PT89255B - Metodo e dispositivo para o processamento e recepcao de um sinal video de alta definicao - Google Patents

Description

DISPOSITIVO PARA O PROCESSAMENTO E RECEPÇÃO DE UM SINAL VIDEO DE ALTA DEFINIÇÃO

Descreve-se um método e dispositivo para o processamento e recepção de um sinal video de alta definição .

Descreve-se uma secção de transmissão do sistema de acordo com o presente invento, que tem passagens de sinal de secção transmissora para pelo menos três classes de movimento, cada uma delas com circuitos pré-processadores (143, 145 e 147) que estão providos de meios para amostragem individual. Esses meios de amostragem amostram de acordo com padrões de amostragem separados, de modo que cada circuito processador (l43, 145 ou 147) fornece um sinal video que é adequado para uma apresentação com uma distribuição óptima de resolução espacial e/ou temporal para a classe de movimen to associada. Dependente da classe de movimento determinada, um dos circuitos pré-processadores (l43, 145 ou 147) é acoplado a um canal (l70). 0 sinal video a ser fornecido ao canal (170) é portanto um sinal video adequado para apresentação com uma distribuição de resolução temporal e/ou espacial óptima para a classe de movimento dada (Fig„ IA).

Um receptor MAC de definição normal é ca paz de apresentar o sinal video compatível transmitido, mas sem poder fazer uso da possibilidade de apresentar com uma resolução espacial mais elevada no caso de pouco ou nenhum movimento.

Uma secção de recepção de alta definição do sistema de acordo com o presente invento, tem também pelo menos três passagens de recepção de sinais que compreendem um circuito pés-processamento (43, 45 © 47) que descodifica um sinal video recebido de acordo com um método associado

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Ref: PH N 12.440 PT 'í 19.0E2l98fe cotn o circuito pos—processamento relevante (43,45 ou 47). 0 circuito pós-processamento correcto (43, 45 ou 47) é seleccionado de acordo com a classe de movimento, de modo que na secção de recepção do sistema de acordo com o presente inven to, uma representação com uma resolução espacial progressiva mente maior pode ser conseguida, no caso de um movimento de diminuição (Fig. 1B).

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Descrição do objecto do invento que

N.V. PHILIPS' GLOEILAMPENFABRIEKEN, holandesa, industrial, com sede em Groenewoudseweg 1, 5^21 BA, Eindhoven, Holanda, pretende obter em Portugal, para: MÉTODO E DISPOSITIVO PARA 0 PROCESSA MENTO E RECEPÇÃO DE UM SINAL VÍDEO DE ALTA DEFINIÇÃO

O presente invento refere—se a um método para a transmissão ou gravação de um sinal de televisão por meio de um canal de transmissão ou gravação, compreendendo o sinal de televisão um sinal de vídeo, sendo o referido método constituído pela criação de um sinal de televisão a ser fornecido ao canal, de acordo com uma plu ralidade de operações possíveis sob o sinal de vídeo, pro porcionando distribuições mutuamente diferentes de resolu ção espacial e/ou tempotal e uma escolha de uma operação efectuada sobre o sinal de video, escolhida de entre uma pluralidade de operações possíveis sobre o sinal de video.

invento refere-se a um meio de registo sobre o qual o sinal de televisão um sinal de video que foi processado por meio do método de gravação.

invento refere-se igualmente ao dispositivo para o processamento do sinal de video de um sinal de televisão, antes da sua aplicação a um canal de transmissão ou de gravação, compreendendo o referido dispositivo

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meios de entrada de sinal video, uma pluralidade de passagens de processamento desinal video que proporcionam disposições mutuamente diferentes de resolução espacial e/ou temporal e um circuito de decisão que tem uma saída ligada a um sinal de entrada de controlo da secção transmissora .

invento refere-se ainda a dispositivos para recepção de um sinal de televisão que inclui um sinal de video e que é conduzido através de um canal de transmis^ são ou de gravação, compreendendo o referido dispositivo meios para o processamento de um sinal de video, de acordo com umapluralidade de operações possíveis efectuadas sobre o referido sinal de video recebido, que proporcionam distribuições mutuamente diferentes de resolução espacial e/ /ou temporal, correspondendo cada uma das operações a uma padrão de amostragem diferente respectivo, de acordo com i o qual o sinal video recebido possa .ter sido amostragem diferente respectivo, de acordo com o qual o sinal video recebido possa ter sido amostrado antes da referida condução .

presente invento refere-se igualmente a meios para o processamento de um sinal de video para utilização com o dispositivo de recepção.

Tais dispositivos processador de sinal video e dispositivo de recepção são bem conhecidos a partir do artigo Analyse de structures de sous-echantillonnage spatio-temporel d'un signal TVHD em vue de sa transmission dans un canal MAC, apresentado no TVHD'87, Ottawa (CA), 4-8 de Outubro de 1987, vol. 1, p. 6.2.2. - 6.2.28, em que três passagens de processamento de sinais video e três operações possíveis exercidas sobre os referidos sinais video recebidos são apresentadas.

Constitui um objecto do presente invento proporcionar um método de transmissão ou gravação aperfei2

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Ref: PH N 12.440 PT çoado, um dispositivo aperfeiçoado de processamento de sinal video e um dispositivo de recepção aperfeiçoado.

De acordo com o invento, um método de trans missão ou gravação como o descrito no parágrafo de abertura é, por conseguinte, caracterizado pelo facto de a referida selecção incluir o controlo da consistência espacial e/ou temporal de uma selecção relacionada com uma parte de uma imagem, comparada com selecções relacionadas com partes especialmente e/ou temporariamente vizinhas da imagem.

De acordo com o invento, um dispositivo de processamento de sinal video conforme se descreve no parágrafo de abertura é, portanto, caracterizado pelo facto de o referido circuito de decisão incluir meios para um contro lo da consistência espacial e/ou temporal de uma decisão re lativa a uma parte de uma imagem, em comparação com decisões relativas a partes espacial e/ou temporalmente vizinhas da imagem.

De acordo com o invento um dispositivo de recepção conforme descrito no parágrafo inicial é, por conseguinte, caracterizado por as respectivas operações inclui rem a conversão de um padrão de amostragem de um bloco de pixels, que é amostrado de acordo com um padrão de amostragem que não corresponde a essa operação, bloco esse que está junto de um bloco que amostrado com um padrão de amostragem que o corresponde a essa operação, para esse padrão correspondente de amostragem.

invento baseia-se no reconhecimento de que no dispositivo de processamento do sinal video e no método de transmissão e/ou gravação, decisões/selecções, que podem estar correctas se tomadas isoladamente, conduzirão a resultados desordenados se tomadas em conjunto. 0 invento baseia-se igualmente no reconhecimento de que, na operação que proporciona a resolução mais elevada, a utilização de informação vinda de cada um dos campos fornecidos, resulta3

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rá no obscurecimento do movimento, no caso de pequenos movimentos. 0 invento baseia-se ainda no reconhecimento de que, no dispositivo de recepção, a justaposição de blocos a serem amostrados de acordo com diferentes padrões de amos tragem, levará a problemas de interpolação.

Com a finalidade de proporcionar consistência temporal, o referido controlo de consistência pode incluir controlo de frequência de campo, para a selecção de uma passagem de entre uma pluralidade de passagens permitidas de imagem temporalmente sequenciais ou partes de imagem nas mesmas condições, através da referida pluralidade de possíveis operações a executar sobre o sinal video, com base nas referidas selecções.

A fim de proporcionar consistência entre as referidas passagens, o referido controlo de consistência pode ainda incluir controlo de consistência entre passagens de partes espacialmente vizinhas da imagem e/ou entre passagens sequenciais no tempo.

Onde a fonte do sinal de televisão inclua filmes, o método pode incluir um modo defilme em que não é utilizada a operação que proporciona a mais elevada resolução temporal.

A referida selecção pode incluir o arranjo do movimento numa pluralidade de classes, sendo o número de classes igualmente também ao número de possíveis operações sobre o sinal video.

A referida selecção pode ainda incluir pro porcionar-se um primeiro e um segundo sinais indicativos de se a magnitude do movimento é maior do que um primeiro e um segundo limiares, respectivamente e organizar-se a magnitude do movimento em três classes, com base nos referidos primeiro e segundo sinais.

A operação que proporciona um meio de reso4

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lução pode incluir o cálculo do movimento, para determinação dos vectores de movimento para sinais de video entre campos deslocados, de modo que possa ser conseguida uma resolução espacial mais elevada do que a que está associada com a magnitude do movimento, no receptor, pala utilização da interpolação compensada quanto ao moviment. Adicionalmente, a operação que proporciona a resolução mais elevada pode incluir o cálculo do movimento para determinação de vectores de movimento para sinais de video entre campos deslocados.

Num disp!Ssitivo de recepção correspondente, a operação que proporciona um meio de resolução espacial pode, incluir a interpolação compensada quanto ao movimento. Adicionalmente, a operação que proporciona a resolução espacial mais elevaria pode incLuir interpolação compensada quanto ao movimento. Os referidos meios de processamento podem, portanto, incluir interpolação compensada quanto ao movimento e seus respectivos meios que são proporcionados com meios de atraso comutável e meios de mediação.

invento será agora descrito em maior detalhe, por meio deum exemplo não limitativo, com referência aos desenhos juntos em que:

A Fig.

secção de transmissão com o invento,

IA é um diagrama de bloco de uma adequada para o sistema de acordo

A Fig. 1B é um diagrama de bloco de uma secção de recepção adequada para o sistema de acordo com o invento,

A Fig. 2 é um diagrama de bloco de um circuito de processamento de movimento adequado para a secção de transmissão da Fig. IA,

As Figs. 3A, 3B1, 3B2 e 3C de bloco de circuitos de pré-processamento são diagramas adequado para a

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Ref: PH N 12.440 PT secção de transmissão da Fig. IA,

As Figs. 4α, 4B1, 4B2 , e 4C ilustram a operação de circuitos de amostragem e intercalação nos circuitos de pré-processamento das Figs. 3A, 3B1, 3B2 e 30, bem como circuitos de desintercalação numa secção de recepção adequada para um sistema de acordo com o invento,

As Figs. 5A, 5B1, 5B2 e 50 ilustram as rej postas de frequência de filtros anti-aliás nos circuitos de pré-processarnento das Figs. 3A, 3B1, 3B2 e 30,

A Fig 6 é um diagrama de bloco de um circuito de processamento intermédio adequado para a secção de recepção da Fig. 1B,

A Fig. 7 é um diagrama de bloco de um circuito de pré-processamento da alta resolução adequado para a secção receptora da Fig. 1B,

A ^Aig. 8 é um diagrama de bloco de um cir cuito de pós-processamento de média resolução adequado para a secção receptora da Fig. 1B,

A Fig. 9 é um diagrama de bloco de um circuito de pós—processamento da baixa resolução para a secção receptora da Fig. 1B,

A Fig. 10 é um diagrama de bloco de um cir cuito de conversão de padrão de amostragem adequado para os circuitos de pós—processamento das Figs. 7, 8 e 9,

A Figura 11 é um diagrama de bloco de um circuito de interpolação compensado quanto ao movimento adequado para utilização com o circuito de pós-processamento de alta resolução da *ig. 7 ou com o circuito de póis -processamento de alta resolução da Fig. 7 _Ou com o circuito de resolução média da Fig. 8.

As Fig_S, 12A, 12B e 12C são diagramas de bico de um elemento de retardamento comutável adequado para o circuito de interpolação compensada quanto ao movi6

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Ref: PH N 12.440 PT ^S· · V9ÍZ.1988 mento da Fig. 11,

A ^ig. 13 é um diagrama de bloco de uma forma de realização alternativa de um dispositivo receptor de televisão de acordo com o invento,

As Figs. 14 e 15 são diagramas de um arran jo de filtros para utilização com o dispositivo da Fig.13,

A Fig. 16 é um diagrama para explicação do funcionamento de parte do dispositivo da Fig. 13,

A Fig. 17 é um diagrama de bloco de parte do dispositivo da Fig. 13,

A Fig. 18 é um diagrama de bloco de um arranjo alternativo ao representado na Fig. 17,

A Fig. 19 é um diagrama de bloco de uma ou tra parte do dispositivo da Fig. 13,

A Fig. 20 é um diagrama de bloco de outro equipamento gerador de sinal de televisão de acordo com o invento, e

As Figs. 21, 22 e 23 , são diagramas para explicação do funcionamento do equipamento da Fig. 20.

Na Fig. IA um sinal video de banda larga vindo de uma câmara de alta definição é aplicado às entra das R, G e B de uma secção transmissora. 0 sinal de video de alta definição tem, por exemplo, um número de linhas e um número de elementos de imagem que podem ser distinguidos para cada uma das linhas, que são ambos duas vezes mais altos do que o número de linhas de elementos de imagem que podem ser distinguidos para cada linha num sinal de definição normal. Por exemplo, um sinal video MAC MAC é uma abreviatura para Multiplexed Analog Componentes (Componentes Análogos Multiplexados); num sistema de transmissão de televisão MAC, os sinais analógicos de luminancia e crominancia são transmitidos multiplex de divisão temporal. Para transmitir um número de linhas e o

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número de elementos de imagem que podem ser distinguidos para cada uma das linhas, no sinal vídeo de alta definição através de um canal de banda relativamente estreita, adequa, do para o sinal video MAC de definição normal, o sinal de alta definição tem, na secção transmissora, de se submeter a um certo número de operações a serem descritas mais à fren te. As entradas R, G e B da seção transmissora estão ligados a entradas 101R, 101G, e 101B, respectivamente, de um conversor de RGB para YUV 103, cujas saídas 105U, 105V e 105Y se encontram ligadas, via filtros passa-baixos (LPF) 107U, 107V θ 107Y, a conversores analógico para digital (a/d)

109U, 109V θ 109Y, respectivamente. Os sinais saídos de uma saída 111U de um conversor A/D 101U e numa saída 111V do con versor A/D 109V, são combinados por meio de um comutador 113 para um sinal de crominância C no terminal 115· Uma saída 111Y do conversor A/D 109Y está ligado a uma entrada 123 de uma memória 125 θ uma entrada 127 de um circuito processador de movimento 129. A memória 125 compensa para uma demora do sinal no circuito de processamento de movimento 129. Uma saí da 131 do circuito de processamento de movimento 129 esta ligado a uma entrada de controlo 133 de um comutador de mudança 135, de que três entradas de sinal de video 137, 139 e l4l, estáo ligadas, através de três ramos que compreendem circuitos de pré-processamento 143, 145 θ 147, respectivamente a uma saída 149 da memória 125· Uma saída 151 do comutador de mudança 135 proporciona um sinal de luminância processado Y' e está ligado a uma primeira entrada 159 de um circuito de codificação MAC l63. Um filtro Nyquist pode ser colocado entre a saída 151 do comutador de mudança 135 e a entrada 159 do circuito codificador MAC 163, conforme apresentado na patente copendente (PHB 33.422). Um sinal C' de sinal crominância processado é aplicado a uma segunda entrada l6l do circuito codificador MAC l63. Este sinal C' de crominância processada pode ser obtido a partir do sinal de crominância C de uma forma que é, por exemplo, idêntica

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-/ 1ÍOE^968 .7 I 7 à forma como o sinal de luminância processada Y’ se obtém a partir do sinal de luminância Y. Baseando-nos no reconhecimento de que o sinal de crominância C não é, de qualquer for ma, adequado para uma representação com uma resolução espacial que seja igualmente elevada relativamente aquela para que o sinal de luminância Y é adequado, e alternativamente possível utilizar apena= duas passagens dç/sinais para as operações de processamento sobre o sinal de crominância C, de modo que pode ser suficiente uma realização menos complexa dos circuitos de processamento do sinal de crominância.

