CN1993883B - 具有自动增益校正的放大器电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种放大器电路和系统，及一种补偿在具有桥式结构的第一和第二放大器装置(22，24)的互补放大器级中产生的增益不平衡的方法。响应于提供到所述第一和第二放大器装置各自的输入的输入信号的值，产生补偿偏移电流，补偿偏移电流注入到在第一和第二放大器装置(22，24)的输入之间的结合节点。因此，能够确保第一和第二放大器装置的增益不依赖于输入信号的种类，即平衡或不平衡输入信号。因此能够实现自动增益校正，并且能够省去用于依据放大器电路的输入源或输入结构的种类来选择增益控制电路的额外控制信号或控制端点的需要。

Description

具有自动增益校正的放大器电路

技术领域

本发明涉及一种补偿在具有桥式结构的第一和第二放大器装置的互补放大器级中产生的增益不平衡的方法。此外，本发明涉及一种应用该补偿方法的放大器电路和系统。

背景技术

放大器电路，例如音频放大器，经常布置为从平衡或不平衡差动输入信号产生平衡差动输出信号。平衡线路信号是振幅相等但极性相反的模拟信号对，其通过电缆传输并由放大两个信号之间差值的电路接收。通过接收差动放大器电路来消除或抑制信号对中的任何共模成分，产生丧失大部分共同输入噪声的放大输出，共模成分可以由电缆拾取的辐射噪声和由在系统相互连通的元件之间的接地回路所导致的交流声而获得。因此，平衡线路电路能更好的将信号与噪声加以区分，导致传输质量得到改善。

用于与平衡线路一起使用的放大器电路因此就应能放大两个极性相反的输入信号，即平衡输入信号，并产生平衡输出信号。另外，这种放大器电路应能在需要的地方，例如在一些系统中平衡线路的传输端，从不平衡信号源产生平衡输出信号。这些放大器电路不仅应尽可能多的抑制输入信号中的共模成分，还应尽可能少的将其自身失真或噪声贡献到平衡输出信号上。

图8示出了互补双桥接式负载(BTL)音频功率放大器的示意电路图，其可以用例如BCDMOS(双极CMOS DMOS)技术来制造。该常规音频功率放大器包括两个独立的BTL结构的放大器，其各自都能在例如16dB增益的线路驱动器模式中，或在例如26dB增益的放大器模式中转换。通常，互补放大器级在此被理解为具有高压侧P部件和低压侧N部件的放大器级，例如PNP-NPN输出级或PDMOST-NDMOST输出级。图8的特定电路结构示出了不平衡输入结构，在此，输入信号v_i提供给上部放大器，其产生输出信号v_o1，而下部放大器的输入固定在参考电位，例如地电位，其也是上部放大器的输入信号v_i的参考电位。下部放大器产生输出信号v_o2。

在图8中所示的不对称输入结构可替换地称作“不平衡输入结构”或“单端输入结构”。在该实例中，上部和下部放大器是具有各自的反馈电阻R和输入电阻r的差动放大器。

在上部放大器的输出信号v_o1与上部放大器的输入信号v_i之间的放大系数A₊可以表示如下：

$A_{+}=\frac{v_{o1}}{v_i}=1+\frac{R}{2r}---\left(1\right)$

另外，在下部放大器的输出信号v_o2与上部放大器的输入信号v_i之间的放大系数A_-可以表示如下：

$A_{-}=\frac{v_{o2}}{v_i}=-\frac{R}{2r}---\left(2\right)$

比较方程(1)和(2)，可以观察到增益不平衡，即上部放大器的输出信号v_o1大于下部放大器的输出信号v_o2，这导致上部放大器的输出信号v_o1先被削波，即在下部放大器的输出电压v_o2之前先达到上限。这导致最大可用非失真输出功率的减小。

得到如下放大器电路的总增益A：

$A=\frac{v_{o1}-v_{o2}}{v_i}=1+\frac{R}{r}---\left(3\right)$

图9示出了除了对称输入结构之外，与图8的电路相似的放大器电路，其可替换地称作“差动输入结构”或“平衡输入结构”。这里，一对平衡输入信号(1/2)*v_i和-(1/2)*v_i被施加到上部和下部放大器各自的输入上，即与施加到下部放大器的另一个输入信号相比，上部放大器的输入信号具有相同的振幅但极性相反。

