RU2457600C1 - Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты) - Google Patents

Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты) Download PDF

Info

Publication number
RU2457600C1
RU2457600C1 RU2011116247/07A RU2011116247A RU2457600C1 RU 2457600 C1 RU2457600 C1 RU 2457600C1 RU 2011116247/07 A RU2011116247/07 A RU 2011116247/07A RU 2011116247 A RU2011116247 A RU 2011116247A RU 2457600 C1 RU2457600 C1 RU 2457600C1
Authority
RU
Russia
Prior art keywords
circuit
voltage
current
module
capacitor
Prior art date
Application number
RU2011116247/07A
Other languages
English (en)
Inventor
Игорь Павлович Воронин (RU)
Игорь Павлович Воронин
Павел Анатольевич Воронин (RU)
Павел Анатольевич Воронин
Original Assignee
Открытое Акционерное Общество Научно-Производственное Объединение "Энергомодуль" (Оао Нпо "Энергомодуль")
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Открытое Акционерное Общество Научно-Производственное Объединение "Энергомодуль" (Оао Нпо "Энергомодуль") filed Critical Открытое Акционерное Общество Научно-Производственное Объединение "Энергомодуль" (Оао Нпо "Энергомодуль")
Priority to RU2011116247/07A priority Critical patent/RU2457600C1/ru
Priority to DE112012001853.2T priority patent/DE112012001853T5/de
Priority to US14/113,386 priority patent/US20140146587A1/en
Priority to CN201280025762.6A priority patent/CN103733489A/zh
Priority to PCT/RU2012/000313 priority patent/WO2012169931A1/ru
Application granted granted Critical
Publication of RU2457600C1 publication Critical patent/RU2457600C1/ru

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

Изобретение относится к силовой электронике. Его использование в схемах автономных инверторов и импульсных регуляторов позволяет снизить динамические потери и дополнительные потери проводимости в основных ключах и исключить высокочастотные помехи при их переключении. Силовой модуль имеет положительный, отрицательный и выходной силовые выводы и содержит первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур. Технический результат достигается благодаря введению конденсатора, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным или отрицательным силовым выводом модуля. 2 н.п. ф-лы, 15 ил.

