RU167306U1

RU167306U1 - RADAR STATION ON THE BASIS OF GSM STANDARD CELLULAR COMMUNICATION NETWORKS WITH THE DISPLAY CHANNEL OF THE DETECTION CHANNEL SIGNALS "FOR THE ENLIGHTENING"

Info

Publication number: RU167306U1
Application number: RU2016132389/07U
Authority: RU
Inventors: Евгений Викторович Демидюк; Андрей Владимирович Фомин
Original assignee: Ао "Нпп" Кант"
Priority date: 2016-08-05
Filing date: 2016-08-05
Publication date: 2016-12-27

Abstract

Полезная модель предназначена для снижения и стабилизации вероятности ложных тревог обнаружения каналом обнаружения « на просвет» в разнесенной РЛС, использующей подсвет базовых станций сотовой связи стандарта GSM. В канале обнаружения «на просвет» осуществляется выделение огибающей автосвертки сигнала отраженного от цели, находящейся в просветной зоне и в направленной диаграмме опорного канала РЛС, а также частичная компенсация прямого проникающего сигнала с помощью ненаправленной антенны. Для снижения и стабилизации вероятности ложной тревоги вводится модуль дисперсионной обработки сигналов канала обнаружения « на просвет». The utility model is designed to reduce and stabilize the likelihood of false alarms by a detection channel “in the light” in an exploded radar that uses the illumination of GSM base stations. In the detection channel “in the light”, the envelope of the auto-convolution of the signal reflected from the target located in the lumen zone and in the directional diagram of the reference channel of the radar is extracted, as well as partial compensation of the direct penetrating signal using an omnidirectional antenna. To reduce and stabilize the likelihood of a false alarm, a module for the dispersion processing of signals from the detection channel “into the light” is introduced.

Description

Предлагаемая полезная модель относится к разнесенной радиолокации и может быть использована для обнаружения и измерения координат целей в воздушном и приземном пространстве в поле подсвета базовых станций сотовой связи стандарта GSM. Техническим результатом предлагаемой полезной модели является увеличение вероятности обнаружения малозаметных малоскоростных целей, находящихся в поле подсвета базовых станций (БС) сотовой связи, методом обнаружения «на просвет» [1].The proposed utility model relates to diversity radar and can be used to detect and measure the coordinates of targets in air and ground space in the backlight field of GSM base stations. The technical result of the proposed utility model is to increase the likelihood of detecting subtle low-speed targets located in the field of illumination of base stations (BS) of cellular communications, by the detection method "in the light" [1].

Известна подвижная система обнаружения объекта и способ использования сигналов, передаваемых мобильной телефонной станцией (патент США №6930638 В2, 1.08.2001, G01S 3/00; G0S 13/46; G0S 13/58; G0S 13/92; H04Q 7/34; G0S 3/46) содержащая приемник, имеющий первую и вторую антенны, и средство обработки, причем первая (опорная) антенна выполнена с возможностью приема прямого сигнала, базовой станции мобильной телефонной связи; а вторая (целевая) антенна выполнена с возможностью приема сигнала базовой станции, отраженного от объекта. Средство обработки сравнивает сигнал, принимаемый от базовой станции с сигналом, отраженным от объекта и определяет скорость и положение объекта. Система состоит из множества базовых станций мобильной телефонной связи, которые передают сигнал. Недостаток системы - отсутствие средств компенсации проникающего по боковым лепесткам целевой антенны прямого сигнала базовой станции, что приводит к появлению ложных отметок.Known mobile system for detecting an object and a method of using signals transmitted by a mobile telephone exchange (US patent No. 6930638 B2, 1.08.2001, G01S 3/00; G0S 13/46; G0S 13/58; G0S 13/92; H04Q 7/34; G0S 3/46) comprising a receiver having first and second antennas and processing means, the first (reference) antenna being configured to receive a direct signal to a mobile telephone base station; and the second (target) antenna is configured to receive a base station signal reflected from the object. The processing means compares the signal received from the base station with the signal reflected from the object and determines the speed and position of the object. A system consists of a plurality of base stations for mobile telephony that transmit a signal. The disadvantage of the system is the lack of compensation for the direct signal of the base station that penetrates the side lobes of the target antenna, which leads to the appearance of false marks.

