень ослабления аттенюатора 226 с элементом Гильберта задается регулирующим напряжением, подаваемым на порт смещения 110. Аттенюатор 226 с элементом Гильберта ослабляет выходной ток усилителя с переменной крутизной 227, когда регулирующее напряжение, подаваемое на порт смещения 110, создает смещение на первой паре БПТ 231 и 234, так что большая часть выходного тока усилителя с переменной крутизной течет через первую пару БПТ 231 и 234, а не через вторую пару БПТ 232 и 233. В результате, симметричные токи на порту 190 аттенюатора 226 с элементом Гильберта уменьшаются. Как усилитель с переменной крутизной 227, так и аттенюатор 226 с элементом Гильберта получают смещение от общего ввода питания 230. Differential current output signals of an amplifier with a variable slope 227 are supplied to an attenuator 226 with a Hilbert element. An attenuator 226 with a Hilbert element changes the amplitude of the current signal fed to its inputs. An attenuator 226 with a Hilbert element encloses a first pair of BPT 231 and 234 and a second pair of BPT 232 and 233. The attenuation of the attenuator 226 with a Hilbert element is determined by the control voltage supplied to the bias port 110. The attenuator 226 with a Hilbert element attenuates the output current of the variable amplifier slope 227, when the control voltage supplied to bias port 110 creates bias on the first pair of BPT 231 and 234, so that most of the output current of the amplifier with variable slope flows through the first pair of BPT 231 and 234, and not through the second a pair of BJTs 232 and 233. As a result, the currents symmetrical on port 190 of the attenuator 226 with the element Hilbert reduced. Both an amplifier with variable slope 227 and an attenuator 226 with a Hilbert element receive an offset from a common power input 230.

Преимущественный вариант реализации входного каскада ЧМ 121 аналогичен преимущественному варианту реализации входного каскада МДКР 122, за исключением того, что ПТ 237 заменяется фиксированным сопротивлением, согласно отмеченному ранее, фиксированное сопротивление входного каскада ЧМ 121 обеспечивает фиксированную крутизну, поскольку промышленные стандарты, например ВС-95, допускают сжатие входного сигнала (т.е. допускается переход УПУ в нелинейную область) при гораздо более низком уровне по сравнению с уровнем входного сигнала МДКР. Альтернативно входной каскад 120 может заключать в себе только один каскад с фиксированной крутизной, аналогичный тому, что имеет место во входном каскаде ЧМ 121. Этот видоизмененный вариант реализации особенно пригоден для использования в качестве передающего усилителя АРУ 904, изображенного на фиг.1. The preferred embodiment of the input stage of the FM 121 is similar to the preferred embodiment of the input stage of the CDMA 122, except that the PT 237 is replaced by a fixed resistance, as noted above, the fixed resistance of the input stage of the FM 121 provides a fixed slope, since industry standards, for example, VS-95, they allow compression of the input signal (i.e., the UPA can be transferred to the nonlinear region) at a much lower level compared to the level of the input CDMA signal. Alternatively, the input stage 120 may comprise only one stage with a fixed slope similar to that of the input stage of the FM 121. This modified embodiment is particularly suitable for use as the AGC transmitting amplifier 904 of FIG. 1.

Как было отмечено выше, один аспект разработки состоит в том, что крутизна усилителя с переменной крутизной 227 изменяется экспоненциально по мере того, как регулирующее напряжение, подаваемое на порт смещения 130 схемотехники 140 регулировки смещения усилителя с крутизной, корректируется линейно. Фиг 4 иллюстрирует один вариант реализации схемотехники 140 регулировки смещения усилителя с крутизной, которая обеспечивает этот результат. Схемотехника 140 регулировки смещения усилителя с крутизной включает в себя генератор экспоненциальной функции 360, первую и вторую схемы 353 и 354 операционного усилителя, фильтр низких частот 352 и источник тока 341. As noted above, one aspect of the development is that the slope of the variable slope amplifier 227 changes exponentially as the control voltage supplied to the bias port 130 of the bias amplifier circuitry 140 adjusts the bias of the slope. FIG. 4 illustrates one embodiment of an amplifier bias circuitry 140 with steepness that provides this result. Circuitry 140 for adjusting the bias of an amplifier with slope includes an exponential function generator 360, first and second operational amplifier circuits 353 and 354, a low pass filter 352, and a current source 341.

Генератор экспоненциальной функции 360 преобразует регулирующее напряжение, подаваемое на порт смещения 130, в два выходных тока, текущих от выхода 358 генератора экспоненциальной функции 360 к первой схеме 353 оперативного усилителя. Отношение амплитуд этих токов экспоненциально пропорционально регулирующему напряжению. Регулирующее напряжение согласно иллюстративному варианту реализации, представленному на фиг.1, является либо РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ ПРИЕМ., либо РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ ПЕРЕД., либо их масштабированной и температурно-компенсированной разновидностью. Генерирование этого регулирующего напряжения выходит за пределы объема настоящего изобретения и описано в другом месте, к примеру в патенте США 5, 469, 115, включенному сюда выше посредством ссылки. The exponential function generator 360 converts the control voltage supplied to the bias port 130 into two output currents flowing from the output 358 of the exponential function generator 360 to the first operational amplifier circuit 353. The ratio of the amplitudes of these currents is exponentially proportional to the control voltage. The control voltage according to the illustrative embodiment shown in FIG. 1 is either ADJUSTMENT AMPLIFICATION RECEIVING, OR ADJUSTMENT OF AMPLIFICATION BEFORE, or their scaled and temperature-compensated variety. The generation of this control voltage is outside the scope of the present invention and is described elsewhere, for example, in US Pat. No. 5,469,115, incorporated herein by reference.

