RU2099720C1 - Digital spectrum analyzer - Google Patents
Digital spectrum analyzer Download PDFInfo
- Publication number
- RU2099720C1 RU2099720C1 RU94028881A RU94028881A RU2099720C1 RU 2099720 C1 RU2099720 C1 RU 2099720C1 RU 94028881 A RU94028881 A RU 94028881A RU 94028881 A RU94028881 A RU 94028881A RU 2099720 C1 RU2099720 C1 RU 2099720C1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- input
- output
- address
- ram
- conversion
- Prior art date
Links
Images
Abstract
Description
Предлагаемое устройство относится к цифровой радиоизмерительной технике и может быть использовано для исследования спектра радиосигналов. The proposed device relates to digital radio engineering and can be used to study the spectrum of radio signals.
Известен цифровой анализатор спектра [1] выполняющий накопление отсчетов входного сигнала и осуществляющий дискретное преобразование Фурье (ДПФ) накопленной выборки. Такой анализатор спектра позволяет для сигнала, включающего набор синусоидальных составляющих бесконечной длительности, получать достаточно высокую разрешающую способность по частоте. Недостатком анализатора является значительное подавление радиосигналов небольшой длительности. The known digital spectrum analyzer [1] performs the accumulation of samples of the input signal and performs discrete Fourier transform (DFT) of the accumulated sample. Such a spectrum analyzer allows for a signal including a set of sinusoidal components of infinite duration to obtain a sufficiently high frequency resolution. The disadvantage of the analyzer is the significant suppression of radio signals of short duration.
Известен также цифровой анализатор спектра (ЦАС) [2] являющийся прототипом предлагаемого изобретения и состоящий из блока согласования по входу, вход которого является входом ЦАС, аналого-цифрового преобразователя (АЦП), умножителя, постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) коэффициентов весовой функции, специализированного процессора быстрого преобразования Фурье (БПФ), оперативного запоминающего устройства (ОЗУ) результатов ДПФ, выход которого является выходом ЦАС, тактового генератора и устройства управления. Разрешающая способность такого ЦАС, нормированная к ширине анализируемой полосы частот, определяется величиной
РСЦАС FРС/(0,5 FД) 2•РСВФ/N,
где FРС разрешающая способность ЦАС в Гц, FД частота дискретизации, РСВФ разрешающая способность применяемой весовой функции в бинах [3] N количество точек преобразования Фурье в спектральной области. При фиксированном N разрешающая способность ЦАС тем выше, чем меньше величина РСВФ. Минимальное значение этой величины равно 2, однако используемые на практике весовые функции, обеспечивающие большой динамический диапазон ЦАС, имеют РСВФ, заметно превышающую 2 бина. Таким образом, недостатком известного ЦАС является невысокая разрешающая способность.Also known is a digital spectrum analyzer (CAC) [2] which is the prototype of the invention and consists of an input matching unit, the input of which is the CAC input, an analog-to-digital converter (ADC), a multiplier, read-only memory (ROM) coefficients of the weight function, specialized fast Fourier transform processor (FFT), random access memory (RAM) of the DFT results, the output of which is the output of the CAC, a clock generator and a control device. The resolution of such a CAC, normalized to the width of the analyzed frequency band, is determined by
RS CAC F RS / (0.5 F D ) 2 • RS VF / N,
where F RS resolution CAC in Hz, F D sampling frequency, RS WF resolution of the applied weight function in bins [3] N is the number of points of the Fourier transform in the spectral region. With a fixed N, the resolution of the CAC is higher, the lower the value of the RS WF . The minimum value of this value is 2, however, the weight functions used in practice, which provide a large dynamic range of the CAC, have WF RS noticeably greater than 2 bins. Thus, the disadvantage of the known CAC is the low resolution.
Изобретение направлено на повышение разрешающей способности ЦАС. The invention is aimed at increasing the resolution of the CAC.