Известна бистатическая радиолокационная станция с обнаружением «на просвет» (Евразийский патент №007143, 2004.12.23 G01S 13/06, G01S 7/42), содержащая передающую позицию, излучающую квазигармонический сигнал, приемную позицию и рабочее место оператора. Причем приемная позиция состоит из последовательно соединенных приемной антенны с многолучевой диаграммой направленности, обращенной в сторону передающей позиции и N приемных каналов (по числу лучей диаграммы направленности приемной антенны), блока измерения пеленга, блока формирования траектории и распознавания классов воздушных целей. Каждый из N приемных каналов состоит из последовательно соединенных приемника, устройства режекции прямого сигнала передатчика и пассивных помех и блока измерения частоты Доплера. Недостаток бистатического радиолокатора состоит в формировании узкополосного специализированного квазигармонического сигнала, а также узкой пространственной зоны просветного обнаружения, формируемого одним передатчиком. Поэтому для создания широкого поля обнаружения « на просвет» необходимо развертывание большого количества передающих позиций. Применение известного аналога для локации целей в поле подсвета иных, например связных и широковещательных, источников подсвета безрезультатно. Так, структура сигнала стандарта GSM не является квазигармонической, и содержит дискретные битовые, слотовые и кадровые составляющие [6]. Дискретная структура сигнала не позволит реализовать техническое решение приведенное в аналоге в секторах выходящих за пределы просветной зоны, а также за пределами зоны наложения минимального битового дискрета прямого и отраженного сигналов GSM [7].Known bistatic radar station with detection "in the light" (Eurasian patent No. 007143, 2004.12.23 G01S 13/06, G01S 7/42) containing a transmitting position emitting a quasi-harmonic signal, a receiving position and the operator's workplace. Moreover, the receiving position consists of a series-connected receiving antenna with a multi-beam radiation pattern facing the transmitting position and N receiving channels (by the number of rays of the radiation pattern of the receiving antenna), a bearing measuring unit, a trajectory formation unit, and recognition of classes of air targets. Each of the N receiving channels consists of a receiver connected in series, a direct transmitter signal and passive interference rejection device, and a Doppler frequency measurement unit. The disadvantage of a bistatic radar is the formation of a narrow-band specialized quasi-harmonic signal, as well as a narrow spatial zone of the transmissive detection, formed by a single transmitter. Therefore, to create a wide field of detection "in the light" it is necessary to deploy a large number of transmitting positions. The use of a well-known analog for locating targets in the illumination field of other, for example, connected and broadcast, illumination sources is inconclusive. So, the signal structure of the GSM standard is not quasi-harmonic, and contains discrete bit, slot and frame components [6]. The discrete structure of the signal will not allow to implement the technical solution presented in the analogue in sectors beyond the limits of the luminal zone, as well as outside the overlapping zone of the minimum bit discrete direct and reflected GSM signals [7].

Наиболее близким техническим решением к предполагаемой полезной модели, выбираемым в качестве прототипа, является радиолокационная станция на базе сетей сотовой связи стандарта GSM с каналом обнаружения «на просвет» (Патент на полезную модель №154714, G01S 13/06), содержащая опорный, целевой каналы, подключенные к соответствующим входам М-канального матричного коррелятора последовательно соединенные с ним оконечное устройство, служащее для определения отображения координат цели, и модем GPRS, предназначенный для передачи информации удаленным потребителям, а также канал обнаружения «на просвет», предназначенный для обнаружения цели поле подсвета базовой станции сотовой связи стандарта GSMThe closest technical solution to the proposed utility model, selected as a prototype, is a radar station based on cellular networks of the GSM standard with an open-loop detection channel (Utility Model Patent No. 154714, G01S 13/06) containing the reference, target channels connected to the corresponding inputs of the M-channel matrix correlator, a terminal device connected to it, used to determine the display of the coordinates of the target, and a GPRS modem designed to transmit information to remote detectors, as well as the detection channel "in the light", designed to detect the target field of illumination of the base station of a cellular communication standard GSM

Недостатком канала обнаружения «на просвет» вышеназванной радиолокационной станции является высокий уровень неподавленных остатков нестационарного прямого сигнала, проникающего по боковым лепесткам диаграммы антенны передатчика базовой станции GSM, что приводит к увеличению вероятности ложных тревог и обусловливает необходимость увеличения порога обнаружения.The disadvantage of the open-loop detection channel of the aforementioned radar station is the high level of unsuppressed remnants of an unsteady direct signal penetrating the side lobes of the antenna diagram of the transmitter of the GSM base station, which leads to an increase in the probability of false alarms and necessitates an increase in the detection threshold.