Uma saída 117 do circuito de processamento de movimento 129 está ligada a uma entrada 119 de um circuito de redução da frequência de bites 121, uma saída 167 ao qual se encontra ligado a uma entrada de dados 165 do circuito de codificação MAC 163. O sinal de dados que é apresentado à entrada de dados 165 do circuito codificador MAC 163, é também referido como um sinal DATV.É DATV uma abreviatura de Digitally Assisted TeleVision (Televisão Digitalmente Assistida), o que significa que não só o sinal video mas também o sinal auxiliar (o sinal DATV) é transmitido, com o que a secção receptora de alta definição descodifica e processa o sinal de televisão transmitido. 0 circuito descodificador MAC 163 executa um determinado número de operações conhecidas com a finalidade de codificar o sinal de televisão de acorde com um padrão de transmissão de televisão MAC escolhido e transmiti-lo através de um canal. Neste aspecto deve notar-se que o sinal de televisão a ser fornecido pela secção transmissora do sistema, pode ser apresentado por meio de um receptor MAC convencional e é assim compatível com um sinal de televisão de definição normal, de acordo corii o padrão de transmissão de televisão MAC escolhido, mas tem, no entanto, uma banda mais larga do que este sinal de televisão de definição normal. Uma saída 169 do circuito codificador MAC 163 aplica um sinal de televisão a ser transmitido para um canal 170, fim para o qual uma antena de disco 171 está

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representada simbolicamente. Evidentemente são alternativamente possíveis outros canais que não sejam o de um satélite; o sistema de acordo com o invento pode ser utilizado alternativamente, por exemplo, com um sistema de gravação e apresentação em que o canal seja um meio de gravação .

A secção transmissora funciona como segue Dependendo da quantidade de movimento a ser determinada por meio do circuito processador do movimento 129, num sinal de video de alta definição aplicado a R, G e B, entradas da secção transmissora, movimento esse que é classificado como (substancialmente) nenhum, pouco ou considerável movimento, o comutador de mudança 135 selecciona qual dos circuitos de pré-processamento l43, 145 ou 147 e para se acoplado ao canal 170. 0 circuito de pré—processamento 143 está adaptado para pré-processar um sinal video de alta definição sem (substancialmente) nenhum movimento, com a entrada 137 do comutador de mudança 135 a receber um sinal video de alta resolução que é adequado para apresentação com uma resolução espacial possível máxima mas com pequena resolução temporal . Por resolução temporal entende-se aqui o número de fases de movimento por unidade de tempo. Uma vez que a reso lução espacial transmitida do sinal video de alta resolução conforme indicado por umalinha cheia na Fig. 5A, é duas veses maior do que um sinal estacionário de video como definjL ção normal, por exemplo, um sinal MAC, conforme se mostra na Fig. 5A por meio de uma linha tracejada, segue—se que a resolução temporal tem de ser duas vezes mais baixa. A resolução temporal não tem, no entanto, qualquer importância no caso de imagens paradas e pouco tem em imagens que apresentem pouco movimento. Como nas figuras 5B1, 5B2 e 5C, a fig. 54 apresenta frequências verticais Fv expressas em cph (ciclos por altura de imagem) que são representadas verticalmente e frequências horizontais Fh expressas em cpW (ci— ‘‘ /6

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<3 $ DEZ. 1988 /' cios por largura de imagem) que são representadas horizontalmente. Por outras palavras, a resolução espacial deste sinal de video de alta resolução, transmitido no caso de (praticamente) nenhum movimento, á, assim, quatro vezes mais elevada e a resolução temporal é portanto quatro vezes mais baixa do que as de um campo de um sinal de video de definição normal.

Em contraste com isso, o circuito de pre-processarnento 147 está adaptado para pré-processar um sinal de video de alta definição que tenha um movimento consi derável, com a entrada l4l do comutador de mudança 135 a receber um sinal de baixa resolução que é adequado para uma apresentação com uma resolução temporal que seja igual à de um campo de um sinal de video de definição normal, o que resulta em que a resolução espacial pode igualmente ser comparada com a de um campo do sinal de video de definição normal, porque o sinal a ser transmitido através de um canal MAC, que é indicado por uma linha cheia, na Fig. 5C: portanto, com muito movimento, a definição espacial mais elevada que o sinal video de alta definição pode oferecer, não pode ser utilizada. Fez-se uso do facto de que um espectador é menos sensível a falhas na resolução espacial na imagem em caso de movimentod rápidos, de modo que surge aí espaço para uma maior resolução temporal com uma definição simultânea da resolução espacial. Tornar-se-á evidente, tendo em vista a limitada largura de banda do canal não é possível transmitir um sinal video adequado para uma representação com uma resolução temporal grande e simultaneamente uma grande resolução espacial. Dependendo da quantidade de movimento constante das imagens a serem apresentadas por meio de um sinal video é possível transmitir um sinal video adequado para apresentação com a combinação de resolução espacial e temporal que seja mais favorável ao espectador. 0 sinal video transmitido no caso de movimento considerável

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Ref: PH N 12.440 PT sera daqui em diante referido como o sinal video de baixa resolução.

Entre estes dois extremos encontra-se o sinal video aplicado pelo circuito de pré-processamento 145 à entrada 139 do comutador de mudança 135· A resolução espacial é duas vezes maior e (consequentemente) a resolução temporal é duas vezes menor do que num campo de um sinal video de definição normal. Por outras palavras, as resoluções espaciais e temporais são iguais às de uma imagem de um sinHl video estacionário de definição normal. Numa forma de realização do invento é possível escolher, dependendo das frequências espaciais, se a resolução horizontal ou a vertical do sinal video de média resolução transmitido será dupla da do campo do sinal de video de definição normal. Ver igualmente as Figuras 5Bb ^e 5B2 . Este sinal de video transmitido no caso de pouco movimento será daqui em diante referido como o sinal video de média resolução.

Resumindo, os sinais adequados para apresentação com uma distribuição diferente de resolução espacial e/ou temporal, são apresentados às entradas de sinais do comutador de mudança 135·

Numa forma de realização do sistema de acordo com o invento o circuito processador do movimento 129 inclui um avaliador de movimento que de.termina, a direc ção, magnitude e uniformidade do movimento. Conforme se dijs se, a resolução espacial do sinal video transmitido pelo sistema, diminui com uma crescente magnitude do movimento.

No caso de um movimento uniforme, pode conseguir-se uma representação com uma resolução espacial mais elevada do que aquela que está associada com a magnitude do movimento, na secção receptora, por meio da utilização de interpolação compensada quanto ao movimento. 0 vector de movimento necessário para esse fim é então determinado pela secção transmissora e destina-se a ser transmitido como

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Ref: PH N 12.440 PT informação auxiliar no sinal DATV. O circuito processador de movimento pode fazer uma distinção entre, por exemplo, (praticamente) nenhum movimento (por exemplo, menos 0,5 pixel por período de imagem), pouco movimento (por exemplo, mais de 0,5 pixel mas menos de 1,5 pixels por período de imagem) o movimento muito considerável (por exemplo, mais de 6 pixels por período de imagem). No caso de (praticamente) nenhum movimento, o circuito de pré-processamento de alta definição 143 é activado. No caso de pouco movimento, uniforme, o circuito de pré-processamento de alta resolução 143 é activado e no caso de pouco movimento, não-uniforme é activado o circuito de pré-processamento de resolução média. No caso de movimento considerável e uniforme, o circuito de pré-processamento de média resolução 145 ou possivelmente mesmo o circuito de préprocessamento de alta resolução l43 são activados e no caso de movimento considerável, não uniforme, é activado o circuito de pre-processamento de baixa resolição 147. No caso de movimento muito considerável, o circuito de pré-processamento de baixa resolução 147 é activado, independentemente da uniformidade do movimento.

Numa outra forma de realização do sistema de acordo com o invento, o sistema tem um mode de filme em que o circuito de pré—processamento de baixa resolução 147 não é activado. Esta forma de realização basei-a-se no reconhecimento de que a resolução temporal das imagens de filme é apenas igual a 24 fases de movimento por segundo (em que o feixe luminoso é interrompido uma vez durante a apresentação de uma imagem de filme, a fim de se evitar efeitos de tremura perturbadores) pelo que faz pouco sentido transmitirem-se estas imagens a uma resolução temporal de 50 campos por segundo. Uma vez que a resolução temporal das imagens filmadas é relativamente baixa, pode ampliar-se uma resolução espacial mais elevada. Neste modo de processador do movimento 129 selecciona, filme, o circuito

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portanto, luç3o 143 média 145 ou o circuito ou o circuito dependendo da de

de pre-processamento de de pré-processamento de extrensão do movimento alta resoresolução

A Figura 1B apresenta uma secção receptora adequada para o sistema de acordo com o invento. Tornar-se-á evidente que as possibilidades proporcionadas pelos circuitos incorporados na secção transmissora podem ser utilizadas com vantagem se a secção receptora tiver circuitos complementares que cooperem com os circuitos integrados na secção transmissora. Uma antena de disco 71 recebe o sinal de televisão compatível MAC que é transmitido, através do canal 170 e é ligado a uma entrada 69 de um circuito descodificador MAC 63, que fornece um sinal vídeo para uma saída video 6l e um sinal DATV a uma saída DATV 65. 0 cirtíuito descodificador MAC 63 executa vários operações conhecidas que são necessárias para receber e descodificar, de acordo com o padrão de transmissão de televisão MAC escolhido, o sinal de televisão compatível MAC fornecido pela secção transmissora do sistema. A saída de DATV 65 do circuito descodificador MAC 63, está ligado a uma entrada 67 de um circuito de reposição de frequência de bit 21 que executa a operação inversa à que foi executada pelo circuito redutor de frequência de bit 121, na secção transmissora da Fig. IA. Uma saída 19 80 circuito de reposição de frequência de bit 21, será ligada a uma entrada 17 de um circuito descodificador DATV 29, que descodifica o sinal DATV e gera sinais de controlo dele saídos, os quais são fornecidos a uma saída 31 do circuito descodificador DATV 29. A saída 31 do circuito descodificador DATV 29 está ligada a uma entrada de controlo 27 de um circuito processador intermédio 25, a uma entrada de controlo 42 de um circuito de pós-processamento de alta resolução 43, a uma entrada de controlo 44 de um circuito pós-processador de resolução média 45, a uma entrada de $0.518

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JZ. 1988 controlo 46 de um circuito pós-processador de baixa resolução 47 e a uma entrada de controlo 33 de um comutador de mudança 35· 0 circuito processador intermédio 25 executa um certo número de operações que são comuns para sinais de video adequados a representação com uina resolução alta, média ou baixa. Os circuitos de pós-processamento 43, 45 e 47 executam as operações inversas às executadas pelos circuitos pré-processadores 143, 145, θ 147, respectivamente, na secção transmissora da ^rig. IA. A saída video 6l do circuito descodificador MAC 63 está ligada a uma eri trada 23 do circuito de processamento intermédio 25, de que uma saída 49 se encontra ligada, através dos circuitos de pós-processarnento 43, 45 e 47, a entradas 37, 39 θ 4l, respectivamente, do comutador de mudança 35, de que uma saída 51 se encontra ligada a uma dispositivo de apresentação 52.

Resumindo, a secção transmissora do sistema de acordo com o invento tem passagens de sinal da secção de transmissão para pelo menos tres classes de movimento, compreendendo cada uma dessas passagens meios para amostragem individual. Estes meios de amostragem, mostram de acordo com padrões independentes de amostragem, de modo que cada passagem de sinal proporciona um sinal que e adequado para uma representação com uma distribuição óptima de resolução temporal e/ou espacial, para a classe associada de magnitudes do movimento. Dependendo da classe de movimentos determinada, um dos circuitos pré-processadores é ligado a um canal. 0 sinal a ser fornecido ao canal não constitui por isso nenhum compromisso obtido por meio de média ponderada de um sinal adequado para apresentação com uma grande resolução temporal e um sinal adequado para representação com uma grande resolução espacial, mas constitui um sinal adequado para uma representação com uma distribuição óptima de resolução espacial e/ou temporal para a classe de movimento em ques15

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19/EZ.-1988

tão .

Um receptor de definição MAC normal pode apresentar o sinal transmitido compatível, mas sem poder fazer uso da possibilidade de uma representação com uma reso luçâo espacial mais elevada, no caso de pouco ou nenhum movimento .

A secção receptora de alta definição no sistema de acordo com o invento tem também pelo menos três passagens de sinal de secção receptora, cada uma delas descodificando um sinal recebido de acordo com um método associado à passagem de sinal de secção receptora relevante. A passagem de sinal de secção receptora correcta ê seleccionada de acordo com a classe de movimento, de modo que na secção receptora do sistema de acordo com o invento se possa conseguir uma representação com uma resolução espacial crescente, no caso de um movimento decrescente.

