RU144831U1 - GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS - Google Patents
GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS Download PDFInfo
- Publication number
- RU144831U1 RU144831U1 RU2013151198/07U RU2013151198U RU144831U1 RU 144831 U1 RU144831 U1 RU 144831U1 RU 2013151198/07 U RU2013151198/07 U RU 2013151198/07U RU 2013151198 U RU2013151198 U RU 2013151198U RU 144831 U1 RU144831 U1 RU 144831U1
- Authority
- RU
- Russia
- Prior art keywords
- channel
- input
- output
- range
- signal
- Prior art date
Links
Landscapes
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Abstract
Радиолокационная станция со сторонним подсветом сетей сотовой связи стандарта GSM, содержащая последовательно соединенные обзорную антенну, с устройством управления, супергетеродинный приемник целевого канала, последовательно соединенные антенну и супергетеродинный приемник опорного канала, местный гетеродин, к входу которого подключены вторые входы супергетеродинных приемников и, причем антенна целевого канала осуществляет обзор пространства, а антенна опорного канала неподвижна и ориентирована на базовую станцию подсвета, автокомпенсатор, основной вход которого подключен к выходу супергетеродинного приемника целевого канала, а компенсационный вход подключен к выходу супергетеродинного приемника опорного канала, М объединенных по входу идентичных дальностных каналов, каждый из которых содержит канальный перемножитель, являющийся входом дальностного канала, и набор N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ), выходы которых образуют N выходов соответствующего дальностного канала, оконечное устройство, предназначенное для принятия решения о наличии цели, ее скорости и дальности, к N входам которого подключены одноименные выходы дальностных каналов, M-канальный формирователь опорных сигналов, содержащий M-отводную линию задержки, вход которой является входом M-канального формирователя, а также опорный гетеродин, отличающаяся тем, что дополнительно введены модем GPRS, подключенный к выходу оконечного устройства, усилители промежуточной частоты целевого канала и опорного канала с логарифмической характеристикой усиления (УПЧЛ) на частоте усиления, причем ко входу УПЧЛ целевого канала под�A GSM radar with third-party illumination of cellular networks containing a surveillance antenna connected in series with a control device, a target channel superheterodyne receiver, a reference channel superheterodyne receiver, a local local oscillator, to the input of which second inputs of superheterodyne receivers are connected, and the antenna the target channel provides an overview of the space, and the antenna of the reference channel is stationary and oriented to the backlight base station, auto a compensator, the main input of which is connected to the output of the superheterodyne receiver of the target channel, and the compensation input is connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel, M combined at the input of identical range channels, each of which contains a channel multiplier, which is the input of the range channel, and a set of N combined at the input narrow-band filters (UPF), the outputs of which form N outputs of the corresponding long-range channel, a terminal device designed to decide on the availability of whether, its speed and range, to the N inputs of which the same outputs of the long-range channels are connected, an M-channel driver of reference signals containing an M-tap delay line, the input of which is an input of the M-channel driver, as well as a reference local oscillator, characterized in that introduced a GPRS modem connected to the output of the terminal device, amplifiers of the intermediate frequency of the target channel and the reference channel with a logarithmic gain characteristic (AML) at the frequency of amplification, and to the input of the AML of the target channel under
Description
Предлагаемое изобретение относится к разнесенной радиолокации и может быть использовано для обнаружения, измерения координат и распознавания маловысотных целей в поле подсвета базовых станций сотовой связи стандарта GSM. Техническим результатом предлагаемого изобретения является улучшение тактико-технических характеристик, а именно повышение точности измерения координат и защита приемного устройства от влияния прямого проникающего сигнала базовой станции (БС) и отражений от местных предметов, а также возможность распознавания, локационной информации и передачи ее на пункты сбора и обработки информации.The present invention relates to diversity radar and can be used to detect, measure coordinates and recognize low-altitude targets in the backlight field of GSM base stations. The technical result of the invention is to improve the tactical and technical characteristics, namely improving the accuracy of measuring coordinates and protecting the receiving device from the influence of a direct penetrating signal of a base station (BS) and reflections from local objects, as well as the possibility of recognition, location information and its transfer to collection points and information processing.
Известен метод и способ пассивного когерентного определения местоположения самолетов гражданской авиации (патент США №7012552 B2, 14.03.2006, B64F 1/36; G01S 13/00; G01S 13/46; G01S 13/50; G01S 13/91; G01S 19/48; G01S 5/12; G08B 21/00; G08G 5/00; G08G 5/04; G01S 13/93)A known method and method of passive coherent location of civil aviation aircraft (US patent No. 7012552 B2, 03/14/2006, B64F 1/36; G01S 13/00; G01S 13/46; G01S 13/50; G01S 13/91; G01S 19 / 48; G01S 5/12; G08B 21/00; G08G 5/00; G08G 5/04; G01S 13/93)
Известна подвижная система обнаружения объекта и способ использования сигналов, передаваемых мобильной телефонной станцией (патент США №6930638 B2, 1.08.2001, G01S 3/00; G0S 13/46; G0S 13/58; G0S 13/92; H04Q 7/34; G0S 3/46) содержащая приемник, имеющий первую и вторую антенны, и средство обработки, причем первая (опорная)антенна выполнена с возможностью приема прямого сигнала, базовой станции мобильной телефонной связи; а вторая (целевая) антенна выполнена с возможностью приема сигнала базовой станции, отраженного от объекта. Средство обработки сравнивает сигнала, принимаемого от базовой станции мобильной телефонной с сигналом, отраженным от объекта и определяет скорость и положение объекта; Система состоит из множества базовых станций мобильной телефонной связи, которые передают сигнал. Недостаток системы - отсутствие средств компенсации проникающего по боковым лепесткам целевой антенны прямого сигнала базовой станции, что приводит к уменьшению дальности обнаружения и точности измерения координат.Known mobile system for detecting an object and a method of using signals transmitted by a mobile telephone exchange (US patent No. 6930638 B2, 1.08.2001, G01S 3/00; G0S 13/46; G0S 13/58; G0S 13/92; H04Q 7/34; G0S 3/46) comprising a receiver having first and second antennas and processing means, the first (reference) antenna being configured to receive a direct signal to a mobile telephone base station; and the second (target) antenna is configured to receive a base station signal reflected from the object. The processing means compares the signal received from the base station of the mobile telephone with the signal reflected from the object and determines the speed and position of the object; A system consists of a plurality of base stations for mobile telephony that transmit a signal. The disadvantage of the system is the lack of compensation for the direct signal of the base station that penetrates along the side lobes of the target antenna, which leads to a decrease in the detection range and accuracy of coordinate measurement.
Наиболее близким к предполагаемому изобретению относится полуактивная радиолокационная станция с использованием для подсвета радиолокационного наблюдения излучение базовых станций сотовой связи (Евразийский патент №008335, 9.06.2005; G01S 13/50), содержащая один основной, подключенной к направленной антенне и два опорных, подключенных к направленным на БС канала, причем выходы приемных каналов подключены к соответствующим входам пространственного автокомпенсатора, после чего для спектральной режекции проникающего по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны РЛС прямого входу M дальностных каналах, каждый из которых содержит перемножитель и N объединенных по входу доплеровских узкополосных фильтров. Формирование опорного сигнала осуществляется в специальном формирователе опорного сигнала, подключенном к выходу опорного канала. Дополнительная спектральная режекция обеспечивает повышение эффективности компенсации проникающего сигнала и увеличение дальности действия.Closest to the alleged invention relates to a semi-active radar station using for illumination of radar surveillance radiation of base stations of cellular communications (Eurasian patent No. 008335, June 9, 2005; G01S 13/50), containing one main connected to a directional antenna and two reference connected to directed to the channel BS, and the outputs of the receiving channels are connected to the corresponding inputs of the spatial auto-compensator, after which for spectral rejection of the penetrating along the side lobes of the diagram we directional radar antenna direct entry of range M channels, each of which comprises a multiplier, and N combined at the input narrowband Doppler filters. The formation of the reference signal is carried out in a special driver of the reference signal connected to the output of the reference channel. Additional spectral notch provides an increase in the compensation efficiency of the penetrating signal and an increase in the range.
Рассматриваемая полуактивная радиолокационная станция не лишена ряда недостатков.The semi-active radar station under consideration is not without a number of disadvantages.
Во-первых. Представленная в описании модель сигнала стандарта GSM с с гауссовой частотной манипуляцией с минимальным частотным сдвигом GMSK модуляцией не учитывает кадровой периодической структуры сигнала. Так для передачи информации с использованием временного и кодового разделения каналов (TDMA) используется 5 видов периодических временных интервалов [1]. При этом в основе иерархического разделения структуры кадров находится кадр TDMA, длительностью τк=4615 мкс состоящий из 8 слотов длительностью τс=577 мкс каждый. Периодическая структура временных интервалов сигнала стандарта GSM приводит к тому, что спектр автосвертки сигнала GSM сигнала будет линейчатым и иметь наряду с центральной гармоникой ряд периодически следующих гармоник на частотах кратных Гц и Гц. Экспериментально полученные гармоники спектра автосвертки сигнала GSM приведенные на фиг. 1а и б, перекрывает ожидаемый диапазон доплеровских частот до 1700 Гц и становятся мешающей помехой при обнаружении маловысотных целей (МВЦ), летящих со скоростями до 900 км/ч. При этом, как показывают расчеты [2], основной лепесток спектра автосвертки сигнала GSM на 20-30 дБ превышает амплитуда первых периодических гармоник на частотах кратных 216.6 Гц и 1732.8 Гц. Известно, что мешающими помехами в разнесенных РЛС с ненаправленным подсветом являются прямые сигналы передатчика, проникающие по боковым лепесткам диаграммы направленности антенны (ДНА) целевого канала, и отражения от местных предметов, находящиеся вместе с целью в основном луче ДНА и одном элементе разрешения по дальности.Firstly. The model of a GSM signal with a Gaussian frequency shift keying with a minimum frequency shift GMSK modulation described in the description does not take into account the frame periodic structure of the signal. So for the transmission of information using time and code division multiplexing (TDMA) uses 5 types of periodic time intervals [1]. At the same time, a TDMA frame with a duration of τ k = 4615 μs consisting of 8 slots with a duration of τ s = 577 μs each is at the heart of the hierarchical separation of the frame structure. The periodic structure of the time intervals of the GSM standard signal leads to the fact that the auto-convolution spectrum of the GSM signal is linear and has, along with the central harmonic, a series of periodically following harmonics at multiple frequencies Hz and Hz The experimentally obtained harmonics of the spectrum of the auto-convolution of the GSM signal shown in FIG. 1a and b, covers the expected range of Doppler frequencies up to 1700 Hz and becomes a nuisance when detecting low-altitude targets (IEC) flying at speeds up to 900 km / h. Moreover, as shown by calculations [2], the main lobe of the auto-convolution spectrum of the GSM signal is 20-30 dB higher than the amplitude of the first periodic harmonics at frequencies multiple of 216.6 Hz and 1732.8 Hz. It is known that interfering interference in separated radars with non-directional illumination are direct transmitter signals penetrating the side lobes of the antenna pattern (BOTTOM) of the target channel, and reflections from local objects located together with the target in the main beam of the BOTTOM and one range resolution element.