Описанные в прототипе средства и методы снижения влияния проникающего сигнала в канале обнаружения « на просвет» на практике не обеспечивают требуемый постоянный уровень компенсации проникающего сигнала, и не позволяют реализовать достаточного для достоверного обнаружения малоразмерных целей, уровня вероятности ложных тревог. Причиной этого является неидентичность опорного и просветного каналов, случайный характер изменения амплитуды сигнала подсвета. Это обстоятельство заставляет поднимать порог обнаружения. Теоретическое обоснование «просветного» эффекта в радиолокации приведено в [2-4], в соответствии с которым явление резкого возрастания эффективной поверхности рассеяния (ЭПР) воздушных объектов при рассеянии вперед наблюдается для объектов, размеры которых существенно превышают длину волны λ, расположенных вблизи линии радиосвязи передатчик-приемник. При этом на величину просветной ЭПР не влияют меры противорадиолокационной маскировки объектов [5]. В соответствии с полученными в [1] экспериментальными данными, ширина «просветного» сектора локации, в пределах которого эффективная поверхность рассеяния скачком возрастает на 20-30 дБ, не превышает ±5 град. Однако, уровень проникающей по боковым лепесткам помехи достигает 40-60 дБ, что в совокупности с коэффициентом подавления проникающего сигнала и коэффициентом корреляционного накопления в фильтре нижних частот не обеспечивает устойчивого обнаружения малоразмерных целей во всем диапазоне дальности просветного обнаружения.The means and methods described in the prototype to reduce the influence of the penetrating signal in the detection channel “on the lumen” in practice do not provide the required constant level of compensation for the penetrating signal, and do not allow for the probability of false alarms sufficient for reliable detection of small targets. The reason for this is the non-identity of the reference and luminal channels, the random nature of the change in the amplitude of the backlight signal. This circumstance forces us to raise the detection threshold. The theoretical substantiation of the “translucent” effect in radar is given in [2-4], according to which the phenomenon of a sharp increase in the effective scattering surface (EPR) of air objects during forward scattering is observed for objects whose dimensions significantly exceed the wavelength λ located near the radio link transmitter-receiver. In this case, the radar EPR value is not affected by anti-radar masking of objects [5]. In accordance with the experimental data obtained in [1], the width of the “translucent” sector of the location, within which the effective scattering surface jumps by 20-30 dB, does not exceed ± 5 degrees. However, the level of interference penetrating the side lobes reaches 40-60 dB, which, together with the suppression coefficient of the penetrating signal and the coefficient of correlation accumulation in the low-pass filter, does not provide stable detection of small targets in the entire range of the transmission detection range.

Таким образом, целью заявляемой полезной модели является снижение вероятности ложных тревог обнаружения малозаметных целей на фоне неподавленных в канале обнаружения «на просвет» остатков проникающего по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны проникающего сигнала.Thus, the purpose of the claimed utility model is to reduce the likelihood of false alarms for detecting unobtrusive targets against the background of the rest of the penetrating signal on the side lobes of the penetrating signal antenna that are not suppressed in the detection channel “to the surface”.

Указанная цель достигается тем, что в радиолокационную станцию на базе сетей сотовой связи стандарта GSM с каналом обнаружения «на просвет», содержащую каналы целевой, опорный и обнаружения «на просвет», последовательно соединенные M-канальный матричный коррелятор, оконечное устройство и модем GPRS, причем в целевом канале последовательно соединены обзорная антенна с устройством управления, супергетеродинный приемник, усилитель промежуточной частоты с логарифмической характеристикой усиления (УПЧЛ) на частоте усиления, в опорном канале последовательно соединены неподвижная и ориентированная на базовую станцию антенна, супергетеродинный приемник и УПЧЛ на частоте усиления, при этом М первых объединенных входов M-канального матричного коррелятора параллельно подключены к выходу УПЧЛ целевого канала, а М вторых входов M-канального матричного коррелятора подключены параллельно к выходу УПЧЛ опорного канала, в канале обнаружения целей «на просвет» последовательно соединены ненаправленная приемная антенна, супергетеродинный приемник, первый смеситель два входа которого подключены к супергетеродинному приемнику, первый фильтр грубой селекции (ФГС), регулируемый усилитель, вычитающее устройство, фильтр нижних частот (ФНЧ), выход которого подключен ко второму входу оконечного устройства, а также последовательно соединенные второй смеситель, и второй фильтр грубой селекции, причем два входа второго смесителя подключены к выходу супергетеродинного приемника опорного канала, выход второго фильтра грубой селекции подключен ко второму входу вычитающего устройства, дополнительно введен модуль дисперсионной обработки, состоящий из последовательно соединенных аналого-цифрового преобразователя и вычислительного устройства, причем входом модуля дисперсионной обработки является вход АЦП, параллельно подключенный к выходу фильтра нижних частот, а выходом модуля дисперсионной обработки является выход вычислительного устройства, подключенный к третьему входу оконечного устройства.This goal is achieved by the fact that in a radar based on cellular networks of the GSM standard with a detection channel "in the open", containing channels of target, reference and detection "in the open", connected in series M-channel matrix correlator, terminal device and GPRS modem, moreover, in the target channel, a surveillance antenna is connected in series with the control device, a superheterodyne receiver, an intermediate frequency amplifier with a logarithmic gain characteristic (AML) at the frequency of amplification, in the reference channel a fixed base station-oriented antenna, a superheterodyne receiver, and a gain amplifier are connected in series, while the M first combined inputs of the M-channel matrix correlator are connected in parallel to the output of the target channel, and the M second inputs of the M-channel matrix correlator are connected in parallel to the output OPCL reference channel, in the channel of detection of targets "in the light" are connected in series with an omnidirectional receiving antenna, a superheterodyne receiver, the first mixer of which two inputs connected to a superheterodyne receiver, a first coarse filter (FGS), an adjustable amplifier, a subtracter, a low-pass filter (LPF), the output of which is connected to the second input of the terminal device, as well as a second mixer and a second coarse filter connected in series, two the input of the second mixer is connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel, the output of the second coarse filter is connected to the second input of the subtractor, an additional dispersion module is introduced processing consisting of a series-connected analog-to-digital converter and a computing device, wherein the input processing module dispersion ADC input is connected in parallel to the output of the lowpass filter and the output of the dispersion processing unit is output calculation unit, connected to the third input terminal.