A Fig. 2 apresenta o circuito processador do movimento 129 na secção transmissora da Fig. IA, em mais pormenor, embora ignorando a possibilidade acima mencionada da transmissão de um sinal video adequado para representação com uma resolução espacial mais elevada, no caso de movimento uniforme. A entrada 127 do circuito processador de movimento 129 está ligada a uma primeira entrada 201 de um detector de movimento 203 e a uma entrada 204 de uma primeira memória de campo 205· Uma saída 206 da primeira memória de campo 205 está ligada a uma segunda entrada 207 do detector de movimento 203 e através de uma segunda memória de campo 209 a uma terceira entrada 211 do detector de movimento 203. 0 detector de movimento é do tipo que distingue por pixel entre (praticamente) nenhum movimente (por exemplo, menos de 0,5 pixel por período de imagem), pouco movimento (por exemplo, mais de 0,5 mas menos de 2 pixels por período de imagem) e movimento considerável (poi/^exeniPl°, mais de 2 pixels por período de in^em) . 0

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0É198B detector de movimento 203 tem uma primeira saída 213 para fornecer um sinal indicador de que existe pelo menos pouco movimento e uma segunda saída 215 para proporcionar um sinal indicador de que ha movimento considerável. 0 detector de movimento 203 pode ser considerado como constituído por um primeiro e um segundo detector de movimento conhecidos, de que o primeiro detecta pouco movimento e o segundo detec ta movimento considerável. A primeira saída 213 do detector de movimento 203 está ligado a uma primeira entrada 217 de um conversor de pixel para bloco de movimento 219 do detector de movimento 203. 0 conversor de movimento pixel

-bloco 219, uma segunda entrada 221, do qual se encontra 1/ gada a segunda saída 215 do detector de movimento 203. 0 conversor de movimento pixel-bloco 219 forma uma classificação por bloco de pixels. a partir de um bloco de classificações de movimento por pixel, por exemplo, por meio da comparação, para cada bloco, do número de pixels classificados como não-estacionários pelos primeiro e segundo detectores de movimento, com um primeiro e um segundo limiares, respectivamente. 0 conversor de movimento pixel-bloco 219 pode ser formado, por exemplo, por conversores de mo vimento de pixel para bloco para cada um dos dois sinais de entrada. Duas saídas 223, 225 do conversor de movimento pixhel-bloco 219 encontram-se ligadas, através de circuitos de controlo de consistência espacial respectivos 227, a entradas 231, 233. 0s circuitos de controlo de consistên cia espacial 227 θ 229 eliminam resultados espacialmente isolados do conversor de movimento pichel-bloco 219; isto baseia-se no reconhecimento de que é ilógico se, por exemplo, um bloco for classificado como de movimento rápido de meio de um conjunto de blocos classificados como estacionários. Os sinais nas saídas 223, 225 do conversor de movimen to pixel-bloco 219 apenas podem assumir dois valores, nomeadamente estacionários e não-estacionários. De preferencia os circuitos de controlo de consistência espacial 227, 229

60.518

Ref: PH N 12.440

Í9 OE/1988

actuam sobre esses sinais como segue:

1. Se a classificação do movimento de um determinado bloco for estacionário e se pelo menos dois dosi quatro blocos vizinhos horizontais ou verticais das classificações de movimento forem não-estacionários, a classificação do movimento de bloco dado têm igualmente de se tornar não estacionária.

2. Se todos os oito blocos circundantes do bloco dado forem estacionários, a classificação do movimento desse bloco dado tem também de se tornar estacionária.

3. Se a classificação do movimento de um determinado bloco for estacionário e as classificações do movimento pelo menos um par de blocos diagonalmente vizinhos for não-estacionária, as classificações do movimento do bloco dado têm igualmente de se tornar não-estacionárias .

circuito de controlo de movimento do bloco 235 decide relativamente aos valores de saída dos cir cuitos de controlo de consistência espacial 227 e 229, atra vés de um circuito de pré—processamento (l43, 145 ou 147 na Fig. IA) o bloco em referência deverá ser processado. No mo do de filme acima descrito o circuito de controlo do movimento de bloco 235 apenas faz uma escolha, conforme se disse, entre o circuito de pré-processamento de alta resolução 143 e o circuito pré-processador de resolução média 145. Preferentemente, o circuito de controlo de movimento de bloco 235 funciona de acordo com o quadro abaixo. Os números entre parenteses indicam os intervalos de recuperação da informação da imagem. Conforme se disse acima, acentua—se uma resolução espacial elevada para o circuito de pré-processamento de alta resolução 143; o intervalo de recuperação da informação de imagem nesse circuito de

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Ref: PH N 12.440 |EZ.^88

1/ pre-processarnento é por isso relativamente longo, por exemplo, SO ms. Hm contraste com isso, um grande número de fases de movimento por segundo é acentuado para o circuito de pré—processamento de baixa resolução 147; o intervalo de recuperação é por isso relativamente curto, por exemplo, ms. Entre estes dois extremos existe um intervalo de re cuperação associado ao circuito pré-processador de resolução média 145 e que é, por exemplo, de 40 ms. Uma vez que o sinal de televisão a ser fornecido pela secção transmissora é compatível com o sinal de televisão MAC, a frequência de campo dos campos a serem fornecidos é igual a 50 Hertz, mas isso não implica que haja nova informação de imagem gZcada 20 ms. Por exemplo, para um intervalo de recuperação de 40 ms. Por exemplo, para um intervalo de recuperação de 40ms é possível transmitir uma primeira metade de cada campo de alta definição a ser transmitido num primeira campo compatível a ser fornecido e transmitir uma segunda metade num segundo campo compatível a ser fornecido.

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Ref: PH N 12.440

J9Í0EZ. 1988

J

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	•rl			•rl
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	Φ	o		0	Φ
	Q	a		2	al a

60.518

Ref: PH N 12.440 PT

ISDEZe

Uma saída 236 do circuito de controlo de movimento de bloco 235 está ligada a uma entrada 237 de um elemento de controlo de frequência de campo 238. A decisão do circuito de controlo do movimento de bloco 235 é convertida pelo elemento de controlo da frequência de campo 238 numa rota de blocos em sequência temporal pelos circuitos pré-processadores l43, 145 e 147. Conforme será evidente a partir da descrição que se segue, apenas são possíveis as seguintes 5 rotas para quatro blocos temporalmente sequenciais de quatro campos sucessivos:

ROTA 1: os quatro blocos através do circuito pré-processador de alta resolução 143;

ROTA 2: os quatro blocos através do circuito pré-processador de média resolução 145;

ROTA 3: os primeiros dois blocos através do circuito préprocessador de resolução média 145, os últimos dois através do circuito pré-processador de baixa resolução 147;

ROTA 4: os primeiros dois blocos através do circuito pré-processador de baixa resolução 147, os dois últimos através do circuito pré-processador de media resolução 145;

ROTA 5: todos os blocos através do circuito de pré-processamento de baixa resolução 147.

Estas rotas podem também ser caracterizadas pelo intervalo de recuperação da informação de imagem. Caracterizadas pelos intervalos de recuperação de 20, 40 ou 80 ms as rotas são como segue:

CAMPO

ROTA 1

80 80 80

60.518

Ref: PH N 12.440 PT

19.0EZ.1988

(Cont.)

CAMPO :	1	2	3	4
ROTA 2:	40	4o	40	40
ROTA 3:	40	40	20	20
ROTA 4:	20	20	40	40
ROTA 5:	20	20	20	20

Tornar-se-a evidente que a escolha acerca da distribuição da informação de imagem de uma imagem de alta definição, através de quatro campos compatíveis a serem transmitidos de modo a obter-se uma representação com um máximo possível de resolução espacial, implicará que esta escolha deva também ser mantida durante quatro períodos de campo sucessivos. Por essa razão só existe uma rota possível com blocos que tenham um intervalo de recuperação de tíO ms. Igualmente, uma escolha de distribuição da informação de irnagem de um campo de alta definição ao longo de dois campos compatíveis a serem transmitidos terá de ser mantida também durante dois períodos de campo sucessivos, de modo que blocos com um intervalo de recuperação de 40 ms cada vez ocorram aos pares, ver as rotas 2, 3 ^e 4. Do que atrás se disse segue-se que uma sexta rota com intervalos de recuperação de sucessivamente 20, 40, 40 e 20 é principalmente possível da mesma forma. A incorporação desta rota é deliberadamente ignorada devido ao facto de fazer pouco sentido ter-se alguns blocos com uma resolução espacial mais elevada durante pouco tempo numa temporalmente sequencial de blocos, numa localização determinada de uma imagem, de modo que se prefere transmitir um maior número de fases de movimento por segundo.

As decisões de circuito de controlo de movimento de bloco 235 com um intervalo de 80 ms, bem como as

60.518

Ref: PH

N 12.AAO PT láDEZ. 1988 de dois campos precedenres e dois campos seguintes ao intervalo de 80 ms s3o, de preferência, incluídas na rota de decisão pelo elemento de controlo da frequência de campo 238 de acordo com o invneto, mais especificamente, de acordo com o quadro seguinte em que - significa que o valor não é importante e 20 significa que o intervalo de recu peração não é igual a 20 ms. mas sim a 40 ms ou 80 ms.

60.518

Ref: PH N 12.440 PT

Decisão do Circuito de Controlo de Movimento te +5 o

.•V

04

Oh Oh

		1 1 1	o co	H -3	O -3	O -Tt |	O -3- I	O I	o |	o -J- I	O -3- I	O 04 I	O 04	O -Ο- Ι
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	O	1	00	-3	-3	-3	-3	-3	-3	-3*	-3	04	04	-3
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d	*r1	1	00	-3	-3	-3	-3	-3	-3	-d-	-3	-3	-3	04
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- 24 60.518

Ref; PH N 12.440 PT (0

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60.518

Ref: PH N 12.440 PT ««ÍOT88

Este Quadro baseia-se no reconhecimento anteriormente mencionado de que faz pouco sentido ter algun blocos com uma resolução espacial mais elevada durante pouco tempo numa série temporalmente sequencial de blocos, numa determinada localização de uma imagem, de modo que se prefe re transmitir um maior número de fases de movimento por segundo .

Uma saída 239 do elemento de controlo de frequência de campo 238 está ligado a uma entrada 240 de um elemento de controlo de consistência de rota 24l. As rotas escolhidas pelo elemento de controlo de frequência de campo 238, são verificadas pelo elemento de controlo de consistência de rota 241, e se necessário adaptadas com base naj consistência espacial e temporal, de modo que as decisões ilógicas sejam corrigidas . A explicação sue se segue do funcionamento do elemento de controlo de consistência-rota 241 baseia-se na sequeência: primeiro espacial e depois temporal. Alternativamente ê possível uma ordem inversa ou um algaritmo composto.

Em volta de um bloco são comparadas as rotas dos blocos circundantes e em determinados casos, as modificações abaixo mencionadas são elevadas a efeito. A direcção dessas modificações é sempre tal que seja criado o número mínimo de artefactos perturbadores. Isto significa que há por vezes maior preferência pelo movimento e mesmo pela resolução espacial. As modificações 1 a 4, abaixo, são executadas uma após outra, na sequência seguinte.

1. Se todos os oito blocos circundantes de um dado bloco tiverem uma rota igual, a rota desse bloco dado tem de ser tornada igual aos deles.

2. Modificação de um bloco 80 isolado: se a rota de um dado bloco for 1 (intervalo de recuperação 80 ms em quatro campos sucessivos), em que as rotas dos quatro blocos horizontais e verticais vizinhos são todas

60.518

Ref: PH N 12.440 PT

diferentes de 1, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 2 (intervalo de recuperação 40 ms em quatro campos sucessivos).

3. Modificação de um bloco 20 isolado:

3.1 Se a rota de um determinado bloco for 4 (intervalo de recuperação 20 ms em dois campos sucessivos e intervalo de recuperação 40 ms nos dois campos sucessivos seguintes) e se nenhum dos blocos circundantes tjl ver essa rota 4 ou a rota 5 (intervalo de recuperação 20 ms em quatro campos sucessivos), a rotação do bloco dado tem de se tornar igual a 2.

3.2 Se a rota de um determinado bloco for 3 (intervalo de recuperação 40 ms em dois campos sucessivos e intervalo de recuperação 20 ms nos restantes dois campos sucessivos) e se nenhum dos blocos circundantes tiver essa rota 3 ou a rota 5, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 2.

3.3 Se a rota de um determinado bloco for 5, em que nenhum dos blocos circundantes tenha rota 3 ou rota 4 ou esta rota 3, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 2.

3.4 Se a rota de um dado bloco for 5, em que nenhum dos blocos circundantes tenha a rota 4 ou esta rota 5 e se pelo menos um bloco circundante tiver a rota 3, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 3.

3.5 Se a rota de um determinado bloco for 5, em que nenhum dos blocos circundantes tenha a rota 3 ou esta rota 5 e se pelo menos um bloco circundante tiver a rota do bloco dado deve tórnar-se igual a 4.

4. Modificação de um bloco 40 isolado:

4l. Se a rota de um determinado bloco for 2, em que nehum dos blocos circundantes tenha esta rota 2 ou a rota

60.518

Ref: PH N 12.440 PT

e se pelo menos um bloco circundante tiver a rota 4, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 4.

4.2 Se a rota de um determinado bloco for 2, em que nenhum dos blocos circundantes tenha essa tota 2 ou a rota 4 e se pelo menos um bloco circundante tiver a rota 3, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 3.

4.3 Se a rota de um determinado bloco for 2, em que nenhum dos blocos circundantes tenha esta rota 2 ou a rota 3 ou a rota 4 e pelo menos três blocos circundantes tenham rota 5, a rota do bloco dado tem de se tornar igual a 5.

4.4

Se a do s 3 ou tes nar rota do bloco determinado for blocos circundantes tenha essa a rota 4 e se no máximo dois tenha rota 5, a rota do bloco igual a 1.

2, em que nenhum rota 2 ou a rota blocos circundan— dado tem de se tor

4.5

4.6

Se a	rota de um determinado	bloco for 3, em	que ne-
nhum	dos blocos circundantes	tenha a rota 2	ou esta
rota	3, a rota do bloco dado	tem de se tornar igual
a 5.
Se a	rota de um determinado	bloco for 4, em	que ne-
nhum	dos blocos circundantes	tenha a rota 2	ou esta
rota	4, a rota do bloco dado	tem de se tornar igual
a 5-

Subsequentemente segue-se um algaritmo de consistência temporal em que são considerados três períjD dos sucessivos de 80 ms de um bloco.

1. Se as rotas dos períodos de 80 ms anteriores e subsequentes forem iguais a 5, a rota do período presente tem também de se tornar igual a 5.

6θ.5id

Ref: PH N 12.440 PT

19DEZ. 1988

2. Modificação da rota temporalmente isolada 1:

Se a rota do período presente for igual a 1 e as rotas dos períodos anteriores e subsequentes de 80 ml não forem iguais a 1, a rota do presente período tem de se tornar igual a 2.

3. Modificação da rota temporalmente isolada 2;

Se a rota do período presente for igual a 2, em que a rota do período anterior de 80 ms é igual a 3 ou 5 ^θ a rota do período seguinte de 80 ms é igual a 4 ou 5, a rota do período corrente tem de ser igual a 5.