在上述的对称输入结构中，在输入信号v_i和上部输出信号v_o1之间的放大系数A₊可以表示如下：

$A_{+}=\frac{v_{o1}}{v_i}=\frac{1}{2}(1+\frac{R}{r})---\left(4\right)$

另外，在下部输出信号v_o2和输入信号v_i之间的放大系数可以表示如下：

$A_{-}=\frac{v_{o2}}{v_i}=-\frac{1}{2}(1+\frac{R}{r})---\left(5\right)$

基于上述方程(4)和(5)，能得到如下的放大器电路的增益A：

$A=\frac{v_{o1}-v_{o2}}{v_i}=1+\frac{R}{r}---\left(6\right)$

然而，尽管对于对称和非对称输入结构或源都得到相同的放大系数A，但由用不平衡输入信号得到减小的最大rms(额定均方值)输出功率的事实产生了一个问题，解释如下。

使用不对称输入信号，电桥的一半将具有如方程(1)中所定义的最高增益。因此，得到如下在输出开始削波之前的最大rms输入信号：

$V_{\mathrm{irms},\max }=\frac{\frac{V_{\mathrm{orms},\max }}{2}}{A_{+}}=\frac{V_{\mathrm{orms},\max }}{2.A_{+}}---\left(7\right)$

使用该输入信号，能基于如下方程(3)而获得最大差动rms输出信号：

$v_{\mathrm{orms},\max ,\mathrm{unbal}}=(1+\frac{R}{r})*V_{\mathrm{irms},\max }=\frac{(1+\frac{R}{r})}{(2+\frac{R}{r})}*V_{\mathrm{orms},\max }---\left(8\right)$

因此，能得到如下最大rms输出功率(THD(总谐波失真)＝0.5％)：

$P_{\mathrm{out},\mathrm{unbal}}=\frac{{(1+\frac{R}{r})}^2}{{(2+\frac{R}{r})}^2}*P_{\mathrm{out}}---\left(9\right)$

在上述放大器电路的放大器模式中，可以使用电阻值R＝9656Ω和r＝501Ω，这导致得到放大系数A＝20.3(26.1dB)并因此导致得到比值P_out，unbal/P_out＝0.91。另一方面，在线路驱动器模式中，可以使用电阻值R＝8.557Ω和r＝1600Ω，这导致得出放大系数A＝6.35(16.1dB)并因此导致得到比值P_out，unbal/P_out＝0.75。因此，使用不平衡输入结构，增益设定会影响最大rms输出功率。而且，在不同负载电阻时，在不平衡输入源的情况下，最大rms输出功率将改变。

作为一个已知对上述问题的解决方案，提出了一种用于不对称结构的增益校正电路。图10示出了与图8和9的结构相似的互补放大器电路，其具有由缓冲器电路B和电阻R₀组成的额外增益校正电路。该增益校正电路连接到施加了输入信号v_i的上部放大器的输入端。如果考虑叠加作用，传递特性可以表示如下：

$v_{o1}=v_1(1+\frac{R}{r}\left(\frac{R_0}{r+2R_0}\right))$ (10)

$v_{o2}=-v_i\frac{R}{r}\left(\frac{r+R_0}{r+2R_0}\right)$

如果校正电阻R₀的阻值选择为数值R₀＝(R-r)/2，即使对于输入信号仅施加到上部放大器的非对称输入结构，也能保持输出信号v_o1和v_o2之间的增益平衡。

然而，图10的电路结构只接收非对称输入源而不能用于对称输入信号。如果要使用两种输入结构，就提出了用控制输入-例如放大器装置的一个特定插脚来选择增益校正电路。然而，这要求容纳额外的导线或插脚。而且，为了在对称和非对称输入模式之间转换还需要特定控制信号。