Description

Изобретение относится к силовой электронике, в частности к преобразователям с пониженными динамическими потерями в силовых полупроводниковых ключах, и может быть использовано в схемах автономных инверторов и импульсных регуляторов.
Известна схема преобразователя, в которой обеспечивается мягкое выключение основных транзисторов при нулевом токе с помощью двух дополнительных ключей и последовательного LC-контура (см. патент США №5486752, опубл. 23.01.1996).
Недостатком данного решения является то, что включение основных транзисторов остается жестким, что значительно увеличивает динамические потери в схеме.
Наиболее близким по технической сути является решение (см. патент США №6172882, опубл. 09.01.2001), включающее в себя силовой модуль, содержащий два ключа со встречно-параллельными диодами и последовательный LC-контур, соединенные таким образом, что вывод первого ключа, соединенный с катодом встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, причем к точке соединения ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля.
В данном решении обеспечивается мягкое включение основных ключей преобразователя при нулевом напряжении и их мягкое выключение при нулевом токе, что существенно снижает энергию динамических потерь. Однако мягкое включение основных ключей при нулевом напряжении основано на использовании инерционных свойств их противофазных диодов и не является устойчивым при увеличении тока нагрузки. При этом скорость изменения напряжения на основных ключах является относительно большой, что приводит к дополнительным потерям мощности на этапах динамического насыщения и остаточного тока. Еще одним недостатком данной схемы являются высокочастотные помехи по напряжению, возникающие при переключении основных ключей.
Технический результат устройства по настоящему изобретению заключается в следующем:
1. Условие мягкого переключения основных ключей при изменении тока нагрузки обеспечивается вновь установленным критерием.
2. Снижение динамических потерь в основных ключах на этапах установления обеспечивается относительно медленным изменением фронта напряжения на данных ключах за счет подключения дополнительного конденсатора.
3. Уменьшение дополнительных потерь проводимости в основных ключах обеспечивается за счет снижения амплитуды тока в обратных диодах данных ключей на этапе их мягкого выключения при применении дополнительного конденсатора.
4. Исключение высокочастотных помех при переключении основных ключей обеспечивается уменьшением резонансной частоты колебательного процесса между выходными емкостями данных транзисторов и элементами мульти-резонансного контура при подключении дополнительного конденсатора.
Указанный технический результат достигается благодаря тому, что в силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, в соответствии с первым объектом настоящего изобретения введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным силовым выводом модуля.
Тот же технический результат достигается благодаря тому, что в силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, в соответствии со вторым объектом настоящего изобретения введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с отрицательным силовым выводом модуля.
Изобретение иллюстрируется приложенными чертежами, на которых одинаковые элементы обозначены одними и теми же ссылочными позициями.
На Фиг.1 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по первому варианту осуществления.
На Фиг.2 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по второму варианту осуществления.
На Фиг.3 представлена схема ближайшего аналога.
На Фиг.4 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к базовой переключающей схеме преобразователя.
На Фиг.5 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к преобразователю постоянного напряжения (импульсному регулятору повышающего типа).
На Фиг.6 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к инвертору напряжения на стороне постоянного тока.
На Фиг.7 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к инвертору напряжения на стороне переменного тока.
На Фиг.8 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к активному выпрямителю на стороне постоянного тока.
На Фиг.9 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром, подключенный к трехуровневому инвертору напряжения.
На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром.
На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя в отсутствие конденсатора.
На Фиг.12 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
На Фиг.13 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя в отсутствие конденсатора.
На Фиг.14 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 1 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
На Фиг.15 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 2 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению.
Силовой модуль (Фиг.1) содержит: первый ключ 1 и второй ключ 2, каждый из которых имеет одноименный встречно-параллельный диод, последовательный LC-контур 3, положительный силовой вывод 4, отрицательный силовой вывод 5, выходной силовой вывод 6 и конденсатор 7.
Вывод первого ключа 1, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу 4, а вывод второго ключа 2, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу 5. К точке соединения первого и второго ключей 1, 2 подключен первый вывод последовательного LC-контура 3, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом 6. Первая обкладка конденсатора 7 соединена с выходным силовым выводом 6, а вторая обкладка конденсатора 7 соединена с положительным силовым выводом 4. Вторая обкладка конденсатора 7, как показано на Фиг.2, может быть соединена также и с отрицательным силовым выводом 5.
Предложенное устройство работает следующим образом.
Любой преобразователь электрической энергии представляет собой устройство, получающее энергию от входного источника и передающее ее в нагрузку. При этом передача энергии от входа к выходу должна предусматривать возможность регулирования потока энергии.
Совокупность минимального количества элементов, образующих схему для решения задачи регулирования, называется базовой переключающей моделью преобразователя. Известно, что два ключа, дроссель (источник тока) и конденсатор (источник напряжения) образуют минимально необходимый набор для любой базовой схемы регулирования.
Рассмотрим работу силового модуля с мульти-резонансным контуром, при его подключении к базовой переключающей схеме преобразователя (Фиг.4).