При этом наиболее мощное помеховое воздействие на процесс обнаружения будут оказывать спектральные гармоники свертки мешающих и опорных сигналов на центральной частоте и частотах кратных 216.6 Гц и 1732.8 Гц. Однако в описании прототипа в качестве способа и средства дополнительной компенсации проникающей помехи описывается фильтр с амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) режекции только на центральной частоте свертки. Поэтому без компенсации периодических гармоник спектра автосвертки, заявленный в прототипе дополнительный коэффициент подавления проникающего сигнала на 30-40 дБ вряд ли достижим.In this case, the spectral harmonics of convolution of interfering and reference signals at the center frequency and frequencies multiple of 216.6 Hz and 1732.8 Hz will have the most powerful interference effect on the detection process. However, in the description of the prototype, as a method and means of additional compensation for penetrating noise, a filter with an amplitude-frequency characteristic (AFC) of a notch is described only at the central convolution frequency. Therefore, without compensating for the periodic harmonics of the auto-convolution spectrum, the additional coefficient of suppression of the penetrating signal by 30-40 dB declared in the prototype is hardly achievable.
Во-вторых. Приведенная модель сигнала GSM базируется на допущении постоянства огибающей спектра сигнала. На самом деле огибающая спектра сигнала GSM не ограничивается только GMCK модуляцией и не является стационарной (фиг. 2, а). Кроме того структура GSM сигнала строго определена временными характеристиками огибающей сигнала излучаемого пакетами на канальном интервале кадра TDMA. Временная маска огибающей для сигнала интервала трафика (передачи речи и данных) полного кадра TDMA приведена на фиг. 2, б. [1]. Поэтому при изменении содержания трафика меняется и огибающая спектра сигнала. Это приводит к тому, что коэффициент корреляции сигналов будет зависеть от интервала трафика и его интенсивности. Кроме того изменение спектральных параметров сигналов GSM при незначительном расхождении идентичности основного и компенсационного трактов и приводит к декореляции сигналов. Так при технически предельно достижимом в настоящее время расхождении электрических параметров трактов в 1% максимально достижимый коэффициент подавления стационарной шумовой помехи не превышает 30 дБ. Поэтому коэффициент подавления мешающего нестационарного сигнала GSM не превысит 25 дБ. Кроме того изменение огибающей сигнала потребует стабилизации вероятности ложной тревоги. Поэтому наряду с пространственной и частотной селекцией для обеспечения требуемых показателей обнаружения необходимо применение устройств стабилизации порога обнаружения.Secondly. The given model of the GSM signal is based on the assumption that the envelope of the signal spectrum is constant. In fact, the envelope of the spectrum of the GSM signal is not limited to GMCK modulation and is not stationary (Fig. 2, a). In addition, the structure of the GSM signal is strictly determined by the temporal characteristics of the envelope of the signal emitted by the packets on the channel interval of the TDMA frame. The temporal envelope mask for the traffic interval signal (voice and data) of the full TDMA frame is shown in FIG. 2, b. [one]. Therefore, when the traffic content changes, the envelope of the signal spectrum also changes. This leads to the fact that the correlation coefficient of the signals will depend on the traffic interval and its intensity. In addition, a change in the spectral parameters of GSM signals with a slight discrepancy between the identity of the main and compensation paths leads to decorlement of the signals. So, if the discrepancy between the electrical parameters of the paths is currently technically extremely achievable at 1%, the maximum achievable coefficient of suppression of stationary noise interference does not exceed 30 dB. Therefore, the suppression coefficient of the interfering non-stationary GSM signal will not exceed 25 dB. In addition, changing the envelope of the signal will require stabilizing the probability of a false alarm. Therefore, along with spatial and frequency selection, to ensure the required detection performance, it is necessary to use stabilization threshold detection devices.
В-третьих. Обеспечение постоянного значения вероятности правильного обнаружения, в условиях когда бистатическая эффективная поверхность рассеяния (ЭПР) цели изменяется в диапазоне десятков дБ [6], требует применения устройства расширения динамического диапазона приемника. Отсутствие такого устройства в прототипе не позволит достичь заявленного уменьшения критичности РЛС к размещению относительно БС. Таким образом, целью заявляемого изобретения является:Thirdly. Providing a constant value for the probability of correct detection under conditions when the target's bistatic effective scattering surface (EPR) varies in the range of tens of dB [6] requires the use of a device for expanding the dynamic range of the receiver. The absence of such a device in the prototype will not allow to achieve the stated reduction in the radar criticality to placement relative to the BS. Thus, the aim of the claimed invention is:
1. Увеличение дальности обнаружения целей бистатической РЛС со сторонним подсветом, создаваемым базовой станцией стандарта GSM, за счет подавления периодических составляющих пассивных помех, образованных кадровой и слотовой структурой сигнала отраженного от местных предметов.1. An increase in the detection range of bistatic radar targets with third-party illumination created by a GSM base station by suppressing the periodic components of passive interference formed by the frame and slot structure of the signal reflected from local objects.
2. Обеспечение постоянства показателей обнаружения за счет применения устройств стабилизации порога обнаружения и логарифмического усиления.2. Ensuring the constancy of detection indicators through the use of devices to stabilize the detection threshold and logarithmic amplification.
Указанная цель достигается тем, что в полуактивную РЛС, содержащую последовательно соединенные обзорную антенну, с устройством управления, супергетеродинный приемник целевого канала, последовательно соединенные антенну и супергетеродинный приемник опорного канала, местный гетеродин, к входу которого подключены вторые входы супергетеродинных приемников и, причем антенна целевого канала осуществляет обзор пространства, а антенна опорного канала неподвижна и ориентирована на БС подсвета, автокомпенсатор, основной вход которого подключен к выходу супергетеродинного приемника целевого канала, а компенсационный вход подключен к выходу супергетеродинного приемника опорного канала, M объединенных по входу идентичных дальностных каналов, каждый из которых содержит канальный перемножитель, являюпщйся входом дальностного канала и набор N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ), выходы которых образуют N выходов соответствующего дальностного канала, оконечное устройство (ОУ), к N входам которого подключены одноименные выходы дальностных каналов, M-канальный формирователь опорных сигналов, содержащий М-отводную линию задержки, вход которой является входом М-канального формирователя, а также опорный гетеродин, дополнительно введены в каждом из каналов М-канального формирователя содержит опорный перемножитель, усилители промежуточной частоты целевого канала и опорного канала с логарифмической характеристикой усиления (УПЧЛ) на частоте усиления, причем ко входу УПЧЛ целевого канала подключен выход автокомпенсатора, а к выходу УПЧЛ целевого канала параллельно подключены первые входы всех канальных перемножителей, в каждом дальностном канале последовательно соединенные канальный фильтр грубой селекции (ФГС) и вычитающее устройство, выход которого параллельно подключен ко входу набора УПФ, причем, вход канального канального фильтра грубой селекции подключен к выходу канального перемножителя, модем GPRS подключенный к выходу оконечного устройства, кроме того в каждом канале М-канального формирователя опорных сигналов последовательно соединенные смеситель, полосовой фильтр, а также опорный фильтр грубой селекции и управляемый усилитель, а так же селектирующий фильтр и амплитудный детектор, выход которого подключен ко второму входу управляемого усилителя, причем выход полосового фильтра i-го канала формирователя опорного сигнала подключен к первому входу опорного перемножителя, а также ко второму входу канального перемножителя одноименного дальностного канала, выход управляемого усилителя i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу вычитающего устройства одноименного дальностного канала, выход вычитающего устройства i-го дальностного канала подключен ко входу селектирующего фильтра одноименного канала формирователя опорного сигнала, выход УПЧЛ опорного канала параллельно подключен ко входу М-отводной линии задержки и ко второму входу опорных перемножителей всех каналов М-канального формирователя опорного сигнала, выход опорного гетеродина параллельно подключен к гетеродинным входам смесителей, а сигнальные входы смесителей каждого канала формирователя опорного сигнала подключены к соответствующему отводу М-отводной линии задержки.This goal is achieved by the fact that in a semi-active radar containing a serially connected survey antenna with a control device, a target channel superheterodyne receiver, a reference channel superheterodyne receiver, a reference local oscillator, and the second inputs of the superheterodyne receivers and the target antenna are connected to its input the channel provides an overview of the space, and the antenna of the reference channel is fixed and oriented to the backlight BS, an auto-compensator, the main input of which is connected It is connected to the output of the superheterodyne receiver of the target channel, and the compensation input is connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel, M combined at the input of identical range channels, each of which contains a channel multiplier, which is the input of the range channel and a set of N combined at the input of narrow-band filters (UPF), the outputs of which form N outputs of the corresponding long-range channel, a terminal device (op-amp), to the N inputs of which the same outputs of the long-range channels are connected, M-channel form The reference signal converter, containing the M-tap delay line, the input of which is the input of the M-channel driver, as well as the reference local oscillator, is additionally introduced into each channel of the M-channel driver, which contains a reference multiplier, amplifiers of the intermediate frequency of the target channel and the reference channel with a logarithmic characteristic gain (AMF) at the frequency of amplification, and the output of the autocompensator is connected to the input of the AMF of the target channel, and the first inputs of all the channel are connected in parallel to the output of the AMF of the target channel of multipliers, in each range channel, a coarse channel filter (FGS) and a subtractor whose output is connected in parallel to the input of the UPF set, and the channel coarse channel filter input is connected to the channel multiplier output, is a GPRS modem connected to the output of the terminal device In addition, in each channel of the M-channel driver of the reference signals, a mixer, a band-pass filter, as well as a coarse reference filter and controlled by an amplifier, as well as a selection filter and an amplitude detector, the output of which is connected to the second input of the controlled amplifier, the output of the bandpass filter of the ith channel of the reference signal shaper is connected to the first input of the reference multiplier, as well as to the second input of the channel multiplier of the same range channel, output the controlled amplifier of the i-th channel of the reference signal driver is connected to the second input of the subtracting device of the same range channel, the output of the subtracting device of the i-th range channel is connected to the input of the selection filter of the channel of the same name as the reference signal driver, the output of the IFA of the reference channel is connected in parallel to the input of the M-tap delay line and to the second input of the reference multipliers of all channels of the M-channel driver of the reference signal, the output of the reference local oscillator is connected in parallel to the heterodyne inputs of the mixers and the signal inputs of the mixers of each channel of the reference signal former are connected to the corresponding tap of the M-tap delay line.