发明内容

因此本发明的一个目的是提供一种放大器电路或系统及一种改进的补偿方法，借助其能接受非对称及对称输入信号，而不需要额外的外部控制信号或端子。

该目的通过根据本发明的放大器电路和补偿方法来实现。

因此，所提出的补偿偏移电流的注入提供了无需通过诸如比特或插脚的控制输入的任意用户设定而获得增益不平衡校正的优点。与图10的电路相反，所提出的增益不平衡校正方案在放大器电路的两个输入端接收非平衡输入信号。由于补偿偏移电流被注入接合节点的事实，增益不平衡校正不会对放大器电路噪声或失真性能起作用。增益不平衡校正甚至还改善了共模信号的抑制或阻碍。

因此这样选择补偿偏移电流的值，从而确保放大器电路的增益不依赖于所提供的输入信号的种类，即平衡或非平衡信号。因此对于平衡和非平衡信号都能获得相同的增益。

根据第一方面，补偿偏移电流的值设定为与第一和第二放大器装置的两个输入信号之和除以第一和第二放大器装置的反馈电阻的阻值相对应，从而使流过在第一和第二放大器装置输入之间的支路的电流平衡输出信号，并因此平衡第一和第二放大器装置的增益。

电流发生器装置可以包括第一电压-电流转换器，对其施加了第一放大器装置的输入电压与输入偏置电压，以及第二电压-电流转换器，对其施加了第二放大器装置的输入电压与该输入偏置电压，其中第一和第二电压-电流转换器的输出电流被求和以获得注入到接合节点的补偿偏移电流。因此，通过对从电压-电流转换器得到的相应的电流值求和，来获得两个输入电压的总和。

根据第二方面，电流发生器装置可以包括缓冲器电路，其输出经由注入电阻连接到接合节点，其中选择缓冲器电路的输入电压值，以在接合节点获得所需的补偿偏移电流。

缓冲器电路的输入电压能通过将缓冲器电路的输入端连接到两个串联连接的电阻之间的连接点来获得，其中两个电阻各自的其它连接端连接到第一和第二放大器装置各自的输入端。由此，所需的电压经由电阻网络直接得到。而且，一个电流发生装置可以连接到该连接点，布置该电流发生装置以向连接点提供预定电流，其中选择该预定电流以在接合节点获得所需的补偿偏移电流。

尤其是，电流发生装置可以包括电压一电流转换器，其用一个输入端连接到另一个串联连接的两个电阻的连接点，其也在它们其它的端点与第一和第二放大器装置各自的输入端相连，及其中电压-电流转换器的另一个输入端连接到放大器电路的公共参考电位。因此，电流发生装置从在另一个串联连接的连接点的电压直接得出其输出电流。由此，可以保持较低的电路复杂性。

缓冲器电路可以具有放大系数值1。另一方面，如果缓冲器电路具有任意放大系数值α，能相应地修改注入电阻的阻值，以获得所需的补偿偏移电流。由此，缓冲器电路的放大系数或增益能基于其它电路标准来调整，以便于优化电路性能。

本发明更深入的有利改进在本发明的其他实施例中定义。

附图说明

现在将基于优选实施例并参照附图来对本发明加以说明，其中：

图1示出了作为本发明基础的总原则的示意框图；

图2示出了根据第一优选实施例的平衡放大器电路的示意电路图，

图3示出了根据第一优选实施例的平衡放大器电路的实现实例的示意电路图；

图4示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的示意电路图；

图5示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的第一实现实例的示意电路图；

图6示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的第二实现实例的示意电路图；

图7示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的第三实现实例的示意电路图；

图8示出了具有不平衡输入结构的常规放大器电路；

图9示出了具有平衡输入结构的常规放大器电路；及

图10示出了具有已知增益校正电路的常规放大器电路。

具体实施方式

现在将基于起初所述的互补双BTL放大器电路来对优选实施例加以说明。

图1示出了作为本发明优选实施例基础的总原则。根据图1，放大器电路包括两个输入端I1和I2，能对其提供平衡及不平衡信号。而且，放大器电路包括两个输出端O1和O2，在其得到平衡输出信号。通过两个互补放大器22，24来实现放大，它们在输入端经两个串联连接的阻抗Z1和Z2相连接。在两个阻抗Z1和Z2之间的结合节点注入预定的补偿偏移电流，其由连接到放大器电路的两个输入端I1和I2的电流发生器电路10所产生。