Фиг. 5 иллюстрирует один вариант реализации генератора экспоненциальной функции 360. Генератор экспоненциальной функции 360 заключает в себе дифференциальный усилитель 465, имеющий выходы, которые возбуждают пару токовых зеркал 474 на ПТ. Дифференциальный усилитель 465 заключает в себе параллельную пару БТП 461 и 462, подключенную к источнику тока 472. Пара токовых зеркал 474 на ПТ заключает в себе четыре ПТ: 464, 466, 468 и 470. В силу экспоненциального вида вольтамперной характеристики БПТ 461 и 462 отношение их коллекторных токов пропорционально дифференциальному напряжению между базами БПТ 461 и 462, которое определяется регулирующим сигналом напряжения. Таким образом, линейное изменение дифференциального напряжения на порту смещения 130 переводится в экспоненциально-зависимый (линейный в дБ) ток на выходе 358. Токовые зеркала 474 просто берут экспоненциально-зависимый ток, генерируемый биполярной дифференциальной парой 461 и 462, и подают его для использования по всему усилителю. Генератор экспоненциальной функции 360 получает смещение от ввода питания 400. FIG. 5 illustrates one embodiment of an exponential function generator 360. An exponential function generator 360 incorporates a differential amplifier 465 having outputs that drive a pair of current mirrors 474 on a dc. Differential amplifier 465 comprises a parallel pair of BTFs 461 and 462 connected to a current source 472. A pair of current mirrors 474 on a PT incorporates four PTs: 464, 466, 468 and 470. Due to the exponential form of the current-voltage characteristic of the BTT 461 and 462, the ratio their collector currents is proportional to the differential voltage between the BPT bases 461 and 462, which is determined by the voltage regulating signal. Thus, a linear change in the differential voltage at the bias port 130 is converted into an exponentially dependent (linear in dB) current at the output 358. Current mirrors 474 simply take the exponentially dependent current generated by the bipolar differential pair 461 and 462, and supply it for use with the whole amplifier. The exponential function generator 360 receives an offset from power input 400.

Согласно фиг.4, первая и вторая схемы 353 и 354 операционного усилителя действуют во взаимодействии с генератором экспоненциальной функции 360, чтобы регулировать сопротивление канала ПТ 237, изображенного на фиг.3. Первая схема 353 операционного усилителя заключает в себе главный ПТ 344, который предпочтительно идентичен ПТ 237, опорный резистор 346 и дифференциальный операционный усилитель 348. Выходные токи от генератора экспоненциальной функции 360 поступают на главный ПТ 244 и опорный резистор 346. Дифференциальный операционный усилитель 348 уравнивает напряжение между выводами истока и стока главного ПТ 244 и напряжение между выводами опорного резистора 346 путем изменения напряжения смещения, подаваемого на затвор главного ПТ 344. Напряжения смещения, подаваемые на затворы ПТ 237 и главного ПТ 344, практически равны. Однако напряжение смещения, подаваемое на затвор ПТ 237 через порт смещения 122, подвергается фильтрации низких частот, чтобы препятствовать подаче на ПТ 237 теплового шума от схемотехники 140 регулировки смещения усилителя с крутизной. Фильтрация низких частот осуществляется фильтром низких частот 352, образованным последовательно включенным резистором 350 и параллельно включенным конденсатором 351. According to FIG. 4, the first and second operational amplifier circuits 353 and 354 operate in conjunction with an exponential function generator 360 to adjust the channel impedance of the CT 237 shown in FIG. 3. The first operational amplifier circuit 353 includes a main transformer 344, which is preferably identical to a transformer 237, a reference resistor 346 and a differential operational amplifier 348. The output currents from the exponential function generator 360 are supplied to a main transformer 244 and a reference resistor 346. The differential operational amplifier 348 equalizes the voltage between the terminals of the source and drain of the main transformer 244 and the voltage between the terminals of the reference resistor 346 by changing the bias voltage supplied to the gate of the main transformer 344. The bias voltage applied to the gates of the PT 237 and the main PT 344 are almost equal. However, the bias voltage supplied to the gate of the PT 237 through the bias port 122 undergoes low-pass filtering to prevent thermal noise from being supplied to the PT 237 from the bias circuit 140 for biasing the amplifier with slope. Low-pass filtering is carried out by a low-pass filter 352 formed by a series-connected resistor 350 and a parallel-connected capacitor 351.

Вторая схема 354 операционного усилителя уравнивает напряжения на истоках главного ПТ 344 и ПТ 237. Второй операционный усилитель заключает в себе неинвертирующий операционный усилитель 349 с единичным коэффициентом усиления и резисторы 345 и 347, которые воспринимают напряжение между стоком и истоком ПТ 237 через вывод истока 228 и вывод стока 229. The second operational amplifier circuit 354 equalizes the voltage at the source of the main transformer 344 and the transformer 237. The second operational amplifier incorporates a non-inverting operational amplifier 349 with a unity gain and resistors 345 and 347 that receive the voltage between the drain and the transmitter 237 through the output of the source 228 and runoff output 229.

Генератор экспоненциальной функции 360 и источник тока 341, подключенные по разные стороны главного ПТ 344 и опорного резистора 346, разработаны так, чтобы падение напряжения на опорном резисторе 346 и, следовательно, между истоком и стоком главного ПТ 344 было меньше напряжения излома ПТ. В результате работа схем 353 и 354 операционного усилителя вынуждает ПТ 237 и главный ПТ 344 работать на аналогичных рабочих точках их омических областей. Поэтому сопротивления канала как ПТ 237, так главного ПТ 344 практически идентичны и изменяются экспоненциально при линейной корректировке регулирующего напряжения, подаваемого на порт смещения 130. The exponential function generator 360 and the current source 341, connected on opposite sides of the main transformer 344 and the reference resistor 346, are designed so that the voltage drop across the reference resistor 346 and, therefore, between the source and drain of the main transformer 344 is less than the kink voltage of the transformer. As a result, the operation of the operational amplifier circuits 353 and 354 forces the PT 237 and the main PT 344 to operate at similar operating points of their ohmic regions. Therefore, the channel resistances of both the PT 237 and the main PT 344 are almost identical and change exponentially with linear adjustment of the control voltage supplied to the bias port 130.

Фиг. 6 является частичной комбинацией элементов фиг.2 и 3, собранной для иллюстрации полезных свойств настоящего изобретения. Одна из проблем, решаемая схемой, изображенной на фиг. 6, заключается в процессной вариации μсСох, а следовательно, и сопротивления канала ПТ 237 как функции напряжения, подаваемого на его затвор. Как было отмечено ранее со ссылкой на фиг.3, ПТ 237 регулирует крутизну усилителя с переменной крутизной 227. Отрицательная эмиттерная обратная связь переменной глубины, обеспечиваемая ПТ 237, позволяет входному каскаду 120 работать в широком диапазоне сигналов. FIG. 6 is a partial combination of the elements of FIGS. 2 and 3 assembled to illustrate the beneficial properties of the present invention. One of the problems solved by the circuit of FIG. 6, lies in the process variation of μcCox, and, consequently, in the resistance of the PT 237 channel as a function of the voltage supplied to its gate. As noted previously with reference to FIG. 3, the PT 237 controls the slope of the variable-slope amplifier 227. The negative emitter feedback of variable depth provided by the PT 237 allows the input stage 120 to operate in a wide range of signals.