Предположим, что ток J от источника тока протекает к точке соединения основных ключей S1 и S2 преобразователя. При выключенном втором основном ключе S2 данный ток J замыкается через встречно-параллельный диод первого основного ключа S1, который является противофазным по отношению ко второму основному ключу S2.
Тогда выходная емкость основного ключа S2 заряжена до напряжения Е источника питания, а выходная емкость противофазного (первого) основного ключа S1 полностью разряжена. При этом конденсатор 7 также разряжен до нуля.
Начальное напряжение на конденсаторе в LC-контуре 3 будем считать равным U0+ с полярностью, показанной на схеме. Абсолютное значение напряжения U0+ будет определено ниже на одном из интервалов периода коммутации.
Перед включением первого основного ключа (транзистора) S2 включается первый ключ 1.
1. Интервал перезаряда конденсатора в LC-контуре.
Через открытый первый ключ 1 и встречно-параллельный диод первого основного ключа S1 за счет колебательного процесса конденсатор в LC-контуре перезаряжается до начального напряжения U0+, но с обратной полярностью. Время этого перезаряда равно половине периода резонансной частоты LC-контура:
Figure 00000001
где Lk - индуктивность дросселя в LC-контуре; Ck - емкость конденсатора в LC-контуре.
После интервала времени Δt1 ток дросселя в LC-контуре будет протекать через встречно-параллельный диод первого ключа 1, при этом сигнал управления с данного ключа может быть снят.
2. Интервал коммутации встречно-параллельного диода первого основного ключа S1.
После перезаряда конденсатора ток дросселя в LC-контуре начинает нарастать встречно току встречно-параллельного диода первого основного ключа S1, и при достижении величины тока J данный диод запирается. Длительность интервала коммутации Δt2 определяется уравнением:
Figure 00000002
где
Figure 00000003
- волновое сопротивление последовательного LC-контура.
В конце интервала коммутации напряжение на конденсаторе Ck в LC-контуре становится равным U0, которое определяется уравнением:
Figure 00000004
3. Интервал резонансного разряда выходной емкости второго основного ключа S2.
Выходная емкость Ст второго основного ключа S2 определяется емкостью Cx конденсатора 7, которая выбирается много больше, чем собственная выходная емкость второго основного ключа S2:
Figure 00000005
После запирания встречно-параллельного диода первого основного ключа S1 в схеме образуется параллельный резонансный контур, в который входят источник тока J, конденсатор Cx, а также дроссель в LC-контуре с последовательным эквивалентным источником напряжения:
Figure 00000006
где uCk(t) - напряжение на конденсаторе в LC-контуре.
При этом напряжение на втором основном ключе S2 будет изменяться в соответствии с уравнением:
Figure 00000007
где
Figure 00000008
- круговая частота резонансного процесса перед включением второго основного ключа S2.
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре при этом будет равно:
Figure 00000009
Из уравнения (6) следует условие, при котором в результате резонанса на втором основном ключе S2 реализуется нулевое напряжение:
Figure 00000010
Таким образом, условие нулевого напряжения на втором основном ключе S2 определяется величиной напряжения на конденсаторе в последовательном LC-контуре в момент коммутации встречно-параллельного диода первого ключа S1 при заданных параметрах электрического режима работы схемы (Е и J) и выбранных параметрах мульти-резонансного контура (Lk, Ck и Cx).
Длительность Δt3 интервала резонанса определим из уравнения (6) при uS2(t)=0:
Figure 00000011
После интервала Δt3 второй основной ключ S2 можно включить при нулевом напряжении.
4. Интервал сброса энергии из коммутирующего дросселя в LC-контуре.
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре после разряда выходной емкости второго основного ключа S2 становится равным:
Figure 00000012
Ток в дросселе LC-контура после разряда выходной емкости второго основного ключа S2 становится равным:
Figure 00000013
где
Figure 00000014
- волновое сопротивление мульти-резонансного контура при включении второго основного ключа S2.
После включения второго основного ключа S2 последовательный LC-контур через встречно-параллельный диод первого ключа 1 оказывается нагруженным на источник питания схемы. Решая уравнение колебательного процесса в LC-контуре без потерь, для тока в дросселе LC-контура получаем:
Figure 00000015
где β=arctg[(E-U*)/(ρkI*)].
Интегрируя (12) по времени, для напряжения на конденсаторе Ck соответственно получаем:
Figure 00000016
Разность тока J и тока в дросселе LC-контура протекает вначале через встречно-параллельный диод второго основного ключа S2, а затем и через сам второй основной ключ S2.
Когда ток транзистора второго основного ключа S2 достигает величины тока J, ток дросселя в LC-контуре становится равным нулю.
Приравнивая (12) к нулевому значению для интервала сброса энергии Δt4, получаем:
Figure 00000017
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре при этом оказывается равным:
Figure 00000018
где U0-=uCk(Δt4).
Напряжение на конденсаторе в LC-контуре, равное U0- c полярностью, противоположной начальному напряжению U0+, далее может быть использовано для мягкого выключения второго основного ключа S2 при нулевом токе.
5. Интервал проводимости тока нагрузки.
Данный Δt5 интервал времени определяется длительностью открытого состояния второго основного ключа S2.
6. Интервал резонансного выключения второго основного ключа S2.
Перед выключением второго основного ключа S2 подают сигнал управления на второй ключ 2, и ток iLk(t) колебательного LC-контура начинает нарастать встречно току J, проходящему через открытый второй основной ключ S2:
Figure 00000019
При этом напряжение на конденсаторе в LC-контуре будет изменяться по закону:
Figure 00000020
Поскольку второй основной ключ S2 находится в открытом состоянии, напряжение на конденсаторе 7 будет неизменным. Тогда круговая частота резонансного процесса при выключении второго основного ключа S2 будет определяться частотой ωk последовательного LC-контура, которая отличается от резонансной частоты ω0.
Таким образом, колебательный контур в силовом модуле, состоящий из последовательного LC-контура 3 и конденсатора 7, является мульти-резонансным, поскольку имеет различные резонансные частоты при включении и выключении первого и второго основных ключей S1, S2 преобразователя.
Выключение второго основного ключа S2 при нулевом токе возможно только при выполнении условия:
Figure 00000021