Приведенная совокупность признаков отсутствует в исследованной патентной и научно-технической литературе по данному вопросу, следовательно предложенные технические решения соответствуют критерию «новизна».The given set of features is absent in the studied patent and scientific and technical literature on this issue, therefore, the proposed technical solutions meet the criterion of "novelty."
Сущность изобретения поясняется фигурами 1-6.The invention is illustrated by figures 1-6.
Фиг. 1- экспериментальные спектры автосверток сигнала стандарта GSM в различных частотных масштабах.FIG. 1 - experimental spectra of auto-convolutions of a GSM signal at various frequency scales.
Фиг. 2- реальный спектр а) и временная маска б) сигнала стандарта 08М.FIG. 2- the real spectrum a) and the temporary mask b) of the 08M standard signal.
Фиг. 3 - радиоканалы прохождения сигналов.FIG. 3 - radio channels for signal transmission.
Фиг. 4 - блок-схема заявляемой РЛС.FIG. 4 is a block diagram of the claimed radar.
Фиг. 5 - типовая амплитудная характеристика и зависимость коэффициента усиления УПЧЛ от входного напряжения.FIG. 5 is a typical amplitude response and the dependence of the gain of the amplification amplifier on the input voltage.
Фиг. 6 - амплитудно-частотная характеристика ФГС.FIG. 6 - amplitude-frequency characteristic of the FGS.
Фиг. 7 - блок-схема оконечного устройства.FIG. 7 is a block diagram of a terminal device.
Аппаратура радиолокационной станции по фиг. 4 состоит из последовательно соединенных обзорной антенны 1 с устройством управления и супергетеродинного приемника 2 целевого канала, последовательно соединенных антенны 3 и супергетеродинного приемника 4 опорного канала, местного гетеродина 5, к входу которого подключены вторые входы супергетеродинных приемников 2 и 4, причем антенна 1 целевого канала осуществляет обзор пространства, а антенна 3 опорного канала неподвижна и ориентирована на БС подсвета, автокомпенсатора 6, основной вход которого подключен к выходу супергетеродинного приемника целевого канала 2, а компенсационный вход подключен к выходу супергетеродинного приемника опорного канала 4, усилителей промежуточной частоты целевого канала 7 и опорного канала 8 с логарифмической характеристикой усиления (УТГЧЛ) на частоте усиления, причем ко входу УПЧЛ целевого канала 7 подключен выход автокомпенсатора 6, а к входу УПЧЛ опорного канала 8 подключен выход супергетеродинного приемника опорного канала 4, М-объединенных по входу и параллельно подключенных к выходу УПЧЛ целевого канала 7 идентичных дальностных каналов 9, каждый из которых содержит последовательно соединенные канальный перемножитель 10, являющийся входом дальностного канала, канальный фильтр грубой селекции (ФГС) 11, вычитающее устройство 12, набор N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ) 13, выходы которых образуют N выходов соответствующего дальностного канала, оконечного устройства (ОУ) 14, к N входам которого подключены одноименные выходы дальностных каналов, модема GPRS 15 подключенного к выходу оконечного устройства, М-канального формирователя опорных сигналов 16, содержащего М-отводную линию задержки 17, вход которой является входом М-канального формирователя, а также опорного гетеродина 18 и М идентичных каналов 25, причем, каждый из каналов М-канального формирователя 25 содержит последовательно соединенные смеситель 19, полосовой фильтр 20, опорный перемножитель 21, опорный фильтр грубой селекции 22 и управляемый усилитель 23, а так же селектирующий фильтр 24 и амплитудный детектор 26, подключенный ко второму входу управляемого усилителя 23, причем выход полосового фильтра 20 i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу канального перемножителя 10 одноименного дальностного канала, выход управляемого усилителя 23 i-го канала формирователя опорного сигнала подключен ко второму входу вычитающего устройства 12 одноименного дальностного канала, выход вычитающего устройства 12 i-го дальностного канала подключен ко входу селектриующего фильтра 24 одноименного канала формирователя опорного сигнала, выход УПЧЛ опорного канала 8 параллельно подключен ко входу М-отводной линии задержки 17 и ко второму входу опорных перемножителей 21 всех каналов М-канального формирователя опорного сигнала 16, выход опорного гетеродина 18 параллельно подключен к гетеродинным входам смесителей 19, а сигнальные входы смесителей 19 каждого канала формирователя опорного сигнала подключены к соответствующему отводу М-отводной линии задержки.The radar equipment of FIG. 4 consists of a series-connected survey antenna 1 with a control device and a target channel superheterodyne receiver 2, a reference channel antenna 3 and a superheterodyne receiver 4 of a reference channel, a local local oscillator 5, to the input of which second inputs of the superheterodyne receivers 2 and 4 are connected, and the antenna 1 of the target channel provides an overview of the space, and the antenna 3 of the reference channel is stationary and oriented to the backlight BS, auto-compensator 6, the main input of which is connected to the output of the superheterodyne circuit the receiver of the target channel 2, and the compensation input is connected to the output of the superheterodyne receiver of the reference channel 4, the amplifiers of the intermediate frequency of the target channel 7 and the reference channel 8 with a logarithmic gain characteristic (UTF) at the amplification frequency, and the output of the autocompensator 6 is connected to the input of the UHF of the target channel 7, and to the input of the UCHL of the reference channel 8 is connected the output of the superheterodyne receiver of the reference channel 4, M-connected at the input and parallel to the output of the UCHL of the target channel 7 identical range channels 9, each of which contains a series-connected channel multiplier 10, which is the input of the range channel, a coarse channel filter (FGS) 11, a subtractor 12, a set of N narrow-band filters (UPF) 13 combined at the input, the outputs of which form N outputs of the corresponding range channel , terminal device (OS) 14, to the N inputs of which the same outputs of the long-range channels are connected, a GPRS 15 modem connected to the output of the terminal device, an M-channel reference signal conditioner 16, containing M- delay line 17, the input of which is the input of the M-channel driver, as well as the reference local oscillator 18 and M identical channels 25, and each of the channels of the M-channel driver 25 contains a series-connected mixer 19, a bandpass filter 20, a reference multiplier 21, a reference coarse filter 22 and a controlled amplifier 23, as well as a selection filter 24 and an amplitude detector 26 connected to the second input of the controlled amplifier 23, and the output of the bandpass filter 20 of the i-th channel of the reference signal driver is connected to the second input of the channel multiplier 10 of the same range channel, the output of the controlled amplifier 23 of the i-th channel of the reference signal shaper is connected to the second input of the subtractor 12 of the same range channel, the output of the subtractor 12 of the i-th range channel is connected to the input of the filtering filter 24 of the channel of the same name of the driver of the reference signal, the output of the IFA of the reference channel 8 is connected in parallel to the input of the M-tap delay line 17 and to the second input of the reference multipliers 21 of all channels s of the M-channel driver of the reference signal 16, the output of the reference local oscillator 18 is connected in parallel to the heterodyne inputs of the mixers 19, and the signal inputs of the mixers 19 of each channel of the driver of the reference signal are connected to the corresponding tap of the M-tap delay line.
Заявляемая радиолокационная станция со сторонним подсветом сетей сотовой связи стандарта GSM работает следующим образом фиг. 3. Произвольная j-базовая станция 28 сети сотовой связи стандарта 08М формирует ненаправленное или слабонаправленное (в зависимости от типа антенны БС) поле излучения 29. В поле излучения БС могут оказаться воздушные объекты локации - радиолокационные цели 30 и близкорасположенные пассивные мешающие отражатели 31. Обнаружение объектов локации осуществляется пассивным модулем радиолокационной станции 27, содержащим целевой и опорный каналы, которые формируют диаграммы направленности (ДНА) целевого 32 и опорного 37 канала. Диаграмма направленности антенны целевого канала 32 обеспечивает требуемое разрешение по угловым координатам и характеризуется коэффициентом усиления основного луча и боковых лепестков . Диаграмма направленности антенны опорного канала является остронаправленной и характеризуется коэффициентом усиления GOK. При этом в основном луче ДНА 32 целевого канала в одном элементе разрешения по дальности оказываются эхо-сигналы отраженные от цели m(t) 33 и отражения от местных предметов s(t) 34. Кроме того через боковые лепестки ДНА антенны целевого канала 1 на входе супергетеродинного приемника целевого канала 2 попадает прямой проникающий сигнал передатчика БС n(t) 35, представляющий собой мощную проникающую помеху.The inventive radar station with third-party illumination of cellular networks of the GSM standard operates as follows. FIG. 3. An arbitrary j-base station 28 of the 08M standard cellular network generates an omnidirectional or slightly directional (depending on the type of BS antenna) radiation field 29. Aerial objects of the location — radar targets 30 and nearby passive interfering reflectors 31 — may appear in the BS radiation field. location objects is carried out by the passive module of the radar station 27, containing the target and reference channels that form the radiation patterns (BOTTOM) of the target 32 and the reference channel 37. The antenna pattern of the target channel 32 provides the required resolution in angular coordinates and is characterized by the gain of the main beam and side lobes . The directivity antenna pattern of the reference channel is pointed and characterized by a gain G OK . In this case, in the main beam of the DND 32 of the target channel in one range resolution element, echoes reflected from the target m (t) 33 and reflections from local objects s (t) 34 are found. In addition, through the side lobes of the DND of the antenna of the target channel 1 at the input superheterodyne receiver of the target channel 2 gets the direct penetrating signal of the BS transmitter n (t) 35, which is a powerful penetrating interference.
