NO333532B1 - Fremgangsmate ved signalbehandling - Google Patents

Abstract

Signaler som innføres fra mottakende transduserelementer (12) i 160 kanaler, multiplekses inn i ti signalledninger ved hjelp av ti multipleksere (17). Hver av ti A/D-omformere (19) omformer signalene i seksten kanaler fra analog til digital form. Multiplekseme (17) omkoples med synkronisert omkoplingstidsstyring for å frembringe ti sampéldatastrenger med samme tidsinnstilling. 160 sampeldata som er samplet i trinnliknende form, er forskjøvet i fase i overensstemmelse med et skrålinje-samplingssystem. Signalet på samme kanal samples to ganger med en faseforsinkelse på 90°, slik at signalet kan omformes til kompleksverdi-sampeldata uten å øke antallet av behandlingskretser.

Description

Bakgrunn for oppfinnelsen

Oppfinnelsen angår en signalbehandlingsmetode og en signalbehandlingsinnretning for anvendelse i slike systemer som kommunikasjonsutstyr, sonarsystemer, ultrasonisk diagnoseapparatur og ultrasoniske feildetektorer. Oppfinnelsen angår også avsøkingssonarer så vel som en sjøbunn-avbildningssonar som benytter en kryssvifte-stråleteknikk (eng.: crossed fan beam technique). En avsøkingssonar avsøker et vidt område av retninger ved å danne mottakingsstråler i fortløpende varierende retninger.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli beskrevet slik den realiseres i en sjøbunnavbildningssonar som er et sonarsystem av kryssviftestråletypen, som et typisk anvendelses-eksempel på oppfinnelsen.

En konvensjonelt kjent bunnavbildningssonar av kryssviftestråletypen danner ønskede mottakingsstråler ved å faseregulere ekkosignaler som mottas individuelt av 160 transduserelementer, med spesifikke beløp, og deretter kombinere de fastregulerte signaler ved hjelp av en analog operasjon ved benyttelse av f.eks. 160 blandere.

Da den konvensjonelle bunnavbildningssonar omfatter et stort antall transduserelementer og mottakingskanaler i sitt inngangstrinn, har den slike problemer at dette sonarsystem uunngåelig blir av stort format, og dets mulighet for oppnåelse av et stort oppløs-ningsområde er mer eller mindre begrenset som følge av forskjeller i egenskapene til analoge kretser eller forringelsen av disse etter hvert som tiden går.

EP0388215 fremlegger et system for behandling av signaler fra et ultralydsystem med en signalprosesseringsenhet bestående av en kontrollenhet og en mottaker som sampler inngangssignalene fra flere kanaler.

EP0702349 fremlegger et system for ultralyddiagnose som sender ultralydenergi mot to eller flere objekter, mottar sekvenser av ekkoet fra objektene ved sammenfletteting slik at faseforholdene mellom signalkildene og de mottatte signalene brukes for å forme et koherent signal for de samplede signalene.

Sammendrag av oppfinnelsen

Det er et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe en signalbehandlingsmetode og en signalbehandlingsinnretning som kan anvendes på slike systemer som kommunikasjonsutstyr, sonarsystemer, ultrasonisk diagnoseapparatur og ultrasoniske feildetektorer hvis kretsutforming forenkles ved hjelp av en tidsdelt multipleksingsteknikk.

Et annet formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe et bunnavbildende eller detekte-rende sonarsystem av kryssviftetypen som benytter signalbehandlingsmetoden og signalbehandlingsinnretningen ifølge oppfinnelsen.

Et annet formål med oppfinnelsen er å tilveiebringe et sonarsystem, særlig en avsøkingssonar, som avsøker et vidt område av retninger ved å danne mottakingsstråler i fortløpende varierende retninger ved benyttelse av signalbehandlingsmetoden og signalbehandlingsinnretningen ifølge oppfinnelsen.

Ifølge én side ved oppfinnelsen omfatter en fremgangsmåte for signalbehandling de trinn å motta signaler med en spesifikk frekvens f som er lik l/T hvor T er signalenes periode, og sample signalene i et spesifikt første samplingstidsøyeblikk og i et samplings-tidsøyeblikk (a+l/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, hvor a er 0 eller et heltallig multiplum av 0,5, og å utmate data som er samplet i de nevnte samplingstidsøyeblikk, som i-fasedata og kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldata.

Tidsintervalet (a+l/4)T er fortrinnsvis mindre enn halve gjentakelsesintervallet i et punkt av det spesifikke første samplingstidsøyeblikk.

Ifølge en annen side ved oppfinnelsen omfatter en fremgangsmåte for signalbehandling de trinn å motta signaler med en spesifikk frekvens f som er lik l/T hvor T er signalenes periode, å sample signalene i et spesifikt første samplingstidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk (n+l/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, i et samplings-tidsøyeblikk (n+l/2)T etter det første samplingstidsøyeblikk og i et samlingstidsøyeblikk (n+3/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, for å frembringe henholdsvis 0°-sampeldata, 90°-sampeldata, 180°-sampeldata og 270°-sampeldata, hvor n er 0 eller et positivt helt tall, og å utmate en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene som i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata, og en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 90°-sampeldataene og 270°-sampeldatene som kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldatene.