В момент равенства тока в LC-контуре и тока J включается встречно-параллельный диод второго основного ключа S2, через который затем протекает разность указанных токов. Очевидно, что сигнал управления со второго основного ключа S2 необходимо снять до того, как вновь наступит равенство данных токов. После чего обратный (встречно-параллельный) диод запирается, и рассматриваемый интервал мягкой коммутации заканчивается.
Длительность Δt6 интервала определяется из уравнения (16) для заданного тока J:
Figure 00000022
В момент времени, когда ток в LC-контуре достигает максимального значения, напряжение на конденсаторе в LC-контуре вновь изменяет свою полярность и затем возрастает до величины Ux. Данное напряжение определяется из уравнения (17) при подстановке в него интервала Δt6 времени:
Figure 00000023
Напряжение Ux зависит от тока J, однако оно всегда будет ниже первоначального напряжения, равного U0+. Для обеспечения устойчивости циклов мягких переключений необходимо поднять уровень напряжения на конденсаторе в LC-контуре до начальной величины U0+. С этой целью после выключения второго основного ключа S2 и запирания его обратного (встречно-параллельного) диода второй ключ 2 оставляют в открытом состоянии.
7. Интервал дозаряда конденсатора в LC-контуре до напряжения источника питания.
Поскольку напряжение Ux на конденсаторе Ck меньше напряжения Е питания, противофазный (встречно-параллельный) диод первого основного ключа S1 к началу интервала будет находиться в выключенном состоянии. Таким образом, единственный путь для замыкания тока J лежит через последовательный LC-контур и открытый второй ключ 2. При этом ток J будет практически линейно заряжать конденсатор Ck:
Figure 00000024
Длительность интервала Δt7 дозаряда определяется из уравнения (21) при напряжении на конденсаторе, равном Е:
Figure 00000025
8. Интервал резонансного восстановления начального напряжения на конденсаторе в LC-контуре.
Когда напряжение на конденсаторе в LC-контуре увеличивается до напряжения Е, открывается встречно-параллельный диод первого основного ключа S1. Через данный диод последовательный LC-контур подключается к источнику питания, и в нем начинается еще один резонансный процесс с круговой частотой ωk. Ток в дросселе и напряжение на конденсаторе в LC-контуре описываются при этом системой уравнений:
Figure 00000026
Через четверть периода колебательного процесса ток дросселя переходит во встречно-параллельный диод второго ключа 2.
Еще через половину периода этот встречно-параллельный диод автоматически запирается при снижении тока дросселя в LC-контуре до нуля. Таким образом, полная длительность Δt8 интервала составляет три четверти от периода резонанса, равного
Figure 00000027
:
Figure 00000028
Подставляя Δt8 в уравнение (23) для напряжения на конденсаторе в LC-контуре, в конце интервала получаем:
Figure 00000029
Таким образом, можно считать, что полный цикл одного периода коммутации завершен. И, начиная с напряжения U0+, можно начинать очередной такт.
После определения аналитической формы начального напряжения U0+ напряжение на конденсаторе в LC-контуре в момент коммутации противофазного (встречно-параллельного) диода первого основного ключа S1, которое обозначено как U0, удобнее выразить в иной форме. Для этого, подставляя U0+ из (25) в формулу (3), получаем:
Figure 00000030
Тогда формула для критерия включения второго основного ключа S2 при нулевом напряжении (8) преобразуется к виду, в который входят только параметры, задающие электрический режим схемы, и параметры мульти-резонансного контура:
Figure 00000031
Введем параметр χ, который назовем коэффициентом нагрузки схемы:
Figure 00000032
Фактически параметр χ равен отношению тока J к максимальному току первого и второго ключей 1 и 2.
Введем также параметр q, который назовем коэффициентом отношения резонансных частот мульти-резонансного контура при выключении второго основного ключа S2 при нулевом токе и при включении второго основного ключа S2 при нулевом напряжении:
Figure 00000033
Перепишем неравенство (26) с учетом введенных коэффициентов:
Figure 00000034
Отметим, что при выполнении неравенства (30) автоматически выполняется критерий мягкого выключения при нулевом токе по уравнению (18). А в граничном режиме данные уравнения тождественно равны.
Таким образом, неравенство (30) является вновь установленным критерием мягкой коммутации основных ключей преобразователя, который в отличие от ближайшего аналога не зависит от инерционных свойств применяемых в схеме диодов.
Чем больше ток J, тем сложнее выполнить критерии мягкого переключения. Поэтому выбор номиналов элементов мульти-резонансного контура, удовлетворяющих указанным ограничениям, следует проводить для максимального тока нагрузки. Для всех других значений тока J ниже максимального условия мягкого переключения основных ключей будут выполняться автоматически.
Динамические процессы в первом и втором ключах 1 и 2 рассматриваемого устройства также носят мягкий характер, поскольку изменение тока в них определяется плавным изменением тока в колебательном LC-контуре. В первом и втором ключах 1 и 2 не происходит предварительного разряда их выходных емкостей перед включением, что в общем случае ведет к добавочным потерям. Однако, поскольку работа данных ключей происходит на относительно коротких интервалах времени, используются приборы, среднее значение тока которых меньше, чем для основных ключей. По этой причине и выходные емкости первого и второго ключей 1 и 2 значительно меньше, чем для первого и второго основных ключей S1 и S2.
Применение конденсатора 7 приводит к большему разряду конденсатора в LC-контуре 3 при включении основного ключа. С одной стороны, это несколько усложняет выполнение критерия мягкой коммутации. С другой стороны, это позволяет снизить дополнительные потери проводимости в основных ключах, поскольку одновременно снижаются амплитуды токов в обратных диодах основных ключей на этапах их мягкого выключения.
С изменением направления тока J, т.е. при его протекании от точки соединения первого и второго основных ключей S1 и S2, при выключенном первом основном ключе S1 данный ток будет замыкаться через встречно-параллельный диод второго основного ключа S2. Аналогично рассмотренным этапам мягкого переключения второго основного ключа S2 теперь можно проводить мягкую коммутацию тока нагрузки при переключении первого основного ключа S1. С этой целью перед включением первого основного ключа S1 отпирают второй ключ 2. Тогда в предложенном устройстве протекают процессы, симметричные ранее рассмотренным и обеспечивающие включение первого основного ключа S1 при нулевом напряжении. Далее перед выключением первого основного ключа S1 включают первый ключ 1, что обеспечивает условия для выключения первого основного ключа S1 при нулевом токе.