Поскольку ослабление, обусловленное входным каскадом 120, столь существенно для работы схемы, и характеристики каскада устанавливаются ПТ 237, точная установка значения сопротивления ПТ 237 очень важна. Поскольку сопротивление канала как функцию подаваемого на затвор напряжения в процессе изготовления трудно регулировать от детали к детали, для достижения постоянства используется контур внешней регулировки. Фиг.6 изображает контур регулировки, используемый для иммунизации работы входного каскада МДКР к процессным вариациям ПТ 237. Since the attenuation due to the input stage 120 is so essential for the operation of the circuit, and the characteristics of the cascade are set by the PT 237, the exact setting of the resistance value of the PT 237 is very important. Since the channel resistance as a function of the voltage supplied to the gate during the manufacturing process is difficult to adjust from part to part, an external adjustment loop is used to achieve constancy. 6 depicts the control loop used to immunize the operation of the input stage mdcr to the process variations of PT 237.

Резистор 346 является резистором на кристалле. Этот резистор делается большим, чтобы минимизировать процессные вариации. Резистор 346 используется в качестве опорного сопротивления для контура регулировки. Resistor 346 is a chip resistor. This resistor is made large to minimize process variations. A resistor 346 is used as a reference resistance for the control loop.

Заметим, что полный ток от выхода 358 генератора экспоненциальной функции 360 устанавливается источником тока 341. Таким образом, если ток через один из симметричных выходов выхода 358 увеличивается, то ток через другой симметричный выход выхода 358 уменьшается. Заметим также, что падение напряжения на резисторе 346 такое же, как падение напряжения на главном ПТ 344. Падения напряжения одинаковы, потому что каждое напряжение является одним из входных напряжений операционного усилителя 348. Выходной сигнал операционного усилителя 348 регулирует сопротивление главного ПТ 344 так, чтобы падение напряжения на нем было равно произведению тока через резистор 346 и значения сопротивления резистора 346. Таким образом, по мере того, как ток через резистор 346 возрастает, а ток через главный ПТ 344 убывает, падение напряжения на резисторе 346 возрастает. В ответ сопротивление канала главного ПТ 344 также должно возрасти, чтобы падение напряжения оставалось таким же, как на резисторе 346. То же выходное напряжение операционного усилителя 348, которое подается на затвор главного ПТ 344, также подается на затвор ПТ 237. Резистор 350 и конденсатор 351 обеспечивают фильтр низких частот между выходом операционного усилителя 348 и затвором ПТ 237, но напряжение постоянной полярности, подаваемое на затвор главного ПТ 344 и затвор ПТ 237, одно и то же. Note that the total current from the output 358 of the generator of the exponential function 360 is set by the current source 341. Thus, if the current through one of the symmetric outputs of the output 358 increases, then the current through the other symmetric output of the output 358 decreases. We also note that the voltage drop across the resistor 346 is the same as the voltage drop at the main transformer 344. The voltage drops are the same because each voltage is one of the input voltages of the operational amplifier 348. The output of the operational amplifier 348 regulates the resistance of the main transformer 344 so that the voltage drop across it was equal to the product of the current through the resistor 346 and the resistance value of the resistor 346. Thus, as the current through the resistor 346 increases and the current through the main transformer 344 decreases, the drop zheniya across the resistor 346 increases. In response, the channel resistance of the main PT 344 should also increase so that the voltage drop remains the same as on the resistor 346. The same output voltage of the operational amplifier 348, which is supplied to the gate of the main PT 344, is also supplied to the gate of the PT 237. Resistor 350 and a capacitor 351 provide a low-pass filter between the output of the operational amplifier 348 and the gate of the PT 237, but the voltage of constant polarity applied to the gate of the main PT 344 and the gate of the PT 237 is the same.

Согласно преимущественному варианту реализации, главный ПТ 344 и ПТ 237 располагаются на общей подложке в непосредственной близости друг к другу. Таким образом, хотя процессные вариации от одной детали УПУ к другой детали УПУ являются значительными, внутри единой детали УПУ характеристики главного ПТ 344 и ПТ 237 зависимости сопротивления канала от напряжения затвора ведут себя практически одинаково. Таким образом, сопротивление ПТ 237 устанавливается равным сопротивлению главного ПТ 344. По мере снижения сопротивления канала ПТ 237 ток, текущий через транзисторы 235 и 236, нарастает. Таким образом, настоящее изобретение обеспечивает способ точного выполнения отрицательной эмиттерной обратной связи переменной глубины во входном каскаде МДКР 122. According to an advantageous embodiment, the main PT 344 and the PT 237 are located on a common substrate in close proximity to each other. Thus, although the process variations from one part of the UPA to another part of the UPU are significant, inside the single part of the UPU, the characteristics of the main PT 344 and PT 237 of the dependence of the channel resistance on the gate voltage behave almost the same. Thus, the resistance of the transformer 237 is set equal to the resistance of the main transformer 344. As the resistance of the channel of the transformer 237 decreases, the current flowing through the transistors 235 and 236 increases. Thus, the present invention provides a method for accurately performing negative depth emitter feedback of variable depth in a CDMA input stage 122.

Фиг. 7 иллюстрирует один вариант реализации усилителей тока 160А, 160Б, изображенных на фиг.2, вход усилителя тока 160, как показано на фиг.7, может присоединяться к выходу входного каскада 120 или к выходу другого усилителя тока 160. Усилитель тока 160 заключает в себе дифференциальный усилитель Дарлингтона 510, каскадный дифференциальный усилитель 520 и генератор 570 концевого тока. Смещение на усилитель тока 160 подается посредством вводов питания 508 и 509 и источников тока 596 и 598. Дифференциальный усилитель Дарлингтона 510 заключает в себе БПТ 580, 586, 588 и 594 и резисторы 582, 584, 590, 592 в топологии, изображенной на фиг.7, так что дифференциальный усилитель Дарлингтона 510 имеет резистивную параллельно-последовательную обратную связь для обеспечения повышенного коэффициента усиления и нечувствительности к процессным вариациям. FIG. 7 illustrates one embodiment of the current amplifiers 160A, 160B shown in FIG. 2, the input of the current amplifier 160, as shown in FIG. 7, may be connected to the output of the input stage 120 or to the output of another current amplifier 160. The current amplifier 160 includes Darlington differential amplifier 510, cascade differential amplifier 520 and terminal current generator 570. The bias to the current amplifier 160 is provided through power inputs 508 and 509 and current sources 596 and 598. The Darlington differential amplifier 510 incorporates BTUs 580, 586, 588 and 594 and resistors 582, 584, 590, 592 in the topology depicted in FIG. 7, so that the Darlington 510 differential amplifier has resistive parallel-series feedback to provide increased gain and insensitivity to process variations.

