RU2033625C1

RU2033625C1 - Radar receiver of complex signals

Info

Publication number: RU2033625C1
Authority: RU
Inventors: В.И. Ирхин; В.В. Башев; А.Д. Бомштейн
Original assignee: Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники
Priority date: 1991-04-12
Filing date: 1991-04-12
Publication date: 1995-04-20

Abstract

FIELD: radiolocation. SUBSTANCE: radar receiver has controlled amplifier 1, two phase detectors 2, two analog-to-digital converters 3, three comparators 4, selector 5 of moving targets, limiter 6, compression filter 7, detector 8, noncoherent storage circuit 9, three low-pass filters 10, timer 11, source 12 of quadrature oscillations, unit 13 for storage of constants, analog-to-digital converter 14. EFFECT: enhanced operational stability. 3 dwg

Description

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) кругового обзора в качестве радиолокационного (РЛ) приемника. The invention relates to the field of radar and can be used in radar stations (radar) of the circular view as a radar (radar) receiver.

Проектирование современных РЛС, требования, предъявляемые к ним, во многом определяют рабочие характеристики РЛ-приемников. Основными из них являются: помехоустойчивость к различным видам помех (активных и пассивных), стабильность параметров всех элементов РЛ-приемника для обеспечения потенциальных точностных характеристик по измерению координат воздушных объектов (ВО), надежность (долговечность) работы РЛ-приемника, простота его обслуживания в период эксплуатации. Для удовлетворения перечисленных требований при проектировании РЛ-приемника обзорной РЛС, кроме выбора соответствующих алгоритмов обработки, существует еще один существенный фактор, который во многом определяет эксплуатационные характеристики РЛС, это выбор соответствующей элементной базы, которая позволяет реализовать технически основные элементы РЛ-приемника. The design of modern radars, the requirements for them, largely determine the operational characteristics of radar receivers. The main ones are: noise immunity to various types of interference (active and passive), the stability of the parameters of all elements of the radar receiver to provide potential accuracy characteristics for measuring the coordinates of airborne objects (VO), the reliability (durability) of the radar receiver, its ease of maintenance operation period. In order to satisfy the above requirements in the design of the radar receiver of the surveillance radar, in addition to choosing the appropriate processing algorithms, there is another significant factor that largely determines the operational characteristics of the radar, it is the choice of the corresponding element base, which allows you to implement the technically basic elements of the radar receiver.

В настоящее время наиболее перспективной элементной базой является цифровая элементная база. При этом стабильность, надежность, простоту в эксплуатации, высокую повторяемость при серийном производстве РЛ-приемников определяет переход с помощью цифровой элементной базы на дискретные методы обработки сигналов. Применение цифровых методов обработки сигналов не встречает принципиальных затруднений по получению необходимых технических характеристик РЛ-приемника. Как правило, единственным ограничением улучшения рабочих характеристик РЛ-приемника являются его аналоговые элементы. Применение аналоговых элементов для обработки сигналов неизбежно до входа специальных аналогово-цифровых преобразователей (АЦП), которые осуществляют перевод аналоговой информации в цифровую форму. Currently, the most promising element base is the digital element base. At the same time, stability, reliability, ease of operation, and high repeatability in the serial production of radar receivers determine the transition using digital element base to discrete signal processing methods. The use of digital signal processing methods does not meet fundamental difficulties in obtaining the necessary technical characteristics of the radar receiver. As a rule, the only limitation to improving the performance of a radar receiver is its analog elements. The use of analog elements for signal processing is inevitable before the entrance of special analog-to-digital converters (ADCs), which translate analog information into digital form.

Наиболее распространенным методом перевода аналоговой информации в цифровую форму является предварительное преобразование принимаемых колебаний с помощью синхронных (фазовых) детекторов на видеочастоту с последующей дискретизацией колебаний по амплитуде и времени. Полная информация о принимаемых колебаниях сохраняется на видеочастоте в том случае, когда число фазовых детекторов не менее двух. При этом на управляемый вход фазовых детекторов должны поступать сдвинутые на π/2 колебания частоты ω_o, равной центральной частоте спектра принимаемых колебаний.The most common method of converting analog information into digital form is to pre-convert the received vibrations using synchronous (phase) detectors to a video frequency, followed by sampling the oscillations in amplitude and time. Full information about the received vibrations is stored on the video frequency in the case when the number of phase detectors is at least two. In this case, the oscillations of the frequency ω _o shifted by π / 2 equal to the center frequency of the spectrum of the received oscillations should be fed to the controlled input of the phase detectors.