Вторая обкладка конденсатора 7 может быть соединена также и с отрицательным силовым выводом 5. Поскольку выходная емкость второго основного ключа S2 остается при этом неизменной, неизменными будут также и электрические процессы в схеме по сравнению с решением, когда вторая обкладка конденсатора подключена к положительному силовому выводу 4.
Принцип работы устройства и критерии мягкого переключения не изменяются при применении различных типов ключей (биполярных и полевых транзисторов, а также тиристоров и биполярных транзисторов с изолированным затвором - IGBT).
Далее рассмотрим примеры конкретного применения предложенного устройства.
На Фиг.5 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к преобразователю постоянного напряжения (импульсному регулятору повышающего типа).
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет конденсатор Сф выходного фильтра, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет входной дроссель L0.
На Фиг.6 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к инвертору напряжения на стороне постоянного тока.
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет источник напряжения Е питания инвертора, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет входной ток инвертора.
На Фиг.7 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к инвертору напряжения на стороне переменного тока.
В данном случае количество вспомогательных силовых модулей с мульти-резонансным контуром равно трем по количеству фаз инвертора. Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительные и отрицательные силовые выводы трех модулей подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет источник напряжения Е питания инвертора, а выходные силовые выводы модулей подключаются к соответствующим полюсам источников переменного тока в преобразователе, роль которых выполняют фазные токи инвертора.
На Фиг.8 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к активному выпрямителю на стороне постоянного тока.
Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительный и отрицательный силовые выводы модуля подключаются соответственно к положительному и отрицательному полюсам источника постоянного напряжения в преобразователе, роль которого выполняет конденсатор Сф выходного фильтра выпрямителя, а выходной силовой вывод модуля подключается к полюсу источника постоянного тока в преобразователе, роль которого выполняет выходной ток активного выпрямителя.
На Фиг.9 представлен силовой модуль с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению, подключенный к трехуровневому инвертору напряжения.
Показано подключение для одной фазы трехуровневого инвертора. Количество вспомогательных силовых модулей с мульти-резонансным контуром для отдельной фазы равно двум по количеству эквивалентных полумостовых схем, к работе которых сводится работа трехуровневой схемы. Мягкая коммутация в данном преобразователе заключается в том, что положительные и отрицательные силовые выводы модулей подключаются соответственно к положительным и отрицательным полюсам источников постоянного напряжения в преобразователе, роль которых выполняют конденсаторы входных фильтров инвертора, а выходные силовые выводы модулей подключаются к полюсу источника переменного тока в преобразователе, роль которого выполняет фазный ток инвертора.
Рассмотрим пример конкретного исполнения устройства по настоящему изобретению.
Предложенное устройство было исполнено и применено для трехфазного инвертора напряжения.
Напряжение источника питания Е=500 В.
Ток нагрузки J=40 А.
Основные ключи инвертора - тип PT-IGBT, класс напряжения 1200 В, средний ток коллектора 100 А, напряжение насыщения 2,5 В, выходная емкость 1 нФ.
Ключи силового модуля с мульти-резонансным контуром - тип PT-IGBT, класс напряжения 1200 В, средний ток коллектора 50 А, импульсный ток коллектора 400 А, напряжение насыщения 2,0 В, выходная емкость 0,2 нФ.
Дроссель последовательного LC-контура - индуктивность 2,0 мкГн.
Конденсатор последовательного LC-контура - емкость 0,15 мкФ, напряжение 1000 В.
Конденсатор 7 - емкость 8,2 нФ, напряжение 1000 В.
На Фиг.10 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей такого преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Основной ключ включается при нулевом напряжении, энергия динамических потерь при включении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.11 представлена осциллограмма мягкого включения одного из основных ключей преобразователя без конденсатора 7 в устройстве (как в ближайшем аналоге). На осциллограмме видны сильные высокочастотные помехи в процессе переключения основного транзистора (основного ключа). Данные помехи обусловлены высокой резонансной частотой колебаний из-за относительно небольшой величины выходной емкости основного транзистора.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.12 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя при применении силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Основной ключ выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь при выключении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.13 представлена осциллограмма мягкого выключения одного из основных ключей преобразователя без конденсатора 7 в устройстве (как в ближайшем аналоге). На осциллограмме видны сильные высокочастотные помехи в процессе выключения основного транзистора. Данные помехи обусловлены высокой резонансной частотой колебаний из-за относительно небольшой величины выходной емкости основного транзистора.
Амплитуда тока в обратном диоде ключа увеличена по сравнению с осциллограммой на Фиг.12.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 20 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.14 представлена осциллограмма мягкого переключения ключа 1 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Первый ключ 1 включается и выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь при переключении практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 50 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 1 мкс/дел.
На Фиг.15 представлена осциллограмма мягкого переключения второго ключа 2 силового модуля с мульти-резонансным контуром по настоящему изобретению. Второй ключ 2 включается и выключается при нулевом токе, энергия динамических потерь практически равна нулю.
Масштаб по вертикали:
Напряжение (канал 3) - 200 В/дел.
Ток (канал 4) - 50 А/дел.
Мощность (канал М) - 1000 Вт/дел.
Масштаб по горизонтали:
Время - 2 мкс/дел.