Таким образом на приемника целевого канала 2 действует аддитивная связь сигналовThus, an additive signal coupling acts on the receiver of the target channel 2
Через основной лепесток ДНА опорного канала 37 на входе супергетеродинного приемника опорного канала 4 попадает прямой сигнал БС no(t) 36.Through the main lobe of the bottom of the reference channel 37 at the input of the superheterodyne receiver of the reference channel 4, a direct BS signal n o (t) 36 is received.
Где в уравнениях 1 и 2:Where in equations 1 and 2:
no(t)=N(t)exp(j[ωot+ΣiΣjΨ(t-iτk-jτc)]);n o (t) = N (t) exp (j [ω o t + Σ i ΣjΨ (t-iτ k -jτ c )]);
N(t)=Un(t)exp[jφn(t)] - комплексная огибающая опорного сигнала;N (t) = U n (t) exp [jφ n (t)] is the complex envelope of the reference signal;
ωo=2πfot - несущая частота базовой станции;ω o = 2πf o t is the carrier frequency of the base station;
ΣiΣjΨ(t-iτk-jτc) - закон фазовой модуляции стандарта GSM с учетом периодической и кадровой и слотовой структуры [7];Σ i Σ j Ψ (t-iτ k -jτ c ) is the phase modulation law of the GSM standard taking into account the periodic and personnel and slot structures [7];
φn(t) - начальная фаза;φ n (t) is the initial phase;
; ;
m(t)=M(t)exp(j[ωot+ΣiΣjΨ(t-iτk-jτc-τr)-2πFдt]);m (t) = M (t) exp (j [ω o t + Σ i ΣjΨ (t-iτ k -jτ c -τ r ) -2πF d t]);
τr - время запаздывания эхо- сигнала относительно опорного;τ r is the delay time of the echo relative to the reference;
Fд - частота Доплера.F d - Doppler frequency.
M(t)=Um(t)exp[jφm(t)] - комплексная огибающая флюктуации эхо-сигнала;M (t) = U m (t) exp [jφ m (t)] is the complex envelope of fluctuations of the echo signal;
s(t)=s(t)exp(j[ωot+ΣiΣjΨ(t-iτk-jτc-τs)]);s (t) = s (t) exp (j [ω o t + Σ i ΣjΨ (t-iτ k -jτ c -τ s )]);
S(t)=Us(t)exp[jφs(t)] - комплексная амплитуда огибающей флюктуации сигнала отраженного от местного предмета;S (t) = U s (t) exp [jφ s (t)] is the complex amplitude of the envelope of the fluctuation of the signal reflected from the local object;
τs - время запаздывания сигнала отраженного от местного предмета относительно опорного. При условии τs=τr сигнал отраженного от местного предмета становится пассивной помехой.τ s is the delay time of the signal reflected from the local object relative to the reference one. Under the condition τ s = τr, the signal reflected from the local object becomes a passive noise.
В супергетеродинных приемниках 2 и 4 сигналы усиливаются и преобразуются на промежуточную частоту ωпч. В автокомпенсаторе 6 осуществляется пространственная компенсация - подавление в основном канале проникающей помехи n(t) путем однократного вычитания из него опорного сигнала no(t), принятого супергетеродинным приемником 4 опорного канала. В автокомпенсаторе сигнал no(t) используется как компенсационный, коррелированный по амплитуде и фазе, так чтобы обеспечить минимальную мощность подавляемого сигнала n(t) на выходе автокомпенсатора 6. Эта операция эквивалентна формированию провала в боковых лепестках ДНА целевого канала 32 в направлении на излучаемую БС [8] с уровнем . Процесс компенсации происходит линейно без изменения закона фазовой модуляции. Реально достижимая автокомпенсатором эффективность подавленияIn superheterodyne receivers 2 and 4, the signals are amplified and converted to an intermediate frequency ω pc . In the auto-compensator 6, spatial compensation is carried out - suppression of the penetrating noise n (t) in the main channel by a single subtraction of the reference signal n o (t) received by the reference channel superheterodyne receiver 4 from it. In the autocompensator, the signal n o (t) is used as a compensation signal, correlated in amplitude and phase, so as to ensure the minimum power of the suppressed signal n (t) at the output of the autocompensator 6. This operation is equivalent to the formation of a dip in the side lobes of the bottom of the target channel 32 in the direction of the emitted BS [8] with level . The compensation process occurs linearly without changing the law of phase modulation. Autocompensator Realizable Suppression Efficiency
нестационарной проникающей помехи не превысит 25 дБ. При отношении мощности эхо- сигнала к мощности поникающей помехи 70-90 дБ [4]. Поскольку процесс компенсации в автокомпенсаторе осуществляется линейно, то неподавленные остатки проникающего сигнал nАК(t) описывается фазовой модуляцией и комплексной огибающей амплитуды так-же как и прямой сигнал no(t). При этом амплитуда комплексной огибающей определяется по формуле:transient penetrating interference will not exceed 25 dB. When the ratio of the power of the echo signal to the power of the drooping interference is 70-90 dB [4]. Since the compensation process in the autocompensator is linear, the unsuppressed remnants of the penetrating signal n AK (t) are described by phase modulation and the complex envelope of the amplitude as well as the direct signal n o (t). In this case, the amplitude of the complex envelope is determined by the formula:
Выходной сигнал автокомпенсатора 6 содержит сигнал отраженный от цели т(1), частично подавленный проникающий сигнал nАК(t) и сигнал отраженный от местного предмета поступает на вход УПЧЛ целевого канала 7. Аналогично с выхода супергетеродинного приемника опорного канала 4 принятый сигнал no(t) поступает на вход УПЧЛ опорного канала 8. Усилители 7 и 8 обладают логарифмической характеристикой усиления на промежуточной частоте и динамическим диапазоном усиления до 80 дБ [9] и полосой пропускания 200 кГц, что соответствует ширине спектра сигналов БС. Типовая амплитудная характеристика и зависимость коэффициента усиления от входного напряжения приведена на фиг. 5. УПЧЛ позволяет сжимать амплитуды флюктуации мешающих колебаний до уровня амплитуд внутреннего шума, и тем самым предотвращать перегрузку приемного устройства, не теряя чувствительности при воздействии интенсивных помех. Особенностями УПЧЛ с усилением на промежуточной частоте являются:The output signal of the autocompensator 6 contains the signal reflected from the target, t (1), partially suppressed the penetrating signal n AK (t), and the signal reflected from the local object is fed to the input of the amplifier of the target channel 7. Similarly, the received signal n o (from the output of the superheterodyne receiver of the reference channel 4 t) is fed to the input of the IF amplifier of the reference channel 8. Amplifiers 7 and 8 have a logarithmic gain characteristic at an intermediate frequency and a dynamic gain range of up to 80 dB [9] and a passband of 200 kHz, which corresponds to the spectrum width of signals B . A typical amplitude response and gain versus input voltage are shown in FIG. 5. UPCL allows you to compress the amplitude of fluctuations of the interfering oscillations to the level of amplitudes of internal noise, and thereby prevent overloading of the receiving device without losing sensitivity when exposed to intense interference. Features of amplification with amplification at an intermediate frequency are:
1. линейность усиления слабых сигналов до наступления логарифмического участка, что позволяет обеспечить высокую чувствительность приемного устройства;1. linearity of amplification of weak signals before the onset of the logarithmic section, which allows for high sensitivity of the receiving device;
2. безинерционность усиления;2. inertia-free gain;
3. возможность ослабления сильных сигналов вплоть до собственных шумов приемника;3. the possibility of attenuation of strong signals up to the receiver's own noise;
4. возможность когерентной обработки после усиления. Перечисленные особенности УПЧЛ в силу особенностей спектра свертки GSM сигнала позволяют существенно снизить требования к величине компенсации неподавленных остатков проникающей и пассивной помехи. На выходе УПЧЛ целевого канала 7 слабый сигнал отраженный от цели m(t) усиливается, а остатки неподавленного nАК(t) и отраженного от местного предмета s(t) помех ослабляются. При этом происходит выравнивание амплитуд эхо и мешающих сигналов, а аддитивная смесь сигналов можно представить в виде:4. The possibility of coherent processing after amplification. The listed features of the AMCH due to the spectrum convolution features of the GSM signal can significantly reduce the requirements for the amount of compensation of unsuppressed residues of penetrating and passive interference. At the output of the IFA of the target channel 7, the weak signal reflected from the target m (t) is amplified, and the remnants of the unsuppressed n AK (t) and reflected from the local object s (t) interference are weakened. In this case, the amplitudes of the echo and the interfering signals are aligned, and the additive mixture of signals can be represented as:
fцкл(t)=lg[s(t)]+lg[m(t)]+lg[n(t)].f ccl (t) = log [s (t)] + log [m (t)] + log [n (t)].
