PT106971A - Gerador modular de impulsos bipolares ou unipolares com correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência - Google Patents

Abstract

ESTA INVENÇÃO APRESENTA GERADORES MODULARES DE IMPULSOS BIPOLARES OU UNIPOLARES DE TENSÃO CONTENDO A CORREÇÃO DO DECAIMENTO DO IMPULSO, E RESPETIVO PROCESSO, INTEGRADOS EM P DOS N+P MÓDULOS, USANDO (24A), (24B), (25), (26A), (26B), (27A), (27B), (28A), (28B) E (29). OS N+P MÓDULOS CONTÊM SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA COMANDADOS À ABERTURA E AO FECHO (1A), (4A), (6A), (7A), (8A), (14A), (16A), (17A), (18A), (24A), (26A), (27A), (28A) E SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA NÃO COMANDADOS (1B), (2), (4B), (5), (6B), (7B), (8B), (9), (14B), (15), (16B), (17B), (18B), (19), (24B), (25), (26B), (27B), (28B), (29), APLICANDO, EM CARGAS (12), RESISTIVAS, INDUTIVAS OU CAPACITIVAS, IMPULSOS DE TENSÃO BIPOLARES E/OU UNIPOLARES, DE AMPLITUDE NVDC, SENDO VDC A FONTE DE TENSÃO CONTÍNUA (11) E A TENSÃO EM VAZIO DOS CONDENSADORES (3), (10), (13), (20), (30). OS P MÓDULOS UTILIZAM MODULAÇÃO DE LARGURA DE IMPULSO NO NIVELAMENTO DO IMPULSO DE TENSÃO, CUJO TOPO É FILTRADO COM BOBINA LF (31) E CONDENSADOR CF (32).

Description

DESCRIÇÃO

GERADOR MODULAR DE IMPULSOS BIPOLARESOU UNIPOLARES COM CORREÇÃO DO DECAIMENTO DA TENSÃO INTEGRADA EM MÓDULOS DE SEMICONDUTORES DE POTÊNCIA

Introdução A presente invenção apresenta um gerador modular de impulsos bipolares de alta tensão do tipo gerador de Marx, contendo n+p módulos, todos iguais, dos quais p são utilizados na correção do decaimento do impulso, usando os semicondutores de potência (24A), (24B) , (25), (26A), (26B), (27A), (27B), (28A), (28B), e (29), por exemplo.

Considerando eletrónica de estado sólido, são conhecidas diversas técnicas para gerar impulsos de alta tensão bipolares. Existem topologias de circuito que utilizam duas fontes de alimentação de alta tensão continua independentes, com semicondutores de potência em série para suportar a alta tensão, ligados de forma a obter independentemente impulsos de alta tensão positivos, e/ou negativos. Existem também topologias de conversores estáticos de potência que podem associar um transformador de alta tensão, para elevar a tensão de saida. Alternativamente, podem usar-se geradores do tipo Marx, onde os condensadores são carregados em paralelo, por uma fonte de tensão continua, e são posteriormente descarregados em série sobre uma carga. Este tipo de circuitos é limitado pela quantidade de energia nos condensadores de armazenamento relativamente à energia pedida pela carga durante o impulso. No caso da energia pedida pela carga durante o impulso ser da ordem de 1 grandeza do valor da energia armazenada nos condensadores, o impulso deixa de ter o formato quase retangular e apresenta um decaimento acentuado do topo da tensão.

Uma solução simples para ultrapassar este problema seria aumentar a capacidade dos condensadores de armazenamento, mas esta técnica faz aumentar o tamanho, o peso e o custo do circuito. Vários autores desenvolveram técnicas de compensação do decaimento do impulso de alta tensão nos circuitos geradores de Marx unipolares, que incluem um circuito ressonante em cada módulo. Este circuito ressonante soma algebricamente a zona quase linear da ressonância sinusoidal da tensão ao condensador principal, para compensar a queda de tensão neste, proporcionando assim circuitos com dimensões mais reduzidas. A presente invenção apresenta uma nova topologia de estado sólido para um gerador de Marx modular que permite gerar impulsos de alta tensão unipolares e/ou bipolares com topo nivelado, ou seja, corrige o decaimento da tensão do topo do impulso. 0 decaimento no tempo do impulso de tensão unipolar/bipolar é compensado usando modulação de largura de impulso nos p módulos extra. Adicionalmente, um filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) retira as componentes da modulação de largura de impulso do topo do impulso.

Estado da Técnica

Os geradores de alta tensão pulsada, capazes de gerar impulsos bipolares, são cada vez mais utilizados em aplicações industriais, como o tratamento de superfícies metálicas e de semicondutores, implantação iónica de imersão em plasma, esterilização de alimentos, tratamento 2 de desperdícios, controlo de poluição, diagnóstico e tratamento médico, entre outras.

Requisitos de qualidade, peso e custo têm levado ao desenvolvimento de circuitos para gerar impulsos bipolares de alta tensão, tirando partido de semicondutores de potência (estado sólido) [1-4].