Следует заметить, что резистивная параллельно-последовательная обратная связь, обеспечиваемая резисторами 582, 584, 590, 592, отвечающая настоящему изобретению, стремится уравнивать ток обратной связи через резисторы со входным током через входной порт 190. Таким образом, поскольку они также обеспечивают делитель тока, они увеличивают коэффициент усиления по току дифференциального усилителя Дарлингтона 510 пропорционально отношению [сопротивлений] резисторов обратной связи. It should be noted that the resistive parallel-serial feedback provided by the resistors 582, 584, 590, 592, corresponding to the present invention, seeks to equalize the feedback current through the resistors with the input current through the input port 190. Thus, since they also provide a current divider, they increase the current gain of the Darlington 510 differential amplifier in proportion to the ratio [resistance] of the feedback resistors.

Каскадный дифференциальный усилитель 520 обеспечивает транслинейный контур, который обеспечивает переменное усиление тока в соответствии с отношением концевых токов 512, генерируемых генератором 570 концевого тока. Каскадный дифференциальный усилитель заключает в себе БПТ 500, 502, 504 и 506 в топологии дифференциального токового зеркала транслинейного контура, которое позволяет изменять коэффициент усиления усилителя тока путем изменения концевых токов 512. The cascade differential amplifier 520 provides a translinear circuit that provides alternating current amplification in accordance with the ratio of the terminal currents 512 generated by the terminal current generator 570. The cascade differential amplifier incorporates BPTs 500, 502, 504, and 506 in the topology of the differential current mirror of the translinear circuit, which allows you to change the gain of the current amplifier by changing the terminal currents 512.

Коэффициент усиления усилителя 160 регулируется генератором 570 концевого тока. Генератор 570 концевого тока через дифференциальный порт 512 подключается как к дифференциальному усилителю Дарлингтона 510, так и к каскадному дифференциальному усилителю 520. Усиление тока каждого из усилителей тока 160 может изменяться экспоненциально путем использования регулирующего тока, генерируемого генератором экспоненциальной функции 360, изображенным на фиг.4 и 5, подаваемого на порты регулировки 150. Генератор 570 концевого тока получает смещение через ввод питания 509. The gain of the amplifier 160 is controlled by a terminal current generator 570. The terminal current generator 570 via the differential port 512 is connected to both a Darlington differential amplifier 510 and a cascade differential amplifier 520. The current amplification of each of the current amplifiers 160 can be varied exponentially by using the control current generated by the exponential function generator 360 shown in FIG. 4 and 5 supplied to the adjustment ports 150. The terminal current generator 570 receives an offset through the power input 509.

Фиг. 8 иллюстрирует один вариант реализации генератора 570 концевого тока. Генератор 570 концевого тока включает генератор экспоненциальной функции 861, который может быть элементом, аналогичным или идентичным генератору экспоненциальной функции 360 (фиг.4 и 5), который вырабатывает выходной сигнал 859, который является аналогичным или идентичным выходному сигналу 358 генератора экспоненциальной функции 360. Генератор экспоненциальной функции 861 присоединяется к паре токовых зеркал 860 на биполярных транзисторах. Согласно фиг.8, обе схемы присоединяются к вводу питания 509, однако они могут подключаться к разным вводам питания. Пара токовых зеркал 860 на биполярных транзисторах образована первой группой БПТ 822, 824 и 830 и второй группой БПТ 832, 834 и 840, а также первой группой резисторов 826, 828 и 844 и второй группой резисторов 836, 838 и 842. Пара токовых зеркал на биполярных транзисторах имеет своей целью брать регулирующий ток, выдаваемый генератором экспоненциальной функции 861, и трансформировать его в концевые токи 512. FIG. 8 illustrates one embodiment of a terminal current generator 570. The terminal current generator 570 includes an exponential function generator 861, which may be an element similar or identical to the exponential function generator 360 (FIGS. 4 and 5), which produces an output signal 859 that is similar or identical to the output signal 358 of the exponential function generator 360. The generator exponential function 861 is connected to a pair of current mirrors 860 on bipolar transistors. 8, both circuits are connected to power input 509, however, they can be connected to different power inputs. A pair of current mirrors 860 on bipolar transistors is formed by the first group of BPT 822, 824 and 830 and the second group of BPT 832, 834 and 840, as well as the first group of resistors 826, 828 and 844 and the second group of resistors 836, 838 and 842. A pair of current mirrors on Bipolar transistors have as their goal to take the regulating current produced by the generator of the exponential function 861 and transform it into terminal currents 512.

Согласно одному варианту реализации настоящего изобретения, генераторы экспоненциальной функции 360 и 861 представляют собой один и тот же элемент, что выгодно обеспечивает единый регулирующий ток, который может отражаться на входной каскад МДКР 122, а также на усилители тока 160А и 160Б. Этот вариант реализации обеспечивает еще большую экономию постоянного тока за счет снижения коэффициента усиления по току (и тем самым потребления постоянного тока на батареях) усилителей тока 160А и 160Б в одно и то же время и в одной и той же пропорции, как происходит снижение крутизны входного каскада МДКР 122. Кроме того, такая организация гарантирует экспоненциальную (линейную в дБ) зависимость полного усиления тока на всех каскадах от регулирующего напряжения усилителя АРУ. According to one embodiment of the present invention, the exponential function generators 360 and 861 are one and the same element, which advantageously provides a single control current, which can be reflected on the input stage of the CDMA 122, as well as on the current amplifiers 160A and 160B. This embodiment provides even greater DC savings by reducing the current gain (and thus the DC consumption of the batteries) of the 160A and 160B current amplifiers at the same time and in the same proportion as the input slope decreases CDMA cascade 122. In addition, such an organization guarantees an exponential (linear in dB) dependence of the total current gain at all stages on the control voltage of the AGC amplifier.

