DE112012001853T5 - Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis (Ausführungsformen) - Google Patents

Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis (Ausführungsformen) Download PDF

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Abstract

Die Erfindung betrifft Leistungselektronik. Der Einsatz der Erfindung in autonomen Inverter- und Impuls-Regulator-Schaltkreisen ermöglicht es, dynamische Verluste und zusätzliche Verluste der Leitfähigkeit der Hauptschalter zu verringern und Hochfrequenz-Interferenz während des Schalten dieser Schalter zu vermeiden. Ein Leistungsmodul besitzt einen positiven, einen negativen und einen Ausgangs-Leistungsanschluss und weist einen ersten und einen zweiten Schalter, von denen jeder eine antiparallele Diode des gleichen Typs aufweist, und eine LC-Reihenschaltung auf. Das technische Ergebnis wird durch die Einführung eines Kondensators erreicht, dessen erste und zweite Platte mit dem Ausgangsleistungsanschluss bzw. dem positiven oder negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist.

Description

  • Diese Erfindung bezieht sich auf Leistungselektronik und insbesondere auf Konverter mit niedrigen dynamischen Verlusten in Leistungshalbleiterschaltern und kann in Designs autonomer Inverter und gepulster Steuerungen verwendet werden.
  • Es ist ein Konverter-Design bekannt, das ein weiches Trennen der Haupttransistoren stromlos mit Hilfe einer Reihenschaltung von zwei zusätzlichen Schaltern und einer LC-Schaltung gewährleistet ( US-Patent Nr. 5,486,752 , veröffentlicht am 23.1.1996).
  • Ein Nachteil dieser vorgenannten Methode besteht darin, dass die Verbindung der Haupttransistoren starr bleibt, was die dynamischen Verluste im Schaltkreis beträchtlich erhöht.
  • Das dem technischen Wesen der beanspruchten Erfindung am nahe liegendste ist eine Lösung ( US-Patent Nr. 6,172,882 , veröffentlicht am 1.9.2001), die ein Leistungsmodul, das zwei Schalter mit gegensinnig und parallel verschalteten Dioden aufweist, und eine LC-Schaltung umfasst, verschaltet in der Weise, dass der Ausgang des ersten Schalters, der mit der Kathode der gegensinnig und parallel verschalteten Diode verbunden ist, mit dem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, und wobei der erste Ausgang der LC-Reihenschaltung mit dem Verbindungspunkt der Schalter und ihr zweiter Ausgang mit dem Leistungsausgangsanschluss des Moduls verbunden sind.
  • Die oben aufgezeigte Lösung gewährleistet ein weiches Anschalten der Hauptschalter des Konverters bei Nullspannung und ihr weiches Abschalten stromlos, was die Energie der dynamischen Verluste wesentlich verringert. Nichtsdestotrotz basiert das weiche Anschalten der Hauptschalter bei Nullspannung auf der Nutzung der Trägheitseigenschaften ihrer gegenphasigen Dioden, und es ist nicht stabil bei einer Erhöhung des Laststroms. In diesem Fall ist die Spannungsänderungsrate an den Hauptschaltern ziemlich hoch, was zu zusätzlichen Leistungsverlusten in den Stufen einer dynamischen Sättigung und eines Reststroms führt. Ein weiterer Nachteil des oben aufgezeigten Designs besteht darin, dass Hochfrequenz-Rauschen während eines Schalten der Hauptschalter entsteht.
  • Der technische Effekt der Vorrichtung gemäß der beanspruchten Erfindung besteht im Folgenden:
    • 1. Die Bedingung für ein weiches Schalten der Hauptschalter bei Laststrom-Änderungen wird durch ein neu eingeführtes Kriterium gewährleistet.
    • 2. Die Verringerung dynamischer Verluste in den Hauptschaltern wird in den Stufen des Festsetzens gewährleistet, durch eine relativ langsame Modifikation der Spannungsflanke bei diesen Schaltern dank der Verbindung eines zusätzlichen Kondensators.
    • 3. Die Verringerung von zusätzlichen Leitfähigkeitsverlusten in den Hauptschaltern wird dank der Verringerung der Stromamplitude in den antiparallelen Dioden dieser Schalter im Stadium ihres weichen Abschaltens gewährleistet, während ein zusätzlicher Kondensator benutzt wird.
    • 4. Die Eliminierung des Hochfrequenz-Rauschens während des Schalten der Hauptschaltet wird durch die Verringerung der Resonanzfrequenz des Oszillationsprozesses zwischen den Ausgangskapazitäten dieser Transistoren und den Elementen des Mehrfach-Resonanz-Schaltkreises am Anschluss eines zusätzlichen Kondensators gewährleistet.
  • Dieser technische Effekt wird durch die Tatsache erreicht, dass innerhalb eines Leistungsmoduls, das einen ersten und einen zweiten Schalter, von denen jeder die gleiche antiparallele Diode besitzt, und eine LC-Reihenschaltung aufweist, der Ausgang des ersten Schalters, der mit der Kathode einer ersten antiparallelen Diode verbunden ist, mit dem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, und der Ausgang des zweiten Schalters, der mit der Anode einer zweiten antiparallelen Diode verbunden ist, mit dem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei der erste Ausgang der LC-Reihenschaltung mit dem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schalters verbunden ist, wobei der zweite Ausgang davon mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei gemäß einem ersten Ziel der beanspruchten Erfindung ein Kondensator eingefügt ist, dessen erste und zweite Platte mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls bzw. dem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist.