С выхода УПЧЛ опорного канала 8 прямой сигнал БС поступает на вход М-канального формирователя опорного сигнала 16, а именно на вход М-отводной линии задержки и вторые входы опорных перемножителей 21 каждого из М каналов формирователя опорных сигналов 16. На выходах элементов М-отводной линии задержки 17 прямой сигнал БС no(t) последовательно задерживается на время ΔτЗ равное интервалу корреляции равноеFrom the output of the UCHL of the reference channel 8, the direct BS signal is fed to the input of the M-channel driver of the reference signal 16, namely, to the input of the M-tap delay line and the second inputs of the reference multipliers 21 of each of the M channels of the driver of the reference signals 16. At the outputs of the elements of the M-tap delay line 17, the BS direct signal n o (t) is sequentially delayed by a time Δτ З equal to the correlation interval equal to
, ,
гдеWhere
Δfc=200 кГц - ширина спектра БС и поступает на сигнальный вход смесителя 19 одноименного канала формирователя опорного сигнала 16. На гетереодинный вход смесителей 19 поступает напряжение опорного гетеродина 18 частотой ωг. При этом на входе полосового фильтра 20 к-го канала формирователя опорного сигнала действует опорный сигнал lg[noc(1)], гдеΔf c = 200 kHz is the width of the BS spectrum and is fed to the signal input of the mixer 19 of the same channel of the reference signal driver 16. The voltage of the reference local oscillator 18 with a frequency of ω g is supplied to the heterodyne input of the mixers 19. At the same time, at the input of the bandpass filter of the 20th channel of the reference signal conditioner, the reference signal lg [n oc (1)] acts, where
noc(t)=Noc(t)exp(j[ωct+ΣiΣjΨ(t-iτk-jτc-Δτзк)]);n oc (t) = N oc (t) exp (j [ω c t + Σ i Σ j Ψ (t-iτ k -jτ c -Δτ Зк )]);
Noc(t)=Uoc(t)exp[jφn(t)] - комплексная огибающая опорного сигнала;N oc (t) = U oc (t) exp [jφ n (t)] is the complex envelope of the reference signal;
ωc=ωпч-ωг=ωc=2πct - вторая промежуточная частота, выбираемая из условия fc=(5-10)Fдmax; ω c = ω d -ω IF = ω c = 2π c t - second intermediate frequency, selectable conditions of fc = (5-10) F dmax;
Fдmax - максимальное значение доплеровской частоты. Полосовой фильтр 20 имеет полосу пропускания Δfпф=fc±2Fдmax. Напряжение с выхода полосового фильтра 20 поступает на второй вход канального перемножителя 10 к-го дальностного канала и на первый вход опорного перемножителя 21. В канальном перемножителе 10 формируется аддитивная смесь сигналов:F dmax - the maximum value of the Doppler frequency. The bandpass filter 20 has a passband Δf pf = f c ± 2F dmax . The voltage from the output of the bandpass filter 20 is supplied to the second input of the channel multiplier 10 of the k-th range channel and to the first input of the reference multiplier 21. An additive signal mixture is formed in the channel multiplier 10:
В опорном перемножителе 21 формируется аддитивная смесь сигналовAn additive signal mixture is formed in the reference multiplier 21
В аддитивной смеси сигналов 5 содержатся:The additive mixture of signals 5 contains:
lg[nAK(t)] lg[noc(t)] - свертка логарифмов опорного и неподавленного остатков проникающего сигналов. Данная свертка не демодулируется на интервале наблюдения, так как в общем случае время запаздывания сигналов разное, и будет представлять собой мешающий фон требующий дополнительной компенсации;lg [n AK (t)] lg [n oc (t)] is the convolution of the logarithms of the reference and unsuppressed remnants of the penetrating signals. This convolution is not demodulated on the observation interval, since in the general case the delay time of the signals is different, and will be an interfering background requiring additional compensation;
lg[m(t)] lg[noc(t)]- логарифм свертки опорного и эхо-сигналов, в результате которой при условии τr=Δτзк происходит демодуляция и сжатие по спектру эхо-сигнала, а также формирование максимального значения свертки, пропорционального эффективной поверхности цели (ЭПР), на частоте fc±Fд. Данная свертка содержит информацию о скорости и дальности обнаруживаемых объектов. При этом периодические составляющие свертки на частотах fc±Fд±216,6·n±1732.8·n, Гц, где n - целое число, будут на 20-30 дБ меньше (см. фиг. 1) [2] свертки на частоте fc±Fд.lg [m (t)] lg [n oc (t)] is the convolution logarithm of the reference and echo signals, as a result of which, under the condition τr = Δτ sz , demodulation and compression over the spectrum of the echo signal, as well as the formation of the maximum convolution value, proportional to the effective target surface (EPR), at a frequency fc ± Fд. This convolution contains information about the speed and range of detected objects. In this case, the periodic components of the convolution at the frequencies fc ± Fd ± 216.6 · n ± 1732.8 · n, Hz, where n is an integer, will be 20-30 dB less (see Fig. 1) [2] convolutions at the frequency fc ± Fd.
lg[s(t)] lg[noc(T)] - логарифм свертки опорного сигнала и пассивной помехи, в результате которой при условии τs=Δτзк происходит демодуляция и сжатие по спектру сигнала пассивной помехи на частоте fc. При этом амплитуда гармоник на частотах fc±216,6·n±1732.8·n. меньше амплитуды свертки на частоте fc на 20-30 дБ. Отношение мощностей сверток третьего и второго слагаемых уравнения 5 пропорционально отношениюlg [s (t)] lg [n oc (T)] is the logarithm of convolution of the reference signal and passive interference, as a result of which, under the condition τ s = Δτ sz , demodulation and compression over the spectrum of the passive interference signal at the frequency fc are performed. In this case, the harmonic amplitude at frequencies fc ± 216.6 · n ± 1732.8 · n. less than the convolution amplitude at the frequency fc by 20-30 dB. The ratio of the powers of convolutions of the third and second terms of equation 5 is proportional to the ratio
Величина отношения (7) может достигать значений 40 и более дБ.The ratio (7) can reach values of 40 or more dB.
Во втором уравнении формулируется логарифм свертки опорного и прямого сигнала БС:In the second equation, the convolution logarithm of the reference and direct BS signal is formulated:
lg[no(t)] lg[noc(t)] - логарифм свертки отличается от третьего слагаемого в уравнении (5) значением комплексной амплитуды сигналов NАК(t) и N(t). Эти отличия до УПЧЛ определяются отношениемlog [n o (t)] log [n oc (t)] - the convolution logarithm differs from the third term in equation (5) by the value of the complex amplitude of the signals N AK (t) and N (t). These differences up to PCL are determined by the relation
Комплексные амплитуды сигналов ТАК(t) и N(t) достаточно велики и попадают под логарифмический участок амплитудной характеристики УПЧЛ. При прохождении через УПЧЛ комплексные амплитуды огибающих NAK(t) и N(t) ограничиваются логарифмическим участком амплитудной характеристикой и незначительно отличаются по амплитуде. В этом случае отношение (8) принимает вид:The complex amplitudes of the signals T AK (t) and N (t) are large enough and fall under the logarithmic section of the amplitude characteristic of the PCA. When passing through the PCA, the complex amplitudes of the envelopes N AK (t) and N (t) are limited to the logarithmic section by the amplitude characteristic and slightly differ in amplitude. In this case, relation (8) takes the form:
С учетом логарифмического ограничения пассивной помехи и (7)можно считать, чтоGiven the logarithmic limitation of passive interference and (7), we can assume that
Амплитуды сверток lg[nАК(t)]lg[noc(t)] и lg[no(t)]lg[noc(t)] будут незначительно отличаться по величине и имеют одинаковые законы изменения. Из уравнения (10) следует, что при условии т5=Ат3 амплитуды сверток lg[nАК(t)] lg[noc(t)] и lg[s(t)] lg[noc(t)] будут одинаковы. Комплексная амплитуда эхо-сигнала на выходе УПЧЛ при интенсивном изменении амплитуды цели на входе (вследствие изменения дальности, ЭПР или ракурса наблюдения) ограничивается логарифмической характеристикой, и меняется незначительно. Это обеспечивает постоянство амплитуды и вероятности правильного обнаружения. С выходов канального 10 и опорного 21 перемножителей результаты сверток f10(t) и f21(t) поступают на входы канального 11 и опорного 22 ФГС соответственно.The convolution amplitudes log [n AK (t)] log [n oc (t)] and log [n o (t)] log [n oc (t)] will slightly differ in value and have the same laws of change. From equation (10) it follows that, provided t 5 = At 3, the convolution amplitudes log [n AK (t)] log [n oc (t)] and log [s (t)] log [n oc (t)] will be are the same. The complex amplitude of the echo signal at the output of the IFA with an intensive change in the amplitude of the target at the input (due to a change in range, EPR, or viewing angle) is limited by the logarithmic characteristic, and varies slightly. This ensures a constant amplitude and probability of correct detection. From the outputs of channel 10 and reference 21 multipliers, the results of convolutions f 10 (t) and f 21 (t) are fed to the inputs of channel 11 and reference 22 FGS, respectively.
Канальный фильтр грубой селекции имеет АЧХ приведенную на фиг. 6, а. АЧХ канального ФГС имеет центральную частоту, полосу пропускания Δf11=±2Fдmax, а также зоны режекций на частотах fp=fc±216ξ, где ξ∈[0..ξmax], ξmax=Fдmax/216.6 - количество зон режекции; Fдmax=2Vmax/λ - максимальное значение доплеровской частоты, λ - длина волны GSM сигнала, Vmax - максимальное значение скорости маловысотной цели. Так при максимальной скорости маловысотной цели 500 км/ч, длине волны λ=0.32 м, количество зон режекции в одном частотном направлении равно ξ=4.The coarse channel filter has an AFC shown in FIG. 6 a. The frequency response of the channel FGS has a central frequency, a passband Δf 11 = ± 2Fdmax, and also notch zones at frequencies fp = fc ± 216ξ, where ξ∈ [0..ξ max ], ξ max = Fdmax / 216.6 is the number of notch zones; F dmax = 2V max / λ is the maximum value of the Doppler frequency, λ is the wavelength of the GSM signal, V max is the maximum value of the speed of a low-altitude target. So at the maximum speed of a low-altitude target 500 km / h, wavelength λ = 0.32 m, the number of notch zones in one frequency direction is ξ = 4.