При последующей дискретизации принимаемых колебаний в каждом из квадратурных каналов с помощью АЦП необходимо, чтобы в результате преобразования информации в цифровую форму сохранялись количественные характеристики параметров поступающих колебаний. In the subsequent discretization of the received oscillations in each of the quadrature channels using the ADC, it is necessary that, as a result of the conversion of information into digital form, quantitative characteristics of the parameters of the incoming oscillations are preserved.

Строго математически параметры квадратурных колебаний собственного шума приемника обеих квадратур должны быть тождественно равными. Практически вследствие нестабильности аналоговых элементов приемного тракта, а именно: фазовых детекторов и АЦП, точного равенства параметров квадратурных составляющих собственного шума приемника достигнуть не удается из-за наличия "пролазов" гетеродинного напряжения в фазовых детекторах, дрейфа нулевого уровня в АЦП, нелинейности амплитудных характеристик аналоговых элементов, изменения коэффициента передачи аналоговых элементов в диапазоне рабочих температур. Это ухудшает коэффициент шума приемника. Strictly mathematically, the parameters of quadrature oscillations of the intrinsic noise of the receiver of both quadratures should be identically equal. Practically due to the instability of the analog elements of the receiving path, namely: phase detectors and ADCs, the exact equality of the parameters of the quadrature components of the receiver noise is not possible due to the presence of heterodyne voltage slots in phase detectors, zero-level drift in the ADC, nonlinearity of the amplitude characteristics of the analog elements, changes in the transmission coefficient of analog elements in the range of operating temperatures. This degrades the receiver noise figure.

При операции переноса принимаемых колебаний на видеочастоту с помощью фазовых детекторов возникает довольно широкий спектр комбинационных составляющих, которые либо фильтруются, либо компенсируются применением специальных балансных схем. Компенсация в аналоговых элементах осуществляется с конечной точностью. В первом приближении отклонение от линейности преобразования колебаний на видеочастоту может быть оценено квадратичным полиномом. Квадратичное преобразование принимаемых колебаний приводит к появлению дополнительной случайной постоянной и флюктуационной составляющей шума эти дополнительные составляющие шума можно рассмотреть как собственный шум фазового детектора. Нелинейность характеристики АЦП приводит к такому же результату. During the operation of transferring received vibrations to the video frequency using phase detectors, a rather wide range of combinational components arises, which are either filtered or compensated by using special balanced circuits. Compensation in analog elements is carried out with ultimate accuracy. In a first approximation, the deviation from the linearity of the conversion of oscillations to the video frequency can be estimated by a quadratic polynomial. A quadratic transformation of the received oscillations leads to the appearance of an additional random constant and fluctuation component of the noise. These additional components of the noise can be considered as the intrinsic noise of the phase detector. Non-linearity of the ADC characteristics leads to the same result.

Таким образом совокупности аналоговых элементов (фазовые детекторы, АЦП) РЛ-приемника соответствует собственный случайный шум, зависящий от конкретный аппаратной реализации фазовых детекторов и АЦП, имеющий случайную постоянную и флюктуационные составляющие. Этот собственный шум ограничивает чувствительность РЛ-приемника. Thus, the totality of the analog elements (phase detectors, ADC) of the radar receiver corresponds to its own random noise, depending on the specific hardware implementation of the phase detectors and ADC, having random constant and fluctuation components. This intrinsic noise limits the sensitivity of the radar receiver.

Для сохранения чувствительности приемника на практике прибегают к усилению принимаемых колебаний на входе фазовых детекторов. Принимаемые колебания усиливают до тех пор, пока уровень случайных неконтролируемых сигналов (пролазов, дрейфа нулевого уровня в АЦП) не станет существенно меньше уровня принимаемых колебаний. Такая мера сохранения чувствительности приемного тракта в конечном счете приводит к уменьшению динамического диапазона принимаемых колебаний, которые могут линейно обрабатываться в цифровом виде, так как в любой реальной аналоговой аппаратуре существует ограничение сверху на величину поступающих сигналов. To maintain the sensitivity of the receiver, in practice, they resort to amplification of the received oscillations at the input of phase detectors. The received oscillations are amplified until the level of random uncontrolled signals (slips, zero level drift in the ADC) becomes significantly lower than the level of received oscillations. Such a measure of preservation of the sensitivity of the receiving path ultimately leads to a decrease in the dynamic range of the received oscillations, which can be linearly processed digitally, since in any real analog equipment there is a upper limit on the amount of incoming signals.

