PL175439B1 - Sposób mierzenia interwału czasowego i urządzenie do mierzenia interwału czasowego - Google Patents

Abstract

1 . Sposób mierzenia interwalu czasowego, w którym w jednym cyklu pomiaru z pakietu impulsów do pomiaru wyciaga sie co najmniej kilka kolejnych impulsów wejscio­ wych o szerokosci ? t1 , znamienny tym, ze okresla sie mini­ malna liczbe impulsów wejsciowych km e s s , których szerokosci ? t ; zliczone w sume rejestru ? ts sa wieksze niz ustalony uprzednio interwal rejestru R, sume rejestru ? ts zwielokrotnia sie o wspólczynnik rozciagniecia z do czasu odczytu ? tm e s s , czas odczytu ? tm e s s mierzy sie za pomoca im­ pulsów odczytu o czasie trwania okresu Io s z , i dlugosc inter­ walu czasowego At oblicza sie ze stosunku czasu odczytu ? tm e ss do iloczynu minimalnej liczby impulsów wejscio­ wych k m e ss i wspólczynnika rozciagniecia z 5. Urzadzenie do mierzenia interwalu czasowego, z mi­- kroprocesorem jako srodkiem do oceniania wyników po­ miaru oraz z urzadzeniem sterujacym do sterowania cykli pomiarowych, znamienne tym, ze ma srodki rejestracji im­ pulsów wejsciowych i srodki pomiarowe dla impulsów wej­ sciowych zarejestrowanych w srodkach do rejestracji, przy czym srodki do rejestracji sa utworzone z czlonu su­ mujacego (6) i licznika (8) impulsów wejsciowych i sa prze­ znaczone do oznaczania minimalnej liczby impulsów wejsciowych km e s s , zas srodki pomiarowe posiadaja co naj­ mniej jeden oscylator pomiarowy (2) wytwarzajacy impulsy odczytowe o czasie trwania okresu To s z,licznik (9) impul­ sów odczytowych oraz czlon (10) rozciagajacy czas. Fig. 2 PL

Description

Przedmiotem wynalazku jest sposób mierzenia interwału czasowego oraz urządzenie do mierzenia interwału czasowego, a zwłaszcza do mierzenia małych przedziałów czasowych, oraz ich zastosowanie w urządzeniu do mierzenia objętościowego natężenia przepływu.

175 439

Znanych jest szereg elektronicznych sposobów pomiarowych cyfrowych i analogowych mierzenia odstępów czasowych w zakresie nanosekund. Sposoby cyfrowe charakteryzują się prawie nieograniczoną dynamiką, tzn. stosunkiem najmniejszego do największego mierzalnego przedziału czasowego. Jednakże rozdzielczość takich sposobów jest stosunkowo niewielka. Przy prostym cyfrowym sposobie zliczania rozdzielczość jest ograniczona przez maksymalną częstotliwość taktowania licznika, która w przypadku nowoczesnych liczników wynosi w przybliżeniu 1 GHz. Inaczej mówiąc rozdzielczość prostego cyfrowego sposobu zliczania ograniczona jest do wartości większych niż około 1 ns. P. Young w “1 nanosecond time interval counter”; Instruments & Control Systems 38 (1965), str. 105, opisuje, jak przez zastosowanie cyfrowej metody interpolacji można osiągnąć większą rozdzielczość, przy czym zamiast szybkich obwodów liczących stosuje się szybkie obwody koincydencyjne, które można realizować łatwiej i taniej.

Znacznie większe rozdzielczości uzyskuje się przez zastosowanie analogowych metod interpolacyjnych, przy czym możliwe jest zmniejszenie błędu digitalizacji o 3 - 4 rzędy wielkości. Przykładowo sposób taki obejmuje zwielokrotnienie czasu trwania impulsujak przykładowo opisuje G. Kramer w “Ein hochauflosender elektronischer Zeitmesser”; Nachrichtentechnische Zeitschrift 23 (1970), zeszyt 9, str. 433 lub przetwarzanie czas-amplituda znane np. z dysertacji J.W. Klein, “Elektronische Zeitmessung im Nanosekunden-und Subnanosekunden-Gebiet”, tH Aachen (1971). Dotychczas tymi sposobami osiągane są rozdzielczości czasowe do około 5 ps bez stosowania drogich szybkich obwodów czasowych. Jednakże czas trwania pomiaru i pobór energii wzrastają wraz ze rosnącą długością przedziału czasowego, tak że przy tych sposobach stosunek maksymalnego do minimalnego przedziału czasowego, tzn. dynamika musi być ograniczona, aby uzyskać rozsądne czasy pomiaru i niewielki pobór energii. Dynamika tych sposobów jest zatem ograniczona do wartości niniejszych niż 1000. Ponadto te analogowe sposoby pomiaru mają złą stabilność w długim czasie.