Это достигается тем, что в известный цифровой анализатор спектра введены дополнительно сумматор, буферное оперативное запоминающее устройство (ОЗУ), блок преобразования адреса и схема коммутации, причем первый вход сумматора соединен с выходом умножителя, а выход с входом специализированного процессора БПФ и входом схемы коммутации, выход которой соединен с информационным входом буферного ОЗУ, выход которого соединен с вторым входом сумматора, а адресный вход соединен с выходом блока преобразования адреса, вход которого соединен с блоком формирования адреса, вход сброса которого соединен с устройством управления, которое соединено также с управляющими входами специализированного процессора БПФ, ОЗУ результатов преобразования и схемы коммутации. This is achieved by the fact that an adder, a buffer random access memory (RAM), an address conversion unit and a switching circuit are added to the well-known digital spectrum analyzer, the first input of the adder being connected to the output of the multiplier, and the output with the input of a specialized FFT processor and the input of the switching circuit, the output of which is connected to the information input of the buffer RAM, the output of which is connected to the second input of the adder, and the address input is connected to the output of the address conversion unit, the input of which is connected to the th address generation, whose reset input is connected to a control device which is also connected to the control inputs of a specialized FFT processor, RAM conversion results and switching circuits.
На фиг.1 представлена структурная схема предлагаемого цифрового анализатора спектра; на фиг.2 временная диаграмма этапов работы устройства; на фиг. 3 схема преобразования входного сигнала в ходе накопления. Позиции на фиг.1 обозначают: 1 блок согласования по входу, 2 аналого-цифровой преобразователь (АЦП), 3 умножитель, 4 постоянное запоминающее устройство (ПЗУ) коэффициентов весовой функции, 5 сумматор, 6 буферное оперативное запоминающее устройство, 7 специализированный процессор быстрого преобразования Фурье, 8 оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) результатов ДПФ, 9 тактовый генератор, 10 блок формирования адреса, 11 - блок преобразования адреса, 12 схема коммутации, 13 устройство управления. Позиции на фиг.3 обозначают: а используемая весовая функция, б входной сигнал, в набор фрагментов произведения входного сигнала и весовой функции, г сигнал, преобразуемый из временной в частотную область. Figure 1 presents the structural diagram of the proposed digital spectrum analyzer; figure 2 is a timing diagram of the stages of operation of the device; in FIG. 3 diagram of the conversion of the input signal during the accumulation. The positions in figure 1 indicate: 1 input matching unit, 2 analog-to-digital converter (ADC), 3 multiplier, 4 read-only memory (ROM) of the weight function coefficients, 5 adder, 6 buffer random access memory, 7 specialized fast conversion processor Fourier, 8 random access memory (RAM) DFT results, 9 clock generator, 10 address generation unit, 11 - address translation unit, 12 switching circuit, 13 control device. Positions in figure 3 indicate: a used weight function, b input signal, into a set of fragments of the product of the input signal and weight function, d signal converted from time to frequency domain.
Цифровой анализатор спектра состоит из блока согласования по входу 1, вход которого является входом ЦАС, а выход соединен с аналоговым входом аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 2, выход которого соединен с первым входом умножителя 3, второй вход которого соединен с выходом постоянного запоминающего устройства (ПЗУ) 4 коэффициентов весовой функции, а выход соединен с первым входом сумматора 5, второй вход которого соединен с выходом буферного ОЗУ 6, а выход соединен с входом специализированного процессора 7 быстрого преобразования Фурье (БПФ), выход которого соединен с оперативным запоминающим устройством (ОЗУ) результатов ДПФ 8, выход которого является выходом ЦАС, тактового генератора 9, выход которого соединен с входом синхронизации АЦП 2 и с входом синхронизации блока формирования адреса 10, выход которого соединен с адресным входом ПЗУ коэффициентов весовой функции 4 и с входом блока преобразования адреса 11, выход которого соединен с адресным входом буферного ОЗУ 6, вход которого соединен с выходом схемы коммутации 12, информационный вход которой соединен с выходом сумматора 5, а вход управления соединен с устройством управления 13, которое соединено также с входом сброса блока формирования адреса 10, и управляющими входами специализированного процессора БПФ 7 и ОЗУ результатов ДПФ 8. ПЗУ коэффициентов весовой функции 4 имеет объем M•N ячеек, где N размерность БПФ, М число циклов накопления, выбираемое в пределах М 2 4 в соответствии с используемой весовой функцией (см. ниже). The digital spectrum analyzer consists of a matching unit at input 1, the input of which is the input of the CAC, and the output is connected to the analog input of the analog-to-digital converter (ADC) 2, the output of which is connected to the first input of the multiplier 3, the second input of which is connected to the output of the permanent storage device (ROM) 4 coefficients of the weight function, and the output is connected to the first input of the adder 5, the second input of which is connected to the output of the buffer RAM 6, and the output is connected to the input of a
Рассмотрим цикл работы устройства в соответствии с выделенными (см. фиг. 2) этапами обработки. Consider the cycle of the device in accordance with the selected (see Fig. 2) processing steps.