Таким образом, настоящее изобретение обеспечивает УПУ, обладающий высоким динамическим диапазоном по обоим сигналам, МДКР и ЧМ, с максимальным совместным использованием элементов в обоих режимах, МДКР и ЧМ. Мобильный приемник, где применяется такой УПУ, может детектировать сигналы в более широких диапазонах входной мощности. УПУ также минимально потребляет мощность постоянного тока. Таким образом, УПУ может использоваться в устройстве мобильной связи и выгодно продлевать срок службы батарей. Наконец коэффициент усиления УПУ может изменяться линейно в дБ за счет линейной корректировки регулирующих напряжений постоянной полярности. Thus, the present invention provides an UPA having a high dynamic range for both signals, CDMA and FM, with maximum sharing of elements in both modes, CDMA and FM. A mobile receiver using such a VGA can detect signals over wider ranges of input power. The UPA also minimally consumes DC power. Thus, the UPA can be used in a mobile communication device and advantageously extend the battery life. Finally, the gain of the UPA can vary linearly in dB due to the linear adjustment of the regulating voltages of constant polarity.

Предшествующее описание преимущественных вариантов реализации позволяет специалистам осуществить или использовать настоящее изобретение. Различные модификации этих вариантов реализации будут совершенно очевидны специалистам, и основополагающие принципы, изложенные здесь, могут применяться к другим вариантам реализации без использования изобретательства. Таким образом, настоящее изобретение не предполагает ограничений со стороны представленных здесь вариантов реализации, подлежит предоставлению самого широкого объема, согласующегося с раскрытыми здесь принципами и признаками новизны. The preceding description of preferred embodiments allows those skilled in the art to make or use the present invention. Various modifications to these embodiments will be readily apparent to those skilled in the art, and the fundamental principles set forth herein may be applied to other embodiments without the use of invention. Thus, the present invention does not imply restrictions on the side of the implementation options presented here; it is intended to provide the widest scope consistent with the principles and features of novelty disclosed herein.

Claims (18)