W wielu zastosowaniach trzeba mierzyć przedziały czasowe w zakresie nanosekund z dużą rozdzielczością i dużą dynamiką. Przykład takiego zastosowania stanowi pomiar objętościowego natężenia przepływu w rurce pomiarowej za pomocą ultradźwięku metodą mierzenia różnicy czasu propagacji, znanąprzykładowo z CH-PS 604 133. Natężenie przepływu określa się na podstawie różnicy czasu propagacji dwóch pakietów fal ultradźwiękowych, które w fazie nadawania jednego cyklu pomiarowego są wypromienowywane z dwóch pomiarowych przetworników ultradźwiękowych umieszczonych w niewielkim odstępie od stron czołowych rurki pomiarowej i przechodzą przez rurkę pomiarową w przeciwnym kierunku, przy czym przepływ medium w rurce pomiarowej spowalnia jeden pakiet fal ultradźwiękowych a przyspiesza drugi. Oba te pakiety fal ultradźwiękowych dochodzą zatem z różnym przesunięciem czasowym do przeciwległych przetworników pomiarowych przełączonych w międzyczasie na odbiór dla fazy odbierania cyklu pomiarowego, które przetwarzają fale ultradźwiękowe w sygnały odbierane. Oba sygnały odbierane mają więc zależne od natężenia przepływu przesunięcie fazowe φ, które jest określane przez detektor fazy. Ten detektor fazy wytwarza z obu odebranych sygnałów dla każdego okresu fal ultradźwiękowych jeden impuls, którego czas trwania lub szerokość jest proporcjonalna do przesunięcia fazowego tpoomiędzy ooomaodehranymi sygnałam P Przy tym sposobie względny błąd wzrasta wraz z malejącą szerokością impulsów wejściowych.

U podstaw wynalazku leży zadanie opracowania taniego urządzenia do mierzenia małych przedziałów czasowych, które umożliwia mierzenie szerokości impulsów w pakietach impulsów z dużą rozdzielczością i z dużą dynamiką przy niewielkim poborze energii.

Sposób mierzenia interwału czasowego, w którym w jednym cyklu pomiaru z pakietu impulsów do pomiaru wyciąga się co najmniej kilka kolejnych impulsów wejściowych o szerokości Δ tj, według wynalazku polega na tym, że określa się minimalną liczbę impulsów wejściowych kmes których szerokości Δ tj zliczone w sumę rejestru Δ t_s są większe niż ustalony uprzednio interwał rejestru R, sumę rejestru Δ t_s zwielokrotnia się o współczynnik rozciągnięcia z do czasu odczytu Δ^_ε85, czas odczytu Δ mierzy się za pomocą impulsów odczytu o czasie trwania okresu To^, i długość interwału czasowego ΔΙ oblicza się ze stosunku czasu odczytu Δ ty_ess do iloczynu minimalnej liczby impulsów wejściowych kme^ i współczynnika rozciągnięcia z.

W sposobie według wynalazku po określonej liczbie cykli pomiarowych wprowadza się cykl kalibracji w celu wycechowania współczynnika rozciągnięcia, podczas którego zamiast impulsów wejściowych o nieznanej szerokości At, doprowadza się impulsy kalibracyjne o znanej szerokości.

Wychodząc ze zdefiniowanego napięcia odniesienia U_RJ ustala się interwał rejestru R jako różnicę dwóch napięć odniesienia Ur1 i Ur2, sumę rejestru At_s sumuje się jako napięcie U na kondensatorze przez doprowadzanie stałego prądu I_E podczas szerokości Δ t, impulsu wejściowego, a ponadto po przekroczeniu interwału rejestru R za pomocą źródła stałego prądu o natężeniu I_L napięcie U przedstawiające sumę rejestru Δ t_s obniża się do napięcia odniesienia Ur, i równocześnie potrzebny do tego czas mierzy się jako czas odczytu Δ t_mcSs przez zliczanie impulsów odczytu o czasie trwania okresu T_Os_Z, przy czym stosunek natężenia prądu I_E do natężenia prądu I_L jest stały i równy współczynnikowi rozciągnięcia.

Impulsami wejściowymi są impulsy wyjściowe detektora fazy, których szerokość Δ t, jest zależna od prędkości przepływu medium.

Urządzenie do mierzenia interwału czasowego, z mikroprocesorem jako środkiem do oceniania wyników pomiaru oraz z urządzeniem sterującym do sterowania cykli pomiarowych, według wynalazku ma środki rejestracji impulsów wejściowych i środki pomiarowe dla impulsów wejściowych zarejestrowanych w środkach do rejestracji, przy czym środki do rejestracji tworzą człon sumujący i licznik impulsów wejściowych i są przeznaczone do oznaczania minimalnej liczby impulsów wejściowych k_mess, zaś środki pomiarowe posiadają co najmniej jeden oscylator pomiarowy wytwarzający impulsy odczytowe o czasie trwania okresu T_Os_Z, licznik impulsów odczytowych oraz człon rozciągający czas.

Wejściowy przełącznik jest sterowalnie przełączany, przy czym w jednej pozycji przełącznika wejściowego do członu sumującego doprowadzane są impulsy wejściowe, a w drugiej pozycji przełącznika wejściowego impulsy kalibracyjne.

Człon sumujący i człon rozciągający czas mają wspólny kondensator, a ponadto przewidziane są dwa źródła stałego prądu, które dostarczają prądy I_E lub I_L do ładowania i rozładowywania kondensatora.

Wynalazekjest dokładniej opisany w przykładzie wykonania na podstawie rysunku, na którym fig. la przedstawia pakiet impulsów, fig. 1b - zastosowanie układu pomiarowego, fig. 2 - układ pomiarowy, fig. 3 - praktyczną realizację układu pomiarowego, a fig. 4 przedstawia wykres napięcia w funkcji czasu.