根据该优选实施例，电流发生电路10适于确定输入信号I1和I2的值，并得出或产生提供到结合节点的补偿偏移电流。选择补偿偏移电流的值以平衡增益从而平衡两个放大器22和24的输出信号O1和O2。尤其是，在流经阻抗Z1和Z2的电流中的任何不平衡都被电流发生装置10所补偿，以便获得平衡的输出信号O1和O2。

在下面，基于已经由按起初参照图8至10所讨论的放大器结构而得出的优选实施例来对上述的总原则加以更详细的说明。

图2示出了根据第一优选实施例的互补双BTL放大器电路的示意电路图，其具有增益校正功能，用于平衡输出信号v_o1和v_o2。在第一优选实施例中，电流源Q连接到两个互补放大器电路之间的结合节点M。布置电流源Q以产生提供到或注入结合节点的预定补偿偏移电流I，以便平衡输出信号v_o1和v_o2。

运用叠加原理并相对应地增加各自在结合节点M流动的电流，可以得到如下传递特性：

$v_{o1}=v_1+\frac{R}{2r}(v_1-v_2)+\frac{I}{2}R$ (11)

$v_{o2}=v_1+\frac{R}{2r}(v_2-v_1)+\frac{I}{2}R$

假设对称输入为v₁＝v_cm+v_d/2和v₂＝v_cm-v_d/2，非对称输入为v₁＝v_cm+v_d和v₂＝v_cm，在输出v_o1和v_o2之间的增益平衡能够通过注入校正电流或补偿偏移电流I＝-(v₁+v₂)/R而获得。由此，能保持输出v_o1和v_o2之间的增益平衡而与对称或非对称输入源或结构无关。甚至到输出v_o1和v_o2的共模电压v_cm的传递也被抑制了。尤其是，注入的补偿偏移电流I导致了输出信号v_o1和v_o2中的共同项或共同信号部分。因此任何由补偿偏移电流I所引入的失真和/或噪声贡献不会影响在差动输出信号v_o1-v_o2中所得到的失真和/或噪声。

图3示出了上述第一优选实施例的实现实例的示意电路图。如由图3能获知的，电流源Q通过增加两个电压-电流转换器(VI转换器)C1和C2来实现。VI转换器C1和C2的输入电压分别与输出偏置电压v_ref加上放大器输入电压v₁和v₂相对应。VI转换器C1和C2的输出电流被求和并注入到结合节点M。尤其是，VI转换器C1和C2的输入电压由各自接到VI转换器C1和C2的输入的测量电阻R_m产生。如已经提到的，注入的补偿偏移电流I导致了在输出信号v_o1和v_o2中的共同项或信号部分。由此，任何VI转换器C1和C2的失真和噪声贡献都不会影响差动输出信号v_o1-v_o2的失真和/或噪声。由此，至少能保持较低的VI转换器C1和C2的对于失真和噪声贡献的设计要求。

VI转换器可以包括具有晶体管元件的差动放大器或任何适于构成VI转换器电路的其它导体元件的任何已知转换器电路，即具有高输入电阻或阻抗及高输出电阻或阻抗的电路。

图4示出了根据第二优选实施例的具有增益校正功能的放大器电路的示意电路图。在第二优选实施例中，注入偏移电流I₂通过用施加了补偿电压v₃的电压缓冲器电路B₀经由注入电阻R₀注入。再次运用叠加原理，作为输入电压v₁和v₂及补偿电压v₃的函数的输出电压v_o1和v_o2之间的关系式可以表示如下：

$v_{o1}=\frac{1}{r+r//R_0}((r+r//R_0+R)v_1-R\·\frac{R_0}{R_0+r}{v}_2-\frac{R(r+r//R_0)}{2R_0+r}{v}_3)$ (12)

$v_{o2}=\frac{1}{r+r//R_0}((r+r//R_0=R)v_2-R\·\frac{R_0}{R_0+r}{v}_1-\frac{R(r+r//R_0)}{2R_0+r}{v}_3)$