  • Der gleiche technische Effekt wird durch die Tatsache erreicht, dass innerhalb eines Leistungsmoduls, das einen ersten und einen zweiten Schalter, von denen jeder die gleiche antiparallele Diode besitzt, und eine LC-Reihenschaltung aufweist, der Ausgang des ersten Schalters, der mit der Kathode einer ersten antiparallelen Diode verbunden ist, mit dem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, und der Ausgang des zweiten Schalters, der mit der Anode einer zweiten antiparallelen Diode verbunden ist, mit dem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei der erste Ausgang der LC-Reihenschaltung mit dem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schalters verbunden ist, wobei der zweite Ausgang davon mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei gemäß einem ersten Ziel der beanspruchten Erfindung ein Kondensator eingefügt ist, dessen erste und zweite Platte mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls bzw. dem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist.
  • Die Erfindung wird durch die anliegenden Zeichnungen erklärt, in denen die gleichen Elemente durch dieselben Bezugszeichen gekennzeichnet sind.
  • 1 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel.
  • 2 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel.
  • 3 zeigt ein Diagramm der nächstliegenden analogen Vorrichtung.
  • 4 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit dem Hauptschalter-Schaltkreis eines Konverters verbunden ist.
  • 5 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit einem Konstant-Spannungswandler (gepulster Regler, step-up Typ) verbunden ist.
  • 6 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit einem Spannungs-Inverter an der Gleichstrom-Seite verbunden ist.
  • 7 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit einem Wechselrichter an der Wechselstrom-Seite verbunden ist.
  • 8 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit einem aktiven Gleichrichter an der Gleichstrom-Seite verbunden ist.
  • 9 zeigt ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis, der mit einem Drei-Punkt-Wechselrichter verbunden ist.
  • 10 zeigt ein Oszillogramm des weichen Einschalten für einen der Hauptschalter des Konverters, während ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt wird.
  • 11 zeigt ein Oszillogramm des weichen Einschaltens für einen der Hauptschalter des Konverters bei fehlendem Kondensator.
  • 12 zeigt ein Oszillogramm des weichen Ausschaltens für einen der Hauptschalter des Konverters, während ein Leistungsmodul mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung benutzt wird.
  • 13 zeigt ein Oszillogramm des weichen Ausschaltens für einen der Hauptschalter des Konverters bei fehlendem Kondensator.
  • 14 zeigt ein Oszillogramm des weichen Schalten für den Schalter 1 des Leistungsmoduls mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • 15 zeigt ein Oszillogramm des weichen Schaltens für den Schalter 2 des Leistungsmoduls mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • Das Leistungsmodul (1) umfasst: einen ersten Schalter 1 und einen zweiten Schalter 2, von denen jeder eine gleiche antiparallele Diode aufweist, eine LC-Reihenschaltung 3, einen positiven Leistungsanschluss 4, einen negativen Leistungsanschluss 5, einen Ausgangsleistungsanschluss 6 und einen Kondensator 7.
  • Der Ausgang des Schalters 1, der mit der Kathode der ersten antiparallelen Diode verbunden ist, ist mit dem positiven Leistungsanschluss 4 verbunden, und der Ausgang des zweiten Schalters 2, der mit der Anode der zweiten antiparallelen Diode verbunden ist, ist mit dem negativen Leistungsanschluss 5 verbunden. Mit dem Verbindungspunkt der ersten und zweiten Schalter 1, 2 ist der erste Ausgang der LC-Reihenschaltung 3 verbunden, von welcher der zweite Ausgang mit dem Ausgangsleistungsanschluss 6 verbunden ist. Die erste Platte des Kondensators 7 ist mit dem positiven Leistungsanschluss 6 und die zweite Platte des Kondensators 7 ist mit dem positiven Leistungsanschluss 4 verbunden. Die zweite Platte des Kondensators 7, wie in 2 gezeigt, kann ebenfalls mit dem negativen Leistungsanschluss 5 verbunden sein.
  • Die Vorrichtung gemäß der beanspruchten Erfindung arbeitet wie folgt:
    Jeder elektrische Energiewandler stellt eine Vorrichtung dar, die Energie von einer Energieversorgung erhält und die Energie an eine Last überträgt. Damit sollte die Energieübertragung vom Eingang zum Ausgang die Möglichkeit aufweisen, den Energiefluss zu steuern.
  • Die Kombination eines minimalen Satzes von Elementen, die einen Schaltkreis zum Lösen eines Steuerproblems bilden, wird als das grundlegende Schaltmodell eines Konverters betrachtet. Es ist bekannt, dass zwei Schalter, eine Drossel (eine Energieversorgung) und ein Kondensator (eine Spannungsquelle) einen minimalen Satz bilden, der für irgendein grundlegendes Steuersystem notwendig ist.