Tidsintervallet på (n+l/4)T er fortrinnsvis mindre enn 1/4 av gjentakelsesintervallet i et punkt av det spesifikke første samplingstidsøyeblikk.

Ifølge en annen side ved oppfinnelsen omfatter en signalbehandlingsinnretning et antall signalinngangsanordninger, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres fra signalinngangsanordningene, inn i et mindre antall kanaler med utgangsklemmer enn antallet av signalinngangsanordninger, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, og et antall A/D-omformere som er tilkoplet til respektive av multipleksernes utgangsklemmer og som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter en signalbehandlingsinnretning et antall signalinngangsanordninger for innmating av signaler med en spesifikk frekvens, et antall multipleksere som multiplekser signalene som innføres fra signalinngangsanordningene, inn i et mindre antall kanaler med utgangsklemmer enn antallet av signalinngangsanordninger, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, et antall A/D-omformere som er tilkoplet til respektive av multipleksernes utgangsklemmer og som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring, og en faseforskyver som forskyver fasene til individuelle sampeldata slik at en spesifikk faserelasjon etableres mellom dataene som samples av A/D-omformerne.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som dannes suksessivt og orienteres i suksessivt varierende retninger, et antall transduserelementer for mottaking av ekkosignaler med en spesifikk frekvens f som er lik l/T hvor T er ekkosignalenes periode, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres fra transduserelementene, inn i et mindre antall kanaler enn antallet av transduserelementer, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, et antall A/D-omformere som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring og sampler de analoge signaler i et spesifikt første samplings-tidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk (n+l/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk (n+l/2)T etter det første samplingstidsøyeblikk og i et samplingstidsøyeblikk (n+3/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, for å frembringe henholdsvis 0°-sampeldata, 90°-sampeldata, 180°-sampeldata og 270°-sampeldata, hvor n er 0 eller et positivt helt tall, utmating av en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene som i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata, og en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene som kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldataene, en faseforskyver som forskyver fasene til individuelle sampeldata slik at en spesifikk faserelasjon etableres mellom kompleksverdi-sampeldataene som avledes fra de individuelle transduserelementer, og et tilpasset filter for mottaking av kompleksverdi-sampeldataene fra faseforskyveren og suksessiv dannelse av mottakingsstrålene i forskjellige retninger.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som dannes suksessivt og orienteres i suksessivt varierende retninger, et antall transduserelementer for mottaking av ekkosignaler med en spesifikk frekvens, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres fra transduserelementene, inn i et mindre antall kanaler enn antallet av transduserelementer, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, et antall A/D-omformere som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring og sampler de analoge signaler for et antall bølger av disse fra transduserelementene, for å frembringe henholdsvis 0°-sampeldata, 90°-sampeldata, 180°-sampeldata og 270°-sampeldata av ekkosignaler fra hvert av transduserelementene, utmating av en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene som i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata, og en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene som kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldataene, en faseforskyver som forskyver fasen av individuelle sampeldata slik at en spesifikk faserelasjon etableres mellom kompleksverdi-sampeldataene som avledes fra de individuelle transduserelementer, og et tilpasset filter for mottaking av kompleksverdi-sampeldataene fra faseforskyveren og suksessiv dannelse av mottakingsstrålene i forskjellige retninger.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som dannes suksessivt og orienteres i suksessivt varierende retninger, et antall transduserelementer for mottaking av ekkosignaler med en spesifikk frekvens, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres fra transduserelementene, inn i et mindre antall kanaler enn antallet av transduserelementer, et antall A/D-omformere som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, en anordning for suksessiv generering i en fortløpende rekkefølge av i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata og kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldata fra de digitale signaler, og et tilpasset filter for mottaking av kompleksverdi-sampeldataene fra genereringsanordningen og suksessiv dannelse av mottakingsstrålene i forskjellige retninger.