Usando tecnologia de estado sólido, um método comum para gerar impulsos bipolares de tensão elevada usa duas fontes de alimentação e semicondutores de potência a funcionar como interruptores para obter impulsos negativos e/ou positivos. Devido às elevadas tensões (de dezenas a centenas de kV) necessárias nos processos industriais, e às limitações em tensão dos semicondutores de potência (até 6kV), cada interruptor é constituído por uma associação em série de semicondutores de potência [1,3]. Alternativamente, outras topologias desenvolvidas a partir de conversores eletrónicos de potência, usam um transformador de impulsos para elevar a tensão aplicada na carga [2-3,5-6]. 0 transformador é um componente crítico na determinação da forma de onda do impulso, sendo também pesado e de difícil projeto e construção, razão pelas quais outras abordagens, como conversores do tipo multi-nivel têm sido utilizadas para gerar impulsos bipolares de tensão elevada [7]. A topologia do gerador de Marx, originalmente descrita por E. Marx em 1924, é uma das mais importantes na geração de impulsos de alta tensão, necessitando apenas de uma fonte de tensão contínua relativamente baixa. 0 gerador de Marx usa dispositivos do tipo interruptor para carregar condensadores ligados em paralelo, e posteriormente descarregá-los, ligados em série, sobre uma carga. Gera-se assim transitoriamente uma tensão cuja 3 amplitude se aproxima do número de condensadores da série multiplicado pelo valor da fonte de tensão continua.

Recentemente foram publicados vários trabalhos com circuitos do tipo gerador de Marx, utilizando intensivamente semicondutores de potência, capazes de aplicar impulsos de alta tensão na carga, positivos e/ou negativos. Foi proposto em [4], um modulador de impulsos bipolares de tensão elevada tendo por base o conceito de Marx, que utiliza duas fontes de alimentação de tensão elevada. Foi apresentado em [8] uma topologia capaz de gerar impulsos unipolares e/ou bipolares tendo por base o conceito de gerador de Marx apenas com uma fonte de alimentação.

Existe cada vez mais a necessidade de construir geradores de alta tensão com melhores desempenhos, mais compactos e mais fiáveis.

Contudo, os geradores do tipo Marx estão limitados pela relação entre a energia armazenada nos condensadores e a energia entregue à carga durante o impulso. Nos casos em que a energia do impulso é da ordem da energia armazenada nos condensadores, o impulso deixa de ter uma forma quase retangular, tendo a tensão da parte final do impulso diminuído significativamente, devido à descarga dos condensadores. Uma solução seria aumentar a capacidade dos condensadores, mas tal faria aumentar o volume e o custo do gerador. 0 requisito da correção do decaimento da tensão do impulso, nivelando-o no tempo, pode ser conseguido pelo acréscimo de um ou mais módulos (p módulos) iguais aos restantes, associados ao processo de comutação, pelo que, para exemplo, se apresenta na figura 1, um gerador de 4 impulsos bipolares de alta tensão tendo por base o conceito de Marx, com correção do decaimento da tensão do impulso efetuada num ou em vários dos módulos.

Descrição detalhada da Invenção A invenção, aqui relatada, refere-se a um gerador modular de impulsos bipolares ou unipolares (do tipo de gerador de Marx) com correção do decaimento da tensão, e respetivo processo de funcionamento, integrados em módulos de semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho (IA), (4A) , (6A), (7A) , (8A), (14A), (16A), (17A), (18A), (24A), (26A), (27A), (28A), semicondutores de potência não comandados, daqui em diante designados diodos, (1B), (2), (4B) , (5), (6B), (7B), (8B), (9), (14B), (15), (16B), (17B), (18B), (19), (24B), (25), (26B), (27B), (28B), (29), e aplica, em cargas (12), resistivas, indutivas ou capacitivas, impulsos de tensão bipolares e/ou unipolares, de amplitude nV^c, sendo VdC a fonte de tensão continua (11) e a tensão em vazio dos condensadores Cj (3) , (10), (13), (20).

Na figura 1 apresenta-se o circuito do gerador bipolar de impulsos de alta tensão baseado em módulos com semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho, com n niveis, onde se usam interruptores eletrónicos baseados em semicondutores de potência. Para facilidade de compreensão do funcionamento da geração dos impulsos bipolares, a correção do decaimento da tensão do impulso assim como o filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32), serão incluidos e discutidos posteriormente. Os semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho a funcionar como interruptores, Ta (IA) , Tdi (4A), (14A) , Tei (6A), (16A), Tfi (7A) , (17A) e Thi (8A) , (18A) com 5 ie {1,2,..., η}, são na realização preferida, transístores de efeito de campo metal oxido semicondutor (MOSFETs) (com díodos intrínsecos em anti-paralelo), mas podem ser usados outros semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho, como transístores bipolares de porta isolada (IGBT), tirístores de corte comandado (GTO) , transístores de junção bipolar (BJT), transístores de efeito de campo de junção (JFET), transístores de efeito de campo de junção vertical (VFET), transístores de indução estática (SIT) , transístores de indução estática em modo bipolar (BSIT), tirístores de porta isolada (MCT), tirístores de campo controlado (FCTh) ou qualquer outro dispositivo com funções análogas, em Silício, em Carbureto de Silício ou noutros materiais, com ou sem semicondutores de potência não comandados do tipo díodo em anti-paralelo, de acordo com as necessidades da carga, que pode ter caráter resistivo, ou indutivo ou capacitivo.

Para descrever o comportamento do circuito da figura 1, considera-se que se encontra a funcionar em regime periódico.

