RU172407U1 - CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER - Google Patents

CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER Download PDF

Info

Publication number
RU172407U1
RU172407U1 RU2016151020U RU2016151020U RU172407U1 RU 172407 U1 RU172407 U1 RU 172407U1 RU 2016151020 U RU2016151020 U RU 2016151020U RU 2016151020 U RU2016151020 U RU 2016151020U RU 172407 U1 RU172407 U1 RU 172407U1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
inductor
bridge
bridge switch
power source
frequency
Prior art date
Application number
RU2016151020U
Other languages
Russian (ru)
Inventor
Владимир Алексеевич Филин
Алексей Николаевич Головин
Василий Сергеевич Смирнов
Асиф Акиф оглы Ганбаев
Original Assignee
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича" (СПбГУТ)
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича" (СПбГУТ) filed Critical Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Санкт-Петербургский государственный университет телекоммуникаций им. проф. М.А. Бонч-Бруевича" (СПбГУТ)
Priority to RU2016151020U priority Critical patent/RU172407U1/en
Application granted granted Critical
Publication of RU172407U1 publication Critical patent/RU172407U1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Предлагаемая полезная модель относится к преобразовательной технике и может быть использована в промышленных установках для термообработки материалов токами высокой частоты, а также в радиопередающих устройствах с амплитудной, однополосной, частотной модуляциями.Для повышения КПД и улучшения частотных свойств в режиме широтно-импульсной модуляции путем обеспечения резонансного режима переключений моста и устранения потерь на фронтах импульсов токов через транзисторы моста выбором низкой частоты повторения импульсов управляемый резонансный инвертор тока содержит источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором, и отличается тем, что последовательно с мостовым коммутатором и дросселем включен управляющий транзистор таким образом, что к дросселю подключен коллектор управляющего транзистора, точка соединения мостового коммутатора с дросселем соединена через первый рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с отрицательным полюсом источника питания, а точка соединения коллектора управляющего транзистора с дросселем соединена через второй рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с положительным полюсом источника питания. 2 ил.The proposed utility model relates to converting technology and can be used in industrial plants for heat treatment of materials with high-frequency currents, as well as in radio transmitting devices with amplitude, single-band, frequency modulation. To increase the efficiency and improve the frequency properties in pulse-width modulation by providing resonant the mode of switching the bridge and eliminating losses at the edges of the current pulses through the bridge transistors by selecting a low pulse repetition rate The resonant current inverter contains a power source, in parallel with the output of which a filter capacitor is connected, connected to a bridge switch consisting of transistors shunted by reverse diodes, to the output of which is connected an oscillating circuit connected to the primary winding of the transformer, the secondary winding of which is connected to the load, and a choke, connected in series with the bridge switch, and characterized in that the control transistor is connected in series with the bridge switch and the inductor in such a way Because the collector of the control transistor is connected to the inductor, the connection point of the bridge switch with the inductor is connected through the first recovery diode, connected in the opposite direction, to the negative pole of the power source, and the connection point of the collector of the control transistor with the inductor is connected through the second recovery diode, connected in the reverse direction, with the positive pole of the power source. 2 ill.

Description

Полезная модель относится к преобразовательной технике и может быть использована в промышленных установках для термообработки материалов с помощью токов высокой частоты, требующих электронной регулировки выходной мощности, а также в радиопередающих устройствах с амплитудной, однополосной, частотной (фазовой) модуляциями и амплитудной, частотной (фазовой) манипуляциями.The utility model relates to a conversion technique and can be used in industrial plants for heat treatment of materials using high-frequency currents that require electronic adjustment of the output power, as well as in radio transmitting devices with amplitude, single-band, frequency (phase) modulations and amplitude, frequency (phase) by manipulations.