Ifølge en ytterligere side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som dannes suksessivt og orienteres i suksessivt varierende retninger, et antall grupper av transduserelementer for mottaking av ekkosignaler med en spesifikk frekvens f som er lik l/T hvor T er ekkosignalenes periode, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres suksessivt fra hver av gruppene av transduserelementer, inn i et mindre antall kanaler enn antallet av transduserelementer, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, et antall A/D-omformere som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring og gjentatt sampler de analoge signaler fra hver av gruppene av transduserelementer i et spesifikt første samplingstidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk 1/4-T etter det første samplingstidsøyeblikk, i et samplingsøyeblikk 1/2-T etter det første samplingstidsøyeblikk, og i et samplingstidsøyeblikk 3/4-T etter det første samplingstidsøyeblikk, for å frembringe henholdsvis 0°-sampeldata, 90°-sampeldata, 180°-sampeldata og 270°-sampeldata, utmating av en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene som i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata, og en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene som kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldataene, en faseforskyver som forskyver fasen av individuelle sampeldata slik at en spesifikk faserelasjon etableres mellom kompleksverdi-sampeldataene som avledes fra de individuelle transduserelementer, og et tilpasset filter for mottaking av kompleksverdi-sampeldataene fra faseforskyveren og suksessiv dannelse av mottakingsstrålene i forskjellige retninger.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som dannes suksessivt og orienteres i suksessivt varierende retninger, et antall grupper av transduserelementer for mottaking av ekkosignaler med en spesifikk frekvens, et antall multipleksere som multiplekser signaler som innføres suksessivt fra hver av gruppene av transduserelementer, inn i et mindre antall kanaler enn antallet av transduserelementer, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, et antall A/D-omformere som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring, en anordning for generering av i-fasedata av kompleksverdi-sampeldata og kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldata fra de digitale signaler, og et tilpasset filter for mottaking av i-fasedataene av kompleksverdi-sampeldata og kvadraturdata fra genereringsanordningen, og suksessiv forming av mottakingsstrålene i forskjellige retninger.

Ifølge enda en annen side ved oppfinnelsen omfatter et sonarsystem som utsender et ultrasonisk søkepulssignal og mottar ekkosignaler ved hjelp av mottakingsstråler som formes og orienteres i forskjellige retninger, et antall transduserelementer, et antall multipleksere som multiplekser signaler som tilføres fra transduserelementene, inn i et mindre antall kanaler med utgangsklemmer enn antallet av transduserelementer, hvor multiplekserne arbeider med synkronisert omkoplingstidsstyring, og et antall A/D-omformere som er tilkoplet til respektive av multipleksernes utgangsklemmer og som omformer analoge signaler som innføres respektivt og individuelt fra multiplekserne, til digital form, hvor A/D-omformerne arbeider med synkronisert samplingstidsstyring.

I slike sonarsystemer som en bunnavbildningssonar er frekvensen til ekkosignaler nesten den samme som sendefrekvensen på grunn av at dopplereffekten er i hovedsaken neglisjerbar. Selv om ekkosignalene ikke samples for å oppnå I og Q-signaler på samme tid, er det derfor mulig å oppnå i-fasedata og kvadraturdata ved sampling av ekkosignalene to ganger med en faseforskyvning på 90°, eller med en tidsforsinkelse på (a+l/4)T. Ifølge denne tidsdelingsmetode er det mulig å produsere i-fasedataene og kvadraturdataene uten tilveiebringelse av to kanaler for i-fasedataene og kvadraturdataene.

Tidsintervallet mellom sampling av i-fase-dataene og samling av kvadraturdataene i en samplingssyklus gjøres mindre enn tidsintervallet mellom sampling av i-fase-dataene i en samplingssyklus og tidsintervallet i en etterfølgende samplingssyklus. Mer spesielt gjøres intervallet mellom samplingstidspunkter for i-fase-data og kvadraturdata i en samplingssyklus mindre enn halve gjentakelsestidsintervallet for suksessive samplingssykluser, som vist på fig. 10A. Som en konsekvens er det mulig å oppnå kompleksverdi-sampeldata med minimale feil, selv når amplituden av et inngangsekkosignal varierer som vist på fig. 10B, eller dets frekvens avviker.

Jo mindre tidsintervallet er mellom sampling av i-fase-data og sampling av kvadraturdata, jo bedre er resultatene som oppnås. Optimale resultater oppnås når a=0, eller når tidsintervallet er T/4. På fig. 10B er det vist et eksempel hvor fasen av sampeldataene er 45°. I dette eksempel er sampelverdien av i-fase-data som oppnås ved et samplingstidspunkt tO, lik 0,4861359, og sampelverdien av i-fase-data som oppnås ved et samplingstidspunkt ti som er forsinket med T/4 fra tO, er 0,5155987. Den fase som oppnås ut fra disse verdier, er 43,32°, hvilken inneholder en feil som er ekvivalent med 0,0026 ganger bølgelengden. I motsetning til dette, når i-fase-dataene og kvadraturdataene samples med likt atskilte tidsintervallet (1,25T i eksempelet på fig. 10B), er den sampelverdi som oppnås ved et samplingstidspunkt ti som er forsinket med 1,25T fra tO, lik 0,6334498, og den fase som oppnås ut fra denne sampelverdi og den sampelverdi som oppnås ved et samplingstidspunkt tO, er 37,50°, hvilket representerer en feil som er ekvivalent med 0,021 ganger bølgelengden. Det innses ut fra ovenstående at dersom intervallet mellom i-fase-data- og kvadraturdata-samplingstidspunkter i en samplingssyklus gjøres mindre enn halve gjentakelsestidsintervallet for suksessive samplingssykluser, er det mulig å oppnå kompleksverdi-sampeldata med minimale feil, selv når amplituden eller frekvensen av inngangssignalene varierer eller avviker.