Para carregar os condensadores Cj, je {1,2,..., n+1}, (3), (10), (13), (20) do circuito da figura 1, comandam-se os semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho do tipo MOSFET, ou outro de funções análogas, daqui em diante designados por MOSFETs Ta (IA), Tdi (4A) , (14A) e Thi (8A) , (18A) em condução e os MOSFETs Tei (6A) , (16A), Tfi (7A) , (17A) ao corte. Os díodos Db (2), D( (5) , (15) e Dgi (9) , (19) ficam polarizados diretamente e em condução. Nesta situação a topologia apresentada na figura 1 é equivalente ao circuito que se apresenta na figura 2, onde os MOSFETs Ta (IA) , Tdi (4A) , (14A) e Thi (8A), (18A) e os díodos Db (2) , Dci (5) , (15) Θ Dgi (9), (19) estão em condução. 6

Neste modo de operação a energia, anteriormente cedida pelos condensadores Cj (3), (10), (13), (20), é reposta pela fonte de tensão continua Vdc (H) (cuja resistência interna é (21) , figura 2) através dos MOSFETs Ta (IA) , Tdi (4A) , (14A) e Thi (8A), (18A) e dos díodos Db (2), DC1 (5), (15) e Dgi (9) , (19) .

Durante a reposição de energia (recarga) dos condensadores Cj (3), (10), (13), (20),a tensão v0 aplicada à carga (12), referenciada à terra, é uma tensão residual de condução dos MOSFETs Thi (8A), (18A) e a dos díodos Dgi (9), (19) sendo aproximadamente nula. A resistência interna (21) da fonte de tensão contínua (11), a queda de tensão nos MOSFETs em condução Ta (IA), Tdi (4A), (14A) e Thi (8A), (18A) e a resistência equivalente série dos condensadores Cj (3), (10), (13), (20) limitam as correntes ii, i2, ..., im ..., in+i de recarga dos condensadores: (I) (II) (III) (IV) i 1 = i cl + i 2 í 2 = ic2 + Í3, ín ~' íc(n) t 3-n+l r ín+1 — íc(n+l)

No processo de recarga dos condensadores Cj (3), (10), (13), (20), as correntes de recarga dependem da variação da tensão Avcj no respetivo condensador (que se pretende pequena pois vCj~Vdc) e do tempo de recarga At: Δν ·L = C, 9

At (V) 7

Esta corrente pode ser elevada em regime transitório, especialmente nos primeiros instantes de funcionamento, sendo necessário limitá-la. Durante a recarga dos condensadores, a constante de tempo de carga vale xo,=RtjC] (VI) onde Rtj é a resistência equivalente série total do circuito. Como Rtj inclui a resistência interna da fonte, a queda de tensão equivalente nos semicondutores de potência em condução e a resistência equivalente em série dos condensadores, o valor de xCj pode ser muito reduzido, podendo obter-se facilmente frequências de operação acima das dezenas de kHz.

Uma forma de limitar as correntes de recarga (especialmente no processo de pré-carga desde zero até Vdc dos condensadores) é colocar uma impedância em série com a fonte de tensão continua Vdc (11), impedância essa que é curto circuitada em regime estacionário, para minimizar a potência dissipada e para reduzir o tempo de recarga. Em alternativa pode utilizar-se uma fonte de tensão continua (11) com arranque suave da tensão para limitar a taxa de variação da tensão nos condensadores (3), (10), (13), (20), de modo a não danificar os semicondutores de potência no processo de recarga. O segundo modo de funcionamento corresponde à aplicação de impulso de tensão à carga (12). A sequência da aplicação do impulso à carga (12) é programada externamente pelo utilizador através da definição dos sinais de comando dos MOSFETs. Assim, os sinais de comando dos MOSFETs podem ser definidos para: 8 • aplicar só impulsos positivos à carga (impulsos unipolares); • aplicar só impulsos negativos à carga (impulsos unipolares); • aplicar impulsos positivos e negativos ou negativos e positivos (impulsos bipolares).

Para o primeiro caso (impulsos unipolares positivos), colocam-se à condução os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) , e ao corte os MOSFETs Ta (IA) , Tei (6A), (16A) e Thi (8A), (18A). Então, para aplicar impulsos de tensão positivos à carga (12), o circuito da figura 1 assume a topologia da figura 3, onde os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Tfd (7A), (17A) estão em condução.

Durante o impulso positivo, todos os condensadores Cj (3), (10), (13), (20) (à exceção do condensador C(n+D (20), porque não é utilizado neste modo) são associados em série e a tensão aplicada à carga (12) é, em vazio, admitindo que os condensadores (3), (10), (13), estão todos carregados com uma tensão Vdc e nulas as quedas de tensão residuais.