Claims (2)

1. Силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, отличающийся тем, что введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с положительным силовым выводом модуля.
2. Силовой модуль, содержащий первый и второй ключи, каждый с одноименным встречно-параллельным диодом, и последовательный LC-контур, причем вывод первого ключа, соединенный с катодом первого встречно-параллельного диода, подключен к положительному силовому выводу модуля, а вывод второго ключа, соединенный с анодом второго встречно-параллельного диода, подключен к отрицательному силовому выводу модуля, к точке соединения первого и второго ключей подключен первый вывод последовательного LC-контура, второй вывод которого соединен с выходным силовым выводом модуля, отличающийся тем, что введен конденсатор, первая и вторая обкладки которого соединены, соответственно, с выходным силовым выводом модуля и с отрицательным силовым выводом модуля.
RU2011116247/07A 2011-04-24 2011-04-26 Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты) RU2457600C1 (ru)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011116247/07A RU2457600C1 (ru) 2011-04-26 2011-04-26 Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты)
DE112012001853.2T DE112012001853T5 (de) 2011-04-24 2012-04-24 Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis (Ausführungsformen)
US14/113,386 US20140146587A1 (en) 2011-04-24 2012-04-24 Power module with a multi-resonance circuit (embodiments)
CN201280025762.6A CN103733489A (zh) 2011-04-26 2012-04-24 有多谐振电路的电源模块与各种实施例
PCT/RU2012/000313 WO2012169931A1 (ru) 2011-04-24 2012-04-24 Силовой модуль с мульти-резонансным контуром (варианты)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
RU2011116247/07A RU2457600C1 (ru) 2011-04-26 2011-04-26 Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты)