Перед началом этапа накопления временных отсчетов содержимое всех ячеек ОЗУ 6 равно нулю. По сигналу устройства управления 13 в блоке формирования адреса 2 устанавливается начальный адрес А 0, а схема коммутации 12 подключает выход сумматора 5 к информационному входу буферного ОЗУ 6. Затем за M•N тактов, задаваемых тактовым генератором 9, выполняется ввод последовательности временных отсчетов. При этом в начале каждого такта блок формирования адреса 10 определяет адрес А, по которому из ПЗУ 4 выбирается текущее значение весовой функции и подается на вход умножителя 3. На другой вход умножителя с АЦП 2 подается цифровой код текущего значения входного сигнала, поступающего на вход АЦП с выхода блока согласования по входу 1, который обеспечивает соответствие диапазона изменения значений входного сигнала динамическому диапазону АЦП. Блок преобразования адреса 11 формирует модифицированный адрес А мод А mod N. (Если размерность преобразования Фурье N является целой степенью числа 2, то для формирования А мод достаточно отбрасывать старшие разряды двоичного адреса А.) Значение из ОЗУ 6 по адресу А мод в сумматоре 5 складывается с результатом на выходе умножителя 3 и результат (через схему коммутации 12) вновь заносится по адресу А мод. После ввода (M-1)•N временных отсчетов по сигналам от устройства управления 13 специализированный процессор БПФ 7 переходит в режим ввода данных, а схема коммутации 12 отключает выход сумматора 5 от входа ОЗУ 6 и подает на вход ОЗУ нулевое значение. Таким образом, за последние N тактов накопленная выборка временных отсчетов передается процессору БПФ 7, а ОЗУ обнуляется и тем самым подготавливается к началу нового этапа накопления временных отсчетов. Before the stage of accumulation of time samples, the contents of all cells of RAM 6 is equal to zero. The signal of the control device 13 in the
В ходе этапа выполнения БПФ поступившие в специализированный процессор БПФ 7 данные преобразуются из временной в частотную область, а параллельно с расчетом, по сигналу устройства управления 13, запускается новый этап накопления временных отсчетов. During the FFT execution phase, the data received in the
Рассчитанные специализированным процессором БПФ спектральные отсчеты запоминаются в ОЗУ результатов БПФ 8 и, в ходе этапа фиксации результатов анализа, могут быть записаны во внешнее запоминающее устройство или отображены с помощью какого-либо индикатора (на чертежах не показаны). The spectral counts calculated by a specialized FFT processor are stored in the RAM of the
Дискретизация сигнала x(t) приводит лишь к периодическому по частоте (с периодом Fд) повторению спектра, что не влияет на разрешающую способность, поэтому для оценки изменения разрешающей способности ЦАС сравним результаты преобразования Фурье для непрерывных сигналов.Discretization of the signal x (t) leads only to a frequency-periodic repetition of the spectrum (with a period of F d ), which does not affect the resolution, therefore, to evaluate the change in the resolution of the CAC, we compare the results of the Fourier transform for continuous signals.