Para aplicar impulsos de tensão unipolares negativos à carga (12), colocam-se os MOSFETs Tei (6A), (16A) e Thi (8A), (18A) à condução e os MOSFETs Ta (IA) , Tdl (4A) , (14A) e Tfl (7A), (17A) ao corte. Então, o circuito da figura 1 assume para impulsos negativos, a topologia apresentada na figura 4, onde os MOSFETs Tei (6A), (16A) e Th± (8A), (18A) estão em condução. 9 (10), (13),

Durante este período, os condensadores Cj, (20) (à exceção do condensador Ci (3), porque não é utilizado neste modo) são ligados em série e a tensão aplicada à carga (12) é, em vazio, vo=~nVdcr (VIII)

Admitindo nulas as quedas de tensão residuais e condensadores, (10), (13), (20) carregados com a tensão

Vdc ·

De acordo com o foi descrito anteriormente e observando a figura 1, o número de condensadores Cj é maior em uma unidade, em relação ao número de módulos de semicondutores de potência (n) necessários para gerar a tensão nVdc· Para a aplicação de impulsos positivos o condensador Cn+i (20) não participa no processo de aplicação de tensão à carga, e para aplicação de impulsos negativos o condensador Ci (3) também não participa. A geração dos impulsos bipolares é obtida das descritas acima, incluindo agora os comandos para o impulso positivo e para o impulso negativo. A ordem pela qual os MOSFETs são colocados à condução e ao corte depende do tipo de impulso. A aplicação de impulsos negativo e positivo à carga (12) consiste em colocar primeiro os MOSFETs Tei (6A), (16A) e

Thi (8A) , (18A) em condução e os MOSFETs Ta (IA) , Tdl (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) ao corte, e depois os MOSFETs Tdl (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) em condução e os MOSFETs Ta (ΙΑ) , Τ0ι (6A), (16A) e Thi (8A), (18A) ao corte.

Estes pressupostos dependem contudo: • das caracteristicas físicas dos componentes; • da frequência de operação do circuito; 10 • do tempo de carga dos condensadores ser substancialmente maior que o tempo de descarga, isto é, os MOSFETs Tei (6A) , (16A) e Tfi (7A) , (17A) devem funcionar com um fator de ciclo pequeno enquanto os MOSFETs Ta(lA), Tdl (4A), (14A) e Thl (8A), (18A) funcionam com um fator de ciclo elevado.

Na aplicação do impulso negativo, os condensadores (10), (13), (20), não são curto-circuitados pelos MOSFETs Tei (6A), (16A) e Thi (8A), (18A) porque os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) , estão ao corte e os díodos Dgi (9), (19) estão inversamente polarizados. Da mesma forma, na situação do impulso positivo, os condensadores (3), (10), (13), não são curto-circuitados pelos MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) porque os MOSFETs Tei (6A) , (16A) e

Thi (8A) , (18A) estão ao corte e os díodos Dci (5), (15) estão inversamente polarizados. O MOSFET Ta (IA) ao corte, faz com que, durante o segundo modo de funcionamento, a fonte Mdc não debite corrente, isto é, toda a energia para os impulsos vem exclusivamente dos condensadores (3), (10), (13), (20) Por sua vez o díodo

Db (2) inversamente polarizado impede a descarga do condensador Ci (3). O circuito da figura 1 exige que o circuito de comando de porta dos MOSFETs esteja colocado a um potencial flutuante. Este facto requer que os circuitos de comando de porta de todos os MOSFETs estejam isolados da massa.

Uma vez que cada semicondutor comandado de cada módulo do gerador da figura 1 está a um potencial elevado e flutuante, os sinais de comando para o disparo dos MOSFETs são enviados por fibra-ótica, de modo a fazer o isolamento galvânico de cada circuito. Da mesma forma, as tensões de li alimentação dos circuitos de disparo de cada semicondutor são geradas com isolamento galvânico. 0 sistema de controlo de disparo dos MOSFETs tem que disparar sincronamente todos eles exceto Tdi (4A) , Thi (8A) e Tfn (17A) (neste exemplo) . Os MOSFETs Tdi (4A) e Tfn (17A) não intervêm quer na imposição de uma tensão nula na carga capacitiva depois do impulso negativo, quer na imposição de um valor médio nulo de tensão numa carga indutiva, depois do impulso positivo. 0 semicondutor Thi (8A) também não intervém na imposição de um valor médio nulo de tensão numa carga indutiva, depois do impulso negativo. A topologia da figura 1 tem a possibilidade de lidar com cargas capacitivas, como é o caso de aplicações com plasma ou gases, onde é necessário impor na carga uma tensão nula após a aplicação do impulso. Depois de aplicar o impulso positivo, é necessário impor na carga (12) uma tensão aproximadamente nula. Isto é conseguido colocando os MOSFETs Thi (8A), (18A) à condução, conforme se pode verificar na figura 5.

Para impor uma tensão nula na carga depois do impulso negativo, colocam-se os MOSFETs Tdi (4A), (14A) (exceto Tdi (4A) ) , Tfn (17A) , e díodos DC1 (5), (15) (exceto Dci (5)) e os díodos em ant i-paralelo (8B) e (6B), conforme se pode verificar na figura 6. Poderá ainda ser imposta uma tensão nula na carga depois do impulso negativo colocando os MOSFETs Tdl (4A) , (14A), díodos DC1 (5), (15) e condensadores (3) e (20), conforme figura 17. A colocação do MOSFET Ta (IA) (ao corte durante o processo de descarga dos condensadores) tem a finalidade de durante a descarga dos condensadores, desligar a fonte de 12 tensão contínua Vdc (11) do resto do circuito, evitando que a fonte de tensão continua Vdc (11) debite corrente para o impulso, pelo que toda a energia dos impulsos está armazenada nos condensadores Cj (3), (10), (13), (20). O circuito da figura 1 alimenta ainda cargas do tipo indutivo, ou com transformador de impulsos para elevar o nível da tensão (com valor médio nulo) aplicado à carga (12), por condução de díodos, depois da aplicação de impulsos positivos ou negativos.