4. Modificação da rota temporalmente isolada 3:

Se a rota do período presente for igual a 3 θ a rota do período anterior de 80 ms for igual a 3, 4 ou 5, a rota do período presente tem de se tornar igual a

5.

5. Modificação da rota temporalmente isolada 4:

Se a rota do período presente for igual a 4 e a rota do período subsequente de βθ ms for igual a 3, 4 ou 5, a rota do período corrente tem de ser igual a 5.

Uma saída 243 do elemento de controlo de consistência de rota atrás descrito 24l está ligada, através de um circuito descodificador de rota 245 para a saída 131 do circuito de processamento do movimento 129.

A saída,243 do elemento de controlo de consistência de rota 24l está também ligado a uma primeira entrada 247 do circuito codificador DATV 249. 0 circuito codificador DATV 249 tem uma segunda entrada 251 para aplicação de um sinal direccional de crominância e uma saída 253 que está ligada à saída de dados 117 do circuito processador de movimento 129.

pré-processadores

Nas Figuras 3A, 3B1/3B2 e 3C os circuitos ou ramos 143, 145 θ 147, respectivamente

6θ.518

Ref: PH Ν 12.440 PT ' . 1 í 19JÈZJ988

da Figura IA são apresentados em maior detalhe. No circuito pre-processador de alta resolução 143 apresentado na

Fig. 3A, um comutador 312 é ligado à saída 149 da memória 125, que estabelece uma ligação com uma entrada 301 de uma memória de imagem 303 numa primeira posição, não estabelece uma ligação numa posição intermédia e estabelece uma ligação com uma entrada 305 He uma memória de imagem 307 numa terceira posição. Um comutador 313 liga uma entrada 315 de um filtro bidimensional 317 a uma saída 311 da memória de imagem 309. Uma saída 319 do filtro bidimensional 317 está ligado a uma entrada 231 de um circuito de amostragem e intercalação 323, de que uma saída 325 está ligada a uma entrada 137 do comutador de mudança 135 da ^ig. IA. Os comutadores 312 e 313 mostrados podem também ser omitidos se se apresentarem sinais de leitura escrita adequados nas en tradas de sinais de leitura escrita (não representados) das lemórias de imagem 303 e 307, de modo que possa ser realizada a mesma operação.

Conforme já se disse o circuito pré-processador de alta resolução 143 está adaptado para proporcionar um sinal video de alta resolução, quer dizer, um sinal video adequado para representação com um máximo possível de resolução espacial. Com esta finalidade os pri_ meiros dois campos constituindo conjuntamente uma imagem total de alta definição, ou oito campos sucessivos, são escritos na memória de imagem 303 por intermédio do comutador 312. Posteriormente o comutador 312 está na posição intermédia desligada durante os dois campos seguintes, que assim não são processados. 0 quinto e o sexto campos são escritos na memória de imagem 307 θ depois o comutador 312 é posto de novo na posição intermediária desligada durante os dois campos seguintes. 0 comutador 313 liga, de cada vez, uma das duas memórias de imagem 303 θ 307 ao filtro espacial bidimensional 317, cuja frequência de resposta é mostrada diagramaticamente por meio de uma linha cheia

60.518

Ref: PH N 12.440 PT ^Λ

19½ 1988 na Fig. 5A. Como nas Figs. 5B1, 5B2 e 5C , a Fig. 5-1 apresenta frequências verticais Fv traçadas vertiealmente e expressas em cph (ciclos por altura deiinagem) e frequências horizontais Fh expressas em cph (ciclos por largura de imagem) traçados horizontalmente. Os dois campos são amostrados por meio do circuito de amostragem e intreposição de linhas 323, de acordo com um padrão de amostragem mudado de um campo para ser transmitido para outro campo a ser transmitido, posteriormente as amostras obtidas de duas linhas cada, são intercaladas para se obterem campos a serem remetidos ao canal 170 da Fig. IA, cujos campos são apresentados na entrada 137 do comutador de mudança 135.

A operação do circuito de amostragem e intercalação de linhas 323 será explicada com referência à Fig. 4a. Esta figura é constituída por três colunas L,

M e R. A coluna do lado esquerdo L diz-nos de que modo um certo número de porções, mostradas por debaixo umas das outras, de campos sucessivos de alta definição vindos de uma câmara (daqui em diante referidos como campos de câmara), são amostradas. As amostras são denotadas por meio de númerod de três dígitos, indicando o dígito da esquerda de que campo da câmara a amostra é originária, o digito central indicando de que linha é originária a amostra e o dígito da direita indicando de que posição na linha é originária a amostra. Assume-se que um campo de câmara de alta definição compreende duas vezes mais linhas e duas vezes mais pixels numa linha do que um campo a ser transmitido, que o número de campo dos campos de câmara e dos campos a serem transmitidos é igual e que uma imagem é constituída por dois campos entrelaçados, tanto nos campos de câmara como nos campos a serem transmitidos. Por cada campo, um campo de intersecção de um traço horizontal e de um traço vertical indica a posição do primeiro pixel na primeira linha. Na situação apresentada apenas a

6θ.51θ

Ref: PH N 12

440 PT

primeira imagem de duas imagens sucessivas é amostrada.

No entanto, é alternativamente possível amostrar ambas as imagens, para que os números 113, 131, 153, 171, 224, 242, 264 e 282 na coluna esquerda L da Fig. 4a devam ser substi tuídos por 313, 353, 331, 371, 424, 442, 464 e 482, respectivamente . No caso de imagens realmente estacionárias o resultado das duas possibilidades será igual, no caso de pequeno movimento e segunda possibilidade resultará numa representação ligeiramente mais suavemente misturada, com algum esborratamento mais do que a possibilidade menciona, da em primeiro lugar. A coluna central M indica de que modo são intercaladas as amostras desses campos de câmara amostras sucessivamente (misturadas). Num receptor de definição normal os campos transmitidos serão representados conforme são recebidos. Não obstante, num receptor de alta definição, quatro campos, recebidos, conforme indicado na coluna da direita R, são combinados para se obter um sinal de alta resolução. Esta combinação pode ser efectuada de duas maneiras, nomeadamente por meio da combinação dos últimos quatro campos recebidos, uma vez por cada período de campo e representando-se o resultado então obtido, ou por meio da combinação dos últimos quatro campos recebidos, uma vez por cada quatro períodos de campo e represen tando o resultado então obtido durante quatro períodos de campo. No caso de imagens totalmente estacionárias, a diferença entre os resultados dos dois métodos pode, evidentemente não ser distinguida, mas no caso de pouco movimento, o primeiro método levará a um resultado sem esborratamento devido ao movimento mas com uma representação ligeiramente trémula do movimento. Independentemente da utilização destes métodos de combinação, as amostras que ainda estejam feitas podem ser obtidas por interpolação. Isso pode ser efectuado, por exemplo, enchendo—se novamente o campo na coluna do lado direito R, obtida por com binação com amostras de valor zero nas posições em falta

60.518

Ref: FH 12.440 PT

X •4

2tZ. iytítí /

e aplicando-se o campo carregado ao mesmo filtro passa bai xos vidimensional 317 na secção transmissora da Fig. IA.

A Fig. 3B1 apresenta o circuito pré-processador da resolução média 145 da Fig. IA, em que um comutador 342 está ligado à saída 149 da memória 125 da Fig. IA, comutador esse que estabelece uma ligação com uma entrada 331 de uma memória de imagem 333 numa primeira posição e que estabelece uma ligação com uma entrada 335 de uma memória de entrada 337 numa segunda posição. Um comutador 3^+3 liga uma entrada 3^5 de um filtro bidimensional 3^7 para uma saída 339 da memória de imagem 333 ou a uma saída 341 de uma memória de imagem 337. Uma saída 3^9 do filtro bidimensional 347 está ligada a uma entrada 351 de um circuito de amostragem 353, de que urna saída 355 está ligada â entrada 139 do comutador de mudança 135 da Fig. IA.

Conforme se disse, o circuito de pré-processamento de resolução média 145 está adaptado para proporcionar um sinal vídeo de resolução média, ou seja, um sinal video adequado para uma representação com uma resolução temporal que é dupla da do caso anterior e com uma resolução vertical que é duas vezes mais pequena que no caso anterior, Com esse fim, pares de campos de câmara sucessivos que em conjunto constituem uma imagem de alta definição são, de cada vez, alternativamente escritas por in termédio do comutador 342 na memória deimagem 333 ou na memória de imagem 337· Enquanto está a ser escrito numa das memórias 333 ou 337, a outra memória de imagem 337 ou 333, respectivamente, está a ser lida. 0 sinal filtrado pelo filtro bidimensional 3^7, que é limitado quanto a banda de acordo com a Fig. 5B , θ posteriormente amostrado pelo circuito de amostragem 353, de acordo com um padrão de amostragem que é mudado de um campo a ser transmitido para outro campo a ser transmitido e posteriormente é apresentado à entrada 139 80 comutador de mudança 135 da Fig. ia.

60.518 ·- j

Ref: PH 12.440 PT ^19.JtZ/)88*.>

O funcionamento do circuito de amostragem 353 será explicado com referência a Fig. 4B1. Esta figura consiste em duas colunas L e R. A coluna da esquerda L diz-nos de que forma são amostrados os sucessivos campos de câmara de aLta definição. Para o primeiro campo a ser transmitido são usadas amostras das linhas 1 + 4n de um primeiro campo de câmara, em que n é um número integral. Para o segundo campo a ser transmitido são usadas amostras das linhas 3 + 4n de um primeiro campo de câmara. As amostras sem um número de três digítos não são transmitidos. Os cam pos a ser transmitidos são assim obtidos por meio do chamado enterlaçamento artificial dos campos de câmara impares. Neste método o segundo campo de câmara de cada par de campos de câmara não é, portando, amostrado. Um receptor de de finição normal representará os campos recebidos conforme se mostra na colu na do lado esquerdo L. Um receptor de alta definição combinará dois campos recebidos conforme se mostra na coluna do lado direito R, em que há de novo uma escolha entre uma combinação dos últirnos dois campos recebidos, uma vez por período de campo ou uma vez por período de imagem. No último caso, o resultado assim obtido sera representado durante dois períodos de campo. As amostras que estejam ainda em falta podem ser obtidas por meio de interpolação.

Quando se comparam a coluna direita R da Figura 4A e a coluna direita R da Fig. 4B1, deverá notar-se que o Número de pixehs” em cada uma das linhas é igual e que o número de linhas na coluna do lado direito da Fig. 4a é duas vezes mais elevado do que na coluna do lado direito da ^rig. 4B1. Assim, a resolução horizontal é igual em ambos os casos, mas a resolução vertical na ^rig. 4B1 e metade relativamente â da ^rig. 4A. Em contraste com isso, nova informação está disponível em cada 40 ms na Fig. 4B1, o que foi o caso em cada 80 ms na Fig. 4a, demodo que a resolução temporal na ^rig. 4B1

- 34 e dobrada relativamente a

60.518

Ref: PH 12.AAO PT

dá Fig. Aa.

A Fig. AB2 apresenta urna amternativa em que há uma perda de resolução horizontal relativamente á Fig. ABI, ma^um ganho na resolução vertical relativamente a Fig. ABI, mantendo-se a resolução temporal inalterada.

A Fig. AB2 consiste em três colunas L, M e R. A coluna da esquerda L diz-nos de que modo são amostrados os campos de câmara de alta definição. A coluna central M diz-nos de que modo as amostras obtidas, de cada vez, a partir dos dois campos de câmara amostrados, são combinadas por meio de intercalação de campo(mistura de campos), para forarem campos a serem transmitidos. Tais operações de intercalação de campos são descritas no pedido de patente Europeia EP-A 0.252.563 (ΡΗΝ II.819) θ por essa razão não são mais referidas. Um receptor de definição normal apresentará os campos transmitidos como foram recebidos e um receptor de alta definição combinará, de cada vez, dois campos recebidos, conforme se mostra na coluna da direita R da Fig. AB2, enquanto que as amostras que ainda se encontram em falta podem ser obtidas por meio de interpolação.

Quando se comparam as colunas da direita R das Figs. ABI e AB2, notar-se-à que o número de amostras transmitidas de cada linha é duplo na Fig. ABI do que é na Fig. AB2, de modo que a resolução horizontal na Figura ABI é dupla da da Fig. AB2 ; por outro lado, o número de linhas transmitidas na Fig. AB2 é duplo do da ^ig. ABI, de modo que a resolução vertical na Fig. AB2 é dupla da da Éig.ABl.

Num circuito pré-processador de resolução média alternativo IA5', que é mostrado na Fig. 3B2, um circuito medidor 357 mede se ocorrem mais frequências horizontais elevadas do que frequências verticais elevadas numa parte determinada da imagem, que é, de preferência, un bloco. Se assim for, um primeiro sub-ramo compreendendo o filtro bidimensional 3A7 e o circuito de amostragem 353,

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Ref: PH N 12.44o PT '19/kZ. 1988

z.

é activado e funciona como se mostra na Fig. 4B1, e se não, um segundo sob-ramo compreendendo um filtro bidimensional 347 ’ e um circuito de amostragem e intercalador de campo é activado e funciona conforme se mostra na *ig. 4B2 . Na Fig. 3B2, um terminal comum do comutador 343 está ligado a uma entrada 356 do circuito medidor 357 que controla um comutador 358. A entrada 34-5 do filtro bidimensional 347 θ uma entrada 345’ do filtro bidimensional 347' estão ambas directamente ligadas ao terminal comum do comutador 343. Uma saí da 349 'do filtro bidimensional 347’ está ligada a uma entrada 351¹ do circuito de amostragem e intercalamento de campo 353'· A saída 355 do circuito de amostragem 353 está ligada a utn primeiro contacto de comutador do comutador 358, uma saída 455' do circuito de amostragem e intercalação de campo 353' está ligada a um segundo contacto de comutação do comutador 358 e um terminal comum do comutador 358, controlado pelo circutio medidor 357, estáligado à entrada 139 do comutador de mudança 135 da Fig. IA. 0 comutador 358 selecciona assim, com referência às frequências espaciais medidas pelo circuito medidor 357, ^se um sinal de daída do primeiro sub-ramo que compreende o filtro bidimensional acirna referido 347 e o circuito amostrador 343, ou um sinal de saída do segundo sub-ramo que compreende o filtro bidimensional 347' θ o circuito de amostragem e intercalação do campo 353', é aplicado à entrada 139 do comutador de mudança 135 da Fig. IA. ^Λ informação acerca do sub-ramo seleccionado na secção de transmissão por intermédio do sinal auxiliar DATV, para permitir à secção receptora descodificar o sinal de televisão recebido de forma correcta.