  • Es soll nun der Betrieb eines Leistungsmoduls mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis untersucht werden, wenn es mit einem grundlegenden Schaltstromkreis verbunden ist (4).
  • Es sei angenommen, dass eine Stromquelle J mit dem Verbindungspunkt der Hauptschalter S1 und S2 des Konverters verbunden ist. Wenn der zweite Hauptschalter S2 abgeschaltet wird, fließt der Strom J über eine antiparallele Diode vom ersten Hauptschalter S1, die sich in eine Gegenphase relativ zum zweiten Hauptschalter S2 befindet.
  • Dann wird die Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2 auf die Spannung der Energieversorgung E geladen und die Ausgangskapazität des Antiphasen-(ersten)Hauptschalters S1 wird vollständig entladen. In diesem Fall wird der Kondensator 7 ebenfalls bis Null entladen.
  • Es sei die Anfangsspannung an der Kapazität des LC-Schaltkreises 3 als gleich zu U0+ . mit der im Diagramm gezeigten Polarität angenommen. Der absolute Wert der Spannung U0+ . wird unten bestimmt werden, an einem der Intervalle der Kommutierungsperiode.
  • Bevor der erste Hauptschalter (ein Transistor) S2 eingeschaltet wird, wird der erste Schalter 1 eingeschaltet
  • 1. Intervall der Kapazitäts-Wiederaufladung im LC-Schaltkreis
  • Über den offenen ersten Schalter 1 und die antiparallele Diode des ersten Hauptschalters S1 wird infolge eines Oszillationsprozesses die Kapazität in dem L-Schaltkreis wieder auf die Anfangsspannung U0+, aufgeladen, allerdings mit der umgekehrten Polarität. Die Zeit dieses Wiederaufladens ist gleich der halben Periode der Resonanzfrequenz im LC-Schaltkreis:
    Figure DE112012001853T5_0002
    wobei Lk die Induktanz der Drossel im LC-Schaltkreis, Ck die Kapazitanz der Kapazität im LC-Schaltkreis ist.
  • Nach dem Zeitintervall Δt1 wird der Strom der Drossel im LC-Schaltkreis über die antiparallele Diode des ersten Schalters 1 fließen, wenn das Steuersignal von diesem Schalter abgenommen werden kann.
  • 2. Kommutierungs-Intervall der antiparallelen Diode des ersten Hauptschalters S1
  • Nach dem Wiederaufladen der Kapazität beginnt sich der Strom der Drossel im LC-Schaltkreis zu erhöhen in einen Gegenstrom bis zum Strom der antiparallelen Diode des ersten Hauptschalters S1, und die Diode wird gesperrt, wenn der Anfangsstrom J erreicht ist. Die Zeit des Kommutierungsintervalls Δt2 wird bestimmt durch die Gleichung:
    Figure DE112012001853T5_0003
    wobei
    Figure DE112012001853T5_0004
    die Wellenimpedanz der LC-Reihenschaltung ist.
  • Am Ende des Kommutierungsintervalls wird die Spannung an der Kapazität Ck im LC-Schaltkreis gleich zu U0 werden, die bestimmt wird durch die Gleichung:
    Figure DE112012001853T5_0005
  • 3. Intervall der Resonanz-Entladung der Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2:
  • Die Ausgangskapazität CT des zweiten Hauptschalters S2 wird durch die Kapazität CX des Kondensators 7 bestimmt, die viel größer als die eigene Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2 gewählt ist: CT = Cx (4).
  • Nach dem Sperren der antiparallelen Diode des ersten Hauptschalters S1 wird ein paralleler Resonanz-Schaltkreis im Diagramm gebildet, der die Energieversorgung J, die Kapazität CX so wie der Drossel im LC-Schaltkreis mit einer äquivalenten Serien-Spannungsquelle aufweist:
    Figure DE112012001853T5_0006
    wobei uCk(t) die Spannung an der Kapazität im LC-Schaltkreis ist.
  • Damit wird sich die Spannung am zweiten Hauptschalter S2 ändern gemäß der Gleichung:
    Figure DE112012001853T5_0007
    wobei
    Figure DE112012001853T5_0008
    die umlaufende Frequenz des Resonanz-Prozesses vor dem Einschalten des zweiten Hauptschalters S2 ist.
  • In diesem Fall wird die Spannung an der Kapazität im LC-Schaltkreis sein:
    Figure DE112012001853T5_0009
  • Die Gleichung (6) schließt eine Bedingung ein, wenn – als Ergebnis der Resonanz – Nullspannung am zweiten Hauptschalter S2 einsetzt:
    Figure DE112012001853T5_0010
  • Somit wird die Nullspannungs-Bedingung am zweiten Hauptschalter S2 durch den Spannungswert an der Kapazität in der LC-Reihenschaltung zum Zeitpunkt der Kommutierung der antiparallelen Diode im ersten Schalter S1 für die vorgegebenen Parameter des elektrischen Betriebsmodus der Schaltung (E und J) und für die ausgewählten Parameter des Mehrfach-Resonanz-Schaltkreises (Lk, Ck und CX) bestimmt.