При цифровой реализации обработки сигналов в РЛ-приемнике удается достигнуть существенно большего линейного участка динамического диапазона обрабатываемых колебаний, чем при реализации обработки сигналов в РЛ-приемнике на аналоговой элементной базе. В частности, ограничение динамического диапазона обрабатываемых сигналов в аналоговой системе селекции движущихся целей (СДЦ) определяется уровнем ложных сигналов, существующих в аналоговых линиях задержки, а также рядом других технических причин, обусловленных нестабильностью аналоговых элементов аппаратуры обработки. При цифровой обработке эти недостатки отсутствуют, благодаря этому применение цифровой элементной базы позволяет достигнуть более высоких характеристик по помехозащищенности от помех, вызываемых мешающими отражениями (пассивными помехами, местными предметами). Улучшение характеристик по помехозащищенности в этом случае достигается за счет линеаризации обработки принимаемых колебаний. Поэтому весьма актуально увеличение линейности обработки РЛ-приемника. With the digital implementation of signal processing in the radar receiver, it is possible to achieve a significantly larger linear portion of the dynamic range of the processed oscillations than with the implementation of signal processing in the radar receiver on an analog element base. In particular, the limitation of the dynamic range of the processed signals in the analog system of moving targets selection (SDC) is determined by the level of false signals existing in the analog delay lines, as well as a number of other technical reasons due to the instability of the analog elements of the processing equipment. In digital processing, these shortcomings are absent, due to this, the use of a digital element base allows one to achieve higher characteristics in terms of noise immunity from interference caused by interfering reflections (passive noises, local objects). An improvement in the noise immunity characteristics in this case is achieved by linearizing the processing of the received vibrations. Therefore, it is very important to increase the linearity of processing the radar receiver.

Целью изобретения является улучшение помехозащищенности РЛ-приемника при использовании в РЛС сложных зондирующих сигналов за счет увеличения динамического диапазона обрабатываемых колебаний путем компенсации и стабилизации случайных изменений параметров аналоговой аппаратуры РЛ-приемника. The aim of the invention is to improve the noise immunity of the radar receiver when using complex probing signals in the radar by increasing the dynamic range of the processed oscillations by compensating and stabilizing random changes in the parameters of the analog equipment of the radar receiver.

Сущность изобретения заключается в том, что в состав типового РЛ-приемника сложных сигналов, содержащего последовательно соединенные фазовые детекторы, АЦП, систему селекции движущихся целей (СДЦ), ограничитель оптимальный фильтр, детектор и накопитель, между выходом АЦП и входом СДЦ включается схема адаптивного вычитания постоянной составляющей, которая вычитает постоянную составляющую на основе предварительной оценки уровня ложных тревог на фиксированном пороговом уровне, и параллельно ее выходу подключен блок автоматической регулировки усиления (АРУ), выход которого управляет регулируемым усилителем, включенным на входе фазовых детекторов. The essence of the invention lies in the fact that the composition of a typical radar receiver of complex signals containing phase-coupled phase detectors, ADC, moving target selection system (SAC), an optimal filter limiter, a detector and a drive, an adaptive subtraction circuit is included between the ADC output and the SEC input DC component, which subtracts the DC component based on a preliminary assessment of the level of false alarms at a fixed threshold level, and an automatic control unit is connected in parallel with its output irovki gain control (AGC), whose output controls the variable amplifier included at the input of the phase detector.

При этом устройство вычитания постоянной составляющей (ВПС) выполнено из блока сравнения, один из входов которого является входом устройства ВПС, а выход является выходом устройства ВПС, знаковый разряд блока сравнения через фильтр низких частот (ФНЧ) соединен с вторым входом блока сравнения, а второй вход ФНЧ подключен к выходу источника опорных меток, устройство автоматической регулировки усиления выполнено из последовательно соединенных детектора, блока сравнения с фиксированным пороговым уровнем, фильтра низких частот (ФНЧ) и цифроаналогового преобразователя (ЦАП), выход которого подключен к управляемому входу регулируемого усилителя, вход которого является входом всего устройства, а выход подключен к входу фазовых детекторов. In this case, the device for subtracting the constant component (IPN) is made from the comparison unit, one of the inputs of which is the input of the IPN device, and the output is the output of the IPN device, the sign discharge of the comparison unit through the low-pass filter (LPF) is connected to the second input of the comparison unit, and the second the input of the low-pass filter is connected to the output of the source of reference marks, the automatic gain control device is made up of a series-connected detector, a comparison unit with a fixed threshold level, a low-pass filter (low-pass filter) and digital tax converter (DAC) whose output is controlled amplifier connected to the control input, the input of which is the input of the entire device, and an output connected to the input of the phase detector.