В зоны режекции канального ФГС попадают наиболее мощные гармоники свертки опорного сигнала и пассивной помехи lg[s(t)]lg[noc(t)] на частотах кратных 216.6 Гц (фиг. 6, а).The most powerful harmonics of the convolution of the reference signal and passive interference lg [s (t)] lg [n oc (t)] at frequencies that are multiples of 216.6 Hz fall into the rejection zones of the channel FGS (Fig. 6, a).
Коэффициент подавления пассивной помехи, определяемый по формулеPassive interference suppression coefficient determined by the formula
гдеWhere
Sп(f) - нормированный энергетический спектр свертки логарифмов опорного сигнала и пассивной помехи lg[s(t)]lg[nоc(t)];Sp (f) is the normalized energy spectrum of convolution of the logarithms of the reference signal and passive interference lg [s (t)] lg [n оc (t)];
- квадрат АЧХ зоны режекции канального ФГС 11 может достигать значений 30-40 дБ. При таксам значении подавления, помеховую составляющую lg[s(t)]lg[noc(t)] можно исключить из процесса обработки. В пределах полосы±2 Р канального ФГС 11 осуществляется селекция результатов свертки опорного и неподавленных остатков проникающей помехи lg[nAK(t)]lg[noc(t)], а также результатов свертки опорного и эхо-сигналов lg[m(t)]lg[noc(t)]. В частном случае, когда доплеровская добавка частоты эхо- сигнала будет кратной 216.6 Гц, центральная гармоники взаимной свертки опорного и эхо-сигнала lg[m(t)]lg[noc(t)] попадет в зону режекции. Данный недостаток может быть устранен путем пространственной настройки ДНА опорной антенны 37 на другую базовую станцию 28i (фиг. 3) в поле подсвета которой находится цель, и перестройке местного гетеродина 5 таким образом, чтобы значение Промежуточной частоты ωпч осталось бы неизменным. Известна [6] зависимость частоты Доплера в бистатической РЛС от геометрии и ориентации цели относительно линии базы. В этом случае центральная свертка сверки эхо-сигнала выйдет из зоны режекции. Опорные ФГС 22 в каждом из М-жаналах формирователя опорного сигнала не имеют зон режекции и перекрывают диапазон частот ±2Fдmax. (фиг. 6,б). - the square of the frequency response of the rejection zone of the channel FGS 11 can reach values of 30-40 dB. At rates of suppression, the interference component lg [s (t)] lg [n oc (t)] can be excluded from the processing. Within the ± 2 R band of the channel FGS 11, the results of the convolution of the reference and unsuppressed remnants of the penetrating noise lg [n AK (t)] lg [n oc (t)] are selected , as well as the results of the convolution of the reference and echo signals lg [m (t )] lg [n oc (t)]. In the particular case when the Doppler addition of the echo frequency is a multiple of 216.6 Hz, the central harmonic of the mutual convolution of the reference and echo signals lg [m (t)] lg [n oc (t)] will fall into the notch zone. This disadvantage can be eliminated by spatial adjustment of the Bottom of the reference antenna 37 to another base station 28i (Fig. 3) in the backlight of which the target is located, and by tuning the local oscillator 5 so that the value of the Intermediate frequency ω pc remains unchanged. The dependence of the Doppler frequency in a bistatic radar on the geometry and target orientation relative to the base line is known [6]. In this case, the central convolution of the echo reconciliation will exit the notch zone. The reference FGS 22 in each of the M-genals of the reference signal shaper do not have rejection zones and cover the frequency range of ± 2F dmax . (Fig. 6, b).
В общем случае вне зоны режекции канального ФГС 11 вместе с полезной сверткой оказывается и свертка неподавленных остатков проникающей помехи lg[nAK(t)]lg[noc(t)]. Эта свертка дает нестационарный фон обнаружения эхо-сигнала, и подлежащий исключению из дальнейшей обработки. Для этого необходимо обеспечить формирование адаптивного порогового уровня (АПУ) обнаружения. Принцип реализации АПУ состоит в вычитании в вычитающем устройстве 12 помеховой свертки lg[nAK(t)]lg[noc(t)] из выходного напряжения канального ФГС. На первый вход вычитающего устройства 12 поступает напряжениеIn the general case, the convolution of the unsuppressed remnants of the penetrating noise lg [n AK (t)] lg [n oc (t)] is also found outside the notch zone of the channel FGS 11. This convolution provides an unsteady echo detection background, and is to be excluded from further processing. For this, it is necessary to ensure the formation of an adaptive threshold detection level (AAP) of detection. The principle of implementation of the APA is to subtract the interference convolution lg [n AK (t)] lg [n oc (t)] in the subtractor 12 from the output voltage of the channel FGS. The first input of the subtracting device 12 receives voltage
На второй вход вычитающего устройства 12 поступает напряжение с выхода управляемого усилителя 23The second input of the subtractor 12 receives the voltage from the output of the controlled amplifier 23
где Kр - коэффициент регулирования управляемого усилителя 23.where K p - regulation coefficient of the controlled amplifier 23.
Поскольку при условии τr=Δτзк структуры сверток lg[nAK(t)]lg[noc(t)] и lg[no(t)]lg[noc(t)] одинаковы, то при подаче этих напряжений на соответствующие входы, на входе вычитающего устройства 12 получим разность:Since, under the condition τ r = Δτ cc, the convolution structures log [n AK (t)] log [n oc (t)] and log [n o (t)] log [n oc (t)] are the same, when these voltages are applied to the corresponding inputs, at the input of the subtractor 12 we get the difference:
При условии Provided
в втором слагаемом lg[nAK(t)/noc(t)Kp]→0 и в уравнении 14 должно остаться только слагаемое, обусловленное сверткой эхо-сигнала:in the second term lg [n AK (t) / n oc (t) Kp ] → 0 and in equation 14 only the term due to convolution of the echo signal should remain:
f12(t)=lg[m(t)]lg[noc(t)].f 12 (t) = log [m (t)] log [n oc (t)].
Реализация условия 15 осуществляется при условии, что коэффициент регулирования меняется по законуThe implementation of condition 15 is carried out under the condition that the regulatory coefficient changes according to the law
Поскольку логарифмы амплитуды сигналов nAK(t) и noc(t) приблизительно равны, то Kp→1. Кроме того, в следствии влияния логарифмической амплитудной характеристики флюктуации будут незначительны. Вместе с тем, осуществить эффективную стабилизацию вероятности ложной тревоги, за счет компенсации нестационарных Неподавленных остатков проникающей помехи lg[nАК(t)] в вычитающем устройстве 12, невозможно без слежения за результатом компенсации. Для этого с выхода вычитающего устройства напряжение 14 через селектирующий фильтр 24 и амплитудный детектор 26 поступает на второй вход управляемого усилителя 23. Селектирующий фильтр 24 имеет) полосу пропускания Δf24=Fдmax-2Fдmax, находящуюся за ожидаемыми диапазоном Доплеровских частот, что исключает возможность регулирования усилителя 23 по свертке эхо-сигналов lg[m(t)]lg[noc(t)]. Детектор) 26 выделяет огибающую разносного напряжения 14, которое поступает на второй вход регулируемого усилителя 23. С увеличение разностного напряжения коэффициент регулирования Kp уменьшается, сокращая величину разносного напряжения. Ожидаемый реальный коэффициент подавления неподавленных остатков нестационарной проникающей помехи nAK(t) составит 20-25 дБ. С учетом подавления в автокомпенсаторе, общий коэффициент подавления проникающей помехи составит 50-60 дБ. При отсутствии УПЧЛ данного значения было бы недостаточно для обеспечения требуемых показателей качества обнаружения. Однако после прохождения напряжений свертки УПЧЛ и сжатия амплитуды проникающей помехи, отношение сигнал/помеха на выходе узкополосных фильтров 13 обеспечивает требуемые показатели качества обнаружения по следующим причинам:Since the logarithms of the amplitude of the signals n AK (t) and n oc (t) are approximately equal, then K p → 1. In addition, due to the influence of the logarithmic amplitude characteristics, fluctuations will be insignificant. At the same time, it is impossible to carry out effective stabilization of the probability of a false alarm by compensating for the non-stationary Unsuppressed penetrating residues lg [n AK (t)] in the subtractor 12 without tracking the compensation result. To do this, from the output of the subtractor, voltage 14 through the selection filter 24 and the amplitude detector 26 is supplied to the second input of the controlled amplifier 23. The selection filter 24 has a passband Δf 24 = F dmax -2F dmax , which is outside the expected range of Doppler frequencies, which excludes the possibility regulation of the amplifier 23 on the convolution of the echo signals lg [m (t)] lg [n oc (t)]. The detector) 26 selects the envelope of the diversity voltage 14, which is fed to the second input of the adjustable amplifier 23. With the increase in the differential voltage, the regulation coefficient Kp decreases, reducing the magnitude of the differential voltage. The expected real coefficient of suppression of unsuppressed remnants of non-stationary penetrating noise n AK (t) will be 20-25 dB. Taking into account the suppression in the auto-compensator, the total suppression coefficient of penetrating interference will be 50-60 dB. In the absence of AECL, this value would not be sufficient to provide the required indicators of detection quality. However, after passing the convolution voltage of the IFA and compressing the amplitude of the penetrating noise, the signal-to-noise ratio at the output of the narrow-band filters 13 provides the required indicators of detection quality for the following reasons:
во-первых, на выходе УПЧЛ амплитуда свертки lg[nАК(t)]lg[noc(t)] мешающего сигнала незначительно [превышает свертку lg[m(t)]lg[noc(t)] на эхо-сигнала, следовательно дополнительная компенсация неподавленных остатков на 20-25 дБ существенно улучшает условия обнаружения;firstly, at the output of the PCA, the convolution amplitude lg [n AK (t)] lg [n oc (t)] of the interfering signal is insignificant [exceeds the convolution lg [m (t)] lg [n oc (t)] by the echo signal therefore, additional compensation of unsuppressed residues by 20-25 dB significantly improves the detection conditions;
во-вторых, как показывают расчеты [2] и реальные измерения (фиг. 1), Следовательно, при когерентной фильтрации в наборе узкополосных фильтров доплеровских фильтров, 13 центральный пик свертки эхо-сигналов превышает собственные боковые пики на 20-25 дБ;secondly, as calculations [2] and real measurements show (Fig. 1), therefore, with coherent filtering in a set of narrow-band Doppler filter filters, 13 the central peak of the convolution of the echo signals exceeds its own side peaks by 20-25 dB;
в-третьих, в следствии того, что неподавленные остатки свертки lg[noc(t)]lg[nAK(t)/noc(t)Kp] распределены в полосе сигнала Δfc=200 кГц, а полезная составляющая свертки lg[m(t)]lg[noc(t)] эхо-сигнала когерентно выделяется в полосе доплеровского фильтра с полосой Агф «Δfф<<Δfc, то выделение полезного сигнала на фоне неподавленных остатков будет осуществляться с эффективность коэффициента корреляционного накопления Kн=Δfc/Δfф При полосе узкополосного фильтра 20 Гц выигрыш в отношении сигнал/шум может составить 10 дБ.thirdly, due to the fact that the unsuppressed convolution residues lg [n oc (t)] lg [n AK (t) / n oc (t) Kp ] are distributed in the signal band Δf c = 200 kHz, and the useful convolution component lg [m (t)] lg [n oc (t)] the echo signal is coherently allocated in the band of the Doppler filter with the band Agf “Δf f << Δf c , then the selection of the useful signal against the background of unsuppressed residues will be carried out with the efficiency of the correlation accumulation coefficient K n = Δf c / Δff With a narrow-band filter bandwidth of 20 Hz, the gain in signal-to-noise ratio can be 10 dB.