Det er også mulig å oppheve en likestrøms(DC)-forspenningskomponent som er overlagret på sampeldata, ved å utføre en middelverdioperasjon ved å benytte sampeldata som er oppnådd ved samplingstidspunkter (n+l/2)T og (n+3/4)T.

Når signaler som innføres fra et antall signalinngangsanordninger, multiplekses ved benyttelse av multipleksere, kan det oppstå et tilfelle hvor støy som frembringes ved omkopling av multiplekseren i én kanal, på ugunstig måte påvirker sampeldata i en annen kanal dersom multiplekserne omkoples den ene etter den andre med regelmessige tidsmellomrom. For å unngå dette problem, er omkoplingstidsstyring av alle multipleksere og samplingstidsstyring av alle A/D-omformere synkronisert ved den foreliggende oppfinnelse, slik at støy ikke vil bli indusert inn i sampeldataene.

I f.eks. en bunnavbildningssonar blir signaler som innføres fra et stort antall kanaler, samplet fortløpende med regelmessige tidsmellomrom, og resulterende data som er anordnet på skrå i forhold til en tidsakse, innføres i et tilpasset filter for derved å avsøke en sjøbunn. Selv når inngangssignalene samples med synkronisert tidsstyring som nevnt foran, forskyves sampeldataenes fase på en slik måte at det ville bli oppnådd en datastreng som er anordnet på skrå i forhold til tidsaksen. Alternativt kan data som samples i en trinnliknende form, forskyves slik at data som samples på samme tid, ville bli oppnådd.

Slik som ovenfor angitt, samples data to ganger med en faseforsinkelse på (n+l/4)T for å oppnå i-fase-data og kvadraturdata ved denne oppfinnelse. Det er derfor mulig å frembringe kompleksverdi-sampeldata uten å øke antallet av A/D-omformere eller blandere.

Selv når likestrømsforspenningskomponenter er overlagret på sampeldataene, er det ifølge oppfinnelsen mulig å fjerne disse ved benyttelse av 180°-sampeldata og 270°-sampeldata.

Når multiplekseren i én kanal omkoples, frembringer den vanligvis elektrisk støy som ville påvirke sampeldata i andre kanaler på ugunstig måte. Ved den foreliggende oppfinnelse samples imidlertid ikke data i noen kanal når støy genereres, og multiplekseren omkoples ikke i noen kanal under en samplingsprosess, på grunn av at alle multipleksere omkoples på samme tid. Dette gjør det mulig å eliminere innvirkningen av støyen. Videre er det mulig å oppnå suksessiv stråleforming ved f.eks. benyttelse av et tilpasset filter, ved å forskyve samplingstidspunkter som er anordnet i trinnliknende form, i forhold til et horisontallinje(samtidig)-samplingssystem eller i forhold til et skrålinje-samplingssystem.

Kort beskrivelse av tegningene

Fig. 1 viser et blokkskjema av en bunnavbildningssonar ifølge en foretrukket utførelse av oppfinnelsen,

fig. 2A er et diagram som viser hvordan en sendende transduserenhet og en mottakende transduserenhet i bunnavbildningssonaren er innstallert,

fig. 2B er et diagram som viser sendings- og mottakingsstråler som dannes av transduserenhetene,

fig. 3 er et diagram som viser konfigurasjonen av den mottakende transduser- enhet,

fig. 4 er et samplingstidsinnstillingsdiagram som illusterer virkemåten av A/D-omformere,

fig. 5 er et diagram som fremstiller en faseforskyvningsmetode som benyttes i en prosessorenhet i den bunndetekterende sonar,

fig. 6 er et diagram som fremstiller en stråleformingsmetode som benyttes i prosessorenheten,

fig. 7 er et diagram som viser konfigurasjonen av en stråleformer som er innbygget i prosessorenheten,

fig. 8 er et samplingstidsinnstillingsdiagram som viser virkemåten av A/D-omformerne ifølge en variasjon av utførelsen,

fig. 9 er et samplingstidsinnstillingsdiagram som viser virkemåten av A/D-omformerne ifølge en annen variasjon av utførelsen,

fig. 10 er et diagram som viser feil som er forårsaket av en forskjell i samplingstidsinnstilling,

fig. 11 viser et blokkskjema av en faseforskyver som er innbygget i prosessoren, og

fig. 12 viser et blokkskjema av en avsøkingssonar ifølge en foretrukket utførelse av oppfinnelsen.

Nærmere beskrivelse av foretrukne utførelser av oppfinnelsen

Fig.l viser et blokkskjema av en bunndetekterende sonar ifølge en foretrukket utførelse av oppfinnelsen. Fig. 2A er et diagram som viser hvordan sendende og mottakende transduserenheter i den bunndetekterende sonar er innstallert, fig. 2B er et diagram som viser sendings- og mottakingsstråler som formes av transduserenhetene.