Publications (1)

Publication Number Publication Date
RU2457600C1 true RU2457600C1 (ru) 2012-07-27

Family

ID=46850860

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
RU2011116247/07A RU2457600C1 (ru) 2011-04-24 2011-04-26 Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты)

Country Status (5)

Country Link
US (1) US20140146587A1 (ru)
CN (1) CN103733489A (ru)
DE (1) DE112012001853T5 (ru)
RU (1) RU2457600C1 (ru)
WO (1) WO2012169931A1 (ru)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2711312C1 (ru) * 2019-05-23 2020-01-16 Игорь Павлович Воронин Способ управления резонансным ключом

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015120306A2 (en) * 2014-02-07 2015-08-13 The Trustees Of Dartmouth College System and method for reducing power loss in switched-capacitor power converters
EP3204997A4 (en) * 2014-10-08 2018-02-14 PowerbyProxi Limited Inverter for inductive power transmitter
RU189606U1 (ru) * 2019-02-22 2019-05-29 Публичное акционерное общество "Научно-производственное объединение "ЭНЕРГОМОДУЛЬ" Система lc - контуров с распределенными параметрами и магнитно-связанными индуктивностями

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU94039048A (ru) * 1994-10-11 1996-09-10 Уральское отделение Всероссийского научно-исследовательского института железнодорожного транспорта Преобразователь постоянного напряжения
US6016258A (en) * 1998-10-02 2000-01-18 Nortel Networks Corporation Full bridge DC-DC converters
RU2327274C1 (ru) * 2007-01-23 2008-06-20 Открытое акционерное общество "Всероссийский научно-исследовательский и проектно-конструкторский институт электровозостроения" (ОАО "ВЭлНИИ") Полномостовой преобразователь постоянного напряжения с мягкой коммутацией