Известен мостовой резонансный инвертор, в котором с помощью силовых ключей моста коммутируется ток дросселя (см. 1. Dede E.J., Jordan J., Esteve V., Gonzalez J.V., Ramirez D. Design Considerations for Induction Heating Current Fed Inverters with IGBT's Working at 100 kHz. Proc. Of the Applied Power Electronics Conference APEC'93 (San Diego, USA, Marzo 1993). Данный инвертор содержит мост с четырьмя транзисторными ключами, в диагонали моста через трансформатор включена резонансная нагрузка в виде колебательного контура. Постоянное напряжение питания подается к мосту через дроссель, ток которого с частотой, равной резонансной, коммутируется ключами моста. Управление мощностью формируемых высокочастотных колебаний осуществляется изменением напряжения питания с помощью дополнительной схемы фазового регулирования, не обладающей линейной модуляционной характеристикой.A well-known bridge resonant inverter, in which the inductor current is switched using power keys of the bridge (see 1. Dede EJ, Jordan J., Esteve V., Gonzalez JV, Ramirez D. Design Considerations for Induction Heating Current Fed Inverters with IGBT's Working at 100 kHz. Proc. Of the Applied Power Electronics Conference APEC'93 (San Diego, USA, Marzo 1993). This inverter contains a bridge with four transistor switches, a resonant load in the form of an oscillatory circuit is connected in the diagonal of the bridge through the transformer. the bridge through the inductor, the current of which with a frequency equal to the resonant, is switched by keys The power of the generated high-frequency oscillations is controlled by changing the supply voltage using an additional phase control circuit that does not have a linear modulation characteristic.

Описываемый инвертор может работать только при чередующихся, отпирающих силовые ключи импульсах, по длительности равных половине периода Т колебаний рабочей частоты. Паузы между импульсами недопустимы, поскольку это влечет перенапряжение на транзисторах вследствие воздействия ЭДС самоиндукции на дроссель, а схема защиты от перенапряжений отсутствует. Это означает, что управление мощностью с помощью широтно-импульсной модуляции (ШИМ) невозможно.The described inverter can only work with alternating pulses that unlock the power keys, with a duration equal to half the period T of the oscillations of the operating frequency. Pauses between pulses are unacceptable, since this entails an overvoltage on the transistors due to the influence of the self-induction EMF on the inductor, and there is no overvoltage protection circuit. This means that power control using pulse width modulation (PWM) is not possible.

Наиболее близким по технической сущности является управляемый преобразователь на основе инвертора тока (см. 2. Current-Fed Power Processing Technology. Technical Paper/Magna-Power. 2016. http://www.magna-power.com/support/technical-notes/overview-current-fed-power-processing).The closest in technical essence is a controlled converter based on a current inverter (see 2. Current-Fed Power Processing Technology. Technical Paper / Magna-Power. 2016. http://www.magna-power.com/support/technical-notes / overview-current-fed-power-processing).

Это устройство содержит сетевой выпрямитель трехфазного напряжения, понижающий регулятор и мостовой инвертор тока, нагруженный на выпрямитель. Наличие понижающего регулятора напряжения позволяет управлять (модулировать) колебаниями высокой частоты с помощью широтной модуляции импульса тока, осуществляемой дополнительным транзисторным ключом на более низкой частоте.This device contains a three-phase voltage rectifier, a step-down regulator and a bridge current inverter, loaded on the rectifier. The presence of a step-down voltage regulator allows you to control (modulate) high-frequency oscillations using latitudinal modulation of the current pulse, carried out by an additional transistor switch at a lower frequency.

Принципиальная схема этого устройства содержит источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из четырех транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором и связанный с отрицательным полюсом источника питания.The circuit diagram of this device contains a power source, in parallel with the output of which a filter capacitor is connected, connected to a bridge switch consisting of four transistors, shunted by reverse diodes, to the output of which is connected an oscillating circuit connected to the primary winding of the transformer, the secondary winding of which is connected to the load, and a choke connected in series with the bridge switch and connected to the negative pole of the power source.

Однако этот преобразователь имеет нелинейную модуляционную характеристику, пониженный КПД и ухудшенные частотные свойства в режиме модуляции за счет потерь на фронтах импульсов, поскольку переключение токов сопровождается скачками напряжения, достигающими по величине значения напряжений источника питания Е.However, this converter has a nonlinear modulation characteristic, reduced efficiency, and degraded frequency properties in the modulation mode due to losses at the pulse fronts, since current switching is accompanied by voltage surges reaching the value of the voltage of the power source E.