  • Die Dauer Δt3 des Resonanzintervalls wird anhand der Gleichung (6) für uS2(t) = 0 bestimmt:
    Figure DE112012001853T5_0011
  • Nach dem Intervall Δt3 kann der zweite Hauptschalter S2 bei einer Nullspannung eingeschaltet werden.
  • 4. Intervall der Energiefreigabe von der Kommutierungs-Drossel im LC-Schaltkreis
  • Die Spannung an der Kapazität im LC-Schaltkreis wird nach dem Entladen der Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2 gleich zu:
    Figure DE112012001853T5_0012
  • Der Strom in der Drossel des LC-Schaltkreises wird nach dem Entladen der Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2 gleich zu: I* = J + (U0/ρ0)sin(ω0Δt3) (11). wobei
    Figure DE112012001853T5_0013
    die Wellenimpedanz des Mehrfach-Resonanz-Schaltkreises nach dem Einschalten des zweiten Hauptschalters S2 ist.
  • Nach dem Einschalten des zweiten Hauptschalters S2 wird die LC-Reihenschaltung über die antiparallele Diode des ersten Schalters 1 mit der Energieversorgung der Schaltung verbunden. Durch Lösen der Gleichung des Oszillationsprozesses im LC-Schaltkreis erhalten wir für den Stromwert in der Drossel des LC-Schaltkreises:
    Figure DE112012001853T5_0014
    wobei β = arctg[(E – U*)/(ρkI*)].
  • Durch Integration von (12) über die Zeit erhalten wir für die entsprechende Spannung an der Kapazität Ck:
    Figure DE112012001853T5_0015
  • Die Differenz zwischen aktuellem Strom J und dem Strom in der Drossel des LC-Schaltkreises fließt über die antiparallele Diode des zweiten Hauptschalters S2 und dann über denselben zweiten Hauptschalter S2.
  • Wenn der Strom im Transistor des zweiten Hauptschalters S2 den Stromwert J erreicht, wird der Strom in der Drossel des LC-Schaltkreises gleich Null.
  • Durch Gleichsetzen von (12) mit dem Wert Null für das Intervall der Energiefreigabe Δt4 erhalten wir:
    Figure DE112012001853T5_0016
  • In diesem Fall wird die Spannung an der Kapazität im LC-Schaltkreis gleich zu:
    Figure DE112012001853T5_0017
    wobei U0– = uCk(Δt4).
  • Die Spannung an der Kapazität des LC-Schaltkreises, die gleich zu U0– ist und die gegensätzliche Polarität zu der der Anfangsspannung U0+ aufweist, kann weiterhin für ein weiches Abschalten des zweiten Hauptschalters S2 bei einem Nullstrom genutzt werden.
  • 5. Konduktanzbereich für den Laststrom
  • Das Zeitintervall Δt5 wird durch die Dauer des Offen-Zustands des zweiten Hauptschalters S2 bestimmt.
  • 6. Intervall des Resonanz-Abschaltens des zweiten Hauptschalters S2
  • Vor dem Abschalten des zweiten Hauptschalters S2 wird ein Steuersignal an den zweiten Schalter 2 gesendet, und der Strom iLk(t) des Oszillations-LC-Schaltkreises beginnt sich in einem Gegenstrom auf den Strom J zu erhöhen, der über den offenen zweiten Hauptschalter S2 fließt: iLk(t) = (U0–/ρk)sin(ωkt) (16).
  • In diesem Fall wird sich die Spannung an der Kapazität im LC-Schaltkreis ändern gemäß der Vorschrift: uCk(t) = U0–cos(ωkt) (17).
  • Da der zweite Hauptschalter S2 sich im offenen Zustand befindet, wird die Spannung an der Kapazität 7 unverändert bleiben. Dann wird die Umlauffrequenz des Resonanzprozesses beim Abschalten des zweiten Schalters S2 durch die Frequenz ωk der LC-Reihenschaltung bestimmt werden, die sich von der Resonanzfrequenz ω0 unterscheidet.
  • Somit ist der Oszillationsschaltkreis im Leistungsmodule, der aus einem LC-Schaltkreis 3 und einem Kondensator 7 zusammengesetzt ist, mehrfach-resonant, da er verschiedene Resonanzfrequenzen besitzt, wenn die ersten und zweiten Hauptschalter S1, S2 des Konverters ein- und ausgeschaltet werden.
  • Ausschalten des zweiten Hauptschalters S2 bei einem Nullstrom ist nur möglich, wenn die Bedingung erfüllt wird: U0– ≥ ρkJ (18).
  • Im Moment des Strom-Gleichheit in der LC-Schaltung und des Stromes J wird die antiparallele Diode des zweiten Hauptschalters S2 eingeschaltet, durch welche die Differenz der Ströme weiter fließt. Es ist offensichtlich, dass das Steuersignal von dem zweiten Hauptschalter S2 ausgeschaltet werden soll, bevor eine neue Gleichheit der Ströme auftritt. Danach wird die Rück-(antiparallele)Diode gesperrt, und das betrachtete Intervall der weichen Kommutierung ist beendet.
