PL210626B1 - Układ stopnia końcowego przeciwsobnego wzmacniacza mocy - Google Patents

Description

Przedmiotem wynalazku jest układ stopnia końcowego przeciwsobnego wzmacniacza mocy.

Z opisu patentowego amerykań skiego US 4107619 (Int. Cl. H03F 3/45) znane jest rozwiązanie, w którym tranzystory stopnia koń cowego wzmacniacza są linearyzowane poprzez zapewnienie im stałego napięcie kolektor-emiter w czasie pracy. Aby uzyskać takie warunki pracy tych tranzystorów w układzie stopnia końcowego zastosowano znane kaskadowe połączenie tranzystorów łącznie z odpowiednią ś cież k ą dodatniego sprzężenia zwrotnego typu bootstrap.

Z innego amerykań skiego opisu patentowego US 5376899 (Int. Cl. H03F 3/45) znane jest rozwiązanie, w którym linearyzacja wzmacniacza opiera się na zasadzie kompensacji nieliniowości tranzystorów. Wzmacniacz o symetrycznej strukturze układowej z obciążeniem włączonym mostkowo posiada sprzężenia umożliwiające różnicową korekcję (błędów) nieliniowości.

Znane jest z opisu patentowego amerykańskiego US 6052027 (Int. Cl. H03F 3/45) rozwiązanie, w którym wielostopniowy wzmacniacz posiada aktywną linearyzację, nazywaną też korekcją błędów wzmocnienia, którą uzyskuje się dzięki zastosowaniu wielu pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego, przy czym tranzystory stopnia końcowego są tam linearyzowane w sposób tradycyjny, tzn. ujemnym sprzężeniem zwrotnym objęty jest cały stopień końcowy wzmacniacza (obydwa tranzystory łącznie).

Z opisu patentowego amerykań skiego US 6600367 B2 (Int. Cl. H06F 3/52) znane jest też inne podobne rozwiązanie, w którym także zastosowano złożone, wielokrotne ujemne sprzężenie zwrotne. Tranzystory stopnia końcowego są tam sterowane z wyjść oddzielnych wzmacniaczy, jednak ujemne sprzężenie zwrotne obejmuje cały stopień końcowy wzmacniacza a nie jego poszczególne tranzystory.

Z japońskiego opisu patentowego JP 63045907 (A) (Int. CI. H03F3/20; H03F3/217) znane jest rozwiązanie, w którym przemyślana mostkowa konstrukcja (ang. BTL) wzmacniacza przełączającego, (tj. wzmacniacza pracującego w klasie D) i zastosowane tam dwie niezależne pętle sprzężenia zwrotnego pozwalają uzyskać bardzo znaczącą redukcję (kompensację) sygnału przełączającego, (sygnału nośnego), który stanowi podstawę działania wzmacniaczy klasy D, ale który jest jednocześnie sygnałem niepożądanym, sztucznie dodanym do sygnału wyjściowego, pasożytniczym, pogarszającym zarówno sprawność energetyczną jak i poziom wprowadzanych zniekształceń. Dzięki zaproponowanej konstrukcji mostkowej wzmacniacze klasy D mogą osiągać znacznie lepsze parametry niż zwykłe, tradycyjne wzmacniacze klasy D.

Z polskiego opisu patentowego PL 96948 (patent tymczasowy, Int. CI. H03F 3/26; H03F 1/34) znane jest rozwiązanie, którego przedmiotem jest „beztransformatorowy wzmacniacz elektroakustyczny o symetrycznym wyjściu, przeznaczony do zastosowań w urządzeniach studyjnych. Symetryczne wyjście oraz wejście jest praktycznym i bardzo skutecznym sposobem poprawiającym odporność linii transmisyjnych, przewodzących analogowe sygnały elektroakustyczne, na zewnętrzne zakłócenia elektryczne. Z tego powodu jest powszechnie stosowane w urządzeniach systemów studyjnych. Układ zaproponowany w opisie patentowym monitoruje i kompensuje w sposób aktywny różnicę prądów wyjściowych wzmacniacza sterującego symetryczną analogową linią transmisyjną, pełniąc tym samym rolę układu „automatycznego dostrojenia symetryzatora, a ponadto nie stosuje się w nim tradycyjnego transformatora symetryzującego, dzięki czemu rozwiązanie to może być tańsze i bardziej podatne na miniaturyzację. Jest to układ o „dwóch niezależnych przeciwsobnie pracujących stopniach końcowych, z których każdy objęty jest sprzężeniami zwrotnymi, (a więc podobnie jak w przedstawionych wyżej opisach bezpośrednim obiektem linearyzacji są tu kompletne stopnie końcowe, a nie poszczególne tranzystory mocy wzmacniacza).