Техническим результатом предлагаемого устройства является повышение КПД и улучшение частотных свойств в режиме широтно-импульсной модуляции путем обеспечения управления мощностью высокочастотных колебаний мостового резонансного инвертора посредством регулирования напряжения питания с помощью дополнительного транзисторного ключа. Этот транзисторный ключ работает на более низкой частоте (в 7-10 раз) по сравнению с частотой переключения моста, что также снижает потери мощности на этом дополнительном транзисторе.The technical result of the proposed device is to increase the efficiency and improve the frequency properties in the pulse width modulation mode by providing power control of high-frequency oscillations of the bridge resonant inverter by adjusting the supply voltage using an additional transistor switch. This transistor switch operates at a lower frequency (7-10 times) compared to the switching frequency of the bridge, which also reduces the power loss on this additional transistor.

Указанный результат достигается в предлагаемом управляемом резонансном инверторе, содержащем источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором, отличающемся тем, что последовательно с мостовым коммутатором и дросселем включен управляющий транзистор таким образом, что к дросселю подключен коллектор управляющего транзистора, точка соединения мостового коммутатора с дросселем соединена через первый рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с отрицательным полюсом источника питания, а точка соединения стока (коллектора) управляющего транзистора с дросселем соединена через второй рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с положительным полюсом источника питания.The specified result is achieved in the proposed controlled resonant inverter containing a power source, parallel to the output of which a filter capacitor is connected, connected to a bridge switch, consisting of transistors shunted by reverse diodes, to the output of which is connected an oscillating circuit connected to the primary winding of the transformer, into the secondary winding of which the load is on, and a throttle connected in series with the bridge switch, characterized in that in series with the bridge comm The control transistor is turned on by the inverter and the choke so that the collector of the control transistor is connected to the choke, the connection point of the bridge switch with the choke is connected through the first recovery diode, connected in the opposite direction, to the negative pole of the power source, and the connection point of the drain (collector) of the control transistor with a throttle connected through a second recovery diode, connected in the opposite direction, with the positive pole of the power source.

В предлагаемом управляемом резонансном инверторе тока транзисторы мостового коммутатора возбуждаются чередующимися импульсами напряжения с длительностью, равной половине периода Т, соответственно почти постоянный ток дросселя, коммутируемый транзисторами мостового коммутатора, имеет форму меандров и вызывает на колебательном контуре гармонические колебания, передаваемые в нагрузку с помощью трансформатора. Переключение импульсов тока происходит при малых остаточных напряжениях на транзисторах моста, что обеспечивает высокий КПД и улучшение частотных свойств транзисторного моста.In the proposed controlled resonant current inverter, transistors of the bridge switch are excited by alternating voltage pulses with a duration equal to half the period T, respectively, the almost constant current of the inductor switched by transistors of the bridge switch has the form of meanders and causes harmonic oscillations on the oscillating circuit, transmitted to the load using a transformer. Switching current pulses occurs at low residual voltages at the transistors of the bridge, which provides high efficiency and improved frequency properties of the transistor bridge.

Предлагаемая полезная модель поясняется чертежами, где на фиг. 1 приведена принципиальная схема предлагаемого управляемого резонансного инвертора, на фиг. 2 (а, б, в) приведены временные диаграммы работы предлагаемого устройства.The proposed utility model is illustrated by drawings, where in FIG. 1 shows a schematic diagram of the proposed controlled resonant inverter, FIG. 2 (a, b, c) shows the timing diagrams of the proposed device.