  • Die Dauer Δt6 des Intervalls wird durch die Gleichung (6) für den gegebenen Strom J bestimmt:
    Figure DE112012001853T5_0018
  • In dem Moment, wenn der Strom in der LC-Schaltung den maximalen Wert erreicht, wird die Spannung an der Kapazität in der LC-Schaltung ihre Polarität ändern und dann auf den Wert Ux wachsen. Diese Spannung wird aus der Gleichung (17) bestimmt, während dort das Zeitintervall Δt6 ersetzt wird.
  • Figure DE112012001853T5_0019
  • Die Spannung Ux hängt vom Strom J ab, wird aber immer niedriger als die anfängliche Spannung gleich U0+ sein. Um die Stabilität der Zyklen des weichen Schaltens zu gewährleisten, ist es notwendig, den Pegel der Spannung an der Kapazität in der LC-Schaltung bis zum Anfangswert U0+ zu erhöhen. Zu diesem Zweck wird nach dem Ausschalten des zweiten Hauptschalters S2 und Sperren seiner Rück-(antiparallelen)Diode der zweite Schalter 2 in geöffnetem Zustand gelassen.
  • 7. Wiederauflade-Intervall der Kapazität in der LC-Schaltung bis zur Spannung der Energieversorgung
  • Da die Spannung Ux am Kondensator CK niedriger ist als die Versorgungsspannung E, wird sich die gegenphasige (antiparallele) Diode des ersten Hauptschalters S1 im geschlossenen Zustand am Beginn des Intervalls befinden. Somit ist der einzige Weg für den Strom J, über die LC-Reihenschaltung und den offenen zweiten Schalter 2 zu fließen. In diesem Fall wird der Strom J den Kondensator CK praktisch in einer linearen Weise laden:
    Figure DE112012001853T5_0020
  • Die Dauer des Intervalls Δt7 der Wiederaufladung wird aus der Gleichung (21) bei der Spannung E an dem Kondensator bestimmt:
    Figure DE112012001853T5_0021
  • 8. Intervall für die Resonanz-Rückgewinnung der Anfangs-Spannung am Kondensator in der LC-Schaltung
  • Wenn die Spannung am Kondensator in der LC-Schaltung auf die Spannung E erhöht wird, ist die antiparallele Diode des ersten Hauptschalters S1 geöffnet. Über die Diode ist die LC-Reihenschaltung mit der Stromversorgung verbunden, und ein weiterer Resonanzprozess beginnt darin mit der Kreisfrequenz ωk. Der Strom in der Drossel und der Spannung an der Kapazität in der LC-Schaltung werden in diesem Fall durch ein System von Gleichungen beschrieben:
    Figure DE112012001853T5_0022
  • Nach einem Viertel der Schwingungs-Prozessdauer fließt der Drosselstrom zur antiparallelen Diode des zweiten Schalters 2.
  • Nach einer halben Periode mehr wird diese antiparallele Diode automatisch gesperrt, wodurch der Drosselstrom in der LC-Schaltung auf null verringert wird. Somit beträgt die gesamte Dauer des Intervalls Δt8 dreiviertel einer Resonanzperiode gleich
    Figure DE112012001853T5_0023
    Figure DE112012001853T5_0024
  • Durch Ersetzen von Δt8 in der Gleichung (23) für die Spannung an dem Kondensator in der LC- Schaltung erhält man am Ende des Intervalls: uCk(Δt8) = E – ρkJ = U0+ (25).
  • Somit kann man in Betracht ziehen, dass der gesamte Zyklus einer Kommutierungsperiode abgeschlossen ist. Und ausgehend von der Spannung U0+ kann man einen neuen Zeitschritt beginnen.
  • Nach der Bestimmung der analytischen Form der Anfangsspannung U0+ kann die Spannung an der Kapazität in der LC-Schaltung zum Zeitpunkt der Kommutierung der gegenphasigen (antiparallelen) Diode des ersten Hauptschalters S1, die als U0 ausgelegt ist, unter einer anderen Form ausgedrückt werden. Dafür erhält man durch Substitution von U0+ aus (25) für die Formel (3):
    Figure DE112012001853T5_0025
  • Dann wird die Formel (8) für das Kriterium zum Einschalten des zweiten Hauptschalters S2 bei Nullspannung in die Form übertragen, in der nur die Parameter, die den elektrischen Betrieb der Schaltung spezifizieren, und die Parameter der Mehrfach-Resonanz-Schaltung enthalten sind:
    Figure DE112012001853T5_0026
  • Es wird nun der Parameter χ eingeführt, der als Lastfaktor des Diagramms benannt ist:
    Figure DE112012001853T5_0027
  • In Wirklichkeit ist der Parameter χ gleich dem Verhältnis des Stromes J zum maximalen Strom des ersten und des zweiten Schalters 1 und 2.