Idet det henvises til fig. 2A, er en sendende transduserenhet 11 og en mottakende transduserenhet 12 forsynt med ultralyd-transduseroppstillinger, idet hver oppstilling er dannet av et antall innrettede transduserelementer. Den sendende transduserenhet 11 er innstallert på bunnen av et skip, slik at dens oppstillingsretning blir parallell med baug-hekk-retningen, mens den mottakende transduserenhet 12 er innstallert på skipets bunn slik at dens oppstilling er orientert i tverrskipsretningen.

I tillegg til en transduserseksjon 1 som omfatter sendetransduserenheten 11 og mottakstransduserenheten 12, er en sende- og mottaksenhet 2 som tilfører pulstogsignaler (eng: burst signals) til sendetransduserenheten 11, mottar ekkoer og omformer disse til digitale sampeldata, montert på skipets bunn. En prosessorenhet 3 for sonaren er installert i en skipslugar. Prosessorenheten 3 utfører stråleformings- og bunndeteksjonsoperasjoner ved benyttelse av sampeldataene som tilføres fra sende- og mottaksenheten 2.

En overføringskrets 26 i sende- og mottaksenheten 2 tilfører elektriske pulssignaler til de individuelle transduserelementer i sendetransduserenheten 11. Drevet av disse pulssignaler sender transduserelementene i sendetransduserenheten 11 ultralydsignaler inn i vannet. Overføringskretsen 26 omfatter en oscilator som genererer et 320 kHz-signal, og tilfører pulssignalene til de individuelle transduserelementer i sendetransduserenheten 11 med styrt tidsinnstilling, slik at en nedadrettet, vifteformet sendestråle vil bli dannet like under skipsskroget, som vist på fig. 2B. Den således dannende sendestråle har en vifteliknende form som er omtrent 1,5° tykk i skipets lengderetning og omtrent 150° bred i tverrskipsretningen. Pulssignalene som innføres i de individuelle elementer, har en frekvens på 320 kHz, og deres pulslengde er så lang som ca. 10-50 ganger bølgelengden. Da den således dannede sendestråle er rettet vertikalt nedover, er ekkosignalene som returnerer fra sjøbunnen, i det vesentlige upåvirket av dopplereffekten, og har således nesten samme frekvens som frekvensen til de utsendte pulssignaler (320 kHz), selv når skipet beveger seg.

Mottakstransduserenheten 12 har en stort sett sylindrisk form med 160 transduserelementer anordnet på sin omkrets som vist på fig. 3. Sende- og mottaksenheten 2 og prosessorenheten 3 som er koplet til mottakstransduserenheten 12, sampler returekkoene som mottas av de individuelle transduserelementer, og former mottaksstrålen med en vifteliknende form som er omtrent 20° bred i skipets lengderetning og omtrent 1,5° tykk i skipets tverretning som vist på fig. 2B, ved å sammenlikne de mottatte ekkoer med en referanse ved benyttelse av et tilpasset filter. For å detektere sjøbunnen, styres denne mottaksstråle med høy hastighet fra høyre mot venstre et antall ganger mens den mottar returekkoer som skriver seg fra hver suksessiv pulssending. Idet det henvises til fig. 3, har den stort sett sylindriske form på mottakstransduserenheten 12 en radius på 125 mm, og en sektordel av denne sylindriske form er bortskåret, slik at det etterlates en sektordel hvis sentrale vinkel er 238,5°. De 160 mottakende transduserelementer er anordnet med 1,5° mellomrom på denne sektordel på 238,5°.

Ekkosignalene som mottas av de individuelle transduserelementer i mottakstransduserenheten 12, tilføres til sende- og mottaksenheten 2 via respektive mottakskanaler. I sender/mottakerenheten 2 forsterkes signalene i de individuelle kanaler enkeltvis av forforsterkere 13, filtreres av filtre 14 og forsterkes av TVG-forsterkere 15 med tidsvariert forsterkning (eng:time-varied-gain). Filtrene 14 er båndpassfiltre som fjerner andre frekvenskomponenter enn de som faller innenfor et spesifikt frekvensbånd rundt sendefrekvensen (320 kHz) til sendetransduserenheten 11. Returekkoene er smalbånds-ultralydsignaler på omtrent 320 kHz, slik som ovenfor angitt. Disse båndpassfiltre 14 fjerner slike uønskede støykomponenter som støy som genereres av ultralydutstyr og sjøstøy som ikke faller innenfor passbåndet til båndpassfiltrene 14.