Na fig. 1a przedstawiono napięcie Up impulsów wyjściowych w fazie odbioru na wyjściu detektora fazy 99 z fig. 1 wspomnianego na wstępie, opisanego w CH-PS 604 133 licznika 98 objętościowego natężenia przepływu w funkcji czasu t. Detektor fazy 99 licznika objętościowego natężenia przepływu jest przeznaczony do porównywania czasu propagacji fal ultradźwiękowych przyspieszanych lubi opóźnianych na drodze poprzez rurkę pomiarową 97 w zależności od prędkości przepływu medium. Pakiet impulsów pojawiający się w fazie pomiaru na wyjściu detektora fazy 99 składa się z N oddzielnych impulsów, przy czym N należy wybierać korzystnie jako 50 lub jako większą liczbę. Wszystkie N oddzielnych impulsów w tym samym pakiecie impulsów mająidealnie jednakową szerokość przedziału czasowego At, ponieważ w fazie pomiaru prędkość przepływu zmienia się tylko nieznacznie. Jest ona równa różnicy czasu propagacji pomiędzy falami ultradźwiękowymi opóźnianymi lub przyspieszanymi na drodze poprzez rurkę pomiarową 97 przez przepływ medium. Impulsy wyjściowe powtarzają się w odstępie Ts, który jest równy okresowi fal ultradźwiękowych. Wyjście detektora fazy 99 jest poprzez przewód wejściowy 114 połączone z układem pomiarowym 100, który między innymi nadaje się również do mierzenia prędkości przepływu medium w liczniku 98 objętościowego natężenia przepływu.

Na fig. 2 schemat blokowy układu pomiarowego zawiera przełącznik wejściowy 1, oscylator pomiarowy 2, logiczny obwód startu 3, pierwszy obwód bramki 4, drugi obwód bramki 5, człon sumujący 6, logiczny obwód stopu 7, licznik impulsów wejściowych 8, licznik impulsów próbkowania 9, człon rozciągnięcia czasowego 10 i mikroprocesor 11. Człon sumujący 6 i licznik impulsów wejściowych 8 są środkami rejestracji dla impulsów wejściowych, natomiast oscy175 439 lator pomiarowy 2, licznik impulsów próbkowania 9 i człon rozciągnięcia czasowego 10 współpracują jako środki pomiarowe dla zarejestrowanych impulsów wejściowych. Mikroprocesor 11 przeznaczony jest do sterowania przebiegiem pomiaru i do oceniania wyników pomiaru i jest poprzez przewody sterowania 1)1-104 połączony z przełącznikiem wejściowym 1, logicznym obwodem startu 3, licznikiem impulsów wejściowych 8 i licznikiem impulsów próbkowania 9. Oscylator pomiarowy 2 przekazuje impulsy kalibracji o określonej szerokości poprzez połączenie 105 do przełącznika wejściowego 1 i poprzez przewód 106 do drugiego obwodu bramki 5. Logiczny obwód startu 3 steruje poprzez przewody sterowania bramkowania 107 i 108 pierwszy obwód bramki 4 i drugi obwód bramki 5. Logiczny obwód stopu 7 j est poprzez przewód startu 109 połączony z logicznym obwodem startu 3, a poprzez przewód stopu 110 z pierwszym obwodem bramki 4, a ponadto istnieje połączenie wyzwalania 111 do członu rozciągnięcia czasowego 10, natomiast logiczny obwód stopu 7 otrzymuje polecenia sterujące z członu sumującego 6 poprzez przewód 112 sygnału stopu. Człon rozciągnięcia czasowego 10 ma połączenie za pomocą przewodu 113 sygnału końca z drugim obwodem bramki 5.

Impulsy wejściowe, których szerokość Δt ma być mierzona (fig. 1a), dochodzą do przełącznika 1 układu pomiarowego poprzez przewód wejściowy 114. Zależnie od położenia tego przełącznika 1 następuje podawanie impulsów kalibracji wytworzonych przez oscylator pomiarowy ' 2 na połączeniu 105 lub impulsów wejściowych na przewodzie wejściowym 114 na wyjście przełącznika 1 i dalej na przewód sygnałowy 115. Przewód sygnałowy 115 rozgałęzia się do logicznego obwodu startu 3, do pierwszego obwodu bramki 4 i do logicznego obwodu stopu. Wyjście pierwszego obwodu bramki 4 jest połączone za pomocą przewodu impulsowego 116 z wejściami impulsowymi członu sumującego 6 i licznika impulsów wejściowych 8. Przewód impulsów sumy 117 tworzy połączenie pomiędzy wyjściem członu sumującego 6 a wejściem sygnału członu czasowego 10. Wyjście drugiego obwodu bramki 5 jest za pomocą przewodu impulsów próbkowania 118 połączone z wejściem impulsów licznika impulsów próbkowania 9. Wejścia mikroprocesora 11 są poprzez przewody licznikowe 119 i 120 połączone z licznikiem impulsów wejściowych 8 i z licznikiem impulsów próbkowania 9 w celu odczytywania odpowiedniego stanu licznika.

Mikroprocesor 11 przedstawia układ przed każdym cyklem pomiaru lub kalibracji do określonego stanu wyjściowego poprzez nie pokazane tu przewody resetowania, które łączą mikroprocesor 11 z obwodem logicznym startu 3, pierwszym i drugim obwodem bramki 4 i 5, członem sumującym 6, obwodem logicznym stopu 7, licznikiem impulsów wejściowych 8 i licznikiem impulsów próbkowania 9. Po każdym zakończeniu cyklu pomiaru mikroprocesor 11 odczytuje licznik impulsów wejściowych 8 i licznik impulsów próbkowania 9 i oblicza na podstawie stanu tych liczników szerokość Δ t impulsu wejściowego. W czasie cyklu pomiaru przebieg pomiaru jest sterowany wyłącznie przez obwód logiczny startu 3 i obwód logiczny stopu 7, które w szczególności rozwijają wszystkie przebiegi krytyczne pod względem czasu. Ma to tę zaletę, że nadrzędne sterowanie przez mikroprocesor 11 nie musi być krytyczne pod względem czasu.