  • Es soll nun auch der Parameter q eingefügt werden, der als der Faktor der Beziehung auf Resonanz-Frequenzen in der Mehrfach-Resonanzschaltung beim ausgeschalteten zweiten Hauptschalter S2, stromlos und beim Einschalten des zweiten Hauptschalter S2 bei Nullspannung benannt ist:
    Figure DE112012001853T5_0028
  • Es soll die Ungleichung (26) im Hinblick auf die eingefügten Faktoren umgeschrieben werden: √1 – 2χ ≥ 1 / 2(1 + q2) + π / 2χq (30).
  • Wie wir feststellen, wenn die Ungleichung (30) realisiert ist, wird das Kriterium des stromlosen weichen Abschalten automatisch entsprechend der Gleichung (18) realisiert. Im Gegensatz zum vorliegenden Grenz-Modus befinden sich diese Gleichungen in einer identischen Gleichheit.
  • Somit stellt die Ungleichung (30) ein neu eingerichtetes Kriterium für eine weiche Kommutierung der Hauptschalter des Wandlers dar, das im Gegensatz zu den nächstliegenden analogen Vorrichtung nicht von den Trägheitseigenschaften für die in der Schaltung eingesetzten Dioden abhängt.
  • Je höher der Strom J ist, desto schwieriger ist es, die Kriterien für eine weiche Kommutierung zu befriedigen. Deshalb sollten die angegebenen Werte für die Elemente der Mehrfach-Resonanzschaltung, welche die oben genannten Einschränkungen erfüllen, für den maximalen Laststrom ausgewählt werden. Für alle anderen Werte des Stromes J, die niedriger als die maximalen sind, werden die Bedingungen einer weichen Kommutierung für die Hauptschalter automatisch erfüllt werden.
  • Dynamische Prozesse, die in den ersten und den zweiten Schalter 1 und 2 der betrachteten Vorrichtung auftreten, sind von einem weichen Charakter, da der Stromverlauf in diesem durch einen glatten Verlauf des Stroms im LC-Schaltungsschwingkreis bestimmt wird. Der erste und der zweite Schalter 1 und 2 zeigen kein vorläufiges Entladen ihrer Ausgangskapazitäten, bevor sie diese einschalten, was in der Regel zu zusätzlichen Verlusten führt. Da jedoch der Betrieb dieser Schalter in relativ kurzen Zeitabständen erfolgt, werden Vorrichtungen benutzt, deren durchschnittlicher Stromwert niedriger als der für die Hauptschalter ist. Auch aus diesem Grund sind die Ausgangskapazitäten der ersten und zweiten Schalter 1 und 2 deutlich geringer als für die ersten und der zweiten Hauptschalter S1 und S2.
  • Die Anwendung eines Kondensators 7 führt zu einer höheren Entladung der Kapazität in der LC-Schaltung 3 beim Einschalten des Hauptschalters. Auf der einen Seite erschwert dies etwas das Erfüllen des Kriteriums einer weichen Kommutierung. Auf der anderen Seite ermöglicht es, zusätzliche Verluste der Leitfähigkeit in den Hauptschaltern zu reduzieren, da die Stromamplituden in den Freilaufdioden der Hauptschalter gleichzeitig an den Stufen des weichen Abschalten reduziert werden.
  • Wenn sich die Richtung des Stromes J ändert, d. h. wenn er von der Verbindungsstelle des ersten und des zweiten Hauptschalters S1 und S2 fließt, wobei der erste Hauptschalter S1 ausgeschaltet ist, wird dieser Strom über die antiparallele Diode vom zweiten Hauptschalter S2 fließen. Ähnlich zu den oben beschriebenen Phasen einer weichen Kommutierung des zweiten Hauptschalters kann man die Durchführung einer weichen Kommutierung des Laststroms vor einem Kommutieren des ersten Hauptschalters S1 ausführen. Zu diesem Zweck wird vor dem Einschalten der ersten Hauptschalters S1 der zweite Hauptschalter S2 entriegelt. Dann finden in der beanspruchten Vorrichtung Prozesse statt, die symmetrisch zu dem oben beschriebenen sind und die das Einschalten des ersten Hauptschalters S1 auf eine Nullspannung gewährleisten. Ferner wird vor dem Ausschalten des ersten Hauptschalters S1 der erste Schalter 1 eingeschaltet, wonach Bedingungen zum stromlosen Ausschalten der ersten Hauptschalters S1 sichergestellt werden.
  • Die zweite Platte des Kondensators 7 kann auch mit dem negativen Leistungsanschluss 5 verbunden werden. Da die Ausgangskapazität des zweiten Hauptschalters S2 in diesem Fall unverändert bleibt, werden die elektrischen Vorgänge in der Schaltung unverändert bleiben, im Vergleich zu einer Lösung, bei der die zweite Platte des Kondensators mit dem positiven Anschluss 4 verbunden ist.
  • Das Funktionsprinzip der Vorrichtung und die Kriterien einer leichten Kommutierung verändern sich nicht, wenn verschiedenen Arten von Schaltern benutzt werden (Bipolar- und Feldeffekttransistoren sowie Thyristoren und isolierte Gate Bipolar Transistor IGBT).
  • Betrachten wir ferner einige Ausführungsformen der Anwendung der Vorrichtung gemäß der beanspruchten Erfindung.