Assim, na situação de aplicação de impulsos positivos a uma carga indutiva, considerando a corrente com o sentido indicado na figura 3, o valor médio nulo da tensão na carga é conseguido pela aplicação da tensão negativa de acordo com a malha constituída pelos díodos (8B), (18B), (6B), e (16B) e pelos condensadores de C2 (10) a Cn+i (20), conforme se mostra na figura 7.

Durante este período, a carga (12) fica sujeita a uma tensão oposta com uma amplitude igual à amplitude do impulso negativo. Significa que são aplicados na carga (12) dois impulsos com amplitudes iguais, com polaridades opostas. Contudo o circuito da figura 1 define uma alternativa para imposição de valor médio de tensão na carga nulo, que consiste nos díodos em anti-paralelo (8B) e (6B) dos MOSFETs Thi e Tei, MOSFETs Tdi (4A) , (14A) (exceto

Tdi (4A) ) e apenas Tfn (17A) à condução, díodos Dci (5), (15) (exceto Dcl (5)) e condensador C2 (10), conforme figura 8.

Na alternativa apresentada, escolhe-se o condensador (condensador (10) no caso apresentado) que vai receber a energia da carga indutiva.

De igual forma, para a situação de aplicação de impulsos negativos a uma carga indutiva, considerando a corrente com 13 0 sentido indicado na figura 4, o valor médio nulo da tensão na carga é conseguido pela aplicação da tensão positiva de acordo com a malha constituída pelos díodos (4B) , (14B) e Tfi (7B) , (17B) e os condensadores de Ci (3) a

Cn (13), conforme se mostra na figura 9.

Analogamente, durante este período, a carga fica sujeita a uma tensão oposta com uma amplitude igual à amplitude do impulso negativo. Contudo o circuito da figura 1 define uma alternativa para imposição de valor médio de tensão na carga nulo, depois do impulso negativo, que consiste nos MOSFETs Thi (8A), (18A) (exceto Thi (8A) ) à condução, díodos Dgi (9), (19) (exceto Dgi (9)), díodos em anti-paralelo dos MOSFETs Tdi e Tfi, respetivamente (4B) e (7B), e condensador Ci (3), conforme figura 10.

Igualmente, a alternativa apresentada permite escolher o condensador (condensador (3) no caso apresentado) que vai receber a energia da carga indutiva.

Conforme verificado, o circuito da figura 1, utiliza 2 semicondutores de potência para os diferentes modos de funcionamento. Assim, para o modo de carga, usa os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Thi (8A) , (18A), para impulso positivo os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Tfi (7A) , (17A) e para impulso negativo, os MOSFETs Tei (6A), (16A) e Thi (8A) , (18A). Deste modo, verifica-se que os MOSFETs Tdi (4A) , (14A) e Thi (8A), (18A), participam na carga (12) bem como no impulso positivo e negativo respetivamente, o que coloca maiores exigências nestes MOSFETs.

Os geradores do tipo Marx estão limitados pela relação entre a energia armazenada nos condensadores Cj (3), (10), (13), (20) e a energia entregue à carga (12) durante o 14 impulso. Durante o tempo de duração do impulso na carga, a tensão nos condensadores Cj (3), (10), (13), (20) não pode descer a valores tais que possa provocar uma diminuição significativa da tensão do impulso. Uma das formas de se conseguir isto é fazer com que a energia acumulada nos condensadores, dada por: 12

Econdensador ~ ^ n (IX) onde vc é a tensão em cada um dos n condensadores, que participam no impulso (positivo e/ou negativo), seja entre 50 a 100 vezes a energia do impulso de tensão:

Eimpulso ~ W-Vdciotd (X)

Onde td corresponde ao período de tempo de duração do impulso eio a corrente do impulso, (XI) nVdc 7 ^carga

Admitindo que a carga (12) é resistiva e que os condensadores Cj (3), (10), (13), (20) estão todos carregados com a tensão Vdc.

Esta solução tem o inconveniente de aumentar o volume e o custo do gerador.

Para cargas resistivas, a tensão do impulso decresce exponencialmente segundo, V0 = nVdce \LeqKeq, (xii) onde Ceq é a capacidade equivalente da série das capacidades dos condensadores Cj (3), (10), (13), (20), e 15

Req é a resistência equivalente do circuito neste modo de funcionamento.

Nos casos em que a energia do impulso é da ordem da energia armazenada nos condensadores Cj (3), (10), (13), (20), o impulso deixa de ter aparentemente uma forma retangular, e no fim do impulso a tensão dos condensadores que participam no impulso Cj (3), (10), (13) diminui significativamente, conforme figura 11.

Apresenta-se na figura 12 uma topologia inovadora para efetuar a correção do decaimento da tensão do impulso negativo e/ou positivo, sem aumentar a capacidade dos condensadores Cj (3) , (10), (13), (20) .