Conforme se mostra na Fígr. 5B2, o filtro bidimensional 347' tem uma frequência de corte para as frequências verticais que é duas vezes mais elevada e uma frequência de corte para frequências horizontais que é duas vezes mais baixa quando comparadas com o filtro bidimensional 347.

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Ref: PH N 12.440 PT

A Fig. 30 apresenta o circuito de pré-processamento de resolução baixa 147 da Fig. IA, em que uma entrada 359 de uma memória de imagem 36l está ligada à saída 149 da memória 125 da Fig. IA, estando uma saída 363 da referida memória ligada a uma entrada 365 de um filtro bidimen cional 367. Uma saída 369 do filtro bidimensiona1 367 está ligada a uma entrada 371 de um circuito de amostragem e intercalação a uma entrada 371 de um circuito de amostragem e intercalação de linhas 373, de que uma saída 375 está ligada à entrada l4l do comutador de mudança 135 da Fig. IA.

Conforme se disse, o circuito pré-processador de baixa resolução 147 mostrado na l'ig. 30 está adaptado para aplicar um sinal de video de baixa resolução a uma entrada l4l de um comutador de mudança 135, ou seja, um sinal video com as mesmas resoluções espacial e temporal que um sinal de definição noumalA memória de imagem 361 é utilizada para se obter um atraso de tempo que é igual aos atrasos de tempo das memórias de imagem 303, 307, 333 e 337 nas Fig. 3A e 3B1. Um exemplo de uma frequência de resposta dia gramática do filtro bidimensiona1 367 θ apresentada por meio de uma linha cheia na Fig. 50. Urn funcionamento adequado do circuito de amostragem e intercalação de linhas 373 esta representado na Fig. 4C, constituído por três colunas L, M e R. A coluna do lado esquerdo L diz-nos como dois campos de câmara sucessivos são amostrados, a coluna central >1 diz-nos como é que as amostras assim obtidas são intercaladas de modo a serem transmitidas. Um receptor de definição normal representará os campos recebidos conforme se mostra na coluna central M e um receptor de alta definição desintercalará as amostras conforme se mostra na coluna da direita R e posteriormente interpolará as amostras em falta. Neste caso, cada um dos campos recebidos é apresentado separadamente no receptor de alta definição de modo a obter-se uma resolução temporal máxima; assim, uma resolução espacial mais elevada é deliberadamente ignorada neste caso, notando—se que a

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Ref: PH N 12.44-0 PT ,s combinação de campos que sejam consideravelmente desviados em relação uns aos outros levaria a uma aborrecida mancha de movimento.

A Fig. 5C apresenta duas respostas de fre quência alternativas de um filtro passa baixo espacial bidimencional, por meio de uma linha tracejada e de uma linha ponteada, filtros esses que podem ser activados se houver muitas frequeências altas horizontais ou verticais numa(parte de uma) imagem do sinal de alta definição. Numa forma com parável apresentada na Fig. 3B2, sub-ramos paralelos podem também ser activadas no circuito da Fig. 3C por meio de um comutador de mudança controlado por um circuito tnedidor. Geralmente não é então suficiente ter um filtro diferente, mas também terá de providenciar-se a existência deum circuito de amostragem e intercalação diferente. Todas as três variantes apresentadas na Fig. 5C podem, no entanto, ser usadas em combinação com o mesmo período de amostragem e intercalação. Igualmente no circuito da Fig. 3A, sub-ramos paralelos com filtros alternativos e circuitos de amostragem e intercalação de linhas podem, em princípio, ser activados por um comutador de mudança accionado por um circuito medidor. Numa realização prática do circuito de pré-processamento a filtração, amostragem e a intercalação podem ser combinadas numa simples operação. A reamostragem de um sinal que já foi amostrado, pode ser realizada de uma forma simples, se a frequência de amostragem original for um múltiplo de nova frequência de amostragem, como é aqui o caso, por meio da multiplicação das amostras a serem omitidas por um coeficiente zero, de modo que as operações de filtração e amostragem podem ser combinadas de uma maneira simples. (Sub)ramos paralelos conforme descritos mais acima podem ser integrados a um simples ramo a que são apresentadas colecções diferentes de coeficientes (de filtro), dependendo das frequências espaciais.

A Fig. 6 é um diagrama de bloco de um cir

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Ref: PH N 12.440 PT

cuito processador intermédio 25 adequado para a secção receptora de acordo com a Fig. 1B. A sua entrada 23 está ligada a uma entrada de sinal video 501 de um circuito de desintercalação ou de mistura inversa 503, uma entrada de con trolo 505 do qual está ligada à entrada de controlo 27 do circuito processador intermédio 25. Uma saída 507 do circuito desintercalador 503 está ligada a uma primeira entrada 509 de um elemento de comutação 5H θ a uma entrada 513 de uma primeira memória de campo 515· Uma saída 517 desta primeira memória de campo 515 está ligada a uma segunda entrada 519 do elemento comutador 511 e a uma entrada 521 de uma segunda memória de campo 523. Umãsaída 525 da segunda memória de campo 523 está ligada a uma terceira entrada 527 do elemento de comutação 5H ^{e a uma} entrada 529 da terceira memória de campo 521. Unia saída 533 da terceira memória de campo 523 está ligada a uma quarta entrada 535 do elemento comutador 511. Uma entrada de controlo 537 do elemento comutador 511 está ligada à entrada de controlo 27 do circuito processador intermédio 25. O elemento comutador 511 proporciona em quatro terminais 539, 54l, 543 e 545, que juntos constituem a saída quadrupla 49 da Fig. 1B, amostras de quatro campos compatíveis recebidos sucessivamente, aos circuitos de pré—processamento 43, 45 θ 47 da

Fig. 1B.

A Fig. 7 é um diagrama de blocos de um circuito pós-processador de alta resolução 43, adequado para a secção receptora da Fig. 1B. Os terminais 539, 54l, 543 e 5^5 estão ligados a quatro entradas de cada uma de quatro circuitos de conversão de padrão de amostragem 701, 703, 705 θ 707. Cada um dos circuitos de conversão de padrão de amostragem 701, 703, 705 θ 707 têm uma saída 709,

711 e 713, 715, respectivamente, que se encontram ligados a uma entrada 717, 719, 721 e 7²3, respectivamente das secções de filtro 725, 727, 7²9 θ 731, respectivamente. Cada uma das secções de filtro 725, 727, 729, 731 têm uma pri39

6ο.51«

Ref: PH N 12.440 PT / /43W988 tx /

J SJ i 7.^ a \ it *5 meira saída 733, 735, 737, 739, respectivamente, para fornecimento de resultados parciais de interpolação das amostras não transmitidas e uma segunda saída 74l, 743, 745, 747, respectivamente, para fornecimento de cópias das amos tras que foram transmitidas ou que já foram calculadas pelos circuitos de conversão de padrées de amostragem.

Os circuitos de conversão de padrões de amostragem 701, 703, 705 e 707 e secções de filtro 725, 727

729 e 731 funcionam como segue. Na secção transmissora do sistema acima descrito, os campos de alta definição são amostrados de acordo com um certo número de padrões de amostragem que dependem do movimento e/ou frequências espaciais que ocorram no sinal de video. As amostras resultantes são posteriormente e tanto quanto necessário, intercaladas de modo a obter-se um sinal de televisão compatível. Se no caso de (praticamente) nenhum movimento tiver sido feita uma escolha para a transmissão do sinal processado na secção transmissora pelo circuito pré-processador de alta resolução 143, sinal esse que é adequado para uma representa ção com uma elevada resolução espacial, isso significa que no desenho descrito do sistema, um bloco de pixels de uma imagem de alta definição é distribuído ao longo de quatro campos compatíveis a ser transmitidos, conforme se mostra na Fig. 4a. Os blocos que rodeiam este bloco relevante podem ser amostrados de acordo com o mesmo padrão de amostragem, mas também de acordo com um padrão diferente. Esta justaposição de blocos amostrados de acordo com diferentes padrões de amostragem, tem a desvantagem de esses blocos não puderem ser facilmente processados por um filtro de interpolação. Esta desvantagem não se dá se a quantidade de movimento e as frequências espaciais que se dão no sinal vídeo não forem consideradas por bloco mas por imagem. Esta desvantagem pode ser resolvida fazendo-se com que os campos que entram sejam processados pelos circuitos de conversão de padrões de amostragem 701, 703, 705 θ 707

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Ref: PH N 12.440 PT

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A ! V ,‘i rj?

antes da operação de filtração por intermédio das secções de filtro 725, 727, 729 θ 731, circuitos conversores esses que convertem os padrões de amostragem dos blocos amostrados de a cordo com diferentes padrões de amos tragem dos do padrão de amostragem do bloco relevante. Esta conversão do padrão de amostragem pode ser considerado como uma espécie de inter polaçâo e, em princípio não é impossível integrar os circuitos de conversão de padrões de amostragem com as secções de filtro para formar um interpolador complexo. No entanto, no estado actual da técnica é mais simples executar-se separadamente a conversão do padrão de amostragem e filtração. É necessário um máximo de quatro campos sucessivos para a conversão do padrão de amostragem, mais especificamente se um campo for amostrado conforme representado na Fig. 4a de modo a obter—se o padrão de amostra total de um bloco a ser con vertido. 0 padrão de amostragem total de cada campo recebido como se mostra na coluna da direita R da Fig. 4a. 0 padrão de amostragem total pode imaginar-se como sendo obtido por sobreposição de padrões de amostragem parciais de quatro cam pos sucessivos nas saídas dos circuitos de conversão de padrões de amostragem 701, 703, 705 θ 707. Partindo-se do padrão de amostragem total de um bloco a ser convertido, um bioco com o padrão de amostragem da passagem de sinal relevante, é gerado nos circuitos de conversão do padrão de amos tragem. No caso da Fig. 7, os padrões de amostragem dos campos que foram amostrados de acordo com os padrões de resolução media ou resolução baixa de amostragem, são convertidos para o padrão de amostragem de alta definição.

No circuito descrito foi feita uma escolha para se executar a interpolação em partes, por meio de quatro secções de filtro separadas. Conforme se disse, blocos de alta definição encontram-se distribuídos ao longo de quatro campos. Cada um desses campos é processado separadamente por uma das secções de filtro após o que os resultados de interpolação parcial obtidos são adicionados para se

- 4l 60.518

Ref: PH N 12.440 PT

chegar a um resultado de interpolação total. Este método é escolhido porque a sua implementação é simples; outras técnicas de interpolação mais integradas são, evidentemente possíveis como alternativas. Cada um dos circuitos de conver çâo de padrão de amostragem 701, 703, 705 e 707 aplica uma parte de um padrão de amostragem completo localizado num cam po para as secções de filtro 725, 727, 729 e 731, respectivamente, a ele ligadas. Para se adicionarem os resultados de interpolação parcial, a saída 733 da secção de filtro 725 e a saída 735 da secção de filtro 727, são ligadas a uma primeira entrada 749 e a uma segunda entrada 751 respectivamente, de um primeiro circuito adicionador 753 e a saída 737 da secção de filtro 729 e a saída 739 da secção de filtro 731 estão ligadas a uma primeira entrada 755 e a segunda entrada 757, respectivamente, de um segundo circuito adicionador 759. Uma saída 761 do primeiro circuito adicionador 753 θ uma saída 763 de um segundo circuito adicionador 759 estão ligados a uma primeira entrada 765 θ θ uma segunda entrada 767, respectivamente, de um terceiro circuito adicionador 769. Em principio é evidentemente, possível adicionar os quatro resultados de interpolação parciais de uma maneira diferente; o método descrito, em que a cada tempo, são adicionados dois resultados parciais é, no entanto, o método mais simples no estão actual da técnica, mas outras soluções são alternativamente possíveis.

De modo comparável, a saída 741 da secção de filtro 725 ® a saída 753 da secção de filtro 739, estáo ligadas a uma primeira entrada 771 e a uma segunda entra da 773, respectivamente, de um primeiro elemento de comutador 775 θ a saída 7^3 da secção de filtro 727 θ a saída 747 da secção de filtro 731 estão ligadas a uma primeria entrada 777 ^e a uma segunda entrada 779, respectivamente, de um segundo elemento comutador 781. Uma saída 783 do primeiro elemento comutador 775 θ uma saída 7θ5 do segundo elemento comutador 781, estão ligadas a uma primeira entrada 787 θ a

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Ref: PH N 12.440 PT ,teJEZ.I98Ô í .7 í

X’ / * s

· <X segunda entrada 789, respectivamente, de um terceiro elemento de comutação 791. Em princípio é alternativamente possível combinar as amostras copiadas dos quatro campos, de uma maneira diferente; o método descrito, em que a cada momento dois resultados parciais são combinados é, no entanto, o método mais simples no estado actual da técnica, mas outras soluções são alternativamente possíveis. Uma saída 793 do terceiro circuito adicionador 769 está ligado a uma entrada 795 de um quarto elemento comutador 797, uma segunda entrada 799 da qual está ligado a uma saída 801 do terceiro elemento comutador 791. O quarto elemento comutador 797 tem uma primeira saída 803 θ uma segunda saída 805 para aplicação de amostras de sinais pares e impares, respectivamente, às entradas 37' θ 37, respectivamente, do comutador de mudança 35 da Fig. 1B que constituem, em conjunto, a entrada dupla 37 daquele. As amostras de sinais impares e pares são propor cionadas através dessas saídas separadas porque o número de bites por segundo de um sinal de saída em cada uma das saídas é dividido por dois relativamente a uma situação em que um sinal de saída total será fornecido apenas numa única saída. A solução escolhida é a solução mais simples tendo em vista o estacto actual da técnica e o elevado número de bites por segundo que surgem na televisão de alta definição. No entanto, com o avanço da tecnologia a outra solução, que usa apenas uma saída, pode tornar—se preferível.