Układ stopnia końcowego przeciwsobnego wzmacniacza mocy według wynalazku, charakteryzuje się tym, że wzmacniany sygnał elektryczny z wejścia układu doprowadza się bezpośrednio lub korzystnie poprzez sieć elementów biernych do jednego z wejść pierwszego wzmacniacza linearyzującego oraz do jednego z wejść drugiego wzmacniacza linearyzującego, wyjście pierwszego wzmacniacza linearyzującego dołączone jest do elektrody sterującej pierwszego elementu sterowanego, zaś jedna z elektrod obwodu głównego pierwszego elementu sterowanego połączona jest bezpośrednio lub korzystnie poprzez rezystor do drugiego wejścia tego samego wzmacniacza linearyzującego i jednocześ nie przez rezystor szeregowy do wyjś cia wzmacniacza, natomiast wyjście drugiego wzmacniacza linearyzującego dołączone jest do elektrody sterującej drugiego elementu sterowanego, a jedna z elektrod obwodu głównego drugiego elementu sterowanego połączona jest bezpośrednio lub korzystnie poprzez rezystor do drugiego z wejść drugiego wzmacniacza linearyzującego i jednocześnie przez rezystor szeregowy do wyjścia wzmacniacza. Pierwszy wzmacniacz linearyzujący

PL 210 626 B1 i drugi wzmacniacz linearyzują cy mogą być zbudowane albo z elementów dyskretnych albo jako układy scalone, korzystnie wzmacniacze operacyjne.

Układ według wynalazku nadaje się do stosowania we wszelkiego rodzaju wzmacniaczach mocy, zwłaszcza we wzmacniaczach mocy do zestawów elektroakustycznych oraz we wzmacniaczach aparatury pomiarowej. Sposób według wynalazku zapewnia dużą liniowość przetwarzania tego stopnia wzmacniacza, tj. małe zniekształcenia nieliniowe oraz stabilną polaryzację elementów wykonawczych, tj. stabilny punkt pracy, niezależnie od rodzaju użytych elementów wykonawczych (tzn. elementów sterowanych biorących bezpośredni udział w przekazywaniu energii ze źródła zasilania do odbiornika). Jako elementy wykonawcze można stosować dowolnego typu tranzystory lub lampy elektronowe. Działanie silnego ujemnego sprzężenia zwrotnego niweluje również w znacznym stopniu wpływ zmian parametrów elementów wykonawczych na parametry całego stopnia wzmacniacza, a tym samym następuje stabilizacja parametrów wzmacniacza oraz jego punktu pracy. Takie czynniki jak wpływ temperatury, produkcyjny rozrzut parametrów, starzenie się, czy wymiana jednego lub obydwu elementów wykonawczych nie mają więc istotnego wpływu na punkt pracy i parametry całego stopnia końcowego wzmacniacza.

Przedmiot wynalazku przedstawiono na rysunku, na którym fig. 1 przedstawia schemat układu, fig. 2 przedstawia schemat układu w przykładzie realizacji z tranzystorami bipolarnymi BJT, natomiast fig. 3 przedstawia inny przykład realizacji, w którym oprócz stopnia końcowego według wynalazku zastosowano również stopień wzmacniacza wstępnego, a jako elementy wykonawcze zastosowano tranzystory polowe MOS FET.