Szczególną zaletąjest to, że układ pomiarowy ma dwa rodzaje pracy: pomiar i kalibrację. Przełączanie pomiędzy tymi dwoma rodzajami pracy następuje w elektronicznym przełączniku wejściowym 1, który jest sterowany przez mikroprocesor 11 za pośrednictwem pierwszego przewodu sterującego 101. W zależności od poziomu sygnału na pierwszym przewodzie sterowania 101 na wyjściu przełącznika 1 występuje albo impuls wejściowy podczas pomiaru, albo impuls kalibracji z oscylatora pomiarowego 2 przy kalibracji, przy czym impulsy te są poprzez przewód sygnałowy 115 podawane na obwód logiczny startu 3, pierwszy obwód bramki 4 i obwód logiczny stopu 7. Układ pomiarowy traktuje impulsy wejściowe i impulsy kalibracji całkowicie jednakowo. W dalszym ciągu zamiast o impulsach wejściowych i impulsach kalibracji będzie zatem mowa tylko o impulsach wejściowych na przewodzie sygnałowym 115.

Po wyzwoleniu przez mikroprocesor 11 za pośrednictwem drugiego przewodu sterowania 102 obwód logiczny startu 3 następnym zboczem narastającym impulsu wejściowego przychodzącego poprzez przewód sygnałowy 115 przy obwodzie logicznym startu otwiera pierwszy obwód bramki 4 za pomocąsygnału na pierwszym przewodzie 107 sterowania bramki, tak że im6

175 439 pulsy wejściowe podawane są również przez pierwszy obwód bramki 4 przewodem impulsowym 116 na wejście członu sumującego 6 i na wejście licznika impulsów wejściowych 8. Człon sumujący 6 dodaje szerokości Δ tj kolejnych impulsów wejściowych. Gdy tylko suma Δ t_s szerokości Δί_ί przekroczy zadaną granicę, przedział rejestracji R, obwód logiczny stopu 7 zostaje uruchomiony przez przewód sygnału stopu 112. Obwód logiczny stopu 7 oczekuje na zakończenie właśnie przyłożonego impulsu wejściowego i zamyka potem pierwszy obwód bramki 4 sygnałem na przewodzie stopu 110, a równocześnie przestawia obwód logiczny startu 3 sygnałem na przewodzie startu 109 do stanu gotowości. Żadne dalsze impulsy wejściowe nie są więc już podawane na obwód sumowania 6 i na licznik impulsów wejściowych 8. Liczba k_zm zsumowanych impulsów wejściowych zostaje zapamiętana w liczniku impulsów wejściowych 8 i przez pierwszy przewód 119 licznikajest przekazywana na mikroprocesor 11 do opracowania i tam zostaje zapamiętana.

Synchronicznie z otworzeniem pierwszego obwodu bramki 4 obwód logiczny startu 3 uruchamia poprzez drugi przewód 108 sterowania bramki otwieranie drugiego obwodu bramki 5, a równocześnie obwód logiki stopu 7 wyzwala człon rozciągnięcia czasu 10 poprzez przewód wyzwalający 111, przy czym człon rozciągnięcia czasu 10 przedłuża impuls sumacyjny o szerokości Δ t_s podawany przewodem 117 ze współczynnikiem rozciągnięcia z i wysyła dodatni impuls wyjściowy o szerokości z-Δ t_s przewodem 113 sygnału końcowego na drugi obwód bramki 5. Poprzez ten drugi obwód bramki 5 podawane przewodem 106 impulsy kalibracji wytworzone przez oscylator pomiarowy 2 przekazywane są za pomocą przewodu 118 j ako impulsy próbkowania na licznik impulsów próbkowania 9 i są tam sumowane dopóki drugi obwód bramki 5 nie zostanie zamknięty przez opadające zbocze impulsu wyjściowego wysyłanego z członu czasowego 10 poprzez przewód sygnału końcowego 113. Zapamiętana w liczniku impulsów próbkowania 9 liczba N_zm jest odczytywana przez mikroprocesor 11 poprzez drugi przewód 120 licznika i zapamiętywana.

W innym wykonaniu najpierw impulsy przychodzące przewodem 116 są sumowane w członie sumującym 6, a dopiero potem impuls sumacyjny jest rozciągany w członie 10 rozciągania czasu. W tym celu synchronicznie z zamknięciem pierwszego obwodu bramki 4 przez obwód logiczny stopu 7 również obwód logiczny startu 3 poprzez przewód startu 109 wysyła sygnał otwarcia drugiego obwodu bramki 5. Równocześnie obwód logiczny stopu 7 wyzwala człon rozciągania czasu 10 poprzez przewód wyzwalania 111, przy czym człon rozciągania czasu 10 przedłuża podawany na przewód 116 impuls sumacyjny o szerokości Δ t_s w czasie o współczynnik z i wysyła dodatni impuls wyjściowy o szerokości z-Δt_s poprzez przewód sygnału końcowego 113 na drugi obwód bramki 5. Impulsy kalibracyjne na przewodzie 106 podawane sąnastępnie poprzez drugi obwód bramki 5 za pośrednictwem przewodu impulsów próbkowania 118 na licznik impulsów próbkowania 9, którego stan po zamknięciu drugiego obwodu bramki 5 jest liczbą N^.