При этом, как показывают расчеты [2] и реальные измерения (фиг. 1), уровень центрального пика спектра свертки GSM сигнала превышает собственные боковые пики кратные частоте следования кадров 216.6 Гц на 20-25 дБ.Moreover, as shown by calculations [2] and real measurements (Fig. 1), the level of the central peak of the convolution spectrum of the GSM signal exceeds its own side peaks multiple of the frame repetition rate of 216.6 Hz by 20-25 dB.
Откуда за счет дополнительной компенсации вычитающем устройстве и когерентного накопления отношение сигнал/помеха на выходе узкополосного фильтра может составить 30-35 дБ, что достаточно для обнаружения целей с заданными показателями качества.Where, due to additional compensation by the subtractor and coherent accumulation, the signal-to-noise ratio at the output of the narrow-band filter can be 30-35 dB, which is enough to detect targets with specified quality indicators.
Таким образом, применение УПЧЛ с логарифмической амплитудной характеристикой обеспечивает постоянство амплитуды эхо-сигнала и следовательно - вероятность правильного обнаружения, а применение вычитающего устройства в каждом дальностном канале - постоянство вероятности ложной тревоги.Thus, the use of a control amplifier with a logarithmic amplitude characteristic ensures a constant amplitude of the echo signal and, therefore, the probability of correct detection, and the use of a subtractor in each range channel ensures a constant probability of false alarm.
Когерентная фильтрация свертки эхо-сигнала осуществляется в наборе N объединенных по входу узкополосных фильтрах 13 по доплеровской частоте. Ширина полосы пропускания каждого фильтра Δfф определяет время накопления Tнс=1/Δfф и разрешающую способность по скорости ΔV=λ/2Δfф. Полоса пропускания каждого фильтра из набора N объединенных по входу узкополосных фильтров 13 определяется шириной центрального пика автоспектра и не превышает 20-25 Гц. Количество узкополосных фильтров выбирают из условияCoherent filtering of the convolution of the echo signal is carried out in a set of N combined at the input narrow-band filters 13 at the Doppler frequency. The bandwidth of each filter Δf f determines the accumulation time T ns = 1 / Δf f and the speed resolution ΔV = λ / 2Δf f . The passband of each filter from a set N of narrow-band filters 13 combined at the input is determined by the width of the central peak of the auto-spectrum and does not exceed 20-25 Hz. The number of narrow-band filters is selected from the condition
Анализа сигналов во всем доплеровском диапазоне целей от Fдmin до Fдmax.Signal analysis in the entire Doppler range of targets from F dmin to F dmax .
Количество каналов дальности M определяется отношениемThe number of range channels M is determined by the ratio
, ,
гдеWhere
- разрешающая способность РЛС по дальности; - resolution radar range;
Дмах - Дмин - измеряемый диапазон дальности.D max - D min - the measured range.
Аппаратура оконечного устройства по фиг.7 содержит M - коммутаторов 39 выходов фильтров 38 доплеровской частоты подключенных к выходам соответствующих N объединенных по входу узкополосных фильтров (УПФ) 13 соответствующих дальностных каналов, а выходы этих коммутаторов подключены к соответствующим М входам коммутаторов по времени запаздывания 40 τr выход которого через детектор 44 подключен к сигнальным входам индикаторов «направление-скорость» 50 и «направление-дальность» 47 с амплитудной индикацией. При этом управляющий вход индикатора 50 объединен с управляющими входами коммутаторов 39 и подключен к выходу блока 41 обзора по доплеровской частоте, а управляющий вход индикатора 47 объединен с управляющим входом коммутатора 40 и подключен к выходу блока обзора 42 по времени запаздывания, причем вход блока 42 объединен с управляющими входами индикатора 50 и M-коммутаторов 39 и подключен к выходу блока 41 обзора по доплеровской частоте. Блок 41 формирует циклически меняющийся цифровой код со значениями от 0 до N, значение этого кода, поступая на управляющие входы коммутаторов 39, определяет номера входа от доплеровского фильтра 38, подключаемого на выход каждого из коммутаторов 39, то есть значения этого кода соответствует доплеровской частоте подключаемого на выход коммутатора сигнала и соответственно - отображаемой на индикаторе 50 радиальной скорости. Нулевое значение кода обеспечивает перевод в новое состояние блока 42, формирующего цифровой код значением от 0 до M, который поступая на управляющий вход коммутатора 40 определяет номер коммутатора 40, выходной сигнал от которого подключается к детектору 44. Поскольку коммутаторы 391..39м подключены к соответствующим дальностным каналам, то это значение кода определяет номер отображаемого на индикаторе 47 интервала по времени запаздывания, так как значением кода задается положение развертки по координате времени индикатора 47, так же как и положение развертки по координате скорости индикатора 50 определяется значением кода с выхода блока 42. Выходной сигнал детектора 44 поступает на сигнальные входы индикаторов 50 и 47 обеспечивая амплитудную индикацию сигналов на экранах индикаторов. И принятия решения о наличии цели в направлении ориентации диаграммы антенны 1 РЛС, ее радиальной скорости и времени запаздывания, характеризующим дальность до цели. Развертка по направлению обеспечивается поступающим на соответствующие входы индикаторов по соответствующим связям цифровым кодом с выхода формирователя 43 кода углового положения диаграммы направленности антенны, вход которого подключен к выходу устройства управления антенной 1. Входы разверток по радиальной скорости и времени запаздывания индикаторов 50 и 47 соответственно подключены к выходам блоков 41 и 42, а входы яркостной индикации - к выходу детектора 44. В этом случае достигается формирование двумерной развертки на индикаторах 50 и 47 с яркостной индикацией положения цели, что обеспечивает приятие решения о наличии цели, ее скорости и дальности в условиях изменяющегося направления положения антенны 1. Пороговая схема 45 подключенная к выходу детектора 44, выход которой соединен с управляющими входами блока стробирования 46 с аналогово-цифровым преобразователем (АЦП) и блока 48 стробирования кодов, выходы этих блок подключены к соответствующим входам центрального вычислительного комплекса (ЦВК) 49 РЛС. При этом сигнальный вход блока 46 подключен к выходу детектора 44, а цифровые входы блока 46 к выходам блоков 41, 42, 43 соответственно. В случае превышения выходным сигналом детектора порогового уровня, пороговая схема 45 формирует сигнал наличия цели, который поступая на управляющий вход блока 46, обеспечивает выделение значений действующих в данный момент кодов доплеровской частоты, времени запаздывания и направления на цель, которые поступают на первый вход ЦВК 49 и по шине данных с выхода ЦВК на модем передачи данных GPRS 15. ЦВК выполняет необходимые расчеты по формированию взвешенных оценок координат, накопление решений о превышении порога и формирование интегрального решения о наличии цели, траекторные расчеты управлении антенной при программном обзоре, а также выдачу радиолокационной информации. Все перечисленные узлы, образующие оконечное устройство 14, известны, применяются в радиолокации, технически реализуемы и соответствует критерию «промышленная применимость». Авторы не претендуют на новизну технических решений оконечного устройства.The terminal equipment of Fig. 7 contains M - switches 39 outputs of filters 38 of Doppler frequency connected to the outputs of the respective N combined at the input of narrow-band filters (UPF) 13 of the respective range channels, and the outputs of these switches are connected to the corresponding M inputs of the switches with a delay time of 40 τ r the output of which through the detector 44 is connected to the signal inputs of the indicators “direction-speed” 50 and “direction-range" 47 with amplitude indication. In this case, the control input of the indicator 50 is combined with the control inputs of the switches 39 and connected to the output of the review unit 41 by Doppler frequency, and the control input of the indicator 47 is combined with the control input of the switch 40 and connected to the output of the review unit 42 by the delay time, and the input of block 42 is combined with the control inputs of the indicator 50 and the M-switches 39 and is connected to the output of the block 41 of the review at the Doppler frequency. Block 41 generates a cyclically changing digital code with values from 0 to N, the value of this code, entering the control inputs of the switches 39, determines the input numbers from the Doppler filter 38 connected to the output of each of the switches 39, that is, the value of this code corresponds to the Doppler frequency of the connected to the output of the signal switch and, accordingly, the radial speed displayed on the indicator 50. The zero value of the code ensures the transfer to a new state of the block 42, forming a digital code with a value from 0 to M, which, entering the control input of the switch 40, determines the number of the switch 40, the output signal from which is connected to the detector 44. Since the switches 39 1 ..39 m to the corresponding long-range channels, then this code value determines the number of the delay time interval displayed on the indicator 47, since the code value sets the sweep position in the time coordinate of the indicator 47, as well as the floor The sweep by the coordinate coordinate of the indicator 50 is determined by the code value from the output of block 42. The output signal of the detector 44 is supplied to the signal inputs of the indicators 50 and 47 providing an amplitude indication of the signals on the indicator screens. And deciding on the presence of a target in the direction of the orientation of the radar antenna diagram 1, its radial speed and delay time, characterizing the range to the target. A sweep in the direction is provided by a digital code that arrives at the corresponding inputs of the indicators via the corresponding links from the output of the antenna driver of the angular position code 43 of the antenna, the input of which is connected to the output of the antenna control device 1. The inputs of the sweeps according to the radial speed and delay time of the indicators 50 and 47 are respectively connected to the outputs of blocks 41 and 42, and the inputs of the brightness indication to the output of the detector 44. In this case, the formation of a two-dimensional scan on the indicators 50 and 47 with a brightness indication of the target position, which provides a decision on the presence of the target, its speed and range in the conditions of a changing direction of the antenna 1. The threshold circuit 45 is connected to the output of the detector 44, the output of which is connected to the control inputs of the gating unit 46 with an analog-to-digital converter (ADC) and block 48 gating codes, the outputs of these block are connected to the corresponding inputs of the central computing complex (CVC) 49 radar. In this case, the signal input of block 46 is connected to the output of the detector 44, and the digital inputs of block 46 are connected to the outputs of blocks 41, 42, 43, respectively. If the detector exceeds the threshold level, the threshold circuit 45 generates a signal of the presence of the target, which, arriving at the control input of block 46, provides the allocation of the values of the currently active Doppler frequency codes, delay time and direction to the target, which are received at the first input of CVC 49 and via the data bus from the output of the CVC to the GPRS 15 data transfer modem. The CVC performs the necessary calculations to form weighted coordinate estimates, accumulate decisions on exceeding the threshold and form the integral decisions about the presence of a target, trajectory calculations of antenna control during a program review, and also the issuance of radar information. All of the listed nodes forming the terminal device 14 are known, are used in radar, technically feasible and meet the criterion of "industrial applicability". The authors do not claim to be new technical solutions of the terminal device.