На фиг. 1 приведена структурная схема предложенного приемника; на фиг. 2 схема фильтра нижних частот; на фиг. 3 представлены эпюры напряжений в отдельных точках предложенного устройства. In FIG. 1 shows a structural diagram of the proposed receiver; in FIG. 2 low pass filter circuit; in FIG. 3 presents stress plots at individual points of the proposed device.

Приемник содержит регулируемый усилитель 1, фазовый детектор 2, АЦП 3, блок сравнения 4, блок 5 СДЦ, ограничитель 6, фильтр сжатия 7, детектор 8, некогерентный накопитель 9, ФНЧ 10, хронизатор 11, источник квадратурных колебаний 12, блок 13 хранения постоянных чисел, ЦАП 14. ФНЧ содержит инвертор 15, блок 16 совпадения, реверсивный счетчик 17. The receiver contains an adjustable amplifier 1, a phase detector 2, ADC 3, a comparison unit 4, an SDC block 5, a limiter 6, a compression filter 7, a detector 8, an incoherent drive 9, an LPF 10, a synchronizer 11, a quadrature oscillation source 12, a constant storage unit 13 numbers, DAC 14. The low-pass filter contains an inverter 15, a coincidence block 16, a reverse counter 17.

Принцип работы устройства заключается в следующем. На вход регулируемого усилителя 1 поступают колебания в полосе пропускания, равной ширине спектра зондирующих сигналов (см. фиг. 3, а). The principle of operation of the device is as follows. The input of the adjustable amplifier 1 receives oscillations in the passband equal to the spectral width of the probing signals (see Fig. 3, a).

На выходе усилителя 1 колебания с помощью фазовых детекторов 2 разделяются на два квадратурных канала, при этом на управляемые фазовые детекторы 2 поступают гармонические колебания с соответствующих выходов источника квадратурных колебаний 12. At the output of amplifier 1, the oscillations using phase detectors 2 are divided into two quadrature channels, while the controlled phase detectors 2 receive harmonic oscillations from the corresponding outputs of the source of quadrature oscillations 12.

Источник квадратурных колебаний 12 представляет собой последовательное соединение двух блоков: генератора гармонических колебаний частоты ω_o и фазовращателя на частоте ω_o на 90^о, вход и выход которого являются выходами источника 12. Частота равна центральной частоте спектра принимаемых колебаний.The source of quadrature oscillations 12 is a series connection of two blocks: a generator of harmonic oscillations of frequency ω _o and a phase shifter at a frequency ω _{o of} 90 ^o , the input and output of which are outputs of source 12. The frequency is equal to the center frequency of the spectrum of received oscillations.

Принятые колебания усиливаются до такого уровня, чтобы собственный шум последующих последовательно соединенных блоков 2 и 3 не оказывал заметного влияния на коэффициент шума РЛ-приемника. The received oscillations are amplified to such a level that the intrinsic noise of subsequent blocks 2 and 3 connected in series does not have a noticeable effect on the noise figure of the radar receiver.

В идеальном случае амплитудные характеристики блоков 2 и 3 должны быть строго линейными, тогда они не вносят искажений в принимаемые колебания. In the ideal case, the amplitude characteristics of blocks 2 and 3 should be strictly linear, then they do not introduce distortions into the received oscillations.