再次假设对称输入电压为v₁＝v_cm+v_d/2和v₂＝v_cm-v_d/2，非对称输入信号为v₁＝v_cm+v_d和v₂＝v_cm，这里v_cm指代共模电压。

在第二优选实施例中，如果补偿电压v₃具有如下的值，就能实现在输出信号v_o1和v_o2之间的增益平衡：

$v_3+(\frac{2R_0+r}{2R}+\frac{1}{2})(v_1+v_2)---\left(13\right)$

由此，能对于平衡和不平衡输入信号实现增益平衡，与第一优选实施例相似，抑制到放大器电路输出的任何共模电压v_cm的传递。

图5示出了第二优选实施例的第一实现实例，其中通过在差动放大器两个输入端之间增加串联连接的两个电阻R₁，并将缓冲器电路b₀的输入端连接到串联连接的两个电阻R₁之间的连接点来产生补偿电压v₃。而且，电流源Q₀连接到串联连接的连接点。

基于图5的示意电路结构，由电流源Q₀产生的补偿电流与补偿电压v₃之间的关系式可以表示如下：

$v_3=(\frac{2R_0+r}{2R}+\frac{1}{2})(v_1+v_2)=\frac{1}{2}(v_1+v_2)+I\frac{R_1}{2}$ (14)

$I=2\left(\frac{2R_0+r}{R\·R_1}\right)\left(\frac{v_1+v_2}{2}\right)$

因此，如果布置源Q₀以产生上述的电流值，正确的或希望的补偿偏移电流就注入到结合节点M。电流源Q₀可以是基于晶体管装置或其它半导体元件的任何适当的电流发生电路。

图6示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的第二实现实例，其中第一实现实例的电流源Q₀被具有适当输入电路VI的转换器B3所替代或实现。这里，通过经由VI转换器C3产生补偿电流，来获得补偿电压v₃，在VI转换器C3上施加从放大器电路的输入电压v₁和v₂得出的预定输入电压。尤其是，VI转换器C3的一个输入端连接到放大器电路的参考电位，例如地电位。VI转换器C3的另一个输入端连接到另一个串联连接的两个另外的电阻R1的连接点，它们连接到差动放大器各自的输入端。于是，具有VI转换特性的任何适当的半导体电路都能用作VI转换器C3。

图7示出了根据第二优选实施例的平衡放大器电路的第三实现实例，其中经由具有增益或放大系数α的缓冲放大器B₁和注入电阻R₀来提供补偿电压v₃。由于电阻R₁的串联连接，缓冲放大器B₁的输入电压与值(v₁+v₂)/2相对应。因此，注入电阻R₀的阻值必须按如下选择，以在结合节点M获得所需的所述电流的补偿：

$v_3=(\frac{2R_0+r}{2R}+\frac{1}{2})(v_1+v_2)=\frac{\mathrm{\α}}{2}(v_1+v_2)\⇒$ (15)

$\left(\frac{2R_0+r}{2R}\right)(v_1+v_2)=\frac{1}{2}(\mathrm{\α}-1)\·(v_1+v_2)\⇒R_0=\frac{1}{2}(R(\mathrm{\α}-1)-r)$

因此，具有任何希望的放大系数的缓冲放大器B₁能用来优化放大器电路的特性。

总之，提出了在功率放大器输入之间的结合点使用电流发生器装置的总原则，以获得自动增益校正，其中选择由电流发生器装置产生的电流值，从而确保增益不依赖于施加的输入信号的种类，即平衡或非平衡信号。所提出的总原则的实现是基于使用电流源，其可以由一对VI转换器来实现，或者电压缓冲器补偿电压，其可以由电流源或VI转换器提供的补偿电流来产生。而且，如果使用具有预定增益的缓冲器电路，就能够应用增益校正。

应注意到本发明能用于任何类型的放大器电路，其中能使用平衡及不平衡信号。在图2至7中所示的示意电路图仅是想要示出用于解释本发明所需的电路元件。但对于放大器电路的特定功能性应该(可能)需要的其它电路元件出于简化的目的已经省略掉了。而且，在不脱离本发明的范围的情况下，所示的部件可以被有相似作用的其它部件所替代。尤其是，差动放大器或运算放大器能被任何基于晶体管或其它的放大电路所替代。因此优选实施例可以在附加的权利要求的范围内变化。