A Fig. 7 mostra a entrada de controlo 42 do circuito pós-processador de alta resolução 43 está ligada a uma entrada de controlo 807 do quarto elemento comutador 797. A entrada de controlo 42 está,evidentemente, ligada a entradas de controlo (não representadas) dos outros elementos comutadores 775, 781 e 791 e dos circuitos de conversão de padrão de amostragem 7θ1, 703, 705 θ 707·

A Figura 8 é um diagrama de blocos de um circuito pós-processador de resolução média 45 adequado

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Ref: PH N 12.440 PT ‘U ^OtZ.1988 i,^ve>para a secção receptora de acordo com a Fig. 1B. Os terminais 539 , 541, 5^3, e 5^5 estão ligados a quatro entradas de um primeiro circuito de conversão de padrão de amostragem 821 e a quatro entradas de um segundo circuito de conversão de padrão de amostragem 823. O primeiro circuito de conversão de padrão de amostragem 821 tem uma saída 825 que está ligada a uma entrada 827 de uma secção de filtro 829 para cálculo de um resultado de interpolação parcial de amostras impares e que está ligado a uma entrada 831 de uma secção de filtro 833 para cálculo de um resultado de interpolação parcial de amostras pares. 0 segundo circuito de conversão de padrão de amostragem 823 tem uma saída 835 que está ligada a uma entrada 837 de uma secção de filtro 839 para calcular um resultado de interpolação parcial de amostras impares e que está ligada a uma entrada 84l de uma se£ ção de filtro 843 para cal cular um resultado de interpolação parcial de amostras pares. As saídas 845 e 847 das secções de filtro 829 e 839 estão ligadas a entradas 849 θ 851, respeotivamente, de um primeiro adicionador 853 que fornece um resultado de interpolação de amostras impares numa saída 855 que está ligada a uma entrada 39' do comutador de tnudan ça 35 da Fig. 1B. As saídas 857 e 859 das secções de filtre 833 e 843 são ligadas a entradas 8bl e 863, respeotivamente de um segundo adicionador 865, que fornece um resultado de interpolação de amostras pares a uma saída 867 que está ligada a uma entrada 39 do comutador de mudança 35 da Fig.

1B. Juntamente com a entrada 39 a entrada 39' constitui a entrada dupla 39 do comutador de mudança 35 da Fig. 1B.

A entrada de controlo 44 do circuito pré-processador de resolução média 45 está ligado a uma entrada 822 do circuito de conversão de padrões de amostragem 821 e a uma entrada 824 do circuito de conversão de padrão de amostragem 823.

A Fig. 9 é um diagrama de blocos de um

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Ref: PH N 12.440 PT ' 19 oerw #

circuito pós-processador de baixa resolução 47 adequado para a secção receptora de acordo com a Fig. 1B. Os terminais 53Ç 541, 543 e 5^5 estão ligados a quatro entradas de um circuiJ to de conversão de padrão de amostragem 901 tem uma saída 903 que está ligada a uma entrada 905 de uma secção de filtro 907 para o cálculo de um resultado de interpolação de amostras impares fornecidas numa saída 909 que está ligada a uma entrada 4l' do comutador de mudança 35 da Fig. 1B. A saída 903 do circuito conversor de padrões de amostragem 901 está também ligado a uma entrada 911 de uma secção de filtre 913 para cálculo de um resultado de interpolação de amostrai fornecidas na saída 915 que está ligada a uma entrada 4l do comutador de mudança 35 Ha Fig. 1B. As entradas 4l' e 4l do comutador de mudança 35 Ha ^rig. 1B constituem juntamente a sua entrada dupla 4l.

A entrada de controlo 46 do circuito de pró-processamento de baixa resolução 47 está ligado a uma entrada 902 do circuito de conversão de padrão de amostragem 9OI. A Fig. 10 é um diagrama de blocos de um circuito de converções de padrões de amostragem adequados para utilização num circuito de pós-processamento de acordo com as Figuras 7 (701, 703, 705 ou 707), 8 (821 ou 823) ou 9(901).

Os terminais 539, 54l, 543 e 545 estão ligados a entradas 1001, 1003, 1005 e 1007 das secções de filtro 1009, 1013, e 1015, respectivamente. Saídas 1017 e 1019 das secções de filtro 1009 θ 1011 estão ligadas a entradas 1021 e 1023, respectivamente, de um primeiro circuito adicionador 1025, uma saída 1027 do qual está ligado a uma primeira entrada 1029 de um segundo adiconador 1031. As saídas 1033 θ Lo35 das secções de filtro 1013 e 1015 estão ligadas a entradas 1037 θ 1039, respectivamente, de um terceiro adicionador 104l, uma saída 1043 da qual está ligada a una segunda entrada 1045 do segmento adicionador 1031. Uma saída 1047 do segundo adicionador 1031 proporciona o resultado da conversão. Uma entrada de controlo 1049 do circuito de conver- 45 60.518

Ref: PH N 12.440 PT r\

19ÍZ.^o

são do padrão	de	amostragem	1 está	ligado	a uma	entrada	de
controlo 1051	da	secção de	filtro	1015,	a uma	entrada	de
controlo 1053	da	secção de	filtro	1013,	a uma	entrada	de
controlo 1055	da	secção de	f iltro	1011 e	a uma	entrada	d
controlo 1057	da	secção de	filtro	1009.

Geralmente nem todas as secções de filtro 1009 e 1015 estão simultaneamente activas. Qual dessas secções de filtro se encontra activa depende do padrão de amostra entrado que se apresente nos terminais 539 θ 545.

Se esse padrão de amostragem entrado for o padrão de amostragem de alta resolução, as quatro secções de filtro 1009 a 1015 podem estar activas. Se o padrão de amostragem entrado for um padrão de amostragem de resolução média, as duas primeiras secções de filtro 1009 e 1011 estarão activas durante a primeira imagem de cada duas imagens e as duas últimas secções de filtro 1013 θ 1015 estarão activas durante a segunda imagem de cada duas imagens. Se o padrão de amostragem entrado for um padrão de amostragem de baixa resolução, apenas uma das quatro secções de filtro 1009 a 1015 estará activa durante cada campo: a secção de filtro

1009 durante o primeiro campo de quatro campos sucessivos a secção de filtro 1011 durante o segundo campo, a secção de fiLtro 1013 durante o terceiro campo e finalmente a secção de filtro 1015 durante o quarto campo.

A Figura 11 é um diagrama de bloco de um circuito de interpolação compensado quanto ao movimento adequado para utilização com o circuito pés-processador de alta resolução 43 da Fig. 7 ou com o circuito pés—processador de resolução média 45 da Fig. 8. Com referência à Fig. 1B estes circuitos de interpolação compensada quanto ao movimento podem, por exemplo, ser ilustrados entre a saída do circuito de pós-processamento 45 θ as entradas 37 ou 39 respectivamente, do comutador de mudança 35. As amostras impares e pares são apresentadas a terminais de entrada

- 46 60.518

Ref: PH N 12.440 PT r A $7 ^!! 7jjl9.GtZ.1988 xjZ

1101 e 1103, respectivamente, que podem ser ligados a saídas 8O3 θ 805, respectivamente, do circuito pós-processador de alta resolução 43 (Fig. 7) ou às saídas 855 θ 867, respectivamente, do circuito pós-processador de resolução média 45 (Fig. 8). Os terminais de entrada 1101 e 1103 estão ligados a entradas 1105 θ 1107, respectivamente, de um elemento retardador comutável 1109 ^e a entradas 1115 θ 1117 de um elemento retardador comutável 1119 através das memórias 1111 e 1113, respectivamente. Se o circuito de interpolação é compensada quanto ao movimento estiver colocado em série com o circuito pós-processador de alta resolução 43, as memórias 1111 e 1113 proporcionam um atraso de dois períodos de imagens e se o circuito de interpolação compensao quanto ao movimento estiver instalado em série com o circuito pós-processador de média resolução 45, as memórias 1111 e 1113 proporcionarão um atraso de um período de imagem. Uma saída 1121 para amostras impares do elemento comutável retardador IIO9 está ligada a uma primeira entrada 1123 de um adicionador 1125 uma segunda entrada 1127 que está ligada a uma saída 1129 para amostras impares do elemento retardador comutável 1119. Uma saída 1131 do adicionador 1125, está ligada a uma entrada 1133 de um circuito divisor 1139 para amostras impares do circuito de interpolação compensada quanto ao movimento. Uma saída ll4l para amostras pares do elemento retardador comutável 1109 está ligada a uma pr_i meira entrada 1143 de um adicionador 1145, uma segunda entrada 1147 do qual está ligadagZuma saída 1149 para amostras pares do elemento retardador comutável 1119. Uma saída 1151 do adicionador 1145 está ligada a uma entrada 1153 de um circuito divisor 1155, de que uma saída 1157 está ligada a um terminal de saída 1159 para amostras pares do cir cuito de interpolação compensada quanto ao movimento. Uma entrada de controlo ll6l do circuito de interpolação compensada quanto ao movimento que está ligada à saída 31 do circuito descodificador DATV 29 da Fig. 1B e para o qual

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Ref: PH N 12

AAO PT

9. DEZ. 1988 os vectores de movimento descodificados pelo circuito descodificador DATV 29 são enviados, está ligada a uma entrada de controlo ll63 do el emento retardador comutável 1109 θ a uma entrada de controlo II65 do elemento retardador comutável III9.

circuito de interpolação compensada quanto ao movimento da Fig. 11, funciona como segue. Um blo co de pixels de uma imagem actual é aplicado às entradas 1105 e 1107 do elemento retardador comutável 1109. 0 elemento retardador comutável 1109 muda esse bloco de um quar to, metade ou três quartos de um vector de movimento, na direcção do vector de movimento que é transmitido juntamen te com o sinal DATV pela secção transmissora. Os elementos retardadores comutáveis 1109 e 1119 são controlados desse lado pelo sinal de saída da saída 31 do circuito de descodificação DATV 29 da ^ig. 1B. Um bloco de pixels de uma imagem anteriormente transmitida é aplicado ás entradas 1115 θ 1117 do elemento retardador comutável 1119. Este elemento retardador comutável 1119 muda esse bloco para a frente ao longo de tres quartos, metade ou um quarto de um vector de movimento na direcção do vector de movimento. Os bicos são mudados por quartos de vector de movimento se um sinal video com uma elevada resolução espacial tiver de ser representado no caso de movimento considerável e uniforme, ou se um sinal video com uma elevada resolução espacial tiver de ser representado, no cao de movimento pequeno e uniforme. Os blocos mudados da imagem presente e da imagem anteriormente transmitida são avaliados pelos adicionadores 1125, HA5 e pelos circuitos divisores 1135, 1155.

As Figs. 12a, 12B e 12C apresentam diagra mas de blocos de um elemento retardador comutável adequado para o circuito de interpolação compensada quanto ao movimento da Fi^r. 11. A Fig. 12A é um diagrama de blocos de um elemento retardador para amostras impares 1201 com dezasseis terminais Al a AA , BI a BA, Cl a CA, Dl a DA para liA8

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Ref: PH N 12.440 PT

gação a um elemento de comutação 1203 que está representado no diagrama de bicos na Fig. 120. A Fig. 12B é um diagrama de blocos de um elemento retardador para amostras pares 1201’ que tem desasseis terminais Al ' a A4 ' , Bi' a B4 ' , 01' a 04 ' , Dl' a D4' para ligação ao elemento comutador 1203.

elemento comutador 1203 fornece, relativamente a um vector de movimento aplicado a uma entrada de controlo 1299 respectiva, um sinal video que sofreu um atraso correspondente a esse vector de movimento.

Na Fig. 12A um terminal de entrada 1207 do elemento retardador para amostras impares 1201 está ligado a uma entrada 1209 de uma memória de linha 1211, ao terminal A4 e a uma entrada 1213 de uma memória de pixels 1215. Uma saída 1217 da memória de pixels 1215 está ligada ao terminal A3 θ a uma entrada 1219 de uma memória de pixels 1221. Uma saída 1223 de uma memória de pixels

1221 está ligada ao terminal A2 por intermédio de uma memória de pixels 1225 ao terminal Al. Uma saída 1227 da memória de linha 1211 está ligada a uma entrada 1229 de uma memória de linha 1231, ao terminal B4 e a uma entrada 1233 de uma memória de pixels 1235. Uma saída 1237 8a memória de pixels 1235 está ligada ao terminal B3 θ a uma entrada 1239 de uma memória depixels 124l . Uma saída 1243 da memória de pixels 124l está ligada ao terminal B2 e, por in termédio de uma memória de pixels 1245 ao terminal Bl. Uma saída 1247 da memória da linha 1231 está ligada a uma entrada 1249 de uma memória de linha 1251, ao terminal 04 e a uma entrada 1253 de uma memória de pixels 1255. Uma saída 1257 da memória de pixels 1255 está ligado ao terminal 03 θ a uma entrada 1259 de uma memória de pixels

1261. Uma saída 12Ó3 da memória de pixels. 12Ó1 encontra-se ligado ao terminal 02, e por intermédio da memória de pixels 1265, ao terminal Cl. Uma saída 1267 da memória de linha 1251 está ligada ao terminal D4 e a uma entrada 1273 de uma memória de pixels 1275. Uma saída 1277 da me-,

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Ref: PH N 12440 PT

rnória de pixels 1275 está ligada ao terminal D3 θ a uma entrada 1279 de uma memória de pixels 128l. Uma saída 1283 da memória de pixels 1281 está ligada ao terminal D2 e por intermédio de uma memória de pixels ao terminal Dl.

Uma descrição do elemento retardador para amostras pares 1201' da Fig. 12B pode ser obtida pela acção de uma plica (') a todos os símbolos de referência na descrição acima mencionada do elemento tetardador para amostras impares 1201 da Fig. 12A.

elemento comutador 1203 representado na Fig. 12C compreende uai primeiro computador 1287 com os dezasseis terminais AI a D4, um segundo comutador 1287' com os dezasseis terminais AI' a D4' e um terceiro comutador 1289 com uma primeira entrada 1291 que está ligada a uma saí da 1293 do primeiro comutador 1287 e uma segunda entrada 1291' que está ligada a uma saída 1293' do segundo comutador 1287'. 0 terceiro comutador 1289 tem uma primeira saífa 1295 que está ligada a um terminal de saída para amostrai imapres 1297 do elemento retardador comutável e uma segunda saída 1295' que está ligada a um terminal de saída para amostras impares 1297' do elemento retardador comutável. A entrada de controlo 1299 do elemento comutador 1203 está

ligado	a	uma	entrada	de	controlo	1301	do	segundo	comutador
1287',	a	uma	entrada	de	controlo	1303	do	primeiro	comutador
1278 e	a	uma	entrada	de	controlo	1305	do	terceiro	comuta-

dor 1289.

Com a ajuda deste elemento retardador comutável podem ser alcançados oito pixels numa base de coi po em quatro linhas, de modo que uma variação máxima de +3 a -3 seja conseguida numa base de imagem.