  • 5 zeigt ein Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanz-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, verbunden mit einem Konstant-Spannungswandler (ein gepulster Regulator vom Step-up-Typ).
  • Die milde Kommutierung im vorliegenden Wandler bedeutet, dass die positiven und negativen Anschlussklemmen des Moduls jeweils mit den positiven und negativen Polen der Konstantspannungsquelle in dem Wandler verbunden sind, dessen Funktion durch einen Kondensator Cϕ von einem Ausgangsfilter gewährleistet wird, wobei der Ausgangsleistungsanschluß mit dem Pol der Gleichstrom-Energieversorgung in dem Wandler verbunden ist, dessen Funktion durch eine Drossel am Eingang L0 gewährleistet ist.
  • 6 zeigt ein Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanz-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die mit einem Wechselrichter an der Gleichstromseite verbunden ist.
  • Die weiche Kommutierung gemäß der vorliegenden Erfindung besteht in der Tatsache, dass die positiven und negativen Anschlussklemmen des Moduls jeweils mit den positiven und negativen Polen der Konstantspannungsquelle in dem Wandler verbunden sind, dessen Funktion durch eine Spannungsquelle E des Wechselrichters gewährleistet ist, wobei der Ausgangsleistungsanschluß mit einem Pol der Gleichstrom-Energieversorgung in dem Wandler verbunden ist, dessen Funktion durch den Eingangsstrom des Wechselrichters gewährleistet ist.
  • 7 zeigt ein Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanz-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die mit einem Wechselrichter an der Wechselstromseite verbunden ist.
  • Im vorliegenden Fall ist die Anzahl der Hilfs-Leistungsmodule mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis so hoch wie drei, in Übereinstimmung mit der Anzahl der Phasen-Wechselrichter. Die weiche Kommutierung in diesem Wandler besteht darin, dass die positiven und negativen Leistungsanschlüsse der drei Module jeweils mit den positiven und negativen Polen der Konstantspannungsquelle in dem Wandler verbunden sind, dessen Funktion durch eine Spannungquelle E des Wechselrichters gewährleistet ist, wobei die Ausgangsklemmen der Module mit jeweiligen Polen der Wechselstrom-Energieversorgung im Konverter verbunden sind, deren Funktion durch die Phasenströme des Wechselrichters gewährleistet sind.
  • 8 zeigt ein Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanz-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, die mit einem aktiven Gleichrichter an der Gleichstromseite verbunden ist.
  • Die weiche Kommutierung im vorliegenden Wandler besteht darin, dass die positiven und negativen Leistungsanschlüsse des Moduls jeweils mit den positiven und negativen Polen der Gleichspannungsquelle in dem Wandler verbunden sind, dessen Funktion durch einen Kondensator Cϕ eines Ausgangsfilters in dem Gleichrichter gewährleistet ist, wobei der Ausgangsleistungsanschluss des Moduls mit einem Pol der Gleichstrom-Energieversorgung in dem Wandler verbunden ist, dessen Funktion durch den Ausgangsstrom des aktiven Gleichrichter gewährleistet ist.
  • 9 zeigt ein Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, verbunden mit einem Drei-Punkt-Wechselrichter.
  • Es ist die Verbindung zu einer Phase des Drei-Punkt-Wechselrichters dargestellt. Die Anzahl der Hilfs-Leistungsmodule mit einem Mehrfach-Resonanz-Schaltkreis für eine separate Phase ist so hoch wie zwei, in Übereinstimmung mit der Anzahl der entsprechenden Halbbrücken-Diagramme, wobei der Betrieb des Drei-Punkt-Systems auf das des letzten reduziert ist. Die weiche Kommutierung in diesem Wandler besteht darin, dass die positiven und negativen Leistungsanschlüsse der Module jeweils mit den positiven und negativen Polen der Konstant-Spannungsquelle in dem Konverter verbunden sind, dessen Funktion durch die Kapazitäten der Eingangs-Filter in dem Wechselrichter gewährleistet ist, und die Ausgangsleistungsanschlüsse der Module sind mit einem Pol einer Wechselstrom-Energieversorgung in dem Konverter verbunden, dessen Funktion durch den Phasenstrom des Wechselrichters gewährleistet ist.
  • Untersuchen wir ein Beispiel einer Ausführungsform der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
  • Die Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung wurde gebaut und genutzt für einen Drei-Phasen-Wechselrichter.
    Versorgungsspannung E = 500 V.
    Laststrom J = 40 A.
  • Die Hauptschalter des Wechselrichters sind vom PT-IGBT-Typ, die Spannungsklasse ist 1200 V, der durchschnittliche Kollektorstrom beträgt 100 A, die Sättigungsspannung ist 2,5 V, die Ausgangskapazität ist 1 nF.
  • Die Schalter des Leistungsmoduls mit einem Mehrfach-Resonanzschaltkreis sind vom PT-IGBT-Typ, die Spannungsklasse ist 1200 V, der durchschnittliche Kollektorstrom beträgt 50 A, der gepulste Strom des Kollektors beträgt 400 A, die Sättigungsspannung ist 2,0 V, die Ausgangskapazität ist 0,2 nF.