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5486752A (en) * 1994-06-17 1996-01-23 Center For Innovative Technology** Zero-current transition PWM converters
US5717584A (en) * 1995-12-08 1998-02-10 General Motors Corporation Quasi-resonant pole inverter
DE19731691C1 (de) * 1997-07-23 1998-10-08 Siemens Ag Leistungs-Schaltverstärker
US6172882B1 (en) * 1998-12-22 2001-01-09 Tdk Corporation Partial resonance PWM converter
CN2602543Y (zh) * 2002-11-08 2004-02-04 钱龙圣 无损耗吸收的软开关电路
US7821799B2 (en) * 2006-10-30 2010-10-26 Jacobs Mark E Ripple reduction for switch-mode power conversion
CN101640497B (zh) * 2009-09-08 2011-08-31 西安交通大学 有源中点电压钳位的三电平零电流转换软开关变流器

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU94039048A (ru) * 1994-10-11 1996-09-10 Уральское отделение Всероссийского научно-исследовательского института железнодорожного транспорта Преобразователь постоянного напряжения
US6016258A (en) * 1998-10-02 2000-01-18 Nortel Networks Corporation Full bridge DC-DC converters
RU2327274C1 (ru) * 2007-01-23 2008-06-20 Открытое акционерное общество "Всероссийский научно-исследовательский и проектно-конструкторский институт электровозостроения" (ОАО "ВЭлНИИ") Полномостовой преобразователь постоянного напряжения с мягкой коммутацией

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
RU2711312C1 (ru) * 2019-05-23 2020-01-16 Игорь Павлович Воронин Способ управления резонансным ключом

Also Published As

Publication number Publication date
US20140146587A1 (en) 2014-05-29
CN103733489A (zh) 2014-04-16
WO2012169931A1 (ru) 2012-12-13
DE112012001853T5 (de) 2014-01-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Gao et al. Diode-assisted buck–boost voltage-source inverters
US20200099302A1 (en) Zero Inductor Voltage Converter Topology with Improved Switch Utilization
JP6706811B2 (ja) スナバ回路及びそれを用いた電力変換システム
WO2014193254A1 (en) Modular generator for bipolar or unipolar pulses with correction of voltage decay integrated in power semiconductor modules
KR20110136964A (ko) Ｄｃ-ｄｃ 부스트 컨버터 회로 및 그 구동 방법
RU2457600C1 (ru) Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты)
US20050180176A1 (en) Welding set with quasi-resonant soft-switching inverter
RU2490776C1 (ru) Резонансный коммутатор (варианты)
RU112800U1 (ru) Силовой модуль с мультирезонансным контуром (варианты)
RU2676678C1 (ru) Энергопреобразующая аппаратура для систем электропитания постоянного тока
RU124458U1 (ru) Силовой модуль
Renz et al. A 47 MHz hybrid resonant SC converter with digital switch conductance regulation and multi-mode control for Li-ion battery applications
Shan et al. Resonant Switched-capacitor auxiliary circuit for active power decoupling in electrolytic Capacitor-less AC/DC LED drivers
RU169427U1 (ru) Резонансный ключ с магнитно-связанным контуром
Moosavi et al. A low-cost soft-switching high step-up flyback converter with stacked output cells
RU94780U1 (ru) Трехфазный активный выпрямитель с мягким переключением
US11916492B2 (en) Device for supplying power from an AC voltage
Han et al. The switching frequency optimization of dual phase shift control for dual active bridge DC-DC converter
RU124455U1 (ru) Резонансный коммутатор
US20220200480A1 (en) Power conversion system, method for controlling the power conversion system, and program
RU96708U1 (ru) Трехуровневый инвертор с мягкой коммутацией
RU124465U1 (ru) Резонансный коммутатор (варианты)
RU2503118C1 (ru) Силовой модуль
RU165073U1 (ru) Инвертор напряжения с резонансной коммутацией
RU2516451C2 (ru) Резонансный коммутатор (варианты)

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20160427

NF4A Reinstatement of patent

Effective date: 20180123

MM4A The patent is invalid due to non-payment of fees

Effective date: 20200427

NF4A Reinstatement of patent

Effective date: 20210420