A Fig. 13 θ um diagrama de te de uma forma de realização alternativa de te receptor para receber um sinal de vida de blocos de par um equivalen625 linhas,

6θ.518

Ref: PH N 12.440 PT

campos por segundo, interlaçado a 2:1, que tenha sido processado no lado transmissor da forma descrita anteriormente. Esta figura não apresenta o processamento frontal normal sobre o sinal recebido, nomeadamente a selecção de frequência, mudança de frequência e desmodulação do sinal recebido, uma vez que esses são processados, são em si pro prios, bem conhecidos e não essenciais para uma compreensão do presente invento. Além disso a separação dos vários componentes do sinal MAC não são também representados, uma vez que uma vez mais isso também não é essencial para a pre sente compreensão. 0 sinal (luminância) de visão resultante é aplicado por intermédio de um terminal 1339 de um misturador inverso 1340, em que as amostras transmitidas são de volvidas às suas posições correctas que ocupavam antes da mistura no equipamento de transmissão, numa base bloco a bloco. A naturesa da mistura inversa é controlada a partir de um sinal de assistência digital (DATV), presente no ter minai 1341, após demodulação de um sinal MAC recebido numa parte anterior do receptor, sendo o sinal DATV aplicado a um descodificador de canal 13^2, em que o sinal DATV é descodificado para proporcionar os sinais de controlo apropri ados ao misturador inverso 1340 e outras unidades ainda poi descrever. 0 misturador inverso produz um sinal de 1250 l_i nhas, 50 campos/segundo, interlaçado a 2:1 de estrutura grosseira, que é aplicado a uma unidade 1343 que proporciona uma filtração de interpolação comutada adaptativa, sendo as características de filtração da frequência espacial controladas, numa base de bloco a bloco, pelo sinal de controlo vindo do descodificador 1343. As características do filtro de frequência espacial na unidade 1342, aproximam-se da característica de filtros entregues no equipamento de transmissão para os ramos e sub-ramos. Os filtros assim aplicados são normalizados de pixel para pixel e todos os coeficientes de filtração são arranjados para serem positivos. A unidade 1343 produz uma imagem grosseira51

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19. DEZ. 1988 mente interpolada em que são gerados pixels adicionais, para os pontos de pixel para os quais não foram recebidos pixels amostrados embora ospixels amostrados não sejam modificados.

A saída resultante da unidade de filtro comutada 13^3 é aplicada a um sub-amostrador 1344, em que o sinal anteriormente interpolado é de novo sub-amostrado, com a forma de sub-amostragem a ser a mesma que a que teve lugar no equipamento de transmissão para esse bloco. Esta es trutura de sub-amostragem é estendida até aos blocos adjacen tes, para apresentar a seguinte unidade de filtração por interpolação comutada não adaptativa 1345 com uma estrutura de sub-amostragem uniforme em volta de cada bloco. Um bloco determinado poderá ser sub-amostrado com diversas estruturas correspondentes aos usados para ele próprio e os seus vizinhos no transmissor. A unidade de filtração por interpolação comutada adaptativa 1343 e o sub-amostrador 1344 formam, conjuntamente, uma forma de realização alternativa de um cir cuito de conversão de padrão de amostragem adequado num circuito de pós-processamento de acordo com as figuras 7 (701, 703, 705 ou 707), 8(821 ou 823) ou 9(90l). As caracterís ticas do filtro de frequência espacial na unidade de filtração 1345 correspondem substancialmente às características de frequência espacial dos filtros empregues no equipamento de transmissão para os ramos e sub-ramos, sendo esses características comutadas sob controlo dos sinais vindos do descodificador 1342. 0 sinal de 1250 linhas totalmente interpolado a partir da unidade de filtração 13^5 é aplicado a um terminal de saída 13^6 para produção de uma representação de alta definição.

A unidade de filtro de interpolação comutada 1343 da Fig. 13 pode compreender um certo número de filtros comutados, dependendo do número de ramos ou sub-ramos no equipamento de transmissão. Para um equipamento de

60.51θ

Ref: PH N 12.440 PT

transmissão que compreenda, por exemplo, sete sub-ramos, conforme s/descreve no pedido de paten e co-pendente (PHB 33422) que é aqui incorporado como referência, serão necessários sete filtros com coeficientes positicos com ganhos dinamicamente ajustáveis. Uma construção para um filtro comutado destes é mostrada na Fig. 14, que compreende sete depósitos de períodos de linha ligados em sequência indicadas pela referência de 1447 a 1453, organizados para receberem e fornecerem linhas do sinal de televisão vindas do misturador inverso (1340 (Fig. 13) numa base de primeiro entrado-primeiro saído (FIFO).

Três circuitos adicionadores 1454, 1455 e 1456 cada um deles e as saídas de uin par de depósitos de linhas conforme representado e os sinais adicionados são aplicados aos respectivos filtros parciais 1457, 1458 e 1459, enquanto um outro filtro parcial 1400 recebe a sua entrada directamente do depósito de linhas 1450. Um terminal l46l recebe os sinais de controlo do descodificador 1342 (Fig. 13), seja directamente, seja depois de mais processamento e aplica esses como controlo coeficiente aos filtros parciais 1457, 1458, 1459 θ ΐ46θ. As saídas dos filtros parciais 1459 θ l46O são adicionados num circuito adicionador 1462, cuja saída é adicionada á saída do filtro parcial 1458 num outro circuito adicionador é adicionada á saída do filtro parcial 1457, num circuito adicionador 1464 cuja saída no terminal 1465 θ a saída do filtro.

A Fig. 15 apresenta uma construção para um filtro parcial 1457, ΐ45θ, 1459 ou 1460 da Fig. l4. Na Fig. 15 a referência 1566 indica a referência para a entrada de sinal de filtro, enquanto que 1567 indica a entrada de coeficiente de controlo. A entrada de sinal 1566 está ligada a retardadores ligados sequencialmente a que são dadas as referências 1568 a 1573, cada um dos quais tem um período de atraso correspondente ao intervalo entre pixels. A entrada 1566 e as saídas dos retardadores 1568, 1571 a 1573 estão . 516

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ligadas aòs pares da forma apresentada, a três circuitos adicionadores 1574, 1575 θ 1576, cujas saídas estão ligadas á primeira entrada de multiplicadores respectivos 1577, 1578 θ 1579, enquanto a primeira entrada de um outro multiplicador I58O está ligada á saída do retardador 157θ· As segundas entradas dos multiplicadores 1577, 1578 e I58O está ligada à saída de respectivos depósitos de coeficientes I58I, 1582, 1583 θ 1584, cujas entradas estão ligadas a entrada de controlo de coeficiente 1567. As saídas dos multiplicadores 1577 θ 1580 são adicionadas num circulo adicionador 1585 cuja saída é adicionada à do multiplicador 1578 em mais um circuito adicionador 1586. A saída do circuito adicionador 1586 é adicionada a saída do multiplicador 1579 num circuito adicionador 1587 cuja saída em 1588 forma a sa_í da do filtro parcial.

A unidade de filtração das Figs. l4 e 15 proporciona ajustamento do ganho adaptativo, ajustando dinamicamente o ganho de c.c. de cada um dos filtros. Serão de_s critos dois métodos para a determinação do ganho necessário um método à priori e um método à posteriori.

método à priori para renormalizaçâo utjL liza informação disponível antes da interpolação, nomeadamente o ramo ou sub-rarno escolhido para o bloco presente e para os blocos adjacentes e a posição do pixel presente dentro do seu bloco. As estruturas de dois blocos são apresentadas nas Figs. l6a e l6b, onde a Fig. l6a representa um bloco 1689 que tem 12 pixels de largura por 12 linhas, enquanto a Fig. 16b representa um bloco 169O que tem 8 pixels por 8 linhas de altura. Estas duas Figs. mostram uma área central 1691, 1692 rodeada por longas linhas encadeadas, para as quais o ganho é independente dos blocos,uma vez que os limites de variação do filtro de interpolação caem inteiramente dentro deste bloco. Removendo—se a area central 1691, um bloco de 12 x 12 tem potencialmente l44 - 36 + 1 = 109 posições com ganhos únicos que podem ser re- 54 -

60.518

Ref: PH N 12.44-0 PT presentadas dentro de um código de 7 bites, de modo que se pode conseguir um traçado inicial com uma memória de 256 x 7 bites 1795, conforme se mostra na Fig. 17. Esta memória é accionada a partir de uma entrada ofe relógio de pixels 1796 através de um divisor que divide por 12 1797, o qual proporciona uma entrada de posição horizontal de 4 bites e de uma entrada de relógio de linha 179θ, através do outro divisor que divide por doze 1799 que proporciona uma entrada de posição vertical de 4 bites. Os ganhos são igualmente afectados pelos sub-ramos usados em blocos vizinhos e é muito simples isolar a selecção mais próxima horizontalmente, verticalmente , diagonalmente , utilizando-se registo de mudanças. Para os descrever são necessários 3 x 4 = 12 bites, juntamente com a selecção para o sub-ramo presente, num sistema cano o descrito, com um total de sete canais. Quando combinados com os sete bits que descrevem a posição dentro do bloco, isso dá um total de 19 bites. Isto corresponde às 512K palavras da memória 17100 também presente na Fig. 17 para seleccionar o ganho do filtro. As entradas para a memória I7IOO são os sete bits da memória 95, 3 bites num terminal I7IOO representando o bloco presente, 3 bites num ter minai 17102 representando o bloco vizinho vertical, 3 bites num terminal 17103 representando o bloco vizinho horizontal e 3 bites num terminal 17104 representando o bloco vizinho diagonal.

Com um sistema de três ramos, conforme representado na Fig. 1, consideravelmente menos memória é necessária e o alcance dos filtros é menor, dado que os sob—ramos de muita alta resolução não se encontram presentes. Se não for executada nenhuma optimização, serão necessários 6 bites para descrever a posição dentro do bloco e 4x2=8 bites para descrever a selecção do bloco, o que dá um total de 14 bites e l6 K palavras de memória.

Tendo-se determinado qual deverá ser o

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4&.QEZ.1988 ganho, isso pode ser conseguido, ou por meio de gravação dos coeficientes antes da multiplicação (ver o filtro parcial da Fig. 15 °^u utilizar coeficientes comutados e seguir a unidade de filtro 1343 por um simples multiplicador 17105 para alterai o ganho geral conforme representado na Fig. 17, sendo a entrada de controlo para o multiplicador 17105 proporcionada pela memória 17100. Embora com o último arranjo se tenha de tomar cuidado para assegurar que quaisquer erros de arredondamento dentro da unidade de filtro 1343 não sejam posteriormente ampliados, ele requer consideravelmente menos memória do que o controlo do ganho dos nove multiplicadores no filtro parcial da Fig. 15.

Do que acima se disse apreciar-se-à que, enquanto um método à priori pode ser aceitável para o sistema de três ramos da Fig. 1, torna-se progressivamente menos atraente à medida que são adicionados sub-ramos, uma ve? que o número de alternativos aumenta à quarta potência do número de bites necessário para escolher um sub-ramo, sendo isso em adição a qualquer aumento no tamanho do bloco, para reduzir a quantidade de DATV dados e portanto a sua frequên cia.

método de controlo de ganho à posterior para a renormalização utiliza dois filtros comutadores 1343 e 1843', em paralelo, conforme representado na Figura 18 desempenhando o filtro 1343 a operação de filtração, enquanto o outro filtro 1843' calcula o factor de de renormalização. Se a gama convencional de l6 a 235 for utilizada para representar os níveis de video de negro e branco e os zeros forem inseridos nas posições em que faltam pixels durante a mistura invenrsa, é razoável partir—se do princípio de que apenas valores não-zero representam valores transmitidos. 0 segundo filtro 1843' recebe sinal de 1 bite de um detector I8IO6 que detecta quando a saída do misturador inverso 134o é maior do que 0 e que indica se uma determinada amostra foi transmitida, já que a sua entrada e a sua

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; jÍ9.B£|88 / % saída serão a soma dos coeficientes que correspondiam a amostras activas.

Este total é invertido e usado para controlar o ganho do multiplicador 18105 que se segue ao primeiro filtro 1343.

hardware para o segundo filtro é razoavelmente simples, uma vez que, tendo dobrado o filtro os coeficientes apenas serão multiplicados por 0, 1, 2, 3 ou 4 de modo que apenas são necessárias pequenas memórias para guardarem essas opções para cada sub-ramo; são necessários 2+3 bites para um sistema de sete canais, dando um total de 32 palavras por coeficiente. As atracções deste método são duplas. Em primeiro lugar, a complexidade do hardware apenas é determinada pelo número de coeficientes dentro do filtro de interpolação da primeira fase 1343. Diversas estruturas de sub-amostragem estão descritas no pedido de patente co-pendente (PHB 33422) que poderão aumentar o número total de sub-ramos para doze sem necessidade de mais nenhum coeficiente. 0 unico aumento, menor, no hardware e que será necessário mais um bite para comutar os coeficientes entre os padrões de sub-amostragem, aumentando—se o tamanho total para cada um dos coeficientes de 32 palavras para 64 palavras. A mesma modificação, com o sistema â priori, adicionaria quatro bites e aumentaria a memória de 512 k palavras para8 M palavras. 0 tamanho de bloco utilizado não tem qualquer influência sobre o hardware para um método de renormalização à posteriori. Claramente existe um ponto de equilíbrio no qual a vantagem adicional de um sistema a posteriori é ultrapassada pela sua grande necessidade de me mória. Uma segunda vantagem de um método a posteriori e que se torna possível modificar os padrões de sib-amostragem para um canal, sem qualquer efeito sobre os outros, uma vez que o filtro se adaptará automaticamente às amostras disponíveis .

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A segunda fase de interpolação compreende conforme descrito em relação à Fig. 13, um sub amostrador 1344 e uma unidade de filtro de interpolação comutada não adapatativa 1345. Uma implementação paralela de um desses arranjos é mostrada na Fig. 19, onde um terminal 19107 corresponde a saída da primeira fase interpoladora, nomeadamente a unidade de filtro 1343. Esta unidade é aplicada às entradas de sete sub-amostradores 1944(l) e 1944(7), embora na Fig. 19 apenas quatro desses sejam amostrados para simplificar a figura. A saída de cada sub-amostrador 1044 é aplicada a um filtro não adaptativo associado 1945(l) a 1945(7) embora uma vez mais só se mostrem realmente quatro desses filtros. Os sete filtros 1945 tem, cada um deles, uma resposta de frequência espacial diferente no equipamento de transmissão, antes da decimação, de forma que todas essas sete respostas estejam presentes nesta segunda fase, embora renormalizadas para se terem em conta os seus padrões de sub-amostragem. A sub-amostragem garante que os cálculos efectuados pela primeira fase da interpolação (1343), apenas são usados quando necessário. A saída dos sete filtros 1945(l) a 1945(7) estão ligadas a respectivas entradas de um comutador selectivo 19108, cuja entrada de controlo é accionada pelo sinal UATV do canal descodificador 1342. A saída do comutador selector 19108 proporciona a saída de alta definição no terminal de saída 1346.