Отклонения от линейности амплитудных характеристик приводят к появлению дополнительных комбинационных составляющих случайного процесса, которые отсутствуют при линейной обработке. Эти дополнительные составляющие случайного процесса являются характеристикой конкретного элемента блоков (2 или 3) и их можно рассматривать как собственный шум этих элементов. Характерный вид искаженного сигнала приведен на фиг. 3, б. В общем случае амплитудную характеристику 2 или 3 можно представить в виде ряда Тейлора:
f(x)

a_nxⁿ где a_n коэффициенты, которые являются численными параметрами нелинейности амплитудной характеристики аналоговых элементов.Deviations from the linearity of the amplitude characteristics lead to the appearance of additional combinational components of the random process, which are absent during linear processing. These additional components of the random process are characteristic of a particular block element (2 or 3) and can be considered as the intrinsic noise of these elements. A typical view of the distorted signal is shown in FIG. 3, b. In the general case, the amplitude characteristic 2 or 3 can be represented as a Taylor series:
f (x)

a _n x ⁿ where a _{n are} coefficients that are numerical parameters of the nonlinearity of the amplitude characteristics of the analog elements.

В интересующем нас случае амплитудная характеристика имеет вид
f(x) ≃ a₁x + a₂x², причем в виду слабой нелинейности a₂ << a₁.In the case of interest to us, the amplitude characteristic has the form
f (x) ≃ a ₁ x + a ₂ x ² , and in view of the weak nonlinearity a ₂ << a ₁ .

Преобразование случайного процесса в нелинейном квадратичном элементе приводит к появлению постоянной составляющей и дополнительного флюктуационного шума, которые отсутствовали при идельно линейной амплитудной характеристике. По мощности уровень постоянной составляющей и дополнительного шума равны на выходе квадратичного нелинейного преобразования. The transformation of a random process in a nonlinear quadratic element leads to the appearance of a constant component and additional fluctuation noise, which were absent with an ideally linear amplitude characteristic. In terms of power, the level of the constant component and additional noise are equal to the output of the quadratic nonlinear transformation.

Таким образом, если скомпенсировать постоянную составляющую на выходе последовательно соединенных блоков 2 и 3, то можно улучшить (увеличить) динамический диапазон линейно обрабатываемых колебаний. С учетом того, что максимальное изменение постоянной составляющей равно сумме постоянных составляющих на выходах блоков 2 и 3, а дополнительные флюктуационные составляющие шума увеличиваются некогерентно, то минимальное увеличение динамического диапазона на входе блока 5 составит величину не менее 9 дБ. Thus, if we compensate for the constant component at the output of series-connected blocks 2 and 3, then we can improve (increase) the dynamic range of linearly processed oscillations. Given that the maximum change in the constant component is equal to the sum of the constant components at the outputs of blocks 2 and 3, and the additional fluctuation components of the noise increase incoherently, the minimum increase in the dynamic range at the input of block 5 will be at least 9 dB.

Кроме того, вычитание постоянной составляющей на выходе АЦП 3 позволяет снизить технические требования, предъявляемые к величине дрейфа нулевого уровня, что является дополнительным достоинством данной операции. In addition, the subtraction of the DC component at the output of the ADC 3 allows you to reduce the technical requirements for the magnitude of the zero level drift, which is an additional advantage of this operation.

Сущность компенсации постоянной составляющей заключается в следующем. Сигналы с выхода АЦП 3, представленные в виде К-разрядного числа в каждом из квадратурных каналов, поступают на вход К-разрядного блока сравнения 4, представляющего собой алгебраический сумматор, который осуществляет вычитание среднего значения из случайного процесса на выходе АЦП 3. На один из блоков 4 поступают числовые значения, соответствующие случайному процессу на выходе АЦП 3, а на его другой вход поступает оценка среднего значения случайного процесса с выхода ФНЧ 10 (см. фиг. 4, в). ФНЧ 10 может быть выполнен несколькими способами, но при цифровой реализации ФНЧ 10 целесообразно в качестве основного интегратора ФНЧ использовать реверсивный счетчик. Пример такой реализации ФНЧ 10 приведен на фиг. 2, где блок 10 состоит из инвертора 15, двух блоков совпадения 16 и реверсивного счетчика 17. Вход ФНЧ 10 соединен с входами блока совпадения 16, с одним из блоков совпадения непосредственно, а с другим через инвертор 15. Вторые входы объединены и являются вторым ФНЧ 10, а их выходы соединены с входами реверсивного счетчика 17, выход которого является выходом ФНЧ. The essence of the compensation of the constant component is as follows. The signals from the output of the ADC 3, presented as a K-bit number in each of the quadrature channels, are fed to the input of the K-bit comparison unit 4, which is an algebraic adder that subtracts the average value from a random process at the output of the ADC 3. To one of blocks 4 received numerical values corresponding to a random process at the output of the ADC 3, and its other input receives an estimate of the average value of the random process from the output of the low-pass filter 10 (see Fig. 4, c). The low-pass filter 10 can be performed in several ways, but with the digital implementation of the low-pass filter 10 it is advisable to use a reverse counter as the main integrator of the low-pass filter. An example of such an implementation of the low-pass filter 10 is shown in FIG. 2, where block 10 consists of an inverter 15, two coincidence blocks 16, and a reverse counter 17. The input of the low-pass filter 10 is connected to the inputs of the coincidence block 16, with one of the coincidence blocks directly, and with the other through the inverter 15. The second inputs are combined and are the second low-pass filter 10, and their outputs are connected to the inputs of the reversible counter 17, the output of which is the output of the low-pass filter.