Tendo em conta a modularidade do circuito do gerador bipolar de Marx apresentado na figura 1 e sem querer perder esta caracteristica, acrescenta-se um ou mais módulos (p módulos) , que são idênticos aos módulos do Marx, para fazer a compensação da queda de tensão do impulso. Cada um dos p módulos de compensação, compreende 4 MOSFETs Td(n+p) (24A) , 1 e(n+p) (26A) , Tf(n+P) (27A) , Th(n+p) (28A) , 2 díodos Dc(n+P) (25) e Dg(n+p) (29), e condensadores C(n+P) (30) e C(n+i) (20) para compensação da queda de tensão dos impulsos negativo e positivo respetivamente, sendo o último condensador (20) partilhado com o módulo n. Os p módulos diferem dos módulos de Marx apenas no modo de comando dos MOSFETs. A topologia contém um filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) à saída para alisar o topo da tensão de saída. 0 circuito da figura 12 apresenta essencialmente dois modos de funcionamento que correspondem à carga dos condensadores (3), (10), (13), (20) e (30) e à aplicação do impulso de tensão elevada na carga. Os ditos condensadores 16 (3) , (10), (13), (20) e (30) são carregados usando os MOSFETs Ta (IA), Tdl (4A), (14A), (24A) e Thl (8A), (18A), (28A) à condução e díodos Db (2) , DC1 (5) , (15) , (25) e Dgi (9), (19), (29), conforme figura 13. O segundo modo de funcionamento corresponde à aplicação de impulso de tensão elevada na carga (12). Assim e considerando inicialmente o impulso positivo (sem compensação), colocam-se à condução os MOSFETs Tdi (4A), (14A) , (24A) e Tfi (7A) , (17A), (27A) (exceto Tfn (17A) ) à condução e ao corte os MOSFETs Ta (IA), Tei (6A), (16A), (26A) e Thi (8A), (18A), (28A), conforme figura 14. Quando a compensação não é necessária, o condensador Cn+i (20) é evitado através do díodo Dcn (15) .

Para aplicar impulso negativo na carga (12), colocam-se os MOSFETs Tei (6A), (16A), (2 6A) (exceto Te(n+P) (26A)) e Thl (8A) , (18A) , (28A) à condução e os IGBTs Ta (IA) , Tdi (4A), (14A) , (24A) e Tfi (7A) , (17A) , (27A) ao corte, conforme figura 15. Quando o módulo de compensação não está a operar, o condensador C(n+P) (30) é evitado através do diodo Dg (n+p) (2 9) . O comando dos MOSFETs Te(n+P) (26A) e Tfn (17A)é feito usando um controlo histerético do valor médio da tensão em malha fechada. O valor do erro entre a tensão de saida e a tensão de referência é integrado (valor médio) originando uma onda triangular que é comparada com uma banda de histerese no comparador, que gera os sinais para os MOSFETs (17A) e (2 6A) dos módulos de compensação, conforme figura 16. 17 0 impulso positivo com compensação é executado de acordo com a figura 14. Quando a tensão de saida começa a decrescer do seu valor inicial, o controlador de tensão por histerese coloca à condução o semicondutor MOSFETs Tfn (17A) para reduzir o erro entre a tensão de saida e a tensão de referência, ligando em série o condensador Cn+i (20) com os condensadores (3), (10) e (13) do gerador de Marx, conforme se pode verificar na figura 14, linha a tracejado. O impulso negativo com compensação é feito de acordo com a figura 15. Quando a tensão de saida começa a decrescer do seu valor inicial, o controlador de tensão por histerese começa a reduzir o erro entre a tensão de saida e a tensão de referência por modulação do semicondutor Te(n+P) (26A) , que conecta o condensador C(n+P) (30) em série com os condensadores (10) , (13) e (20) do gerador de Marx, de acordo com a figura 15, linha a tracejado. A compensação gera uma forma de onda de tensão em modulação de largura de impulso que é sobreposta à forma de onda da tensão de saida sem compensação necessitando de um filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) para alisar a forma de onda de tensão de saida. O módulo da tensão total de saida é aproximadamente igual a n vezes a tensão de cada estágio, i.e, a tensão da fonte de tensão continua, Vdc (11) .