Приведенная совокупность признаков отсутствует в исследованной патентной и научно-технической литературе по данному вопросу, следовательно предложенные технические решения соответствуют критерию «новизна».The given set of features is absent in the studied patent and scientific and technical literature on this issue, therefore, the proposed technical solutions meet the criterion of "novelty."

Сущность полезной модели поясняется фигурами 1-6.The essence of the utility model is illustrated by figures 1-6.

Фиг. 1 - блок-схема заявляемой РЛС.FIG. 1 is a block diagram of the claimed radar.

Фиг. 2 - схема поясняющая принцип работы заявляемой РЛС.FIG. 2 is a diagram explaining the principle of operation of the claimed radar.

Фиг. 3 - экспериментальные спектры автосвертки сигнала стандарта GSM.FIG. 3 - experimental spectra of auto-convolution of a GSM signal.

Фиг. 4 - изображения экранов визуализатора с экспериментально полученным спектрограмм и эпюрой работы модуля дисперсионной обработки просветного канала обнаружения.FIG. 4 - images of the screens of the visualizer with experimentally obtained spectrograms and the diagram of the dispersion processing module of the luminal detection channel.

Аппаратура радиолокационной станции по фиг. 1 состоит из каналов целевого 1, опорного каналов 2, последовательно соединенных M-канального матричного коррелятора 3, оконечного устройства 4 и модема GPRS 5, причем в целевом канале последовательно соединены обзорная антенна с устройством управления 6, супергетеродинный приемник 7, усилитель промежуточной частоты с логарифмической характеристикой усиления (УПЧЛ) на частоте усиления 8, в опорном канале последовательно соединены неподвижная и ориентированная на базовую станцию антенна 10, супергетеродинный приемник 11 и УПЧЛ на частоте усиления 12, при этом М первых объединенных входов 14 M-канального матричного коррелятора 3 параллельно подключены к выходу УПЧЛ целевого канала 9, а М вторых входов 15 M-канального матричного коррелятора 3 подключены параллельно к выходу УПЧЛ опорного канала 12, канал обнаружения целей 16 «на просвет», состоящий из последовательно соединенных ненаправленной приемной антенны 17, супергетеродинного приемника 18, первого смесителя 19 два входа которого подключены к супергетеродинному приемнику 18, первого фильтра грубой селекции (ФГС) 20, регулируемого усилителя 21, вычитающего устройства 22, фильтра нижних частот (ФНЧ) 23, а также из последовательно соединенных второго смесителя 24, и второго фильтра грубой селекции 25, причем два входа второго смесителя 24 подключены к выходу супергетеродинного приемника опорного канала 11, выход второго фильтра грубой селекции 25 подключен ко второму входу вычитающего устройства 22, выход фильтра нижних частот 23 параллельно подключен ко второму входу оконечного устройства 4 и ко входу модуля дисперсионной обработки 26, состоящего из последовательно соединенных аналого-цифрового преобразователя (АЦП) 27 и вычислительного устройства (ВУ) 28, причем входом модуля дисперсионной обработки является вход АЦП, причем выход модуля дисперсионной обработки является выходом ВУ, и подключен к третьему входу оконечного устройства 4.The radar equipment of FIG. 1 consists of the channels of the target 1, the reference channel 2, series-connected M-channel matrix correlator 3, the terminal device 4 and the GPRS 5 modem, and in the target channel, a panoramic antenna with a control device 6, a superheterodyne receiver 7, an intermediate frequency amplifier with a logarithmic amplification characteristic (AML) at amplification frequency 8, in the reference channel, a fixed and base station-oriented antenna 10, a superheterodyne receiver 11, and AML at a frequency are connected in series 12, while the M first combined inputs of the 14 M-channel matrix correlator 3 are connected in parallel to the output of the IFA of the target channel 9, and the M second inputs 15 of the M-channel matrix correlator 3 are connected in parallel to the output of the MCH of the reference channel 12, target detection channel 16 " clearance ”, consisting of a series-connected omnidirectional receiving antenna 17, a superheterodyne receiver 18, a first mixer 19, two inputs of which are connected to a superheterodyne receiver 18, the first coarse selection filter (FGS) 20, adjustable gain an amplifier 21, a subtractor 22, a low-pass filter (LPF) 23, as well as a series-connected second mixer 24, and a second coarse filter 25, the two inputs of the second mixer 24 being connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel 11, the output of the second coarse filter selection 25 is connected to the second input of the subtractor 22, the output of the low-pass filter 23 is connected in parallel to the second input of the terminal device 4 and to the input of the dispersion processing module 26, consisting of series-connected an analog-to-digital converter (ADC) 27 and a computing device (WU) 28, the input of the dispersion processing module being the input of the ADC, the output of the dispersion processing module being the output of the WU and connected to the third input of the terminal device 4.