Zaletą układu rozciągania czasu 10 jest to, że rozciąga on szerokość Δ t; impulsów wejściowych podawanych na przewód sygnałowy 115 ze współczynnikiem wydłużenia z. Ponieważ w rzeczywistości szerokości Δ t; N oddzielnych impulsów wejściowych tego samego cyklu pomiaru są rozrzucone tylko z pewną bardzo niewielką wartością różnicy na skutek wahań w elementach układu, a te przypadkowe odchyłki sąuśredniane przez opisany sposób, dlajednego cyklu pomiaru należy liczyć się z jednakowymi szerokościami Δ t N oddzielnych impulsów wejściowych.

Liczba N_Zm impulsów próbkowania zapamiętanych w liczniku impulsów próbkowania 9 określona jest przez:

N_Zm = z 'Δt_s/T_0Sc = z-kan· Δt+T_θSc (1)

Przy czym Tosc oznacza okres oscylatora pomiarowego 2. Jak opisano powyżej, obwód logiki stopu 7 służy do tego, aby szerokość Δts impulsu sumacyjnego była w przybliżeniu stała. Powoduje to, że również liczba N_zin impulsów próbkowania jest w przybliżeniu niezależna od szerokości At impulsów wejściowych. Względny błąd digitalizacji f jest według równania (2) prawie niezależny od szerokości impulsów wejściowych

175 439 ^f= 1+N_zm = T_0SC/(z-k_zmA t).

(2)

Zaletąjest to, że zwłaszcza bardzo krótkie impulsy wejściowe mierzone sąrównież z taką samą dokładnością względnąjak długie impulsy wejściowe. Czas trwania pomiaru i pobór energii są niewielkie nie tylko przy małych, ale również przy dużych szerokościach impulsów At. Urządzenie to zapewnia zatem tanie i znaczne zwiększenie dynamiki w porównaniu ze znanymi analogowymi sposobami mierzenia czasu i rozwiązuje zadanie wynalazku.

Minimalna potrzebna liczba N impulsów wejściowych w pakiecie impulsów i liczba kzm zsumowanych impulsów wejściowych w liczniku impulsów wejściowych 8 są od siebie niezależne, ponieważ liczba N określa najkrótszy mierzalny przedział czasowy At i jego błąd digitalizacji f, gdyż liczba kzm nie może być większa niż N.

Stałość długotrwała współczynnika rozciągnięcia z jest zależna od temperatury i zmienia się z biegiem czasu na skutek starzenia się elementów. Aby wyeliminować wynikającą stąd złą stałość długotrwałą i dryft temperaturowy układu pomiarowego, przy sterowaniu za pomocą mikroprocesora, jako pierwszy pomiar przeprowadza się kalibrację układu pomiarowego, którą następnie powtarza się po określonej liczbie cykli pomiaru z impulsami wejściowymi na przewodzie wejściowym 114.

Poprzez przełącznik wejściowy 1 impulsy kalibracji są przy tym podawane z oscylatora pomiarowego 2 na przewód sygnałowy 115. Przy stałej zadanej szerokości Δ tos_C impulsów kalibracji na przewodzie sygnałowym 115 i na podstawie stanów k_ka) i N_ka) licznika kalibracji zapamiętanych po zakończeniu cyklu kalibracji w obu licznikach 8 i 9 i odczytanych przez mikroprocesor 11 oblicza on współczynnik rozciągnięcia z według równania (3).

Z (N^kal 'Tosc)/(kkal ’Δ^ς) (3)

Mikroprocesor 11 zapamiętuje współczynnik rozciągnięcia z lub N_ka i k_ka dla oceny następnych cykli pomiarowych.

Szerokość Δ t impulsów wejściowych może być obliczona przez mikroprocesor 11 według równania (4), które wynika z równań (1) i (3) ^(kkal^/kz.m⁾ ' ^(Nzm^/Nkal⁾ ' ^Δtosc (4)

Jak widać, charakterystyka temperaturowa i stabilność układu pomiarowego zależą tylko od właściwości oscylatora pomiarowego. Stosowanie kwarcowego oscylatora pomiarowego 2 ma tę zaletę, że układ pomiarowy charakteryzuje się małym dryftem temperaturowym i dużą stabilnością długotrwałą, jak to jest również znane w przypadku kwarców korzystnych pod względem kosztu. Przez rozciągnięcie szerokości At impulsów wejściowych o współczynnik rozciągnięcia z, który przykładowo jest większy niż z = 1000, rozdzielczość potrzebną dla układu pomiarowego osiąga się już przy stosunkowo niskiej częstotliwości oscylatora pomiarowego 2. Układ pomiarowy ma zatem tę szczególną zaletę, że obywa się bez szybkich obwodów liczących i dlatego może być wytwarzany tanio.