1. Усилитель с переменным коэффициентом усиления, содержащий входной каскад, включающий в себя по меньшей мере один транзистор, имеющий регулируемую эмиттерную отрицательную обратную связь, при этом упомянутый входной каскад имеет пару дифференциальных входов по напряжению для приема сигнала, подлежащего усилению, и пару дифференциальных выходов по току, по меньшей мере один усилитель тока, присоединенный к упомянутым дифференциальным выходам по току, для усиления сигнала, подлежащего усилению, и схему регулирования, присоединенную к входному каскаду и по меньшей мере одному усилителю тока, для подачи регулирующего сигнала на входной каскад и по меньшей мере один усилитель тока, причем регулирующий сигнал предназначен для экспоненциального изменения коэффициента усиления входного каскада и по меньшей мере одного усилителя тока в ответ на линейное изменение регулирующего напряжения, причем входной каскад включает в себя входной каскад, имеющий фиксированную крутизну, входной каскад, имеющий переменную крутизну, причем переменная крутизна изменяется посредством упомянутого регулирующего сигнала, и переключатель выбора режима, подключенный к входному каскаду, имеющему фиксированную крутизну, и входному каскаду, имеющему переменную крутизну, для попеременного присоединения входного каскада, имеющего фиксированную крутизну, и входного каскада, имеющего переменную крутизну, к упомянутому по меньшей мере одному усилителю тока в ответ на сигнал выбора режима. 1. The variable gain amplifier comprising an input stage including at least one transistor having adjustable emitter negative feedback, said input stage having a pair of differential voltage inputs for receiving a signal to be amplified, and a pair of differential outputs current, at least one current amplifier connected to said differential current outputs to amplify the signal to be amplified, and a control circuit connected to a cascade and at least one current amplifier for supplying a control signal to the input stage and at least one current amplifier, wherein the control signal is designed to exponentially change the gain of the input stage and at least one current amplifier in response to a linear change in the control voltage moreover, the input stage includes an input stage having a fixed slope, an input stage having a variable slope, and the variable slope is changed by a wrinkled control signal, and a mode selection switch connected to an input stage having a fixed slope and an input stage having a variable slope for alternately connecting an input stage having a fixed slope and an input stage having a variable slope to said at least one current amplifier in response to a mode select signal. 2. Усилитель по п.1, отличающийся тем, что входной каскад содержит первый биполярный плоскостной транзистор, база которого присоединена к первому из упомянутых дифференциальных входов по напряжению, второй биполярный плоскостной транзистор, база которого присоединена ко второму из упомянутых дифференциальных входов по напряжению, и вспомогательный полевой транзистор, исток которого присоединен к эмиттеру упомянутого первого биполярного плоскостного транзистора, сток присоединен к эмиттеру упомянутого второго биполярного плоскостного транзистора, а затвор присоединен к упомянутой схеме регулирования для приема упомянутого регулирующего сигнала, который изменяет сопротивление канала вспомогательного полевого транзистора, тем самым изменяя глубину упомянутой эмиттерной отрицательной обратной связи. 2. The amplifier according to claim 1, characterized in that the input stage contains a first bipolar junction transistor, the base of which is connected to the first of the differential voltage inputs, a second bipolar junction transistor, the base of which is connected to the second of the differential voltage inputs, and auxiliary field-effect transistor, the source of which is connected to the emitter of said first bipolar junction transistor, the drain is connected to the emitter of said second bipolar junction of the transistor, and the gate is connected to said regulating circuit for receiving said control signal, which changes the resistance of the auxiliary channel FET, thereby changing the depth of said negative emitter feedback. 3. Усилитель по п.2, отличающийся тем, что упомянутый входной каскад содержит аттенюатор для ограничения тока на упомянутом дифференциальном выходе по току. 3. The amplifier according to claim 2, characterized in that said input stage comprises an attenuator for limiting the current at said differential current output. 4. Усилитель по п.2, отличающийся тем, что упомянутая схема регулирования включает в себя генератор экспоненциальной функции для преобразования линейного изменения регулирующего напряжения в экспоненциальное изменение регулирующего тока, первую схему операционного усилителя, присоединенную к генератору экспоненциальной функции и принимающую упомянутый регулирующий ток, причем первая схема операционного усилителя предназначена для регулирования сопротивления канала вспомогательного полевого транзистора, и вторую схему операционного усилителя для регулирования напряжения между истоком и стоком вспомогательного полевого транзистора. 4. The amplifier according to claim 2, characterized in that said control circuit includes an exponential function generator for converting a linear change in the control voltage to an exponential change in the control current, a first operational amplifier circuit connected to the exponential function generator and receiving said control current, the first operational amplifier circuit is designed to control the channel resistance of the auxiliary field effect transistor, and the second operational amplifier circuit th amplifier voltage regulation between the source and drain of the auxiliary field effect transistor. 5. Усилитель по п.4, отличающийся тем, что первая схема операционного усилителя включает в себя главный полевой транзистор, соединенный параллельно с опорным резистором, и операционный усилитель для уравнивания сопротивления канала вспомогательного полевого транзистора и сопротивления канала главного полевого транзистора. 5. The amplifier according to claim 4, characterized in that the first operational amplifier circuit includes a main field effect transistor connected in parallel with a reference resistor and an operational amplifier for equalizing the channel resistance of the auxiliary field effect transistor and the channel resistance of the main field effect transistor. 6. Усилитель с переменным коэффициентом усиления, содержащий входной каскад, включающий в себя по меньшей мере один транзистор, имеющий регулируемую эмиттерную отрицательную обратную связь, при этом входной каскад имеет пару дифференциальных входов по напряжению для приема сигнала, подлежащего усилению, и пару дифференциальных выходов по току, по меньшей мере один усилитель тока, присоединенный к упомянутым дифференциальным выходам по току, для усиления сигнала, подлежащего усилению, и схему регулирования, присоединенную к входному каскаду и по меньшей мере одному усилителю тока для подачи регулирующего сигнала на входной каскад и по меньшей мере один усилитель тока, причем регулирующий сигнал предназначен для экспоненциального изменения коэффициента усиления входного каскада и по меньшей мере одного усилителя тока в ответ на линейное изменение регулирующего напряжения, причем по меньшей мере один усилитель тока включает в себя дифференциальный усилитель Дарлингтона, имеющий резистивную параллельно-последовательную обратную связь, дифференциальный каскодный усилитель, присоединенный к дифференциальному усилителю Дарлингтона в качестве транслинейного контура, и генератор тока, присоединенный к схеме регулирования, дифференциальному усилителю Дарлингтона и дифференциальному каскодному усилителю, причем генератор тока предназначен для генерирования дифференциальной пары токов, а коэффициент усиления упомянутого усилителя тока пропорционален отношению упомянутой дифференциальной пары токов. 6. A variable gain amplifier comprising an input stage including at least one transistor having adjustable emitter negative feedback, wherein the input stage has a pair of differential voltage inputs for receiving a signal to be amplified, and a pair of differential outputs for current, at least one current amplifier connected to said differential current outputs to amplify the signal to be amplified, and a control circuit connected to the input terminal kadu and at least one current amplifier for supplying a control signal to the input stage and at least one current amplifier, wherein the control signal is designed to exponentially change the gain of the input stage and at least one current amplifier in response to a linear change in the control voltage, at least one current amplifier includes a Darlington differential amplifier having a resistive parallel-series feedback, a differential cascode amplifier an alternator connected to a Darlington differential amplifier as a translinear circuit, and a current generator connected to a control circuit, a Darlington differential amplifier and a cascode differential amplifier, wherein the current generator is designed to generate a differential pair of currents, and the gain of said current amplifier is proportional to the ratio of said differential pair currents. 