TVG-forsterkerne 15 er av en type hvis forsterkning økes med forløpet av tid etter at sendetransduserenheten 11 har utsendt en serie av ultralydbølger. Grunnen til at deres forsterkning økes med tiden, er at jo mer tid som går etter utsending av ultralydbølgene, jo lenger borte fra reflekteres ultralydbølgene. Dette betyr at det er nødvendig å motta returekkoer med gradvis reduserte signalnivåer med tidsforløpet, på grunn av en økning i den avstand som tilbakelegges av ultralydbølgene. TVG-forsterkernes 15 forsterkning økes gradvis med tiden for å oppveie de gradvis svakere returekkoer. For å fjerne støy som frembringes av TVG-forsterkerne 15, er enkle filtre 16 innført i et etterfølgende trinn etter de individuelle TVG-forsterkere 15. De ekkosignaler som har passert gjennom disse filtre 16, innføres i multipleksere 17 som utfører en multipleksingsoperasjon ved benyttelse av en tidsdelingsteknikk for å kombinere 160 kanaler inn i ti kanaler. Spesielt innføres ekkosignalene i oppstrømskanaler som er nummerert 10n + k, i multiplekserne 17 i nedstrømskanaler som er nummerert k, hvor k er et helt tall fira 0 til 9 og n er et helt tall fira 0 til 15. Mer spesielt innføres signalene i oppstrømskanalene 0, 10, 20,..., 140, 150 i en multiplekser nr. 0, signalene i oppstrømskanalene 1, 11, 21, ..., 141, 151 innføres i en multiplekser nr. 1,og signalene i oppstrømskanalene 9,19,29, ..., 149, 159 innføres i en multiplekser nr. 9. Idet de arbeider i synkronisme med hverandre, omkopler multiplekserne nr. 0 til 9 fortløpende sine inngangssignaler ved å inkrementere den heltallig variable n. Det skal bemerkes at kanaler som er dannet i fremre trinn med hensyn til multiplekserne, er kalt oppstrømskanaler. Hver oppstrømskanal omfatter f.eks. et transduserelement og et filter 14. De kanaler som er dannet i bakre trinn med hensyn til oppstrømskanalene, er kalt nedstrømskanaler.

Returekkosignalene som multiplekses og kombineres til ti kanaler, forsterkes individuelt på nytt av andre TVG-forsterkere 18. Mens typiske TVG-forsterkere har et styrbart forsterkningsområde på ca. 40 dB, er et TVG-område på 40 dB eller mer nødvendig for å avsøke et vidt område av sjøbunnen. Dette er grunnen til at den foreliggende utførelse benytter en totrinns TVG-forsterkerkonfigurasjon. Selv om det kunne være mulig å oppnå ønskede transientresponsegenskaper ved innføring av to TVG-forsterkere i et etterfølgende trinn av hver multiplekser, må multiplekserne og deres etterfølgende trinn ha bredbåndskapasitet, og støy som genereres av TVG-forsterkeren i det første trinn, kunne derfor fremsette et problem. Av denne grunn er de første TVG-forsterkere 15 anordnet i et foregående trinn til hver multiplekser 17, og er koplet til hver multiplekser 17 via de enkle filtre 16 som begrenser forsterkningsstøy.

Signalene som forsterkes av de individuelle TVG-forsterkere 18, samples og omformes til digitale sampeldata av A/D-omformere 19 (ADO til AD 10). Samplingstidsstyring av A/D-omformerne 19 og omkoplingstidsstyring av multiplekserne 17 styres basert på det forannevnte signal som genereres av oscillatoren i sendingskretsen 26. Spesielt er både samplingstidsstyringen av A/D-omformerne 19 og omkoplingstidsstyringen av multiplekserne 17 fullstendig synkronisert med frekvensen til de overførte pulssignaler (returekkosignaler).

Fig. 4 er et diagram som fremstiller samplingstidsstyringen av A/D-omformerne 19.

For at prosessorenheten 3 i et etterfølgende trinn skal behandle returekkosignalene i form av kompleksverdidata, er det ønskelig at returekkosignalene omformes til kompleksverdidata i en samplingsprosess. En prosess med blanding av et reallverdisignal med et cosinussignal og et sinussignal for å separere det i signaler med en i-fase-del I og en kvadraturdel Q, og sample signalene separat, ville imidlertid komplisere kretskonfigurasjonen og forårsake målefeil på grunn av f.eks. faseforskyvninger.

Idet det tas i betraktning at frekvensen til de mottatte ekkosignaler er stabil og en samplingstaktgiver er fullstendig synkronisert med denne frekvens, genereres kompleksverdisampeldata ved å sample ekkosignalene to ganger med en faseforsinkelse på 90° og deretter benytte den ene del av dataene som en i-fase-del og den andre del av dataene som en kvadraturdel i dette sonarsystem. Videre sampler sonarsystemet ekkosignalene fire ganger med en faseforsinkelse på 90° (0°, 90°, 180°, 270°), og fjerner en likestrømsforspennings- eller forskyvningskomponent av ekkosignalene ved å kombinere 0°-sampeldata med 180°-sampeldata, og 90°-sampeldata med 270°-sampeldata.

Da ekkosignalene i de 160 oppstrømskanaler multiplekses inn i de ti nedstrømskanaler ved benyttelse av tidsdelingsteknikken slik som ovenfor angitt, behandler hver av de ti nedstrømskanaler ekkosignalene i seksten oppstrømskanaler. Hver av de ti nedstrømskanaler sampler signalene i fire oppstrømskanaler i løpet av en komplett syklus eller periode (IA,) av returekkosignalene på 320 kHz. Hver kanal sampler med andre ord signalene i seksten oppstrømskanaler i løpet av fire ganger perioden (4A,) av returekkosignalene på 320 kHz.