Na fig. 3 pokazano korzystną postać realizacji wynalazku. Człon sumujący 6 (fig. 2) i człon 10 rozciągnięcia czasowego (fig. 2) zawierają kondensator 12, dwa źródła stałoprądowe, źródło ładowania 13 i upust prądowy 14, dwa sterowane przełączniki 15 i 16 oraz dwa komparatory 17 i 18 z przyporządkowanymi źródłami 19 i 20 napięcia odniesienia. Pierwsze źródło 19 napięcia odniesienia ma pierwsze napięcie odniesienia U_Rb a drugie źródło 20 napięcia odniesienia ma drugie napięcie odniesienia Ur. W celu sterowania pierwszego sterowanego przełącznika 15 jego wejście sterujące jest połączone z wyjściem pierwszego komparatora 17 poprzez przewód łączący 121. Źródło stałoprądowe 13 lub 14 jest poprzez sterowany przełącznik 15 lub 16 łączone z jednym biegunem 21 kondensatora 12 o napięciu U. Jedno wejście komparatora 17 lub 18 jest połączone z biegunem 21, natomiast drugie wejście komparatora 17 lub 18 jest połączone ze źródłem 19 lub 20 napięcia odniesienia. Obwód logiczny startu 3 (fig. 2) i obwód logiczny stopu 7

175 439 (fig. 2) zbudowany jest jako sterujący obwód logiczny 22. Mikroprocesor 11 jest jak na fig. 2 połączony z elementami układu pomiarowego, poprzez pierwszy przewód sterowania 101 z przełącznikiem wejściowym 1, poprzez drugi przewód sterowania 102 ze sterującym obwodem logicznym 22, poprzez trzeci przewód sterowania 103 z licznikiem impulsów wejściowych 8, poprzez czwarty przewód sterowania 104 z licznikiem impulsów próbkowania 9. Stan licznika 8 impulsów wejściowych lub licznika 9 impulsów próbkowaniajest odczytywany przez mikroprocesor 11 poprzez pierwszy lub drugi przewód licznikowy 119 lub 120.

Sumowanie szerokości At (fig. la) impulsów wejściowych lub impulsów kalibracji na przewodzie sygnałowym 115 i rozciągnięcie czasowe o współczynnik z następuje przez ładowanie i rozładowywanie kondensatora 12 za pomocą obu źródeł stałego prądu, źródła ładującego 13 i upustu prądowego 14. Napięcie U na kondensatorze 12 jest nadzorowane przez oba komparatory 17 i 18. Pomiędzy pomiarami komparator 17 w połączeniu ze źródłem 13 prądu ładowania i przełącznikiem 15 dba o to, aby napięcie U na biegunie 21 było w przybliżeniu równe pierwszemu napięciu odniesienia Ur, źródła 19 napięcia odniesienia. Gdy tylko napięcie U zmaleje poniżej napięcia odniesienia Ur₁ , na wyjściu komparatora 17 pojawia się wysoki stan logiczny, a więc poziom na przewodzie łączącym 121 jest również wysoki. Na skutek tego przełącznik 15 jest zamknięty, a kondensator 12 jest doładowywany przez źródło 13 prądu ładowania, przy czym licznik 9 impulsów próbkowania jest blokowany przez mikroprocesor 11 poprzez przewód sterowania 104. Przedział rejestrowania R jest w tym przykładzie ustalany jako różnica obu napięć odniesienia Ur, i U_R2. Oczywiście układ może być również wykonany tak, że impulsy wejściowe poprzez drugi sterowany przełącznik 16 ładują kondensator 12, a kondensator 12 jest ładowany przez pierwszy sterowany przełącznik 15.

Przed pomiarem sterujący obwód logiczny 22 przez podanie poziomu niskiego na pierwszy przewód 107 sterowania bramki blokuje bramkę Iużywanąjako pierwszy obwód bramkujący 4. Po wyzwoleniu przez mikroprocesor 1 i sterujący obwód logiczny 22 oczekuje na następne dodatnie zbocze impulsu wejściowego na przewodzie sygnałowym 115 zanim przez ustawienie wysokiego poziomu logicznego na pierwszym przewodzie 107 sterowania bramki umożliwi pomiar. Impulsy wejściowe na przewodzie wejściowym 114 lub trakcie kalibracji poprzez złącze 105 impulsy kalibracji oscylatora pomiarowego 2 (fig. 2) podawane sąprzez przełącznik wejściowy 1 poprzez pierwszy obwód bramkowania 4 jako impulsy na przewodzie impulsowym 1l6 na licznik 8 impulsów wejściowych i na wejście sterujące drugiego sterowanego przełącznika 16.

Przełączanie pomiędzy pomiarem a kalibracją następuje za pomocą mikroprocesora 11, który poprzez pierwszy przewód sterowania 101 wysyła sygnał sterujący na wejście sterujące przełącznika wejściowego 1. Impulsy przepuszczane przez pierwszy obwód bramkowania 4 sterująprzełącznikiem 16. Zawsze wtedy, gdy na przewodzie impulsowym 116 istnieje impuls (poziom wysoki), przełącznik 16 zostaje zamknięty, tak że kondensator 12 jest poprzez upust prądowy 14 rozładowywany określonym prądem Ie. Pomiędzy kolejnymi impulsami przełącznik 16 jest otwarły, tak że w przerwach pomiędzy impulsami nie następuje rozładowywanie kondensatora 12.

Na skutek rozładowania napięcia U na kondensatorze 12 bezpośrednio po rozpoczęciu pomiaru spada poniżej napięcia odniesienia Ur, . Na wyjściu komparatora 17 jest stan wysoki, który poprzez drugi przewód 108 sterowania bramki otwiera drugi obwód bramki 5. Jako drugi obwód bramki 5 stosowana jest przykładowo dalsza bramka I, przy czym drugi przewód 108 sterowania bramki jest doprowadzony do jednego wejścia bramki I, a drugie wejście tej bramki I jest poprzez przewód 106 połączone z oscylatorem pomiarowym 2. Jego impulsy kalibrowania są teraz jako impulsy próbkowania podawane poprzez przewód 118 impulsów pomiarowych na licznik 9 impulsów próbkowania i są tam sumowane. Równocześnie poprzez przewód łączący 121 zostaje zamknięty przełącznik 15. Kondensator 12jestna skutek tego ładowany przez źródło 13 prądem ładowania Il. Stosunek prądu rozładowania do prądu ładowania jest równy współczynnikowi rozciągnięcia czasowego z członu 10, a więc ^{z _} Ie/Il (5)

175 439

Dła współczynnika rozciągnięcia z = 1000 prąd ładowania I_Ljest więc trzy rzędy wielkości mniejszy niż prąd rozładowania I_E.