Согласно фиг. 1 предлагаемое устройство содержит источник 1 питания с фильтровым конденсатором 2 на выходе, соединенным последовательно с мостовым коммутатором, состоящим из четырех транзисторов 3-6, каждый из которых шунтирован внутренним обратным диодом, дросселем 7 и транзистором 8, шунтированным внутренним обратным диодом, параллельный резонансный контур 9, подключенный к выходу моста, настроенный на рабочую частоту инвертора. К параллельному резонансному контуру присоединена первичная обмотка трансформатора 10, во вторичную обмотку которого включена нагрузка 11. Точка соединения моста с дросселем 7 подключена к отрицательному полюсу источника 1 питания через рекуперационный диод 12, включенный в обратном направлении, точка соединения транзистора 8 с дросселем 7 соединена с положительным полюсом источника питания через рекуперационный диод 13, включенный в обратном направлении. Напряжение возбуждения транзисторов 3-6 и соответственно ток дросселя 7, коммутируемый транзисторным мостом, имеет форму прямоугольных импульсов с длительностью, равной половине периода рабочей частоты инвертора, возбуждает контур 9, создавая в нем гармонические колебания рабочей частоты. Длительность импульсов, возбуждающих транзистор 8, изменяется в пределах от 0 до 0,637 периода колебаний частоты модуляции, соответственно изменяется ток дросселя 7 и амплитуда напряжения на нагрузке в пределах от нуля до значения напряжения источника питания Е.According to FIG. 1, the proposed device contains a power source 1 with a filter capacitor 2 at the output, connected in series with a bridge switch, consisting of four transistors 3-6, each of which is shunted by an internal reverse diode, inductor 7 and transistor 8, bypassed by an internal reverse diode, parallel resonant circuit 9, connected to the bridge output, tuned to the inverter operating frequency. The primary winding of the transformer 10 is connected to the parallel resonant circuit, the load 11 is connected to its secondary winding. The connection point of the bridge with the inductor 7 is connected to the negative pole of the power supply 1 through the recovery diode 12, connected in the opposite direction, the connection point of the transistor 8 with the inductor 7 is connected to the positive pole of the power source through the recovery diode 13, turned on in the opposite direction. The excitation voltage of transistors 3-6 and, accordingly, the inductor current 7, switched by a transistor bridge, has the form of rectangular pulses with a duration equal to half the period of the inverter operating frequency, excites the circuit 9, creating harmonic oscillations of the operating frequency in it. The duration of the pulses exciting the transistor 8 varies from 0 to 0.637 of the period of oscillation of the modulation frequency, respectively, the current of the inductor 7 and the amplitude of the voltage across the load range from zero to the voltage of the power source E.

Управляемый резонансный инвертор тока (фиг. 1) работает следующим образом. Положительный потенциал напряжения питания от источника 1, шунтированного фильтровым конденсатором 2, подается на транзисторы 3-6 мостового коммутатора, а отрицательный потенциал подается на точку заземления транзистора 8 управления. Транзисторы моста 3-6 возбуждаются чередующимися импульсами напряжения с длительностью, равной половине периода Т (фиг. 2а, б), соответственно почти постоянный ток дросселя 7, коммутируемый транзисторным мостом 3-6, имеет форму меандров 14 и вызывает на колебательном контуре 9 гармонические колебания напряжения 15 (фиг. 2в), передаваемые в нагрузку 11 с помощью трансформатора 10 (фиг. 1). При этом для исключения перенапряжений на дросселе 7 и транзисторах 3-6 и 8 при внезапных изменениях (скачках) нагрузки включены два рекуперационных диода 12 и 13, ограничивающих перенапряжения и возвращающие избыток энергии в источник 1 питания.A controlled resonant current inverter (Fig. 1) works as follows. The positive potential of the supply voltage from the source 1, shunted by the filter capacitor 2, is supplied to the transistors 3-6 of the bridge switch, and the negative potential is supplied to the ground point of the transistor 8 of the control. The transistors of the bridge 3-6 are excited by alternating voltage pulses with a duration equal to half the period T (Fig. 2a, b), respectively, the almost constant current of the inductor 7, switched by the transistor bridge 3-6, has the shape of meanders 14 and causes harmonic oscillations on the oscillating circuit 9 voltage 15 (Fig. 2B), transmitted to the load 11 using a transformer 10 (Fig. 1). Moreover, to eliminate overvoltages on the inductor 7 and transistors 3-6 and 8 with sudden changes (jumps) in the load, two recovery diodes 12 and 13 are included, limiting overvoltages and returning excess energy to the power supply 1.

Переключение импульсов тока в транзисторах моста происходит при малых остаточных напряжениях, что обеспечивает высокий КПД и улучшение частотных свойств транзисторного моста.Switching current pulses in bridge transistors occurs at low residual voltages, which provides high efficiency and improved frequency properties of the transistor bridge.