Формирование оценки среднего значения случайного процесса ФНЧ 10 происходит в результате подсчета числа положительных и отрицательных выбросов случайного процесса по выходу блока сравнения 4 в каждом элементарном кванте времени (дискрете) (см. фиг. 3, г, д). Длительность квантов должна быть выбрана равной времени корреляции шума τ, чтобы двоичные сигналы различных квантов были статистически независимыми. Разделение положительных и отрицательных сигналов на выходе блока 4 осуществляется с помощью знакового разряда. При этом напряжение знакового разряда, равное логической "единице", соответствует положительному числу, а напряжение логического "нуля" отрицательному числу. Напряжение знакового разряда блока 4 поступает на входы двух блоков совпадения 16, на один из блоков непосредственно, а на второй через инвертор 15. На вторые входы с выхода хронизатора 11 поступает непрерывная последовательность импульсов, следующих через временной интервал τ, равный корреляции шума (см. фиг. 3, е). The estimation of the average value of the random process of the low-pass filter 10 is formed as a result of counting the number of positive and negative outliers of the random process by the output of the comparison unit 4 in each elementary time quantum (discrete) (see Fig. 3, d, e). The duration of the quanta should be chosen equal to the noise correlation time τ, so that the binary signals of different quanta are statistically independent. The separation of positive and negative signals at the output of block 4 is carried out using a sign discharge. In this case, the voltage of the sign discharge equal to the logical "one" corresponds to a positive number, and the voltage of the logical "zero" to a negative number. The sign discharge voltage of block 4 is supplied to the inputs of two coincidence blocks 16, directly to one of the blocks, and to the second through the inverter 15. A continuous sequence of pulses arriving at the second inputs from the output of the chronizer 11 passes through the time interval τ equal to the noise correlation (see Fig. 3, e).

Хронизатор 11 может быть выполнен, например, в виде последовательно соединенных компаратора, счетчика числа импульсов и дешифратора. При этом вход компаратора является входом хронизатора 11 и он соединен с одним из выходов источников квадратурных колебаний 12. С помощью последовательного соединения указанных элементов реализуется непрерывная последовательность импульсов, указанная на фиг. 3. Реверсивный счетчик 17 осуществляет подсчет импульсов этой последовательности. При этом импульсы, соответствующие положительному знаковому разряду, поступают на вход прямого счета, а соответствующие отрицательному знаковому разряду на вход обратного счета реверсивного счетчика 17. Chronizer 11 can be made, for example, in the form of a series-connected comparator, a counter of the number of pulses and a decoder. In this case, the comparator input is the input of the chronizer 11 and it is connected to one of the outputs of the sources of quadrature oscillations 12. A continuous sequence of pulses as shown in FIG. 3. The reversible counter 17 counts the pulses of this sequence. In this case, the pulses corresponding to the positive sign discharge enter the input of the direct count, and the corresponding negative sign discharge to the input of the countdown of the reverse counter 17.

В установившемся режиме на прямой и обратный счетные входы реверсивного счетчика 17 поступают импульсы, вероятность появления которых на выходах блоков 16 фиксирована и равна 0,5. Равновероятное появление импульсов на выходах блоков 16 означает, что на выходе реверсивного счетчика 17 сформировалось постоянное число, равное среднему значению случайного процесса. In the steady state, pulses are received at the direct and reverse counting inputs of the reverse counter 17, the probability of occurrence of which at the outputs of blocks 16 is fixed and equal to 0.5. The equiprobable appearance of pulses at the outputs of blocks 16 means that at the output of the reversible counter 17 a constant number is formed equal to the average value of the random process.