Samplingstidsstyringen skal forklares nærmere under henvisning til fig. 4. Signalene i oppstrømskanalene som er nummerert 10n + 0 (hvor n = 0, 1, ..., 15), tilføres selektivt til A/D-omformeren ADO via den tilsvarende multiplekser 17. Videre tilføres signalene i oppstrømskanalene som er nummerert 10n + 1, selektivt til A/D-omformeren AD1 via den tilsvarende multiplekser 17. På liknende måte innføres signalene i oppstrømskanalene som er nummerert 10n + k (hvor k = 0, 1, ..., 9), selektivt i hver A/D-omformer ADk. De individuelle A/D-omformere ADO til AD9 sampler inngangssignalene med regelmessige tidsmellomrom på 1/16A. (0,195625 us). Det utføres derfor seksten samplingsoperasjonssykluser i løpet av perioden IA..

Hver A/D-omformer ADk sampler signalene i oppstrømskanalene som er nummerert k, 10 + k, 20 + k og 30 + k, ved å omkople disse kanaler den ene etter den andre i løpet av en første syklus på IA,. Da A/D-omformeren ADk i hver kanal sampler inngangssignalene fire ganger i løpet av perioden IA, med mellomrom på 1/4A,

(= 1/16A, x 4), oppnås fire data med relative faseforsinkelser på 0°, 90°, 180° og 270°.

I en andre syklus av perioden IA. sampler A/D-omformeren ADk i hver kanal inngangssignalene i oppstrømskanalene som er nummerert 40 + k, 50 + k, 60 + k og 70 + k, ved å omkople disse kanaler den ene etter den andre. I en etterfølgende syklus av periden IA, sampler videre A/D-omformeren ADk i hver kanal inngangssignalene i oppstrømskanalene som er nummerert 80 + k, 90 + k, 100 + k og 110 + k, ved å omkople disse kanaler den ene etter den andre. I en etterfølgende syklus av perioden IA, sampler A/D-omformeren ADk i hver kanal igjen inngangssignalene i oppstrømskanalene som er nummerert 120 + k, 130 + k, 140 + k og 150 + k, ved å omkople disse kanaler den ene etter den andre. Da de individuelle A/D-omformere ADk sampler inngangssignalene på denne måte, er det mulig å oppnå fire data med relative faseforsinkelser på 0°, 90°, 180° og 270° for hver av de 160 oppstrømskanaler i løpet av en syklustid på 4A,.

I sonarsystemet ifølge denne utførelse er samplingsoperasjonen til alle A/D-omformere ADk fullstendig synkronisert, og multiplekserne 17 omkoples på samme tid i synkronisme med hverandre, også etter samplingsoperasjonen. Så lenge A/D-omformerne ADk er av en type hvis driftsfrekvens er ca. 20 MHz, påvirker bare de inngangssignaler som innføres umiddelbart før samplingen, de oppnådde sampeldata, og selv om multiplekserne 17 omkoples umiddelbart etter samplingsprosessen, forårsaker ikke omkoplingsstøy noen ugunstige virkninger på sampeldata som vil bli oppnådd i en etterfølgende samplingsprosess.

Da multiplekserne 17 omkoples og TVG-forsterkerne 18 i deres etterfølgende trinn opererer umiddelbart etter samplingen av inngangssignalene, blir støy som forårsakes av utvalgte signaler av multiplekserne 17 og ved endringer i utgangsdata fra A/D-omformerne 19, tilstrekkelig redusert før den etterfølgende samplingsoperasjon (0,195625 (is senere), og støyen forårsaker derfor ikke noen ugunstige virkninger på den etterfølgende samplingsoperasjon, slik som foran angitt. Dessuten, på grunn av at omkopling av multiplekserne 17 og A/D-omformerne 19 i de ti kanaler er synkronisert slik som tidligere angitt, går omkoplingsstøy som kan forekomme i en kanal, ikke inn i en annen kanal og påvirker denne på ugunstig måte.

De sampeldata som således frembringes av A/D-omformerne 19, innføres i en middelverdidannende krets 20. Middelverdikretsen 20 danner middelverdien av to par av sampeldataene, dvs. 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene, og 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene, for hver kanal. Da tidsinnstillingen av disse sampeldata er satt for å synkroniseres med den samme takt som sendefrekvensen (frekvensen av returekkoene), må 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene ha nesten samme amplitudenivåer, men verdier med motsatte polariteter, og likeledes må 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene ha nesten samme amplitudenivåer, men verdier med motsatte polariteter. Det er derfor mulig å beregne 0°-sampeldata (i-fase-data R) som utelukker en likestrøms- eller DC-forskyvningskomponent, ved å utføre en middelverdidannende operasjon uttrykt ved (0°-sampeldata - 180°-sampeldata)/2. DC-forskyvningskomponenten frembringes som følge av en vekselsstrøms- eller AC-kopling med asymmetriske positive og negative egenskaper eller en forskyvningsfeil i A/D-omformerne 19. Det er også mulig å beregne 90°-sampeldata (kvadraturdata I) som utelukker en DC-forskyvningskomponent, ved å utføre en middelverdidannende operasjon uttrykt ved (90°-sampeldata - 270°-sampeldata)/2. Middelverdikretsen 20 utmater 0°-sampeldataene og 90°-sampeldataene som kompleksverdi-sampeldataene.