При этом высокий КПД, улучшение частотных свойств транзистора 8 обеспечивается выбором достаточно низкой частоты возбуждения этого транзистора. При этом влияние потерь на фронтах импульсов напряжения и тока транзистора 8, соответственно, снижается и может быть сведено к минимуму.At the same time, high efficiency, improving the frequency properties of transistor 8 is ensured by the choice of a sufficiently low excitation frequency of this transistor. In this case, the influence of losses at the edges of the voltage and current pulses of the transistor 8, respectively, decreases and can be minimized.

Модуляционная характеристика может быть найдена из следующих соображений. Пренебрегая малыми остаточными напряжениями транзисторов, работающих в ключевом режиме, найдем среднее напряжение на нагрузке ключевого усилителя однополярного напряжения в установившемся режиме:The modulation characteristic can be found from the following considerations. Neglecting the small residual voltages of the transistors operating in the key mode, we find the average voltage at the load of the key amplifier of unipolar voltage in the steady state:

Figure 00000001
Figure 00000001

где tИ - длительность прямоугольного импульса, отпирающего транзистор 8, а TM - период повторения этих импульсов.where t And - the duration of the rectangular pulse, the unlocking transistor 8, and T M - the repetition period of these pulses.

Нагрузкой ключевого усилителя служит транзисторный мост 3-6 с контуром 9. В силу малых остаточных напряжений на транзисторах 3-6 напряжение на дросселе 7 повторяет напряжение на контуре 9. С учетом коммутации в транзисторном мосте напряжение на дросселе 7 представлено на фиг. 2 г. При этом среднее напряжение в установившемся режиме изменяется по законуThe load of the key amplifier is a transistor bridge 3-6 with a circuit 9. Due to the small residual voltage on the transistors 3-6, the voltage on the inductor 7 repeats the voltage on the circuit 9. Given the switching in the transistor bridge, the voltage on the inductor 7 is shown in FIG. 2 g. In this case, the average voltage in the steady state changes according to the law

Figure 00000002
Figure 00000002

Среднее напряжение на дросселе 7 в установившемся режиме равно нулю, поэтому, алгебраически суммируя (1) и (2), получим модуляционную характеристикуThe average voltage across the inductor 7 in the steady state is zero, therefore, algebraically summing (1) and (2), we obtain the modulation characteristic

Figure 00000003
Figure 00000003

При изменении tИ в пределах от 0 до 0,637ТМ амплитуда напряжения на контуре Um изменяется по линейному закону от нуля до максимального значения Е.When changing t And in the range from 0 to 0.637T M the amplitude of the voltage on the circuit U m varies linearly from zero to the maximum value of E.

При коротком замыкании нагрузки ток дросселя 7 с индуктивностью L возрастает и превышает допустимое в рабочем режиме значение Im, достигая значения Im(l+k), где k - допустимое превышение тока дросселя 7 в рабочем режиме. В момент, когда ток дросселя достигает уровня Im(l+k), импульсы, отпирающие транзисторы моста, отключаются, и ток дросселя 7 рекуперируется в фильтровую емкость 2 через рекуперационные диоды 12, 13. Напряжение на фильтровой емкости 2 увеличивается в результате рекуперации и превышает нормальное значение Е. Фильтровая емкость 2 выбирается из условияIn case of a short circuit of the load, the current of the inductor 7 with inductance L increases and exceeds the permissible value in the operating mode, I m , reaching the value of I m (l + k), where k is the permissible excess current of the inductor 7 in the operating mode. At the moment when the inductor current reaches the level I m (l + k), the pulses unlocking the bridge transistors are turned off, and the inductor 7 is recovered to the filter tank 2 through recovery diodes 12, 13. The voltage on the filter tank 2 increases as a result of the recovery and exceeds the normal value E. Filter capacity 2 is selected from the condition

Figure 00000004
Figure 00000004

где m - превышение напряжения на конденсаторе с емкостью С по отношению к нормальному значению Е.where m is the excess voltage on the capacitor with a capacitance C with respect to the normal value of E.

Приведем пример реализации предлагаемого устройства.Here is an example implementation of the proposed device.