Embora na descrição acima o aparelho receptor tenha sido descrito em relação à recepção e processamento de sinais de televisão de alta definição, tal dispositivo, adequadamente modificado, pode ser usado para processar qualquer sinal que represente uma imagem bidimensional. Tal sinal pode ser transmitido através de um canal de transmissão convencional ou modificado ou armazenado nun portador de registos.

Em resumo, o presente invento foi descri58 60.518

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\ A ⁿ! /13 DEZJE to em relação a um sinal de televidão do tipo pacote MAC que foi adaptado para televisão de alta definição HDTV), em que, embora a fonte do sinal possa proporcionar um sinal de 1250 linhas, 50 Hz de frequência de campo, interlaçado a 2:1, o sinal de facto transmitido terá 625 linhas, 50 Hz, de frequência de campo, entrelaçado a 2:1, de modo que pode ser recebido por receptores nâo-HDTV. 0 sinal de visão tran mitido será acompanhado por um sinal digital que fornece in formação adicional quanto ao sinal de visão e um tal sistema é, por vezes, referido pelo termo digital Assisted Television (DATV) (Televisão Digitalmente Assistida). Na descri ção que se segue assumir-se-à que cada imagem se encontra dividida num certo número de blocos, cada um com um número determinado de pixels de largura por um de determinado número de linhas de altura, números esses que necessitai de corresponder e que a informação digital se relaciona com um caracter ou características de cada bloco, tais como o movimento e a sua frequência.

Com um tal sistema de transmissão em que o sinal é derivado de uma câmara de televisão de 1250 linhas 25 MHz de alta definição e em que o sinal de transmissão tem 625 linhas, 6 MHz de largura de banda é necessária uma compressão geral de 4:1. 0 sistema usado para colher amostras do sinal de alta definição, preparado para transmissão, faz um compromisso entre ignorar a resolução temporal e espacial, conforme se mostra nos exemplos seguintes :

Período Sistema Compressão Temporal Compressão Espacial ms ms ms

4:1 :1

1:1

1:1 :1

4:1

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Ref: PH N 12.440 PT '? ÍW)EÍl988

Assim são usadas diversas frequências de campo diferentes para diferentes limites de velocidade, como segue:

i. Num modo estacionário (limites de velocidade por exemplo: 0-0,5 pixels/40 ms) a frequência de campo é de 12,5 Hz e o intervalo básico é de 80 ms.

ii. Num modo de movimento lento (limites de velocidade por exemplo: 0,5-2 pixels/40 ms) a frequência de campo é de 25 Hz e o intervalo básico é de 40 ms.

iii. Num modo móvel (limites de velocidade por exemplo: acima de 2,0 pixels/40 ms) a frequência de campo é de 50 Hz ^e o intervalo básico é de 20 ms.

A Fig. 20 é um diagrama de blocos de transmissão de um outro equipamento para utilização com tal sistema, em que a referência 1 indica um terminal de entrada que recebe pelo menos a informação sobre a luminancia de uma câmara de televisão de alta definição. Esta informação de luminancia é aplicada a três ramos paralelos 2, 3 ^e 4 que são, r es pe c ti vamen te, os ramos de 20 ins , 40 ms , e 80ms em que o sinal será processado de forma a ser descrita. As saídas desses três ramos são aplicadas a um comutador de ramo 5 cuja saída deriva de um dos ramos e é aplicada por meio de um filtro Nyquist 6 a urna saída terminal 7, para muitiplexação com os outros componentes do sinal MAC, antes da sua aplicação a um canal de transmissão ou suporte de gravação, não sendo mostrado o outro processamento envolvido. A Fig. 20 também não mostra a geração do sinal digital para IJATV, que transporta a informação de transmis são, como seja a natureza da amostragem, movimento, etc.

A informação da luminancia no terminal de

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Ref: PH N 12.440 PT ‘/Ί9 .1988 entrada 1 é também aplicada a primeiro e segundo detectores de movimento adaptativos transitórios 8 e 9, produzindo o primeiro de tais detectores (8) uma saída em que o movimento detectado é inferior a 0,5 pixels/40 ms, enquanto o segundo desses detectores (9) produz uma saída quando o movimento detectado é maior do que 2 pixels/40 ms. As saídas dos detectores de movimento 8 e 9 são aplicadas a primeiro e segundo circuitos de consistência espacial respectivos lO e 11, os quais determinam a consistência entre blocos adjacentes e circundantes e cujas saídas são aplicadas a utn circuito de decisão de três níveis 12, para produzirem uma saída correspondente a uma de três condições (i) a (iii), conforme descrito acima. Esta saída é aplicada a um primeiro circuito de consistência temporal 13, que controla o tempo em que qualquer modificação no nível do sinal do circuito de decisão 12 é passado, dependendo do grau de movimento, por intermédio de mais um circuito de consistência espacial l4, que determina a consistência entre um bloco e os blocos que o rodeiam e um segundo circuil to de consistência temporal 15, que assegura a consistência temporal ao longo de um período relativamente longo (240 ms) para evitar dispositivos de comutação, para a entrada de controlo do comutador de ramo 5, para controlar a selecção do sinal processado de acordo com os critérios acima referidos.

Numa forma de realização, o ramo 2 de 20ms pode ser constituído por um filtro passa-baixos bidimensio nal, uma unidade de sub-amostragem e uma unidade misturadora. A frequência de resposta do filtro passa-baixos têm uma forma losangular, de que um quadrante está representado na Fig. 21a. Este filtro é um filtro intra-campo e tem uma frequência de corte ideal num ponto situado a fs/4 (em que fs indica a frequência de amostragem de alta definição). Na Fig. 21a Fv é fornecida em ciclos por altura de imagem, enquanto Fh é fornecida em ciclos por largura de

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Ref: PH N 12.440 PT imagem. A estrutura de sub-amostragem é apresentada na Fig. 21b, enquanto que a mistura dos pixels amostrados a ser transmitida é mostrada na Fig. 21c. Nestas duas figuras os números representam pixels onde o primeiro índice indica o número de campo enquanto o segundo índice indica o número de linha.

ramo dos 40 ms 3 pode ser constituído por um comutador, um filtro passa-baixos bidimensional, uma unidade sub-amostradora e uma unidade misturadora. 0 comutador selecciona um campo de cada par de campos entrelaçados e assim pode ser usado para o modo de movimento ao retardador. A frequência de resposta ao filtro passa-baixos para este rarno, tem também uma forma de losango de que um quadrante está representado na Fig. 22a. 0 filtro é, de novo, um filtro intra-campo e tem um ponto de corte de fre quência ideal a fs/2. A estrutura de sub-amostragern está represen ado na Fig. 22b e a mistura de pixels a serem transmitidos está representada na Fig. 22c (de facto náo é necessária mais nenhuma mistura e assim a unidade de mis tura também não será necessária).

ramo dos 80 ms 4 é constituído por um comutador, um filtro passa-baixos bidimensionais, uma unidade sub-amostradora e uma unidade misturadora. 0 comutador selecciona os primeiros dois campos de quatro campos sucessivos. Estes dois campos sao armazenados e o filtro dimensional é aplicado, tendo esse filtro mais uma forma de losango, de que um quadrante está representado na Fig. 23a, sob a forma de umalinha continua, indicando a linha tracejada a frequência de resposta da fonte para o sinal HDTV. Este filtro é um filtro intra-quadro e tem um ponto de corte de frequência horizontal a fs/2. A estrutura de sub-amostragem está apresentada na Fig. 23b, enquanto a mistura dos pixels a serem transmitidos durante um primeiro de dois quadros está representada na Fig. 23c, enquanto para o segundo de tais quadros estão representadas .3

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na Fig. 23c.

Para os três ramos descritos até aqui têm sido usadas estruturas de amostragem em quinconce, mas verifi cou-se que os padrões de amostragem são optimizados para a resolução elevada horizontal e vertical a expensas da resolução diagonal. As imagens para transmissão poderão conter alguma estrutura espacial para a qual este não seja a forma mais apropriada de amostragem e assim, propõe-se proporcionar um certo número de sub-ramos selectivos, pelo menos para os ramos de 20 ms 2 e 3, cada um deles proporcionando uma estru tura de sub-amostragem diferente que pode suportar frequências espaciais diferentes, com o equipamento de transmissão a escolher o padrão que melhor represente as frequências na área (bloco) da imagem.

Ao lerem esta descrição, os técnicos do ramo terão em mente numerosas modificações ; todas essas modificações são consideradas abrangidas pelo escopo do invento.

depósito dos correspondentes pedidos para este invento foi efectuado na Grã-Bretanha em 22 de Dezembro de 1987 sob o n2. 8729878 e na Holanda em 23 de Fevereiro de 1988 sob 0 n2. 8800449.

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Claims (18)

1- - Método para a transmissão ou gravação de um sinal de televisão por intermédio de um canal de transmissão ou gravação, compreendendo o referido sinal de televisão um sinal vídeo, e compreendendo o referido método a criação de um sinal de televisão a ser fornecido ao canal de acordo com uma pluralidade de operações possíveis sobre o sinal vídeo, que proporciona distribuições de resolução espa ciai e/ou temporal mutuamente diferentes e uma selecção de uma operação sobre o sinal vídeo a partir de uma pluralidade de operações possíveis sobre o mesmo, caracterizado pelo fa£ to de a referida selecção incluir o controlo da consistência espacial e/ou temporal de uma selecção relacionada com uma parte de uma imagem, comparada com as selecções relativas a partes espacialinente e/ou temporalmente vizinhas da imagem.

2® - Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo facto de o referido controlo de consistência incluir o controlo de frequência de campo para seleccionar uma passagem de entre uma pluralidade de caminhos de passagem permitidos de imagens sequenciais no tempo ou partes de imagem, através da referida pluralidade de operações possíveis sobre o sinal video com base nas referidas s elecçõe s.

3- — Método de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo facto de o referido controlo de consistência incluir ainda o controlo de consistência entre passagens de partes espacialmente vizinhas da imagem e/ou en tre passagens sequenciais no tempo.

4? - Método de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo facto de incluir um modo de película err que a operação que proporciona a resolução temporal mais elevada não é utilizada.

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5- — Método de acordo com a reivindicação 1, earacterizado pelo facto de a referida selecção incluir a organização do movimento numa pluralidade de classes, sendo o número de classes também igual ao número de possívei; operações sobre o sinal de video.

6- - Método de acordo com a reivindicação 5, earacterizado pelo facto de a referida selecção incluir o fornecimento de um primeiro e um segundo sinais que indicam se a magnitude do movimento é maior do que um primeiro e um segundo limites, respectivamente e organizar a magnitude do movimento em três classes, com base nos referidos primeiro e segundo sinais.

7- - Método de acordo com a reivindicação 1, earacterizado pelo facto de a operação proporcionar um meio de resolução que inclui a avaliação do movimento para determinação dos vectores para sinais vídeo entre campos deslocados.

8- - Método de acordo com a reivindicação 7, earacterizado pelo facto de, adicionalmente, a operação que proporciona a resolução mais elevada, incluir a avaliação do movimento para a determinação de vectores de movimento para sinais video entre campos deslocados.

9- - Dispositivo para processamento de sinais video de um sinal de televisão antes da sua aplicação a um canal de transmissão ou gravação, compreendendo o referido dispositivo meios de entrada de sinais video, uma pluralidade de passagens de processamento de sinais video proporcionando distribuições mutuamente diferentes de resolução es pacial e/ ou temporal e um circuito de decisão com uma saída acoplada a uma entrada de sinal de controlo da secção de transmissão, earacterizado pelo facto de o referido circuito de decisão incluir meios para um controlo de consistência espacial e/ou temporal de uma decisão relacionada com uma parte de uma imagem em comparação com decisões relacionadas com

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Ref: PH N 12.440 PT partes espacial e/ou temporalmente vizinhas da imagem.

10- - Dispositivo de acordo com a reivin dicação 9, caracterizado pelo facto de os referidos meios de controlo de consistência incluírem um elemento de controlo da frequência de campo para seleccionar uma passagem de entre uma pluralidade de passagens permitidas de imagens sequenciais no tempo ou partes de imagem através das passagens de processamento do sinal video com base nas referidas decisõ es.

11? - Disoositivos de acordo com a reivir dicação 10, caracterizado pelo facto de os referidos meios de controlo da consistência incluírem ainda um elemento de controlo da passagem da consistência para um controlo da con sistência entre passagens de partes espacialmente vizinhas da imagem e/ou entre passagens sequenciais no tempo.

12? - Dispositivo de acordo com a reivin dicação 9, caracterizado pelo facto de ter um modo operatório de película, modo esse em que o sinal video que processa as passagens adequadas para proporcionarem a resolução tempo ral mais elevada, não é usada.

13? — Dispositivo de acordo com a reivin dicação 9, caracterizado pelo facto de o sinal que processa a passagem proporcionando uma resolução média, incluir um avaliador de movimento para determinar os vectores de movimento para os sinais video entre campos deslocados.

14? - Dispositivo de acordo com a reivin dicação 13, caracterizado pelo facto de, adicionalmente, o passo de processamento do sinal proporcionando a resolução mais elevada, incluir um avaliador de movimento para determi nação de vectores de movimento para sinais video entre campos deslocados.

15- - Dispositivo para recepção de um si. de televisão que inclui um sinal video e que é transmiti nal

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Ref: PH N 12.440 PT do através de um canal de transmissão ou gravação, compreendendo o referido dispositivo meios para o processamento de um sinal video de acordo com uma pluralidade de operações possíveis sobre o referido sinal video recebido, que proporciona distribuições mutuamente diferentes de resolução espacial e/ou temporal, correspondendo a cada uma das operações um respoctivo padrão diferente de amostragem, de acordo com o qual o sinal video recebido poderia ter sido amostrado antes da referida transmissão, sendo os referidos meios de pro cessamento carac terizado s pelo facto de as respectivas operações incluírem a conversão de um padrão de amostragem de um bloco de pixels” que é amostrado de acordo com um padrão de amostragem que corresponde a essa operação, para esse padrão de amostragem correspondente.

16- - Dispositivo de acordo com a reivin dicação 15, caracterizado pelo facto de os referidos meios de processamento proporcionarem uma resolução espacial média e incluírem interpolação compensada do movimento.

17- - Dispositivo de acordo coin a reivin dicação l6, sendo os referidos meios de processamento caracterizados pelo facto de, adicionalmente, a operação proporcionando a resolução espacial mais elevada incluir interpolação compensada do movimento.

18^ - Dispositivo de acordo com as reivindicações l6 ou 17, caracterizado pelo facto de os referidos meios de processamento incluírem meios de interpolação compensada quanto ao movimento que são proporcionados com meios de retardamento comutáveis e meios de medição.