Заявляемая радиолокационная станция со сторонним подсветом сетей сотовой связи стандарта GSM с каналом обнаружения «на просвет» работает следующим образом (фиг. 2). Произвольная j-базовая станция 29 сети сотовой связи стандарта GSM формирует ненаправленное или слабонаправленное (в зависимости от типа антенны БС) поле излучения 30. Радиолокационная станция 31 формирует : с помощью обзорной антенны 6 целевого канала 1, сканирующую в поле излучения 30, направленную диаграмму направленности 32, с помощью антенны 10 опорного канала 2 остронаправленную и ориентированную на базовую станцию 29 диаграмму направленности 33, с помощью антенны 17 канала обнаружения «на просвет» 16 компенсационную диаграмму слабой направленности 34. Диаграмма направленности антенны опорного канала 33 с коэффициентом усиления G_ОК формируется вдоль линии базы между базовой станцией 29 и радиолокационной станцией. Диаграмма направленности антенны канала обнаружения « на просвет» 17 имеет коэффициент усиления G_ПК, такой, что С_ПК<<G_ОК. В поле излучения БС могут оказаться воздушные объекты - радиолокационные цели 35. Цели, находящиеся в любой точке сканирования антенны 6 целевого канала 1 обнаруживаются M-канальным матричным коррелятором, а их координаты определяются и отображаются в оконечном устройстве 4 в соответствии с описанием приведенным в прототипе [8]. При этом прямые сигналы базовой станции, принятые антеннами 10 и 17, поступают на вход супергетеродинных приемников 11 и 18, где усиливаются и преобразуются на промежуточную частоту ω_пч. Далее прямые сигналы базовой станции с выхода супергетеродинного приемника 11 поступают на входы второго смесителя 24, а с выхода супергетеродинного приемника 18 - на входы первого смесителя 19. В смесителях формируется сигнал автосвертки прямого сигнала (фиг. 3). В основе иерархического разделения структуры кадров стандарта GSM находится кадр TDMA, длительностью τ_к=4615 мкс состоящий из 8 слотов длительностью τ_с=577 мкс каждый. Периодическая структура временных интервалов сигнала стандарта GSM приводит к тому, что спектр сигнала автосвертки сигнала GSM сигнала будет линейчатым и иметь наряду с центральной гармоникой ряд периодически следующих гармоник на частотах кратных

и

. Экспериментально полученные гармоники спектра сигнала автосвертки GSM приведенные на фиг. 3 а и б. Амплитуды напряжений автосверток отличаются на величину отношения коэффициентов усиления диаграмм направленности антенн:The inventive radar station with third-party illumination of cellular networks of GSM standard with a detection channel "in the open" works as follows (Fig. 2). An arbitrary j-base station 29 of the GSM standard cellular network generates an omnidirectional or slightly directional (depending on the type of BS antenna) radiation field 30. Radar station 31 generates: using the surveillance antenna 6 of the target channel 1, scanning in the radiation field 30, a directional radiation pattern 32, using the antenna 10 of the reference channel 2 directionally directed and oriented to the base station 29, the radiation pattern 33, using the antenna 17 of the detection channel "in the light" 16 compensation diagram weak direction NOSTA 34. The radiation pattern of the antenna 33 of the reference channel with gain G _OK is formed along the base line between the base station 29 and radar. The directional pattern of the antenna of the detection channel "in the light" 17 has a gain G _PC , such that C _PC << G _OK . Airborne objects may appear in the BS radiation field - radar targets 35. Targets located at any scanning point of the antenna 6 of the target channel 1 are detected by the M-channel matrix correlator, and their coordinates are determined and displayed in the terminal device 4 in accordance with the description given in the prototype [ 8]. In this case, the direct signals of the base station, received by

antennas

10 and 17, are input to

superheterodyne receivers

11 and 18, where they are amplified and converted to an intermediate frequency ω _pc . Next, the direct signals of the base station from the output of the superheterodyne receiver 11 go to the inputs of the second mixer 24, and from the output of the superheterodyne receiver 18 to the inputs of the first mixer 19. A direct signal auto-convolution signal is generated in the mixers (Fig. 3). The hierarchical separation of the GSM standard frame structure is based on a TDMA frame with a duration of τ _k = 4615 μs consisting of 8 slots with a duration of τ _s = 577 μs each. The periodic structure of the time intervals of the GSM signal leads to the fact that the spectrum of the automatic signal of the GSM signal is linear and has, along with the central harmonic, a series of periodically following harmonics at multiple frequencies

and

. The experimentally obtained harmonics of the spectrum of the GSM auto-convolution signal shown in FIG. 3 a and b. The voltage amplitudes of auto-convolutions differ by the magnitude of the ratio of the gain of the antenna patterns:

Компенсация гамонических составляющих, кратных 216.6 Гц, осуществляется в зонах режекции первого 20 и второго 25 ФГС. Поскольку сигнал автосвертки прямого сигнала БС является мешающим, то для его компенсации в вычитающем устройстве необходимо увеличить амплитуду сигнала компенсирующей автосвертки на величину К_АК в регулируемом усилителе 21. С выхода первого ФГС 20 сигнал компенсирующей автосвертки поступает на вход регулируемого усилителя 21 с коэффициентом усиления К_АК. С выхода регулируемого усилителя 21 сигнал поступает на первый вход вычитающего устройства 22. На второй вход вычитающего устройства 22 поступает сигнал автосвертки с выхода второго ФГС 25. В вычитающем устройстве происходит компенсация прямого сигнала на видеочастоте. С выхода вычитающего устройства 22 результат вычитания сигналов автосверток поступает на вход фильтра нижних частот 23.Compensation of the gamonic components, which are multiples of 216.6 Hz, is carried out in the notch zones of the first 20 and second 25 FGS. Since the auto-convolution signal of the direct BS signal is interfering, to compensate in the subtracting device, it is necessary to increase the amplitude of the signal of the compensating autopilot by the amount of K _AK in the adjustable amplifier 21. From the output of the first FGS 20, the signal of the compensating autopilot is fed to the input of the adjustable amplifier 21 with a gain of K _AK . From the output of the adjustable amplifier 21, the signal is supplied to the first input of the subtractor 22. The second input of the subtractor 22 receives an auto-convolution signal from the output of the second FGS 25. In the subtractor, the direct signal is compensated at the video frequency. From the output of the subtractor 22, the result of subtracting the signals of the auto-convolution is fed to the input of the low-pass filter 23.

При появлении цели 35 в узкой просветной зоне 33 антенны опорного канала 10 происходит резкое увеличение амплитуды отраженного сигнала за счет увеличения теневой эффективной поверхности рассеяния цели. После усиления и преобразования в супергетеродинном приемнике 11, сигнал поступает на входы второго смесителя 24. На выходе второго смесителя 24 формируются низкочастотные биения, образованные результатом перемножения отраженного сигнала самого на себя, что равносильно возведению в квадрат и демодуляции перемножаемых сигналов. При этом в слабонаправленной антенне 17 канала обнаружения «на просвет» 16 сигнал, отраженный от малозаметной цели, не приводит к изменению суммарной амплитуды. Это объясняется проявлением просветного эффекта только в узкой пространственной зоне [5]. Поэтому после компенсации в вычитающем устройстве 22 в фильтре нижних частот будет выделяться результат биений с подавленным сигналом автосвертки. Работа канала обнаружения «на просвет» описана в прототипе и авторы не претендуют на его новизну.When the target 35 appears in the narrow lumen zone 33 of the antenna of the reference channel 10, a sharp increase in the amplitude of the reflected signal occurs due to an increase in the shadow effective scattering surface of the target. After amplification and conversion in the superheterodyne receiver 11, the signal is fed to the inputs of the second mixer 24. At the output of the second mixer 24, low-frequency beats are generated, which are formed by multiplying the reflected signal by itself, which is equivalent to squaring and demodulating the multiplied signals. At the same time, in a weakly directed antenna 17 of the detection channel 16, the signal reflected from a stealth target does not lead to a change in the total amplitude. This is due to the manifestation of the luminal effect only in a narrow spatial zone [5]. Therefore, after compensation in the subtractor 22 in the low-pass filter, the result of the beats with the suppressed auto-convolution signal will be highlighted. The operation of the detection channel "in the light" is described in the prototype and the authors do not claim to be new.