Istota rozwiązania według wynalazku polega na współbieżnej i niezależnej aktywnej linearyzacji każdego z głównych elementów sterowanych Q1 i Q2 biorących bezpośredni udział w przekazywaniu energii ze źródła zasilania do odbiornika Ro. Aktywna linearyzacja, polegająca na objęciu nieliniowego stopnia wzmacniacza pętlą silnego ujemnego sprzężenia zwrotnego jest znana ze stanu techniki i powszechnie stosowana w praktyce, jednak tradycyjnie stopień końcowy wzmacniacza mocy zawierający elementy sterowane Q1 i Q2 jest traktowany (linearyzowany) jako całość. W rozwiązaniu według wynalazku pierwszy główny element sterowany Q1 pracuje w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego pierwszego wzmacniacza linearyzującego A1 oraz drugi główny element sterowany Q2 pracuje w pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego drugiego wzmacniacza linearyzującego A2. Oznacza to, że w układzie stopnia końcowego wzmacniacza według wynalazku działają równolegle (współbieżnie) dwie niezależne pętle ujemnego sprzężenia zwrotnego. Wzmacniacze linearyzujące A1 i A2 powinny mieć wejścia różnicowe oraz duże wzmocnienie napięciowe. Korzystnym rozwiązaniem może być zastosowanie tu wzmacniaczy operacyjnych. Duże wzmocnienie napięciowe powoduje, że napięcie różnicowe na wejściach każdego ze wzmacniaczy A1 i A2 jest niewielkie, bliskie zera. Oznacza to, że potencjał w punkcie 101 jest odwzorowaniem potencjału występującego na wejściu 11 wzmacniacza A1, a potencjał w punkcie 201 jest odwzorowaniem potencjału występującego na wejściu 21 wzmacniacza A2. W konsekwencji pierwszy główny element sterowany Q1 wraz z pierwszym wzmacniaczem linearyzującym A1 i rezystorem szeregowym RS1 tworzą pierwszy precyzyjny przetwornik napięcie-prąd oraz drugi główny element sterowany Q2 wraz z drugim wzmacniaczem linearyzującym A2 i rezystorem szeregowym RS2 tworzą drugi precyzyjny przetwornik napięcie-prąd. Każdy z tych przetworników napięcie-prąd jest przetwornikiem unipolarnym, tzn. prąd wyjściowy płynie tylko w jednym kierunku, co wynika ze sposobu przepływu energii elektrycznej od źródła napięcia zasilania 3 lub 4 do odbiornika Ro. Przeciwsobny układ dwóch takich przetworników napięcie-prąd, z których jeden jest zasilany napięciem dodatnim 3 a drugi napięciem ujemnym 4 pozwala uzyskać bipolarny sygnał napięcia i prądu na wyjściu wzmacniacza 2 i na impedancji odbiornika Ro. W ten sposób elementy sterowane Q1 i Q2 wraz ze wzmacniaczami linearyzującymi A1 i A2 oraz rezystorami szeregowymi RS1 i RS2 tworzą stopień końcowy wzmacniacza mocy o dużej liniowości przetwarzania. Statyczny punkt pracy tego stopnia jest ustalany poprzez wartość napięcia stałego przyłożonego pomiędzy wejście 11 wzmacniacza A1 a wejście 21 wzmacniacza A2 i w bardzo niewielkim stopniu zależy on od parametrów samych elementów wykonawczych Q1 i Q2. Korzystnym sposobem ustalenia punktu pracy stopnia końcowego według wynalazku jest zastosowanie rezystora, lub dwóch rezystorów RB1 i RB2, najlepiej o jednakowych wartościach, włączonych pomiędzy wejście 11 wzmacniacza A1 oraz wejście 21 wzmacniacza A2, oraz zapewnienie takich warunków, aby przez każdy z tych rezystorów ( RB1 i RB2) płynął prąd IB o niezmiennej lub nieznacznie zmieniającej się wartości. Łączny spadek napięcia odkładający się na rezystorach RB1 i RB2 ustala wartość spoczynkowego prądu zasilania i tym samym zapewnia żądaną polaryzację stopnia końcowego.