Na fig. 4 pokazano u góry przebieg napięcia Up impulsów wejściowych na przewodzie sygnałowym 115 (fig. 3), a u dołu przebieg napięcie U na biegunie 21 (fig. 3) jako funkcje czasu t. Przed rozpoczęciem pomiaru (t<ts_T) napięcie Ujest równe pierwszemu napięciu odniesienia U_R1. Na skutek impulsu wejściowego kondensator 12 (fig. 3) jest ładowany liniowo prądem (I_E - I_L), ponieważ przełącznik 15 (fig. 3) jest zamknięty ze względu naU<UR,. W przerwach pomiędzy impulsami następuje liniowe ładowanie kondensatora 12 prądem ładowania Il. Napięcie U maleje przy tym przy każdym impulsie wejściowym aż spadnie poniżej drugiego napięcia odniesienia U_R? w chwili t_B. W pokazanym przykładzie ma to miejsce przy trzecim impulsie wejściowym. Napięcie U maleje dalej, aż w chwili t_min trzeci impuls wejściowy zmaleje znowu do Up = 0. Liniowe ładowanie kondensatora 12 prądem ładowania Il pozwala napięciu U znowu wzrosnąć do pierwszego napięcia odniesienia Ur,, które osiągane jest przy kończ. czasu Δt_mess. N-ty oddzielny impuls może wystąpić zarówno w czasie Δ tmess jak i poza tym czasem. Trzeba jedynie zapewnić, że liczba N impulsów wej ściowych wystarcza, by spadek nastąpił poniżej wartości progowej napięcia U_R2.

Opis znowu nawiązuje do fig. 3. Gdy napięcie U zmaleje poniżej drugiego napięcia odniesienia Ur2, na wyjściu drugiego komparatora 18 pojawia się niski stan logiczny i przedstawia sterujący obwód logiczny 22 połączony przewodem Y22 z wyjściem drugiego komparatora 18 w stan gotowości. Logiczny obwód sterujący 22 oczekuje korzystnie aż pojawi się zbocze opadające właśnie przyłożonego impulsu wejściowego, po czym blokuje bramkę I pierwszego obwodu bramkującego 4 przez ustawienie poziomu niskiego na pierwszym przewodzie 107 sterowania bramki. Dzięki temu sterujący obwód logiczny 22 zapewnia, że również ten ostatni impuls wejściowy jest mierzony z całą szerokością At (fig. la). Teraz żadne dalsze impulsy nie sąjuż podawane poprzez przewód impulsowy 116 na wejście przełączające drugiego sterowanego przełącznika 16. Liczba k_zm lub k_ka zsumowanych impulsów wejściowych zostaje zapamiętana w liczniku 8 impulsów wejściowych i jest przy końcu pomiaru odczytywana przez mikroprocesor 11 i dalej przetwarzana.

Po zablokowaniu pierwszego obwodu bramkującego 4 kondensator 12 jest ładowany przez źródło 13 prądem ładowania Il. Gdy napięcia U na biegunie 21 znowu stanie się większe niż pierwsze napięcie odniesienia Ur,, na wyjściu pierwszego komparatora 17 pojawia się niski stan logiczny. Na skutek tego poprzez drugi przewód 108 sterowania bramki drugi obwód bramkowania 5 zostaje zablokowany dla przychodzących przewodem 106 impulsów kalibracji oscylatora pomiarowego 2 (fig. 2) i kończy się sumowanie impulsów próbkowania w liczniku 9 impulsów próbkowania. Od początku pomiaru upłynął czas Δ tme_SS (fig. 4), przy czym

At_mess^_At (6)

Inaczej mówiąc, licznik 9 w trakcie pomiaru zarejestrował liczbę N_zin impulsów próbkowania, ^zm ~ ^tmess/Tosc^-Ζ'^ζηι At/T_osc (7)

Równanie (7) jest więc identyczne z podanym wyżej równaniem (1). Mikroprocesor 11 oblicza teraz przy wykorzystaniu wyników kalibracji, współczynnika rozciągnięcia z lub Nka i kka według równania (4) szerokość At impulsów wejściowych.

Korzystnie przy dobieraniu parametrów układu pomiarowego zwraca się uwagę na to, że ładowanie kondensatora 12 w przerwach o długości {Ts - Δ t} (fig. 1a) pomiędzy impulsami wejściowymi jest znacznie słabsze niż rozładowywanie w czasie Δ t. W tym przypadku czas Atmess jest prawie niezależny od szerokości Δ t i od okresu Ts impulsów wejściowych. W szczególności na skutek tego długości (T - Δ t) przerw mogąbyć różne dla kolejnych impulsów, a nie musząbyć stałe, jak pokazano na fig. 1 i 4. Układ pomiarowy określa również w takim przypadku zawsze poprawną szerokość Δ t impulsów wejściowych. Jeżeli szerokości Δ t różniąsię dla kolejnych impulsów, wówczas układ pomiarowy określa poprawną wartość średnią z N szerokości Δ t.