7. Усилитель по п.6, отличающийся тем, что дифференциальный усилитель Дарлингтона включает в себя первый биполярный плоскостной транзистор, база которого присоединена к одному из дифференциальных выходов по току входного каскада, второй биполярный плоскостной транзистор, база которого присоединена к другому из дифференциальных выходов по току входного каскада, первый делитель тока, первый конец которого присоединен к коллектору первого биполярного плоскостного транзистора, а второй конец которого присоединен к базе первого биполярного плоскостного транзистора, и второй делитель тока, первый конец которого присоединен к коллектору второго биполярного плоскостного транзистора, а второй конец которого присоединен к базе второго биполярного плоскостного транзистора, при этом коэффициент усиления по току дифференциального усилителя Дарлингтона увеличивается пропорционально отношению сопротивлений в первом и втором делителях тока. 7. The amplifier according to claim 6, characterized in that the Darlington differential amplifier includes a first bipolar junction transistor, the base of which is connected to one of the differential current outputs of the input stage, a second bipolar junction transistor, the base of which is connected to the other of the differential outputs by the input stage, the first current divider, the first end of which is connected to the collector of the first bipolar junction transistor, and the second end of which is connected to the base of the first bipolar about a planar transistor, and a second current divider, the first end of which is connected to the collector of the second bipolar planar transistor, and the second end of which is connected to the base of the second bipolar planar transistor, while the current gain of the Darlington differential amplifier increases in proportion to the ratio of resistances in the first and second dividers current. 8. Усилитель для обработки входного сигнала, содержащий входной каскад, включающий в себя усилитель, имеющий переменную крутизну, аттенюатор с элементом Гильберта, присоединенный к упомянутому усилителю, усилитель тока, присоединенный к входному каскаду, и средство подачи линейно корректируемого регулирующего напряжения на усилитель тока для экспоненциального изменения коэффициента усиления упомянутого усилителя как функции подаваемого регулирующего напряжения. 8. An amplifier for processing an input signal, comprising an input stage, including an amplifier having a variable slope, an attenuator with a Hilbert element connected to said amplifier, a current amplifier connected to an input stage, and means for supplying a linearly adjustable regulating voltage to the current amplifier for an exponential change in the gain of said amplifier as a function of the supplied control voltage. 9. Усилитель по п.8, отличающийся тем, что входной сигнал включает в себя два симметричных сигнала, а упомянутый усилитель дополнительно включает в себя первые активные устройства, причем каждый симметричный сигнал подается на соответствующий вход первых активных устройств, источники тока, соответственно присоединенные к первым активным устройствам, и переменный резистор, присоединенный к первым активным устройствам и источникам тока. 9. The amplifier according to claim 8, characterized in that the input signal includes two symmetric signals, and said amplifier further includes first active devices, each symmetrical signal being supplied to the corresponding input of the first active devices, current sources respectively connected to first active devices, and a variable resistor connected to the first active devices and current sources. 10. Усилитель по п.9, отличающийся тем, что упомянутый аттенюатор дополнительно включает в себя вторые активные устройства и третьи активные устройства, причем вторые активные устройства и третьи активные устройства присоединены к первым активным устройствам. 10. The amplifier according to claim 9, characterized in that said attenuator further includes second active devices and third active devices, wherein the second active devices and third active devices are connected to the first active devices. 11. Усилитель для обработки входного сигнала, содержащий входной каскад, включающий в себя усилитель, имеющий переменную крутизну, схему регулирования смещения усилителя, присоединенную к усилителю, усилитель тока, присоединенный к входному каскаду, и средство подачи линейно корректируемого регулирующего напряжения на усилитель тока для экспоненциального изменения коэффициента усиления усилителя как функции подаваемого регулирующего напряжения, причем схема регулирования смещения усилителя дополнительно включает в себя генератор экспоненциальной функции, первую схему операционного усилителя, присоединенную к генератору экспоненциальной функции, вторую схему операционного усилителя, присоединенную к первой схеме операционного усилителя, и источник тока, присоединенный к первой схеме операционного усилителя. 11. An amplifier for processing an input signal, comprising an input stage, including an amplifier having a variable slope, an amplifier bias control circuit connected to an amplifier, a current amplifier connected to an input stage, and means for supplying a linearly adjustable regulating voltage to the current amplifier for exponential changes in the gain of the amplifier as a function of the supplied control voltage, and the amplifier bias control circuit further includes an e generator exponential function, a first operational amplifier circuit connected to an exponential generator, a second operational amplifier circuit connected to a first operational amplifier circuit, and a current source connected to a first operational amplifier circuit. 12. Усилитель по п.11, отличающийся тем, что схема регулирования смещения усилителя дополнительно включает в себя фильтр нижних частот, присоединенный к первой схеме операционного усилителя. 12. The amplifier according to claim 11, characterized in that the amplifier bias control circuit further includes a low-pass filter connected to the first operational amplifier circuit. 13. Усилитель по п.11, отличающийся тем, что генератор экспоненциальной функции включает в себя пару активных устройств, источник тока, присоединенный к активным устройствам, и пару токовых зеркал, соответственно присоединенных к активным устройствам. 13. The amplifier according to claim 11, characterized in that the exponential function generator includes a pair of active devices, a current source connected to the active devices, and a pair of current mirrors, respectively connected to the active devices. 14. Усилитель по п.11, отличающийся тем, что первая схема операционного усилителя включает в себя главное активное устройство, опорный резистор, присоединенный к главному активному устройству, и дифференциальный усилитель, имеющий первый и второй входы и выход, причем главное активное устройство присоединено к первому входу и выходу дифференциального усилителя, а опорный резистор присоединен к второму входу дифференциального усилителя. 14. The amplifier according to claim 11, characterized in that the first operational amplifier circuit includes a main active device, a reference resistor connected to the main active device, and a differential amplifier having first and second inputs and an output, the main active device being connected to the first input and output of the differential amplifier, and the reference resistor is connected to the second input of the differential amplifier. 15. Усилитель по п.11, отличающийся тем, что вторая схема операционного усилителя дополнительно включает в себя неинвертирующий усилитель с единичным коэффициентом усиления, имеющий первый и второй входы, первый входной резистор, присоединенный к первому входу неинвертирующего усилителя с единичным коэффициентом усиления, и второй входной резистор, присоединенный к второму входу неинвертирующего усилителя с единичным коэффициентом усиления. 15. The amplifier according to claim 11, characterized in that the second circuit of the operational amplifier further includes a non-inverting amplifier with a unity gain, having first and second inputs, a first input resistor connected to the first input of a non-inverting amplifier with a unity gain, and a second an input resistor connected to the second input of a non-inverting amplifier with a unity gain. 16. Способ усиления входного сигнала в усилителе, имеющем входной каскад с фиксированной крутизной и входной каскад с переменной крутизной, причем входной каскад с переменной крутизной присоединен к усилителю тока через переключатель выбора режима, заключающийся в том, что подают входной сигнал во входной каскад с фиксированной крутизной и во входной каскад с переменной крутизной, селективно подают выходной сигнал входного каскада с фиксированной крутизной или входного каскада с переменной крутизной в усилитель тока в ответ на сигнал выбора режима. 16. A method of amplifying an input signal in an amplifier having an input stage with a fixed slope and an input stage with a variable slope, the input stage with a variable slope being connected to the current amplifier through a mode select switch, which consists in supplying an input signal to the input stage with a fixed slope and to the input stage with variable slope, selectively feed the output signal of the input stage with fixed slope or the input stage with variable slope to the current amplifier in response to the signal in boron mode. 17. Способ по п.16, отличающийся тем, что дополнительно подают линейно изменяемое регулирующее напряжение в усилитель, чтобы производить соответствующие экспоненциальные изменения амплитуды тока входного сигнала. 17. The method according to clause 16, characterized in that it further provides a linearly variable control voltage to the amplifier to produce corresponding exponential changes in the amplitude of the current of the input signal. 18. Способ по п.16, отличающийся тем, что дополнительно генерируют пару токов, отношение амплитуд которых экспоненциально изменяют в зависимости от регулирующего напряжения, чтобы изменять амплитуду тока входного сигнала. 18. The method according to p. 16, characterized in that it additionally generate a pair of currents, the ratio of the amplitudes of which exponentially change depending on the control voltage, to change the amplitude of the current of the input signal.
RU99118581/09A 1997-01-27 1997-12-19 High-dynamic-range variable-gain amplifier RU2209504C2 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/789,108 US5880631A (en) 1996-02-28 1997-01-27 High dynamic range variable gain amplifier
US789,108 1997-01-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
RU99118581A RU99118581A (en) 2001-07-10
RU2209504C2 true RU2209504C2 (en) 2003-07-27