При подходе, используемом в прототипе предлагаемого устройства, в спектральную область преобразуется сигнал
где Tc -длительность используемой выборки сигнала, ω(t) выбранная стандартная весовая функция, rect(t) прямоугольное окно единичной длительности (-0,5<t<0,5). Обозначим спектры входящих в произведение функций соответственно Gx( ω ),
Тогда произведение весовой функции ω1(t) на прямоугольное окнo имеет спектр
а спектр сигнала на выходе ЦАС представляет собой свертку спектров Gx(ω) и G1(ω) Поскольку при использовании ДПФ спектр рассчитывается для дискретной сетки частот ωk= 2πk/Tc то выходной спектр ЦАС-прототипа определяется выражением
В предлагаемом устройстве преобразование адреса в блоке 11 приводит к тому, что произведение входного случайного процесса и весовой функции формируемое за M•N тактов на выходе умножителя 3, разделяется на M фрагментов (см. фиг.3) длительностью Tф Tс. Эти фрагменты, задерживаемые на разное время задержки, накладываются друг на друга и суммируются в буферном ОЗУ 6. Таким образом, в предлагаемом устройстве реализуется "фрагментированное накопление", вследствие которого сигнал, подвергаемый преобразованию в спектральную область, имеет вид
Спектры входящих в произведение множителей определяют выражениями
Тогда спектр m-го фрагмента выходного сигнала можно представить в виде:
Выполнив суммирование, найдем спектр сигнала y2(t), формируемого в процессе фрагментированного накопления
Полученное выражение позволяет рассчитать спектр преобразованного устройством сигнала на произвольной частоте, однако поскольку в ходе ДПФ расчет спектральных составляющих производится лишь на дискретной сетке частот ωk= 2πk/Tф то выражение можно значительно упростить, а именно
С учетом Tc Tф, запишем полученный результат в виде
где
Таким образом, при использовании фрагментированного накопления ширина главного лепестка спектра весовой функции в M раз сужается, а размерность БПФ остается постоянной, поэтому разрешающая способность применяемой весовой функции [3] улучшается до величины (в бинах)
РСВФ2 max[1+(РСВФ1 1)/M, 2]
где РСВФ1 разрешающая способность весовой функции прототипа, РСВФ2 разрешающая способность весовой функции предлагаемого устройства. Наилучшая разрешающая способность наблюдается когда величина РСВФ2 минимальна, поэтому число циклов накопления M следует выбирать равным ближайшему целому числу к величине РСВФ1 1.With the approach used in the prototype of the proposed device, the signal is converted into the spectral region
where T c is the duration of the used signal sample, ω (t) is the selected standard weighting function, rect (t) is a rectangular window of unit duration (-0.5 <t <0.5). We denote the spectra of the functions entering the product, respectively, G x (ω),
Then the product of the weight function ω 1 (t) by a rectangular window has a spectrum
and the signal spectrum at the output of the CAC is a convolution of the spectra of G x (ω) and G 1 (ω) Since when using the DFT, the spectrum is calculated for a discrete frequency grid ω k = 2πk / T c then the output spectrum of the CAC prototype is determined by the expression
In the proposed device, the address translation in block 11 leads to the fact that the product of the input random process and the weight function generated in M • N clock cycles at the output of the multiplier 3 is divided into M fragments (see Fig. 3) of duration T f T s . These fragments, delayed by different delay times, are superimposed on each other and summed in the buffer RAM 6. Thus, the proposed device implements "fragmented accumulation", due to which the signal subjected to conversion to the spectral region has the form
The spectra of the factors included in the product are determined by the expressions
Then the spectrum of the m-th fragment of the output signal can be represented as:
Having performed the summation, we find the spectrum of the signal y 2 (t) generated during fragmented accumulation
The resulting expression allows us to calculate the spectrum of the signal converted by the device at an arbitrary frequency, however, since the spectral components are calculated only on a discrete frequency grid ω k = 2πk / T f during the DFT, the expression can be significantly simplified, namely
Given T c T f , we write the result in the form
Where
Thus, when using fragmented accumulation, the width of the main lobe of the spectrum of the weight function decreases by a factor of M, and the FFT dimension remains constant, therefore, the resolution of the applied weight function [3] improves to a value (in bins)
RS VF2 max [1+ (RS VF1 1) / M, 2]
where RS VF1 resolution of the weight function of the prototype, RS VF2 resolution of the weight function of the proposed device. The best resolution is observed when the value of RS VF2 is minimal, therefore, the number of accumulation cycles M should be chosen equal to the nearest integer to the value of RS VF1 1.
Так как накопление выборки временных отсчетов выполняется параллельно с выполнением БПФ, а время TБПФ, необходимое для выполнения БПФ, обычно во много раз превышает величину Tф, то и при увеличении в M раз (по сравнению с прототипом) времени ввода последовательности временных отсчетов быстродействие ЦАС в целом не изменяется и определяется лишь быстродействием спецпроцессора БПФ. Выигрыш по разрешающей способности, обеспечиваемый предлагаемым устройство, определяется выражением
R РСЦАС1/РСЦАС2 РСВФ1/РСВФ2.Since the accumulation of a sample of time samples is performed in parallel with the FFT, and the time T of the FFT necessary for performing the FFT is usually many times greater than the value of T f , then when the time of entering the sequence of time samples increases by M times (compared with the prototype) The CAC as a whole does not change and is determined only by the speed of the FFT special processor. The gain in resolution provided by the proposed device is determined by the expression
R RS CAS1 / RS CAS2 RS VF1 / RS VF2 .