Descrição das Figuras A figura 1 representa o esquema elétrico de principio do gerador modular de impulsos bipolar de alta tensão do tipo gerador de Marx, com n módulos, usando condensadores (3) , (10), (13), (20) e MOSFETs (IA), (4A), (6A), (7A), (8A), (14A) , (16A), (17A), (18A), (24A) , (26A), (27A) , (28A) e 18 diodos (1B) , (4B) , (6B) , (7B) , (8B), (14B), (16B), (17B), (18B), (2) , (5) , (9) , (15) , (19), (24B), (25), (26B), (27B), (2 8B), (29) , a fonte de tensão continua (11) , a resistência interna da fonte de alimentação (21) e a carga (12) . Apresenta também diodos (29), e condensadores (30) e (20), condensador Cf (32) e um filtro com bobina Lf (31) . A figura 2 representa a carga dos condensadores (3), (10), (13) , (20) através da fonte de tensão continua (11) e MOSFETs (ΙΑ), (4A) , (8A), (14A), (18A) , e díodos (2), (5), (9), (15), (19), (1B), (4B) , (8B) e (18B) , a carga (12), a resistência interna da fonte de alimentação (21). A figura 3 representa o modo de impulso positivo, conectando os condensadores (3), (10), (13) em série com a carga (12) através de MOSFETs (4A), (7A), (14A), (17A) e diodos (4B), (7B), (14B), (17B). A figura 4 representa o modo de impulso negativo, conectando os condensadores (10), (13), (20) em série com a carga (12) através de MOSFETs (6A), (8A), (16A), (18A) e diodos (6B), (8B), (16B), (18B). A figura 5 representa o modo de descarga das capacidades de carga (12) depois do impulso positivo através de MOSFETs (8A), (18A), e diodos (9), (19), (8B), (18B). A figura 6 representa o modo de descarga das capacidades de carga (12) depois do impulso negativo através de MOSFETs (14A), (17A) e diodos (8B), (6B), (14B), (17B). 19 A figura 7 representa o modo de imposição de valor médio nulo na carga (12) de natureza indutiva, depois do impulso positivo, com uma tensão de amplitude igual à amplitude do impulso e polaridade oposta, através de díodos (8B), (6B), (18B), (16B) e condensadores (10), (13), (20). A figura 8 representa o modo de imposição de valor médio nulo na carga (12) de natureza indutiva, depois do impulso positivo, com uma tensão de amplitude igual à de uma célula e polaridade oposta, através de MOSFETs (14A), (17A) e díodos (8B), (6B), (14B), (17B) e condensador (10). A figura 9 representa o modo de imposição de valor médio nulo na carga (12) de natureza indutiva, depois do impulso negativo, com uma tensão de amplitude igual à amplitude do impulso e polaridade oposta, através de díodos (4B), (7B) , (14B), (17B) e condensadores (3), (10), (13). A figura 10 representa o modo de imposição de valor médio nulo na carga (12) de natureza indutiva, depois do impulso negativo, com uma tensão de amplitude igual à de uma célula e polaridade oposta, através de MOSFET (18A) e díodos (4B), (7B), (18B), (19) e condensador (3). A figura 11 representa o circuito da figura 1, a operar com 4 células, com uma tensão Vdc=100V e uma carga resistiva de 15 Ω. O eixo primário das ordenadas, identificado por v0 (V), refere-se à tensão de saída, expressa em Volt; o eixo secundário das ordenadas, identificado por i0(V), refere-se à corrente de saída, expressa em Ampere; o eixo das abcissas, identificado por t(ys), refere-se ao tempo, expresso em ys, para uma escala de 5ys por divisão. As 20 curvas (a) e (b) representam respetivamente a tensão (lOOV/div) e corrente na carga (lOA/div) onde se verifica que os impulsos apresentam um decaimento da tensão de cerca de 150V em impulsos de duração da ordem dos 10ps. A figura 12 representa o esquema elétrico de principio do gerador de impulsos bipolar de alta tensão do tipo gerador de Marx, com circuito de correção do decaimento da tensão do impulso unipolar/bipolar , com n+p módulos, usando condensadores (3), (10), (13) , (20), (30) e MOSFETs (IA) , (4A) , (6A) , (7A), (8A), (14A) , (16A), (17A), (18A), (24A), (26A), (2.1 A) , (28A) e díodos (1B), (4B) , (6B) , (7B), (8B) , (14B), (16B) , (17B), (18B), (24B), (26B), (27B) , (2 8B), (2), (5), (9), (15), (19), (25), (29) uma fonte de tensão continua (11), resistência interna da fonte de alimentação (21) e filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) e carga (12). A figura 13 representa a carga dos condensadores (3), (10), (13), (20), (30) através da fonte de tensão continua (11) e MOSFETs (ΙΑ), (4A), (8A), (14A), (18A), (24A), (28A), resistência interna da fonte de alimentação (21) e díodos (1B), (4B), (8B), (14B), (18B), (24B), (28B), (2), (5), (9), (15), (19), (25), (29) e filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) e carga (12). A figura 14 representa o modo de impulso positivo, sem compensação, conectando os condensadores (3), (10), (13) em série com a carga (12) através de MOSFETs (4A) , (7A), (14A), (24A), (27A) e díodo (15) . 0 impulso positivo com compensação é executado colocando à condução o MOSFET Tfn (17A) para reduzir o erro entre a tensão de saída e a tensão de referência, ligando em série o condensador Cn+i 21 (13), linha a (20) com os condensadores (3), (10), tracejado e filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) . A figura 15 representa o modo de impulso negativo, sem compensação, conectando os condensadores (10), (13), (20) em série com a carga (12) através de MOSFETs (6A), (8A), (16A), (18A), (28A) e diodo (29) . O impulso negativo com compensação é executado colocando à condução o MOSFET Te(n+P) (26A) para reduzir o erro entre a tensão de saída e a tensão de referência, ligando em série o condensador Cn+P (30) com os condensadores (10) , (13), (20), linha a tracejado e filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) . A figura 16 representa o diagrama do sistema de controlo da tensão por histerese. O valor do erro entre a tensão de referência e a tensão de saída é integrado (valor médio) originando uma onda triangular que é comparada com uma banda de histerese no comparador, que gera os sinais para os MOSFETs Tfn (17A) e Τ0(η+ρ) (2 6A) . A figura 17 representa o modo de descarga das capacidades de carga (12) depois do impulso negativo através dos MOSFETs Tdi (4A) , (14A), díodos Dci (5), (15) e condensadores (3) e (20) .