Family

ID=25146617

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU99118581/09A RU2209504C2 (en) 1997-01-27 1997-12-19 High-dynamic-range variable-gain amplifier

Country Status (9)

Country Link
JP (4) JP4135988B2 (en)
KR (2) KR100654112B1 (en)
CN (1) CN1124680C (en)
AU (1) AU732076B2 (en)
BR (1) BR9714291A (en)
CA (1) CA2274529C (en)
HK (1) HK1023861A1 (en)
RU (1) RU2209504C2 (en)
WO (1) WO1998033272A1 (en)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2519348C1 (en) * 2013-05-14 2014-06-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Controlled amplifier and analogue signal mixer based on darlington differential stage
RU2534972C1 (en) * 2013-04-12 2014-12-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Broadband non-inverting amplifier with low non-linear noise and harmonic distortion
RU2771479C1 (en) * 2021-05-12 2022-05-04 Общество с ограниченной ответственностью "ТРИУМФ АУДИО" Symmetric feedback amplifier
RU225515U1 (en) * 2023-11-27 2024-04-23 Общество с ограниченной ответственностью "Центр инновационных разработок ВАО" TEMPERATURE COMPENSATION BIAS CIRCUIT OF PULSE POWER AMPLIFIER

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2357913A (en) * 1999-12-24 2001-07-04 Ericsson Telefon Ab L M Conditioning a gain control signal so that an output is dB linear
CN1741375B (en) * 2004-08-26 2010-10-27 瑞昱半导体股份有限公司 Amplified circuit capable of dynamic regulating supply voltage
EP1715579B1 (en) * 2005-04-19 2010-03-10 Alcatel Lucent Analogue multiplier
US7397306B2 (en) * 2005-11-02 2008-07-08 Marvell World Trade Ltd. High-bandwidth high-gain amplifier
EP1955438A1 (en) 2005-11-23 2008-08-13 Nxp B.V. A monotonic variable gain amplifier and an automatic gain control circuit
CN101350605B (en) * 2008-09-12 2011-09-28 东南大学 Improved bipolar type variable gain amplifier with minimum gain control
US7944311B1 (en) * 2009-12-17 2011-05-17 Samsung Electro-Mechanics Company, Ltd. Feedback biasing for cascode amplifiers
EP2472723B1 (en) 2011-01-04 2015-12-16 ams AG Amplifier with non-linear current mirror
CN103051298B (en) * 2011-10-17 2016-07-06 中国科学院微电子研究所 Programmable Gain Amplifier Circuit and programmable gain amplifier
US9071136B2 (en) * 2012-03-30 2015-06-30 Qualcomm Incorporated System and method for suppression of peaking in an external LC filter of a buck regulator
CN103647532A (en) * 2013-11-26 2014-03-19 苏州贝克微电子有限公司 Low-voltage folding-type current signal modulator
CN105353295A (en) * 2015-12-01 2016-02-24 无锡比迅科技有限公司 Operation amplifier gain measurement circuit
RU2614345C1 (en) * 2015-12-21 2017-03-24 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Поволжский государственный технологический университет" Method of exapanding dynamic range in radio systems
US9735738B2 (en) * 2016-01-06 2017-08-15 Analog Devices Global Low-voltage low-power variable gain amplifier
CN110289822A (en) * 2019-06-27 2019-09-27 电子科技大学 A kind of broadband Larger Dynamic auto-gain circuit

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2937316B2 (en) * 1987-08-28 1999-08-23 株式会社東芝 FM modulator
JPH077891B2 (en) * 1988-01-09 1995-01-30 ローム株式会社 Electronic volume circuit
JPH0281505A (en) * 1988-09-19 1990-03-22 Hitachi Ltd Variable gain amplifier
US5157350A (en) * 1991-10-31 1992-10-20 Harvey Rubens Analog multipliers
JPH05218764A (en) * 1992-02-03 1993-08-27 Hitachi Ltd Electronic volume
DE69229731T2 (en) * 1992-09-16 1999-12-23 St Microelectronics Srl Transconductance differential amplifier dynamically controlled by the input signal
EP0632583B1 (en) * 1993-06-30 1997-09-03 STMicroelectronics S.r.l. Variable gain amplifier
US5469115A (en) * 1994-04-28 1995-11-21 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for automatic gain control in a digital receiver
JPH08130428A (en) * 1994-10-28 1996-05-21 Sony Corp Variable gain amplifier

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2534972C1 (en) * 2013-04-12 2014-12-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Broadband non-inverting amplifier with low non-linear noise and harmonic distortion
RU2519348C1 (en) * 2013-05-14 2014-06-10 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса" (ФГБОУ ВПО "ЮРГУЭС") Controlled amplifier and analogue signal mixer based on darlington differential stage
RU2771479C1 (en) * 2021-05-12 2022-05-04 Общество с ограниченной ответственностью "ТРИУМФ АУДИО" Symmetric feedback amplifier
RU225515U1 (en) * 2023-11-27 2024-04-23 Общество с ограниченной ответственностью "Центр инновационных разработок ВАО" TEMPERATURE COMPENSATION BIAS CIRCUIT OF PULSE POWER AMPLIFIER

Also Published As

Publication number Publication date
BR9714291A (en) 2000-04-25
JP2008005538A (en) 2008-01-10
AU732076B2 (en) 2001-04-12
HK1023861A1 (en) 2000-09-22
AU5713298A (en) 1998-08-18
CN1124680C (en) 2003-10-15
CN1245598A (en) 2000-02-23
CA2274529C (en) 2004-07-27
JP2008182755A (en) 2008-08-07
JP2010051011A (en) 2010-03-04
KR100654112B1 (en) 2006-12-05
KR20060002023A (en) 2006-01-06
WO1998033272A1 (en) 1998-07-30
KR100572187B1 (en) 2006-04-18
CA2274529A1 (en) 1998-07-30
JP2001509345A (en) 2001-07-10
KR20000070394A (en) 2000-11-25
JP4135988B2 (en) 2008-08-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5880631A (en) High dynamic range variable gain amplifier
RU2209504C2 (en) High-dynamic-range variable-gain amplifier
KR100727335B1 (en) Gain linearizer for variable gain amplifiers
US6166598A (en) Power amplifying circuit with supply adjust to control adjacent and alternate channel power
US20030038675A1 (en) Feedback loop with adjustable bandwidth
JP2005518684A (en) Power amplifier control
GB2311670A (en) Multistage RF amplifier with gain control of one constant drive current stage and one variable drive current stage
US6624700B2 (en) Radio frequency power amplifier for cellular telephones
WO1998033272A9 (en) High dynamic range variable gain amplifier
JP2005538577A (en) Amplifying circuit capable of adjusting gain, and transmission apparatus including the amplifying circuit
EP1568236B1 (en) Continuously variable gain radio frequency driver amplifier having linear in decibel gain control characteristics
US7539468B2 (en) Communication terminal device and amplification circuit
JPH1079633A (en) Gain control circuit for linear power amplifier
US5873046A (en) System for communicating in analog or digital mode and mobile station employing the same
US7545217B1 (en) System and method for improving power efficiency in GSM power amplifiers
EP1460767B1 (en) Radio transmitter
US6388529B2 (en) Grounded emitter amplifier and a radio communication device using the same
KR100303309B1 (en) Linearity improvement device of amplifier through current control in mobile communication terminal
US6452445B1 (en) Voltage controlled variable gain element
WO2000064062A1 (en) System and method for selectively controlling amplifier performance
MXPA99006912A (en) High dynamic range variable gain amplifier
US7593700B2 (en) Controllable radio frequency stage with variable gain/attenuation, in particular incorporated into the transmission chain of a cellular mobile telephone, and corresponding control method

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20101220