Ввиду нестабильности автосвертки сигнала GSM, реализуемый каналом обнаружения «на просвет» коэффициент подавления прямого сигнала нестабилен и меняется в диапазоне от 15 до 25 дБ. С учетом достигаемого коэффициента корреляционного накопления в фильтре нижних частот 20 дБ, выигрыш в отношении отраженный/прямой сигнал на выходе ФНЧ 23 составит 35-45 дБ. Однако, при существующем отношении амплитуд прямого (мешающего) и отраженного сигналов на входе канала обнаружения «на просвет» равным 40-60 дБ, на выходе канала наблюдаются ложные отметки. Это заставляет поднимать порог обнаружения, либо обеспечивать его стабилизацию. И в том и в другом случаях возникает риск необнаружения слабого сигнала. Для обеспечения одновременного снижения и стабилизации порога обнаружения необходимо дополнительно наращивать компенсацию мешающего нестационарного прямого сигнала еще на 15 дБ. При технически достижимой (с позиции критерия «эффективность-стоимость») идентичности опорного канала и канала обнаружения « на просвет» это весьма проблематично. Для обеспечения возможности обнаружения непрерывного слабого отраженного сигнала на фоне мощной подсвечивающей нестационарного проникающего сигнала GSM, целесообразно применить метод дисперсионной обработки [9] выходного сигнала ФНЧ. В соответствии с этим методом обработки, в силу линейности математического ожидания, обнаружение цели осуществляется по максимуму отношения отраженный сигнал/прямой сигнал, описываемого уравнением дисперсии случайной величины X по формуле:Due to the instability of the auto-convolution of the GSM signal, the direct-to-noise detection channel implemented by the detection channel is unstable and varies in the range from 15 to 25 dB. Taking into account the achieved coefficient of correlation accumulation in the low-pass filter of 20 dB, the gain in relation to the reflected / direct signal at the output of the low-pass filter 23 will be 35-45 dB. However, with the existing ratio of the amplitudes of the direct (interfering) and reflected signals at the input of the detection channel “by the light” equal to 40-60 dB, false marks are observed at the output of the channel. This forces to raise the detection threshold, or to ensure its stabilization. In both cases, there is a risk of not detecting a weak signal. To ensure a simultaneous decrease and stabilization of the detection threshold, it is necessary to further increase the compensation of the interfering non-stationary direct signal by another 15 dB. With the technically achievable (from the point of view of the "cost-effectiveness" criterion) identity of the reference channel and the detection channel "in the open" this is very problematic. To ensure the possibility of detecting a continuous weak reflected signal against the background of a powerful illuminating non-stationary penetrating GSM signal, it is advisable to apply the method of dispersion processing [9] of the output low-pass filter. In accordance with this processing method, due to the linearity of the mathematical expectation, the target is detected by the maximum of the reflected signal / direct signal ratio described by the dispersion equation of the random variable X according to the formula:

где М - символ математического ожидания.where M is a symbol of mathematical expectation.

Поскольку сигнал GSM описывается по закону случайной функции с нормальным распределением и нулевым математическим ожиданием, то величина частотных биений отраженного сигнала на выходе ФНЧ, модулирующих прямой сигнал и регистрируемых отклонением дисперсии, может иметь весьма незначительную величину. Это позволит уменьшить порог обнаружения и стабилизировать вероятность ложной тревоги. При этом в соответствии с (2) для получения математического ожидания квадрата случайной величины сигнала, формируемого на выходе смесителя 24 в результате автосвертки, необходимо усреднение на задаваемом окне временном интервале. В свою очередь, временное усреднение приводит к сглаживанию случайных составляющих присутствующих во всем временном окне, и выделению коротких биений от цели.Since the GSM signal is described by the law of a random function with a normal distribution and zero mathematical expectation, the magnitude of the frequency beats of the reflected signal at the output of the low-pass filter modulating the direct signal and recorded by the variance deviation can be very small. This will reduce the detection threshold and stabilize the likelihood of a false alarm. Moreover, in accordance with (2), in order to obtain the mathematical expectation of the square of the random value of the signal generated at the output of the mixer 24 as a result of auto-convolution, it is necessary to average the time interval on a given window. In turn, temporal averaging leads to smoothing of random components present in the entire time window, and the allocation of short beats from the target.

Алгоритм дисперсионной обработки выходных сигналов ФНЧ модулированных отраженным сигналом имеет вид [10]:The dispersion processing algorithm for the output signals of the low-pass filter modulated by the reflected signal has the form [10]:

гдеWhere

S_i - выборки и сигнала на выходе АЦП.S _i - samples and signal at the output of the ADC.

m - количество выборок сигнала, по которым производится усреднение.m is the number of signal samples over which averaging is performed.

m=FnΔT - число суммируемых выборок сигнала;m = FnΔT is the number of summed samples of the signal;

Fn - частота дискретизации;Fn is the sampling rate;

ΔT - интервал наблюдения.ΔT is the observation interval.