Научно-техническая литература.Scientific and technical literature.
1. Попов В.И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - Мю: Экотрейдз, 205-296.1. Popov V.I. The basics of cellular communications standard GSM. - Mu: Ecotrade, 205-296.
2. M. Cherniakov, R. Saini, M. Antonov, R. Zuo, and J. Edwards, SS-BSAR with transmitter of opportunity-Practical Aspects. Electrical and Computer Engineering University of Birmingham, 2006.2. M. Cherniakov, R. Saini, M. Antonov, R. Zuo, and J. Edwards, SS-BSAR with transmitter of opportunity-Practical Aspects. Electrical and Computer Engineering University of Birmingham, 2006.
3. Проскурин В.И. Оценка требований к линейности приемного тракта активно-пассивной РЛС.// Радиотехника. (Журнал в журнале). 2011, №1. С. 80-83.3. Proskurin V.I. Assessment of the requirements for the linearity of the receiving path of an active-passive radar. // Radio engineering. (Magazine in the magazine). 2011, No 1. S. 80-83.
4. Охрименко Е.А., Пархоменко Н.Г., Семашко П.Г. Методы подавления прямого сигнала в радиолокаторах с подсветом от широковещательных передатчиков// Электромагнитные волны и электронные системы №5, т. 16,. 2011. С. 81-82.4. Okhrimenko EA, Parkhomenko NG, Semashko P.G. Methods for suppressing a direct signal in radars illuminated by broadcast transmitters // Electromagnetic waves and electronic systems No. 5, v. 16 ,. 2011.S. 81-82.
5. Лебедев Е.П., Челпанов А.С. Кузь Н.Я. Влияние неидентичности каналов приема на качество компенсации помех корреляционным автокомпенсатором // Труды академии №72. Харьков.: АРТА, 1966. С. 57-65.5. Lebedev E.P., Chelpanov A.S. Kuz N.Ya. The influence of the non-identity of the reception channels on the quality of interference compensation by the correlation auto-compensator // Transactions of Academy No. 72. Kharkov .: ARTA, 1966.S. 57-65.
6. Аверьянов В.Я. Разнесенные радиолокационные станции и системы. - Мн.: Наука и техника, 1978.6. Averyanov V.Ya. Diversity radar stations and systems. - Mn .: Science and technology, 1978.
7. Ingmar Land, Bernad H Fleury Digital modulation 2. Lecture Notes. Departament of electronic Systems. Aalborg University, 2006.7. Ingmar Land, Bernad H Fleury Digital modulation 2. Lecture Notes. Departament of electronic Systems. Aalborg University, 2006.
8. Радиоэлектронные системы. Основы построения и теория Справочник. Под ред. Я.Д. Ширмана. - Радиотехника. - 2007.8. Radio-electronic systems. Fundamentals of construction and theory Handbook. Ed. POISON. Shirman. - Radio engineering. - 2007.
9. Приемные устройства радиолокационных сигналов. Часть 1, 2. Под ред. Ю.Н. Седышева. - Воениздат, 1978.9. Receivers of radar signals. Part 1, 2. Ed. Yu.N. Sedysheva. - Military Publishing House, 1978.
Поиск произведет по фондам ПТО библиотеки им М. Горького г. Тверь и сайту ФИПС.The search will be made by the funds of the VET library of M. Gorky in Tver and the FIPS website.
Claims (1)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2013151198/07U RU144831U1 (en) | 2013-11-19 | 2013-11-19 | GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| RU2013151198/07U RU144831U1 (en) | 2013-11-19 | 2013-11-19 | GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| RU144831U1 true RU144831U1 (en) | 2014-09-10 |
Family
ID=51540361
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| RU2013151198/07U RU144831U1 (en) | 2013-11-19 | 2013-11-19 | GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| RU (1) | RU144831U1 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2589018C1 (en) * | 2015-08-14 | 2016-07-10 | Оао "Нпп" Кант" | Radar station on basis of gsm cellular communication networks with device for generating directional illumination |
| RU2734233C1 (en) * | 2019-12-02 | 2020-10-13 | Акционерное общество научно-внедренческое предприятие "ПРОТЕК" | Device for compensating for direct and reflected from stationary object of radar signals of radio transmitter in bistatic radar system receiver |
-
2013
- 2013-11-19 RU RU2013151198/07U patent/RU144831U1/en not_active IP Right Cessation
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2589018C1 (en) * | 2015-08-14 | 2016-07-10 | Оао "Нпп" Кант" | Radar station on basis of gsm cellular communication networks with device for generating directional illumination |
| RU2734233C1 (en) * | 2019-12-02 | 2020-10-13 | Акционерное общество научно-внедренческое предприятие "ПРОТЕК" | Device for compensating for direct and reflected from stationary object of radar signals of radio transmitter in bistatic radar system receiver |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2518443C2 (en) | Composite optimum filtering method for detection of weak signals | |
| Thomas et al. | An experimental study of the propagation of 55 GHz millimeter waves in an urban mobile radio environment | |
| RU144831U1 (en) | GSM STANDARD RADAR STATION WITH THIRD-PART LIGHTING OF GSM STANDARD COMMUNICATION NETWORKS | |
| JP2016130654A (en) | Rader system and radar signal processing method thereof | |
| Arribas et al. | Air traffic control radar interference event in the Galileo E6 band: Detection and localization | |
| Piza et al. | Methods of forming classified training sample for adaptation of weight coefficient of automatic interference compensator | |
| RU154714U1 (en) | RADAR STATION ON THE BASIS OF NETWORK COMMUNICATIONS NETWORKS OF THE GSM STANDARD WITH THE "LIGHT" DETECTION CHANNEL | |
| RU2444753C1 (en) | Radio monitoring method of air objects | |
| RU2563872C2 (en) | Diversity radar with third-party illumination of gsm cellular communication networks | |
| Futatsumori et al. | Detection characteristic evaluations of optically-connected wideband 96 GHz millimeter-wave radar for airport surface foreign object debris detection | |
| Karlov et al. | Evaluation of the accuracy of measuring the radial velocity of a target with an exponential and alternating decrease in phase correlation of the burst radio signal | |
| Fabrizio | High frequency over-the-horizon radar | |
| O'hagan et al. | Passive bistatic radar (PBR) demonstrator | |
| Sabri et al. | Preliminary study of vehicular traffic effect on radio signal for radio | |
| RU2608338C1 (en) | Signals processing device in ground and space forward-scattering radar system | |
| RU167306U1 (en) | RADAR STATION ON THE BASIS OF GSM STANDARD CELLULAR COMMUNICATION NETWORKS WITH THE DISPLAY CHANNEL OF THE DETECTION CHANNEL SIGNALS "FOR THE ENLIGHTENING" | |
| RU2471200C1 (en) | Method for passive detection and spatial localisation of mobile objects | |
| Demmel | Practical aspects of design and application of direction-finding systems | |
| US10514443B2 (en) | Method for evaluating radar radiation, and radar apparatus | |
| Kudryashov | A bistatic radiometry system for object mapping | |
| Kim et al. | A study of radar interference effects analysis using simulation | |
| Susek et al. | Broadband microwave correlation receiver for noise radar | |
| RU2431864C1 (en) | Detection and direction finding method of air objects | |
| Lutsenko et al. | Interference to active-passive radar systems created by emissions from HF and VHF broadcasting stations | |
| RU2809995C1 (en) | Multichannel ultra-wideband radio receiver |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MG1K | Anticipatory lapse of a utility model patent in case of granting an identical utility model |
Ref document number: 2013151190 Country of ref document: RU Effective date: 20150927 |