Величина выигрыша, рассчитанная с использованием (6), (7) для некоторых часто используемых весовых функций, представлена в таблице. The payoff value calculated using (6), (7) for some commonly used weighting functions is presented in the table.
Источники информации. Sources of information.
1 Авторское свидетельство СССР N 1573432, кл. G 01 R 23/16, опублик. 1990. 1 Copyright certificate of the USSR N 1573432, cl. G 01
2. А.В.Мартынов, Ю.И.Селихов. Панорамные приемники и анализаторы спектра /Под ред. Г.Д.Заварина. М. Советское радио, 1980. С.265. 2. A.V. Martynov, Yu.I. Selikhov. Panoramic receivers and spectrum analyzers / Ed. G.D.Zavarina. M. Soviet Radio, 1980. S. 265.
3. С.Е.Вдовин и др. Разрешающая способность по частоте цифровых анализаторов спектра //Радиотехника, 1990, N 1. 3. S.E. Vdovin et al. Frequency resolution of digital spectrum analyzers // Radio Engineering, 1990, N 1.
Claims (1)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU94028881A RU2099720C1 (en) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | Digital spectrum analyzer |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
RU94028881A RU2099720C1 (en) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | Digital spectrum analyzer |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
RU94028881A RU94028881A (en) | 1996-06-20 |
RU2099720C1 true RU2099720C1 (en) | 1997-12-20 |
Family
ID=20159261
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
RU94028881A RU2099720C1 (en) | 1994-08-02 | 1994-08-02 | Digital spectrum analyzer |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
RU (1) | RU2099720C1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU196283U1 (en) * | 2019-12-16 | 2020-02-21 | Общество с ограниченной ответственностью "Газпром трансгаз Уфа" | DEVICE FOR SPECTRAL ANALYSIS OF NOISED ELECTRICAL SIGNALS |
-
1994
- 1994-08-02 RU RU94028881A patent/RU2099720C1/en active
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Мартынов А.В. и др. Панорамные приемники и анализаторы спектра. - М.: Советское радио, 1980, с.265. * |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
RU196283U1 (en) * | 2019-12-16 | 2020-02-21 | Общество с ограниченной ответственностью "Газпром трансгаз Уфа" | DEVICE FOR SPECTRAL ANALYSIS OF NOISED ELECTRICAL SIGNALS |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
RU94028881A (en) | 1996-06-20 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4559602A (en) | Signal processing and synthesizing method and apparatus | |
EP0107050B1 (en) | Signal generator for digital spectrum analyzer | |
JPH0447330B2 (en) | ||
CA1124404A (en) | Autocorrelation function factor generating method and circuitry therefor | |
CN114966373A (en) | Method and system for testing parameters of analog-to-digital conversion chip of integrated circuit | |
RU2099720C1 (en) | Digital spectrum analyzer | |
JP3381109B2 (en) | Transfer function measurement device | |
Binkley et al. | Data manipulation and handling | |
CN115825941A (en) | Frequency modulation continuous wave radar device and signal processing method thereof | |
US3717812A (en) | Real time analysis of waves | |
JPS61103320A (en) | Test method of analog-digital converter | |
JP3146093B2 (en) | Two-stage fast Fourier transform method | |
JP4344356B2 (en) | Detector, method, program, recording medium | |
JP3464692B2 (en) | RMS measurement device | |
JPH0894681A (en) | Apparatus for analyzing frequency spectrum | |
JP3331455B2 (en) | Complex sampling circuit | |
JP2743334B2 (en) | Two-stage fast Fourier transform method | |
JP3284146B2 (en) | Waveform data calculation device | |
US5033018A (en) | Filter and method for whitening digitally generated noise | |
RU2133041C1 (en) | Method determining spectrum of electric signals | |
JPH0464059A (en) | Processing device of analysis data | |
JPH0798336A (en) | Sampling type measuring device | |
SU807181A1 (en) | Digital spectrum analyzer operating on discrete fourier transform principle | |
JP2000151360A (en) | Frequency component processing unit | |
JP3004315B2 (en) | Frequency analyzer |