175 439

Korzystnie pierwszy sterowany przełącznik 15 podczas całego czasu trwania pomiaru Δ t_mt;ss pozostaje zamknięty, tak że unika się zakłóceń procesu pomiarowego przez włączanie lub wyłączanie źródła 13 prądu ładowania. Oczywiście możliwe jest również oddzielenie źródła 13 prądu ładowania podczas rozładowywania kondensatora 12 od bieguna 21 przez otworzenie pierwszego sterowanego przełącznika 15 i dołączenie dopiero w chwili t_min (fig. 4). Czas Δ t^s należy wtedy mierzyć odpowiednio od t_min

W przykładzie z fig. 3 dla lepszej zrozumiałości opisu kilka elementów elektronicznych, jak przykładowo obwody bramkowania 4 i 5, liczniki 8 i 9, komparatory 17 i 18, sterujący obwód logiczny 22 itd., pokazano poza mikroprocesorem 11 połączone z nim przewodami. Korzystnie przynajmniej niektóre z funkcji tych elementów mogą być przyjęte przez mikroprocesor 11, co znacznie zmniejsza koszty układu pomiarowego.

Pakiet impulsów (fig. la) zawiera informacje kodowane w przedziale czasowym At, czyli szerokości impulsów, przykładowo prędkość przepływu czynnika mierzonąprzez licznik objętości przepływu według CH-PS 604 133. Układ pomiarowy przetwarza zwłaszcza również impulsy o szerokościach Δ-tj z ciągłego prądu impulsowego, ponieważ pierwszy obwód bramkowania 4 (fig. 2) określa liczbę N_zm.

175 439

Fig. 3

175 439

Departament Wydawnictw UP RP. Nakład 90 egz. Cena 4,00 zł

Claims (7)

1. Zastrzeżenia patentowe

   1. Sposób mierzenia interwału czasowego, w którym w jednym cyklu pomiaru z pakietu impulsów do pomiaru wyciąga się co najmniej kilka kolejnych impulsów wejściowych o szerokości Δ t,, znamienny tym, że określa się minimalną liczbę impulsów wejściowych k_mess, których szerokości At, zliczone w sumę rejestru Δ ts są większe niż ustalony uprzednio interwał rejestru R, sumę rejestru Δ ts zwielokrotnia się o współczynnik rozciągnięcia z do czasu odczytu Δt_mess, czas odczytu Δ tmess mierzy się za pomocą impulsów odczytu o czasie trwania okresu T_Os_Z, i długość interwału czasowego Δ t oblicza się ze stosunku czasu odczytu Δ t_me_Ss do iloczynu minimalnej liczby impulsów wejściowych kmess i współczynnika rozciągnięcia z.
2. 2. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że po określonej liczbie cykli pomiarowych wprowadza się cykl kalibracji dla wycechowania współczynnika rozciągnięcia, podczas którego zamiast impulsów wejściowych o nieznanej szerokości Δ t, doprowadza się impulsy kalibracyjne o znanej szerokości.
3. 3. Sposób według zastrz. 1 albo 2, znamienny tym, że wychodząc ze zdefiniowanego napięcia odniesienia U_R1 ustala się interwał rejestru R jako różnicę dwóch napięć odniesienia U_R, i Ur2, sumę rejestru Δ ts sumuje się jako napięcie U na kondensatorze (12) przez doprowadzanie stałego prądu I_E podczas szerokości Δ t, impulsu wejściowego, a ponadto po przekroczeniu interwału rejestru R za pomocą źródła stałego prądu o natężeniu I_L napięcie U przedstawiające sumę rejestru Δts obniża się do napięcia odniesienia Ur, i równocześnie potrzebny do tego czas mierzy się jako czas odczytu Δ tmess przez zliczanie impulsów odczytu o czasie trwania okresu T_Os_Z, przy czym stosunek natężenia prądu Ie do natężenia prądu I_Ljest stały i równy współczynnikowi rozciągnięcia.
4. 4. Sposób według zastrz. 1, znamienny tym, że impulsami wejściowymi są impulsy wyjściowe detektora fazy (99), których szerokość Δ^ jest zależna od prędkości przepływu medium.
5. 5. Urządzenie do mierzenia interwału czasowego, z mikroprocesorem jako środkiem do oceniania wyników pomiaru oraz z urządzeniem sterującym do sterowania cykli pomiarowych, znamienne tym, że ma środki rejestracji impulsów wejściowych i środki pomiarowe dla impulsów wejściowych zarejestrowanych w środkach do rejestracji, przy czym środki do rejestracji są utworzone z członu sumującego (6) i licznika (8) impulsów wejściowych i są przeznaczone do oznaczania minimalnej liczby impulsów wejściowych kmess, zaś środki pomiarowe posiadają co najmniej jeden oscylator pomiarowy (2) wytwarzający impulsy odczytowe o czasie trwania okresu T_Osz, licznik (9) impulsów odczytowych oraz człon (10) rozciągający czas.
6. 6. Urządzenie według zastrz. 5, znamienne tym, że wejściowy przełącznik (1) jest sterowalnie przełączany, przy czym w jednej pozycji przełącznika wejściowego (1) do członu sumującego (6) doprowadzane są impulsy wejściowe, a w drugiej pozycji przełącznika wejściowego (1) impulsy kalibracyjne.
7. 7. Urządzenie według zastrz. 5 albo 6, znamienne tym, że człon sumujący (6) i człon (10) rozciągający czas mają wspólny kondensator (12), a ponadto przewidziane są dwa źródła (13,14) stałego prądu, które dostarczająprądy Ie lub Il do ładowania i rozładowywania kondensatora (12).