Claims (19)

1.一种放大器电路，包括：

a)互补放大器级，具有桥式结构的第一和第二放大器装置(22，24)，其中所述第一放大器装置包括具有第一输入和第二输入的第一差动放大器，所述第二放大器装置包括具有第三输入和第四输入的第二差动放大器，其中所述放大器电路的输入端与所述第一输入和第三输入相连；及

b)电流发生器装置(10)，用于产生补偿偏移电流并用于将所述补偿偏移电流注入到所述第二输入和第四输入之间的结合节点；

其中所述电流发生器装置(10)适于响应提供到所述第一输入和第三输入的输入信号的值来产生所述补偿偏移电流，选择所述补偿偏移电流的值来平衡增益，从而平衡所述第一和第二放大器装置(22，24)的输出。

2.根据权利要求1的放大器电路，其中所述电流发生器装置(10)适于基于以下方程来产生所述补偿偏移电流：

I＝-(υ₁+υ₂)/R

其中υ₁和υ₂指代所述第一输入和第二输入的信号各自的电压值，R指代所述第一和第二放大器装置的反馈电阻的阻值。

3.根据权利要求1或2的放大器电路，其中所述电流发生器装置包括第一电压-电流转换器(C1)，其被施加了所述第一放大器装置的输入电压与输入偏置电压，及第二电压-电流转换器(C2)，其被施加了所述第二放大器装置的输入电压与所述输入偏置电压，其中所述第一和第二电压-电流转换器(C1，C2)的输出电流被求和，以获得注入到所述结合节点的所述补偿偏移电流。

4.根据权利要求1的放大器电路，其中所述电流发生器装置包括缓冲器电路(B₀)，其输出经注入电阻(R₀)连接到所述结合节点，及其中所述缓冲器电路(B₀)的输入电压的值由以下方程得到：

$V_3=(\frac{{2R}_0+r}{2R}+\frac{1}{2})\·({\mathrm{\υ}}_1+{\mathrm{\υ}}_2)$

其中R₀指代所述注入电阻的阻值，R指代所述第一和第二放大器装置的反馈电阻的阻值，r指代连接在所述第一和第二放大器装置的输入与所述结合节点之间的输入电阻的阻值，及υ₁和υ₂指代所述第一和第二放大器装置各自的电压值。

5.根据权利要求4的放大器电路，其中所述缓冲器电路(B₀)的输入端连接到串联连接的两个电阻(R₁)之间的连接点，其中所述两个电阻各自的除了连接到所述连接点的连接端之外的其它连接端连接到所述第一放大器装置的第一输入和第二放大器装置的第三输入端。

6.根据权利要求5的放大器电路，进一步包括连接到所述连接点的电流发生装置(Q₀)，所述电流发生装置(Q₀)被配置成用以提供电流值：

$I=2\left(\frac{{2R}_0+r}{R\·R_1}\right)\·\frac{v_1+v_2}{2}$

其中R₁指代串联连接的两个电阻各自的阻值。

7.根据权利要求6的放大器电路，其中所述电流发生装置包括电压-电流转换器(C3)，其用一个输入端连接到另一个串联连接的两个电阻(R₁)的连接点，所述电阻的除了连接到所述连接点之外的其它端点也连接到所述第一放大器装置的第一输入和第二放大器装置的第三输入端，及其中所述电压-电流转换器(C3)的另一个输入端连接到所述放大器电路的公共参考电位。

8.根据权利要求4至7中任一项的放大器电路，其中所述缓冲器电路(B₀)具有放大系数值为1。

9.根据权利要求4至7中任一项的放大器电路，其中所述注入电阻(R₀)具有阻值R₀＝1/2·(R·(α-1)-r)，其中α是所述缓冲器电路(B1)的放大系数值。

10.一种补偿在具有桥式结构的第一和第二放大器装置(22，24)的互补放大器级中产生的增益不平衡的方法，其中所述第一放大器装置包括具有第一输入和第二输入的第一差动放大器，所述第二放大器装置包括具有第三输入和第四输入的第二差动放大器，其中所述放大器电路的输入端与所述第一输入和第三输入相连，所述方法包括步骤：