PL 210 626 B1

W przykł adzie realizacji pokazanym na fig. 2, jako elementy wykonawcze (tj. gł ówne elementy sterowane) zastosowano tranzystory bipolarne BJT, z których pierwszy Q1 jest typu npn a drugi Q2 typu pnp. W przykładzie tym zastosowano również dodatkowe rezystory RG1 i RG2, które pozwalają na uzyskanie ściśle określonej wartości wzmocnienia napięciowego całego stopnia końcowego według wynalazku, większej od 1 [VA/]. Pozwala to ograniczyć zakres napięć występujących na wejściach wzmacniaczy linearyzujących. W przypadku, gdy nie ma rezystorów RG1 i RG2 wzmocnienie napięciowe stopnia końcowego według wynalazku ma wartość 1 [V/V].

W innym przykładzie realizacji, pokazanym na fig. 3, jako elementy wykonawcze zastosowano tranzystory polowe z izolowaną bramką MOS FET. W przykładzie tym stopień końcowy zawierający elementy Q1, RS1, A1 oraz Q2, RS2, A2 współpracuje ze stopniem wzmacniacza wstępnego A3 i jest objęty dodatkową pętlą globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego realizowanego przez rezystory RF i RG. Ze względu na sposób włączenia i wynikający stąd sposób sterowania tranzystorów Q1 i Q2, uzyskanie ujemnego sprzężenia zwrotnego obejmującego te tranzystory i stanowiącego istotę wynalazku wymaga, aby sygnał sprzężenia zwrotnego z tranzystora Q1 poprzez rezystor RF1 trafiał do wejścia nieodwracającego wzmacniacza A1 a sygnał sprzężenia zwrotnego z tranzystora Q2 poprzez rezystor RF2 trafiał do wejścia nieodwracającego wzmacniacza A2. Zastosowanie globalnego ujemnego sprzężenia zwrotnego pozwala skorygować ewentualne błędy (zniekształcenia) wynikające z różnicy wartości rezystorów RF1 i RF2 oraz różnicy wartości rezystorów RG1 i RG2 ustalających wzmocnienie stopnia końcowego dla dodatnich i dla ujemnych wartości sygnału, a ponadto pozwala nieco uprościć obwód polaryzacji stopnia końcowego, i zastąpić rezystory RB1 i RB2 z poprzedniego przykładu realizacji, jednym rezystorem RB.

Claims (1)

1. Układ stopnia końcowego przeciwsobnego wzmacniacza mocy, zawierającego dwa główne elementy o sterowanej rezystancji, korzystnie tranzystory, włączone pomiędzy zaciski napięć zasilania a impedancję obciążenia (odbiornika wzmacnianego sygnału), znamienny tym, że wzmacniany sygnał elektryczny z wejścia układu (1) doprowadza się bezpośrednio lub korzystnie poprzez sieć elementów biernych do jednego z wejść (11) pierwszego wzmacniacza linearyzującego (A1) oraz do jednego z wejść (21) drugiego wzmacniacza linearyzującego (A2), wyjście (13) pierwszego wzmacniacza linearyzującego (A1) dołączone jest do elektrody sterującej pierwszego elementu sterowanego (Q1), zaś jedna z elektrod (101) obwodu głównego pierwszego elementu sterowanego (Q1) połączona jest bezpośrednio lub korzystnie poprzez rezystor (RF1) do drugiego z wejść (12) tego samego wzmacniacza linearyzującego (A1) i jednocześnie poprzez rezystor szeregowy (RS1) do wyjścia (2) wzmacniacza, natomiast wyjście (23) drugiego wzmacniacza linearyzującego (A2) dołączone jest do elektrody sterującej drugiego elementu sterowanego (Q2), a jedna z elektrod (201) obwodu głównego drugiego elementu sterowanego (Q2) połączona jest bezpośrednio lub korzystnie poprzez rezystor (RF2) do drugiego z wejść (22) drugiego wzmacniacza linearyzującego (A2) i jednocześnie poprzez rezystor szeregowy (RS2) do wyjścia (2) wzmacniacza, ponadto jako wzmacniacze linearyzujące korzystnie jest stosować gotowe układy scalone, zwłaszcza wzmacniacze operacyjne, jednak korzystne jest również gdy wzmacniacze linearyzujące (A1) i (A2) zbudowane są elementów dyskretnych.