  • Die Drossel der LC-Reihenschaltung stellt eine Induktanz von 2,0 μH dar.
  • Der Kondensator der LC-Reihenschaltung besitzt die Kapazität 0,5 μF, die Spannung beträgt 1000 V.
  • Der Kondensator 7 besitzt die Kapazität 8,2 nF, die Spannung beträgt 1000 V.
  • 10 zeigt ein Oszillogramm für ein weiches Einschalten eines der Hauptschalter für einen solchen Wandler in der Anwendung eines Leistungsmoduls mit einer Mehrfach-Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Hauptschalter wird bei Nullspannung eingeschaltet, die Energie der dynamischen Verluste beim Einschalten ist praktisch gleich Null.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Strom (Kanal 4) – 20 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 1 μs/div.
  • 11 zeigt ein Oszillogramm für ein weiches Einschalten eines der Hauptschalter in dem Wandler ohne einen Kondensator 7 in der Vorrichtung (wie in der nächstliegenden analogen Vorrichtung). Das Oszillogramm zeigt starkes Hochfrequenzrauschen während des Prozesses der Haupttransistor(Hauptschalter)-Kommutierung. Dieses Rauschen entsteht aufgrund einer hohen Resonanzfrequenz der Schwingungen infolge eines relativ niedrigen Wertes der Ausgangs-Kapazität im Haupt-Transistor.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Strom (Kanal 4) – 20 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 1 μs/div.
  • 12 zeigt ein Oszillogramm für ein weiches Einschalten von einem der Wandler-Hauptschalter in der Anwendung eines Leistungsmoduls mit einer Mehrfach-Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der Hauptschalter wird bei Nullspannung ausgeschaltet, die Energie der dynamischen Verluste beim Ausschalten ist praktisch gleich Null.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Strom (Kanal 4) – 20 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 1 μs/div.
  • 13 zeigt ein Oszillogramm für ein weiches Ausschalten eines der Wandler-Hauptschalter ohne einen Kondensator 7 in der Vorrichtung (wie in der nächstliegenden analogen Vorrichtung). Das Oszillogramm zeigt starkes Hochfrequenzrauschen während des Prozesses des Ausschalten des Haupt-Transistors (des Hauptschalters). Dieses Rauschen entsteht aufgrund einer hohen Resonanzfrequenz der Schwingungen infolge eines relativ niedrigen Wertes der Ausgangs-Kapazität im Haupt-Transistor. Die Stromamplitude in der antiparallelen Diode des Schalters ist gegenüber dem Oszillogramm von 12 erhöht.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Strom (Kanal 4) – 20 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 1 μs/div.
  • 14 zeigt ein Oszillogramm für ein weiches Einschalten des Schalters 1 in dem Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der erste Schalter 1 wird stromlos ein- und ausgeschaltet, die Energie der dynamischen Verluste bei Kommutierung ist praktisch gleich Null.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Aktuelle (Kanal 4) – 50 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 1 μs/div.
  • 15 zeigt ein Oszillogramm für eine weiche Kommutierung des zweiten Schalters 2 in dem Leistungsmodul mit einer Mehrfach-Resonanzschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Der zweite Schalter 2 wird stromlos ein- und ausgeschaltet, die Energie der dynamischen Verluste ist praktisch gleich Null.
  • Vertikale Skalierung:
    • Spannung (Kanal 3) – 200 V/div.
    • Aktuelle (Kanal 4) – 50 A/div.
    • Leistung (Kanal M) – 1000 W/div.
  • Horizontale Skala:
    • Time – 2 μs/div.

Claims (2)

  1. Ein Leistungsmodul aufweisend einen ersten und einen zweiten Schalter, von denen jeder eine gleiche antiparallele Diode aufweist, und eine LC-Reihenschaltung, wobei der Anschluss des ersten Schalters mit der Kathode einer ersten antiparallelen Diode verbunden ist, die mit einem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, und wobei der Anschluss des zweiten Schalters mit der Anode einer zweiten antiparallelen Diode verbunden ist, die mit einem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei ein erster Ausgang der LC-Reihenschaltung mit einem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schalters verbunden ist, wobei der zweite Ausgang davon mit einem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei ein Kondensator eingefügt ist, dessen erste und zweite Platte mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls bzw. dem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist.
  2. Ein Leistungsmodul aufweisend einen ersten und einen zweiten Schalter, von denen jeder eine gleiche antiparallele Diode aufweist, und eine LC-Reihenschaltung, wobei der Anschluss des ersten Schalters mit der Kathode einer ersten antiparallelen Diode verbunden ist, die mit einem positiven Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, und wobei der Anschluss des zweiten Schalters mit der Anode einer zweiten antiparallelen Diode verbunden ist, die mit einem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei ein erster Ausgang der LC-Reihenschaltung mit dem Verbindungspunkt des ersten und zweiten Schalters verbunden ist, wobei der zweite Ausgang davon mit einem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls verbunden ist, wobei ein Kondensator eingefügt ist, dessen erste und zweite Platte mit dem Ausgangsleistungsanschluss des Moduls bzw. dem negativen Leistungsanschluss des Moduls verbunden sind.
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