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Lisboa, 6 de Setembro de 2013 23

Claims (9)

1. Reivindicações 1. Gerador modular de impulsos bipolares ou unipolares com correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência, sendo os impulsos retangulares, bipolares, tensão positiva e tensão negativa ou unipolares, tensão positiva ou tensão negativa, de amplitude elevada e alta frequência, contendo n+p módulos iguais, com n e p maior ou igual a um, baseadas em MOSFETs (4A), (6A), (7A), (8A) e diodos (4B) , (5), (6B) , (7B) , (8B) e (9), caracterizado por usar os p módulos, cada um com os MOSFETs (24A), (26A), (27A), (28A) e diodos (24B), (25), (26B), (27B), (28B), (29) na correção do decaimento da tensão dos impulsos bipolares ou unipolares.
2. 2. Gerador modular de impulsos, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado por conter semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho (4A), (6A), (7A), (8A) , suportando a tensão de cada módulo, baseados em Silicio ou outros materiais semicondutores, na realização preferida sendo do tipo transístores de efeito de campo metal oxido semicondutor com díodos intrínsecos em anti-paralelo, ou outros semicondutores de potência comandados à abertura e ao fecho, como transístores bipolares de porta isolada, tirístores de corte comandado, transístores de junção bipolar, transístores de efeito de campo de junção, transístores de efeito de campo de junção vertical, transístores de indução estática, transístores de indução estática em modo bipolar, tirístores de porta isolada, tirístores de campo controlado ou qualquer outro dispositivo com funções análogas, em conjunto com semicondutores de potência não comandados do tipo díodo, com carga em paralelo dos n+p+1 condensadores dos n+p 1 módulos, condensadores (3), (10), no primeiro módulo, e (13), (20), no módulo n, e (30) no módulo n+p, considerado representativo dos p módulos de correção do decaimento da tensão do impulso, a partir de uma fonte de tensão continua, (11), e com descarga em série dos condensadores (3), (10), (13), (20), (30) sobre uma carga (12).
3. 3. Gerador modular de impulsos, de acordo com as reivindicações anteriores, caracterizado por conter um filtro com bobina Lf (31) e condensador Cf (32) na saída dos n+p módulos.
4. 4. Gerador modular de impulsos, de acordo com as reivindicações anteriores, com tensão máxima de saída igual a n vezes a tensão da fonte de tensão contínua (11), caracterizado pela ligação e desligação, do MOSFET (26A) no impulso negativo, ou do MOSFET (17A) no impulso positivo.
5. 5. Processo de correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência para o gerador modular de impulsos bipolares, definido nas reivindicações anteriores, caracterizado por carregar em paralelo os n+p+l condensadores (3), (10), (13), (20) e (30), dos n+p módulos, usando os MOSFETs, (ΙΑ) , (4A) , (8A), (14A), (18A), (24A) e (28A) em condução e díodos (2), (5), (9), (15), (19) (25) e (29) em condução.
6. 6. Processo de correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência de acordo com a reivindicação 5, caracterizado por gerar impulsos negativos usando os MOSFETs (6A), (8A), (16A), (18A), (28A) à condução e dispositivo semicondutor de potência não comandado (29) em condução e condensadores (10), (13) e 2 (20), sendo a correção do decaimento da tensão do impulso de tensão negativa feita pelos MOSFETs dos p módulos (26A) e condensadores (30), e/ou gerar impulsos de tensão positiva usando os MOSFETs (4A), (7A), (14A), (24A) e (27A) em condução, e dispositivo semicondutor de potência não comandado (15), em condução e condensadores (3), (10) e (13), sendo a correção do decaimento da tensão do impulso de tensão positiva feita pelos MOSFETs dos p módulos (17A) e condensadores (20) .
7. 7. Processo de correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência de acordo com as reivindicações 5 e 6, caracterizado por alimentar o filtro com bobina Lf (31), condensador Cf (32) e cargas indutivas, depois do impulso de tensão positiva, usando os díodos (6B), (8B), (16B), (18B), (26B) e (28B), e condensadores (10), (13), (20) e (30), ou usando os MOSFETs (14A), (24A) e (27A) à condução e díodos (6B), (8B) e condensador (10).
8. 8. Processo de correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência de acordo com as reivindicações 5 a 7, caracterizado por alimentar o filtro com bobina Lf (31) , condensador Cf (32) e cargas indutivas, depois do impulso de tensão negativa, usando os díodos (4B) , (7B), (14B), (17B), (24B) e (27B) e condensadores (3), (10), (13) e (20) ou usando os MOSFETs (18A) e (28A) em condução, e díodos (19) e (29), (4B) e (7B) e condensador (3) .
9. 9. Processo de correção do decaimento da tensão integrada em módulos de semicondutores de potência de acordo com as reivindicações 5 a 8, caracterizado por descarregar as capacidades da carga e outras capacidades parasitas do 3 sistema depois do impulso de tensão positiva, usando os MOSFETs (8A), (18A) e (28A) em condução e díodos (9), (19) e (29) em condução, e/ou depois do impulso de tensão negativa, usando os MOSFETs (14A), (24A), e (27A), em condução e díodos (6B) e (8B), ou usando os MOSFETs (4A), (14A) em condução, díodos Dei (5), (15) e condensadores (2) e (20) . Lisboa, 28 de Maio de 2013 4