Точность оценки среднего значения случайного процесса определяется коэффициентом усиления между выходом знакового разряда блока 4 и выходом реверсивного счетчика 17. Коэффициент усиления выбирается так, чтобы в оценке среднего значения случайного процесса участвовало большое число временных интервалов, достаточное для применения закона больших чисел. Коэффициент усиления изменяется (увеличивается) путем подключения вторых входов блока 4 к более старшим разрядам детектора 8. Отметим, что среднее значение вычисляется адаптивным образом непосредственно в пределах зоны обнаружения РЛС. В силу этого обстоятельства на выходе блока 4 отслеживаются также случайные изменения постоянной составляющей, обусловленные нелинейными искажениями при воздействии нестационарного случайного процесса (в общем случае многомодального), что приводит к дополнительному улучшению динамических характеристик приемного тракта в сложных помеховых условиях. Характерный вид установившегося случайного процесса с переходным участком изображен на фиг. 3, ж. The accuracy of estimating the average value of a random process is determined by the gain between the output of the sign discharge of block 4 and the output of the reverse counter 17. The gain is selected so that a large number of time intervals sufficient to apply the law of large numbers participate in the estimation of the average value of the random process. The gain is changed (increased) by connecting the second inputs of block 4 to the older bits of detector 8. Note that the average value is calculated in an adaptive manner directly within the radar detection zone. Due to this circumstance, random changes in the DC component due to nonlinear distortions caused by an unsteady random process (in the general case, multimodal) are also monitored at the output of block 4, which leads to an additional improvement in the dynamic characteristics of the receiving path under difficult interference conditions. A typical view of a steady-state random process with a transition section is shown in FIG. 3, g.

Флюктуационную составляющую (дополнительную) случайного процесса, возникающую в результате нелинейных искажений в фазовых детекторах 2 и АЦП 3, скомпенсировать невозможно. Для исключения ее влияния на чувствительность приемника необходимо, чтобы цена младшего разряда АЦП 3 была не менее среднеквадратичного значения случайного процесса (собственного шума РЛ-приемника) на входе АЦП 3. Загрубление чувствительности младшего разряда может приводить к заметным потерям в отношении сигнал-шум при обнаружении пороговых сигналов. Для поддержания этих потерь на заданном уровне при максимальном динамическом диапазоне обрабатываемых колебаний необходимо фиксировать коэффициент передачи случайного процесса через фазовые детекторы 2 и АЦП 3 на минимально допустимом уровне. Выполнение этой задачи решается путем оценки среднеквадратичного значения случайного процесса на выходе блоков 4, а результат оценки используется для управления коэффициентом передачи регулируемого усилителя 1. It is impossible to compensate for the fluctuation component of the (additional) random process arising as a result of nonlinear distortions in phase detectors 2 and ADC 3. To exclude its influence on the sensitivity of the receiver, it is necessary that the low-order price of the ADC 3 be at least the rms value of the random process (intrinsic noise of the RL receiver) at the input of the ADC 3. Coarsening the sensitivity of the low-order bit can lead to noticeable signal-to-noise loss upon detection threshold signals. To maintain these losses at a given level with the maximum dynamic range of the processed oscillations, it is necessary to fix the transmission coefficient of the random process through phase detectors 2 and ADC 3 at the minimum acceptable level. This task is accomplished by evaluating the rms value of the random process at the output of blocks 4, and the evaluation result is used to control the transmission coefficient of the adjustable amplifier 1.

Для оценки среднеквадратичного значения случайного процесса принятые колебания на выходе блока 4 детектируются дополнительным детектором 8. На выходе детектора 8 уровень принятых колебаний сравнивается с фиксированным числом в дополнительном блоке сравнения 4, который представляет собой алгебраический сумматор. Набор фиксированных чисел хранится в блоке 13, выход которого соединен с вторым входом дополнительного блока 4 сравнения. В качестве блока 13 могут быть использованы элементы цифровой памяти типа оперативно запоминающих устройств либо постоянное запоминающее устройство, в котором записано в двоичном коде постоянное число. To estimate the mean square value of the random process, the received oscillations at the output of block 4 are detected by an additional detector 8. At the output of the detector 8, the level of the received oscillations is compared with a fixed number in the additional comparison block 4, which is an algebraic adder. A set of fixed numbers is stored in block 13, the output of which is connected to the second input of the additional block 4 comparison. As block 13, digital memory elements such as random-access memory devices or read-only memory, in which a constant number is written in binary code, can be used.