Для реализации алгоритма (3) смесь сигналов с выхода ФНЧ 23 поступает на вход АЦП 27 модуля дисперсионной обработки, где осуществляется дискретизация и квантование сигнала. Шаг дискретизации Δt низкочастотного сигнала ФНЧ выбирается в соответствии с теоремой Котельникова:To implement the algorithm (3), the signal mixture from the output of the low-pass filter 23 is fed to the input of the ADC 27 of the dispersion processing module, where the signal is sampled and quantized. The sampling step Δt of the low-frequency LPF signal is selected in accordance with the Kotel'nikov theorem:

где Δƒ - ширина спектра биений. Поскольку ширина спектра биений лежит в диапазоне до 100 Гц, то шаг дискретизации может быть весьма незначителен и лежать в диапазоне 0.05-0.033 с. АЦП с таким шагом дискретизации весьма доступны, (например 9008ВГ1Я производимый ГУП НПЦ «ЭЛВИС»). С выхода АЦП оцифрованные выборки S_i поступают на вход вычислительного устройства 28, в котором реализуется дисперсионная обработка в соответствии с алгоритмом (3). В качестве ВУ могут применяться доступные программируемые логические интегральные схемы (ПЛИС), (например 5576ХС1, производимые ОАО "КТЦ "ЭЛЕКТРОНИКА"). С выхода вычислительного устройства 28 сигнал поступает на оконечное устройство 4. На фиг. 4 представлен экран визуализатора канала обнаружения « на просвет» в частотной 36 и временной 37 области. АЧХ ФНЧ охватывает полосу от 4 до 105 Гц. В момент обнаружения сигнала наблюдаются биения АЧС на частотах кратных 17 Гц. При этом установка порога по амплитуде АЧС затруднена в следствии широких и быстрых флуктуаций автосвертки мешающего прямого сигнала. Диапазон изменений амплитуд усредненных значений отличается меньшими флюктуациями во временной области и по амплитуде. В момент обнаружения цели на экране визуализатора (37) оконечного устройства наблюдается превышение сигналом порога обнаружения. Уровень порога обнаружения модуля дисперсионной обработки всего на 1.7 дБ выше максимального значения рассчитанного уровня дисперсии проникающего сигнала.where Δƒ is the width of the beat spectrum. Since the width of the beating spectrum lies in the range up to 100 Hz, the sampling step can be very small and lie in the range 0.05-0.033 s. ADCs with such a sampling step are very affordable (for example, 9008ВГ1Я manufactured by State Unitary Enterprise SPC "ELVIS"). From the output of the ADC, the digitized samples S _i go to the input of the computing device 28, in which the dispersion processing is implemented in accordance with the algorithm (3). As a WU, available programmable logic integrated circuits (FPGAs), (for example, 5576XC1, produced by JSC "KTTS ELECTRONIKA") can be used. From the output of computing device 28, the signal is sent to terminal device 4. In Fig. 4, the visualizer screen of the detection channel clearance "in the frequency 36 and time 37 regions. The frequency response of the low-pass filter covers the band from 4 to 105 Hz. At the time of detection of the signal, ASF beats at frequencies multiple of 17 Hz are observed. At the same time, setting the threshold for the amplitude of the ASF is difficult due to wide and fast fl The automatic range of auto-convolutions of the interfering direct signal.The range of changes in the amplitudes of the averaged values is less fluctuating in the time domain and in amplitude. When the target is detected on the visualizer screen (37) of the terminal device, the signal exceeds the detection threshold. The detection threshold level of the dispersion processing module is only 1.7 dB higher the maximum value of the calculated dispersion level of the penetrating signal.

Работа оконечного устройства приведена в прототипе [8] и авторы не претендуют на его новизну.The operation of the terminal device is shown in the prototype [8] and the authors do not claim to be new.

Claims

A GSM-based radar with a module for the dispersion processing of signals from the detection channel "into the light", consisting of channels of target, reference and detection "in the light", connected in series to the M-channel matrix correlator, terminal device and GPRS modem, and the target channel is connected in series with a surveillance antenna with a control device, a superheterodyne receiver, an intermediate frequency amplifier with a logarithmic gain characteristic (AML) at a frequency of amplification, in a fixed channel and a base station-oriented antenna, a superheterodyne receiver, and a gain amplifier in series with the gain frequency, the M first combined inputs of the M-channel matrix correlator are connected in parallel to the output of the target channel, and the M second inputs of the M-channel matrix correlator are connected in parallel to the output of the UHFL of the reference channel, the channel for detecting targets "in the light" consists of a series-connected non-directional receiving antenna, a superheterodyne receiver, a first mixer, two inputs of which are connected to a superheterodyne receiver, a first coarse filter, an adjustable amplifier, a subtractor, a low-pass filter, the output of which is connected to the second input of the terminal device, as well as from a second mixer and a second coarse filter connected in series, two the input of the second mixer is connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel, the output of the second coarse filter is connected to the second input of the subtractor, ex characterized in that an additional module for the dispersion processing of the detection channel signals is introduced, consisting of a series-connected analog-to-digital converter and a computing device, the input of the dispersion processing module being an ADC input connected in parallel to the output of the low-pass filter and the output of the dispersion module processing is the output of the computing device connected to the third input of the terminal device.