Источник 1 питания 500 B может быть реализован на двух выпрямительных диодных мостах сборки DSE12X61-10.A 500 V power supply 1 can be implemented on two rectifier diode bridges of the DSE12X61-10 assembly.

В качестве фильтрового конденсатора можно использовать силовые конденсаторы Е50 (DC) с номинальным напряжением Unom DC=600 B, емкостью 500 мкФ.As a filter capacitor, you can use power capacitors E50 (DC) with a nominal voltage Unom DC = 600 V, with a capacity of 500 μF.

Транзисторный ВЧ мостовой коммутатор 3-6 может быть выполнен на мощных полевых транзисторах типа SPW55N80C3.Transistor RF bridge switch 3-6 can be performed on powerful field effect transistors type SPW55N80C3.

В качестве рекуперационных диодов 12-13 могут быть использованы диоды типа 1.5КЕ440А.As recovery diodes 12-13, diodes of the type 1.5KE440A can be used.

Емкость колебательного контура 9 может быть реализована на конденсаторах ВЧ типа DC Y5P- 6.3 кВ-1000 пФ параллельным включением до нужного номинала.The capacity of the oscillatory circuit 9 can be realized on RF capacitors of the type DC Y5P-6.3 kV-1000 pF by parallel switching to the desired rating.

Индуктивность колебательного контура 9 ВЧ типа Epcos В65713А0400А027 РМ 87/70 N27 А1400.Inductance of the oscillatory circuit 9 RF type Epcos B65713A0400A027 PM 87/70 N27 A1400.

Высокочастотный трансформатор 10 может быть реализован на двух кольцах B64290-L84-x87, N87, R102×65×15, сердечник ферритовый кольцевой.High-frequency transformer 10 can be implemented on two rings B64290-L84-x87, N87, R102 × 65 × 15, the core is a ferrite ring.

Дроссель 7 может быть реализован на трех сердечниках типа Magnetics High Floox 58909 78.9×48.2×17.02 мм.The inductor 7 can be implemented on three cores of the Magnetics High Floox type 58909 78.9 × 48.2 × 17.02 mm.

В качестве управляющего транзистора 8 можно использовать полевой транзистор типа SPW55N80C3.As the control transistor 8, you can use the field effect transistor type SPW55N80C3.

Claims (1)

Управляемый резонансный инвертор тока, содержащий источник питания, параллельно выходу которого включен фильтровый конденсатор, соединенный с мостовым коммутатором, состоящим из транзисторов, шунтированных обратными диодами, к выходу которого подключен колебательный контур, соединенный с первичной обмоткой нагрузочного трансформатора, во вторичную обмотку которого включена нагрузка, и дроссель, включенный последовательно с мостовым коммутатором, отличающийся тем, что последовательно с мостовым коммутатором и дросселем включен управляющий транзистор таким образом, что к дросселю подключен коллектор управляющего транзистора, точка соединения мостового коммутатора с дросселем соединена через первый рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с отрицательным полюсом источника питания, а точка соединения коллектора управляющего транзистора с дросселем соединена через второй рекуперационный диод, включенный в обратном направлении, с положительным полюсом источника питания.A controlled resonant current inverter containing a power source, in parallel with the output of which a filter capacitor is connected, connected to a bridge switch consisting of transistors shunted by reverse diodes, the output of which is connected to an oscillating circuit connected to the primary winding of the load transformer, into the secondary winding of which the load is connected, and a throttle connected in series with the bridge switch, characterized in that the control is connected in series with the bridge switch and the throttle so that the collector of the control transistor is connected to the inductor, the connection point of the bridge switch with the inductor is connected through the first recovery diode, connected in the opposite direction, to the negative pole of the power source, and the connection point of the collector of the control transistor with the inductor is connected through the second recovery diode, switched in the opposite direction, with a positive pole of the power source.
RU2016151020U 2016-12-23 2016-12-23 CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER RU172407U1 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016151020U RU172407U1 (en) 2016-12-23 2016-12-23 CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2016151020U RU172407U1 (en) 2016-12-23 2016-12-23 CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU172407U1 true RU172407U1 (en) 2017-07-07

Family

ID=59310435

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2016151020U RU172407U1 (en) 2016-12-23 2016-12-23 CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER

Country Status (1)

Country Link
RU (1) RU172407U1 (en)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU175505U1 (en) * 2017-06-27 2017-12-07 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет "МЭИ" (ФГБОУ ВО "НИУ "МЭИ") CONTROLLABLE DEVICE FOR CURTAINABLE CURRENT INVERTER FOR INDUCTION HEATING WITH VARIABLE CHANGE OF LOAD
RU176085U1 (en) * 2017-04-19 2017-12-27 Вячеслав Васильевич Елисеев High-voltage switch of powerful bipolar current pulses

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2427968A (en) * 2005-06-29 2007-01-10 Tyco Electronics A full bridge circuit
RU2418355C1 (en) * 2010-05-27 2011-05-10 Открытое акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Stabilised quasiresonant converter
RU2449459C1 (en) * 2011-02-24 2012-04-27 Евгений Михайлович Силкин Stand-alone matched inverter with resonant commutation
RU2510862C1 (en) * 2012-09-04 2014-04-10 Открытое акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Stabilised quasiresonent converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2427968A (en) * 2005-06-29 2007-01-10 Tyco Electronics A full bridge circuit
RU2418355C1 (en) * 2010-05-27 2011-05-10 Открытое акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Stabilised quasiresonant converter
RU2449459C1 (en) * 2011-02-24 2012-04-27 Евгений Михайлович Силкин Stand-alone matched inverter with resonant commutation
RU2510862C1 (en) * 2012-09-04 2014-04-10 Открытое акционерное общество "Федеральный научно-производственный центр "Нижегородский научно-исследовательский институт радиотехники" Stabilised quasiresonent converter

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU176085U1 (en) * 2017-04-19 2017-12-27 Вячеслав Васильевич Елисеев High-voltage switch of powerful bipolar current pulses
RU175505U1 (en) * 2017-06-27 2017-12-07 федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Национальный исследовательский университет "МЭИ" (ФГБОУ ВО "НИУ "МЭИ") CONTROLLABLE DEVICE FOR CURTAINABLE CURRENT INVERTER FOR INDUCTION HEATING WITH VARIABLE CHANGE OF LOAD

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5438498A (en) Series resonant converter having a resonant snubber
US8441812B2 (en) Series resonant converter having a circuit configuration that prevents leading current
US5099406A (en) Dc-dc converter with surge voltage prevention
US10148136B2 (en) Drive device, method thereof, and wireless power transmission device
JP6485198B2 (en) Resonant inverter and resonant power supply
Aldhaher et al. Load-independent Class EF inverters for inductive wireless power transfer
JPH02184267A (en) Series resonance inverter with non-loss snabber-reset part
US9214876B2 (en) Method of shoot-through generation for modified sine wave Z-source, quasi-Z-source and trans-Z-source inverters
CA3023069A1 (en) Wireless power transfer system
US5563775A (en) Full bridge phase displaced resonant transition circuit for obtaining constant resonant transition current from 0° phase angle to 180° phase angle
RU172407U1 (en) CONTROLLED RESONANT CURRENT INVERTER
US5303137A (en) Multiresonant self-oscillating converter circuit
Wei et al. Steady-state analysis and design of class-D ZVS inverter at any duty ratio
TWI506928B (en) Current source inverter and operation method thereof
JP4473065B2 (en) Push-pull switching power converter
Yusmarnita et al. Design and analysis of 1MHz class-E power amplifier
RU2003100565A (en) VOLTAGE CONVERTER AND METHOD OF MANAGING THEM
US6590786B2 (en) System for controlling the delivery of power to DC computer components utilizing phase shift regulation
Sekiya et al. Load independent parallel resonant inverter
JP3137155B2 (en) DC-DC converter
JP2015154525A (en) bidirectional flyback converter
Wei et al. A novel approach for achieving ZVS operation in class-D ZVS inverter
RU205720U1 (en) Resonant voltage converter
RU2821421C1 (en) Resonant voltage converter
RU2246127C2 (en) Pulse stabilizer for variable voltage

Legal Events

Date Code Title Description
MM9K Utility model has become invalid (non-payment of fees)

Effective date: 20171224