Формирование оценки среднеквадратичного значения случайного процесса на выходе дополнительного блока 4 сравнения осуществляется в результате подсчета на ее выходе числа положительных и отрицательных значений случайного процесса с помощью дополнительного ФНЧ 10. Разделение положительных и отрицательных сигналов на выходе дополнительного блока 4 осуществляется с помощью знакового разряда. Реализация дополнительного ФНЧ 10 может быть выполнена точно так же, как и в случае оценки среднего значения постоянной составляющей случайного процесса (см. фиг. 2). The evaluation of the mean square value of the random process at the output of the additional comparison unit 4 is carried out as a result of counting at its output the number of positive and negative values of the random process using the additional low-pass filter 10. Separation of positive and negative signals at the output of the additional unit 4 is carried out using a sign discharge. The implementation of the additional low-pass filter 10 can be performed in the same way as in the case of estimating the average value of the constant component of the random process (see Fig. 2).

В установившемся режиме на прямой и обратный счетные входы реверсивного счетчика 17 будут поступать импульсы, вероятность появления которых равна 0,5. Равновероятное появление счетных импульсов на входах 17 реверсивного счетчика 17 означает, что на входе дополнительного блока 4 среднеквадратичное значение случайного процесса с выхода дополнительного детектора 8 равно в среднем постоянному числу, хранящемуся в блоке 13. Напряжение на выходе ФНЧ 10 с помощью ЦАП 14 преобразуется в постоянное аналоговое напряжение, которое управляет коэффициентом усиления усилителя 1 для поддержания максимально допустимого уровня собственного шума приемника на входе блока 5. В ограничителе 6 происходит нормирование принятых колебаний по мощности. С выхода ограничителя 6 нормированные колебания поступают на вход фильтра 7, который осуществляет внутрипериодную обработку эхо-сигналов. На выходе фильтра 7 принятые колебания детектируются детектором 8 и поступают на вход некогерентного накопителя 9, где осуществляется некогерентная фильтрация принятых колебаний по азимутальной координате. In steady state, pulses with a probability of occurrence of 0.5 are transmitted to the forward and reverse counting inputs of the reverse counter 17. The equiprobable appearance of counting pulses at the inputs 17 of the counter 17 means that at the input of the additional unit 4, the rms value of the random process from the output of the additional detector 8 is equal to the average constant number stored in block 13. The voltage at the output of the low-pass filter 10 is converted to a constant by means of the DAC 14 analog voltage, which controls the gain of amplifier 1 to maintain the maximum allowable noise level of the receiver at the input of block 5. In the limiter 6, the norm tion received power oscillations. From the output of the limiter 6, normalized oscillations are fed to the input of the filter 7, which performs intra-period processing of the echo signals. At the output of the filter 7, the received oscillations are detected by the detector 8 and fed to the input of the incoherent drive 9, where incoherent filtering of the received oscillations is carried out in the azimuthal coordinate.

Claims

COMPLEX SIGNAL RADAR RECEIVER, containing two parallel-connected quadrature channels, each of which consists of a series-connected phase detector, the controlled inputs of which are connected to a source of quadrature oscillations, and an analog-to-digital converter, series-connected block of selection of moving targets, a limiter, a compression filter, a detector incoherent drive, the output of which is the output of the receiver, characterized in that, in order to increase noise immunity and stabilization the level of false alarms by compensating for distortions arising from the deviation of the amplitude characteristics of the analog elements of the quadrature channels from the linear ones, an adjustable amplifier has been introduced, the input of which is the input of the receiver, and the output is connected to the inputs of the quadrature channels, comparison units whose outputs are separately connected to the corresponding inputs of the selection block moving targets, and the inputs to the outputs of the analog-to-digital converter of each of the quadrature channels, the filter input is not connected to the second input of the comparison unit low frequencies, the first input of which is connected to the sign discharge of the comparison unit, and the second input of the low-pass filter is connected to the output of the chronizer, the input of which is connected to one of the outputs of the quadrature oscillation source, a third comparison unit, a second detector, a third low-pass filter, a digital-to-analog converter are introduced and a constant storage unit, the outputs of the first and second comparison units are connected to the inputs of the second detector, the output of which is through a series-connected third comparison unit, the second input of which is connected ene yield constants storage unit, a third low pass filter, a second input coupled to an output hronizatora, and digital to analog converter coupled to control inputs of the adjustable amplifier.