响应于提供到所述第一和第三输入的输入信号的值，产生补偿偏移电流；及

将所述补偿偏移电流注入到所述第二和第四输入之间的结合节点。

11.一种放大器系统，配置用于对平衡或不平衡输入信号起作用，所述放大器系统包括放大器电路，所述放大器电路包括：

a)互补放大器级，具有桥式结构的第一和第二放大器装置(22，24)，其中所述第一放大器装置包括具有第一输入和第二输入的第一差动放大器，所述第二放大器装置包括具有第三输入和第四输入的第二差动放大器，其中所述放大器电路的输入端与所述第一输入和第三输入相连；及

b)电流发生器装置(10)，用于产生补偿偏移电流并用于将所述补偿偏移电流注入到所述第二输入和第四输入之间的结合节点；

其中所述电流发生器装置(10)适于响应提供到所述第一输入和第三输入的输入信号的值来产生所述补偿偏移电流，选择所述补偿偏移电流的值来平衡增益，从而平衡所述第一和第二放大器装置(22，24)的输出。

12.根据权利要求11的放大器系统，其中所述电流发生器装置(10)适于基于以下方程来产生所述补偿偏移电流：

I＝-(υ₁+υ₂)/R

其中υ₁和υ₂指代所述第一输入和第二输入的信号各自的电压值，R指代所述第一和第二放大器装置的反馈电阻的阻值。

13.根据权利要求11或12的放大器系统，其中所述电流发生器装置包括第一电压-电流转换器(C1)，其被施加了所述第一放大器装置的输入电压与输入偏置电压，及第二电压-电流转换器(C2)，其被施加了所述第二放大器装置的输入电压与所述输入偏置电压，其中所述第一和第二电压-电流转换器(C1，C2)的输出电流被求和，以获得注入到所述结合节点的所述补偿偏移电流。

14.根据权利要求11的放大器系统，其中所述电流发生器装置包括缓冲器电路(B₀)，其输出经注入电阻(R₀)连接到所述结合节点，及其中所述缓冲器电路(B₀)的输入电压的值由以下方程得到：

$V_3=(\frac{{2R}_0+r}{2R}+\frac{1}{2})\·({\mathrm{\υ}}_1+{\mathrm{\υ}}_2)$

其中R₀指代所述注入电阻的阻值，R指代所述第一和第二放大器装置的反馈电阻的阻值，r指代连接在所述第一和第二放大器装置的输入与所述结合节点之间的输入电阻的阻值，及υ₁和υ₂指代所述第一和第二放大器装置各自的电压值。

15.根据权利要求14的放大器系统，其中所述缓冲器电路(B₀)的输入端连接到串联连接的两个电阻(R₁)之间的连接点，其中所述两个电阻各自的除了连接到所述连接点的连接端之外的其它连接端连接到所述第一放大器装置的第一输入和第二放大器装置的第三输入端。

16.根据权利要求15的放大器系统，所述放大器电路进一步包括连接到所述连接点的电流发生装置(Q₀)，所述电流发生装置(Q₀)被配置成用以提供电流值：

$I=2\left(\frac{{2R}_0+r}{R\·R_1}\right)\·\frac{v_1+v_2}{2}$

其中R₁指代串联连接的两个电阻各自的阻值。

17.根据权利要求16的放大器系统，其中所述电流发生装置包括电压-电流转换器(C3)，其用一个输入端连接到另一个串联连接的两个电阻(R₁)的连接点，所述两个电阻的除了连接到所述连接点之外的其它端点也连接到所述第一放大器装置的第一输入和第二放大器装置的第三输入端，及其中所述电压-电流转换器(C3)的另一个输入端连接到所述放大器电路的公共参考电位。

18.根据权利要求14至17中任一项的放大器系统，其中所述缓冲器电路(B₀)具有放大系数值为1。

19.根据权利要求14至17中任一项的放大器系统，其中所述注入电阻(R₀)具有阻值R₀＝1/2·(R·(α-1)-r)，其中α是所述缓冲器电路(B1)的放大系数值。

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