Disse kompleksverdi-sampeldata overføres til prosessorenheten 3 i skipslugaren med en høyhastighetsforbindelse som er dannet f.eks. av en optisk fiber. Da A/D-omformerne 19 i sende- og mottaksenheten 2 og deres etterfølgende trinn utfører digital behandling, er det ikke nødvendig at sampeldata-overføringstidsinnstillingen er nøyaktig synkronisert med den tidsinnstilling som er vist ved en trinnliknende, brutt linje "a" på fig. 5. Sampeldataene må bare sendes fra sende- og mottakingsenheten 2 til prosessorenheten 3 på en slik måte at etterfølgende behandlingsoperasjoner kan utføres på en sanntidsbasis. Selv om dataene i kanalene 0 til 9 har samme tidsinnstilling, utføres overføring av disse data fra sende- og mottaksenheten 2 til prosessorenheten 3 i serieform, og de behandles som data med samme tidsinnstilling i prosessorenheten 3.

Selv om mottakstransduserenheten 12 har en stort sett sylindrisk form med en sentral vinkel på 238,5° på hvilken de 160 mottakstransduserelementer er anordnet med mellomrom på 1,5° som vist på fig. 3, formes mottaksstrålen ved benyttelse av 60 transduserelementer som er inneholdt i en sektor ca. 90° som er sentrert på retningen av mottaksstrålen i et vilkårlig gitt øyeblikk. De individuelle transduserelementer identifiseres i det følgende ved kanalnumre som er tildelt til disse. Når mottaksstrålen formes ved benyttelse av transduserelementene i kanaler 0 til 59, peker mottaksstrålen i en retning akkurat mellom kanalene 29 og 30 som betraktet fra sentrum av mottakstransduserenheten 12. Dersom det antas at denne retning er 0°, er transduserelementet i kanal 0 beliggende i en retning på 44,5°, og transduserelementet i kanal 59 er beliggende i en retning på -44,5°.

Fig. 5 og 6 er diagrammer som viser prinsippene for faseforskyvnings- og mottaksstråleformingsoperasjoner som utføres av prosessorenheten 3. Sampeldataene som innføres fra sende- og mottaksenheten 2 til prosessorenheten 3, er de som oppnås ved samplingstidspunkter som er vist ved den brutte linje "a" på fig. 5. Slik som tidligere nevnt, samples hvert av ekkosignalene fire ganger ved 0°, 90°, 180° og 270°. 180°-sampeldataene og 270°-sampeldataene benyttes for fjerning av DC-forskyvningskomponenten, og 90°- sampeldataene benyttes som kvadraturdataene I. Kompleksverdi-sampeldataene ved tidspunktet for 0°-sampeldataene innføres derfor i prosessorenheten 3.

Prosessorenheten 3 former en mottaksstråle ved benyttelse av 60 tilstøtende kanaler, og styrer mottaksstrålen fra høyre mot venstre. Med andre ord former prosessorenheten suksessivt 101 mottaksstråler, innbefattet mottaksstrålen 0 som dannes av transduserelementene i kanalene 0 til 59, til mottaksstrålen 100 som dannes av transduserelementene i kanalene 100 til 159. Da denne suksessive stråleformingsoperasjon utføres ved benyttelse av det tidligere nevnte tilpassede filter, er det nødvendig at dataene i kanalene 0 til 159 har tidssekvensiell kontinuitet. Av denne grunn forskyves dataene i de individuelle kanaler i fase på en slik måte at de kan behandles som data hvis tidsinnstilling er representert ved en skrålinje "b" eller en horisontal linje "c" på fig. 5. Skrålinjen b er en linje som representerer en faserelasjon i hvilken samplingstidspunkter for de individuelle sampeldata er atskilt med fast mellomrom, og kontinuiteten fra dataene i kanal 159 til de etterfølgende data i kanal 0 er sikret. På den annen side er den horisontale linje c en linje som representerer en faserelasjon i hvilken samplingstidspunkter for de individuelle data som avledes fra kanalene 0 til 159, forskyves som om alle data samples ved det samme samplingstidspunkt. Faseforskyvningsoperasjonen utføres ved å fremskyve eller forsinke fasen til hvert sampeldata slik at dets fase passer til den fase som er representert ved skrålinjen b. Den samplingstidsinnstilling til hvilken de individuelle sampeldata skal forskyves, eller posisjonen av skrålinjen b eller den horisontale linje c, kan velges vilkårlig.

Når det dreier seg om skrålinjesampling, samples dataene nøyaktig ved de samplingstidspunkter som er vist ved skrålinjen b. Dersom imidlertid omkoplingstidsinnstilingen for transduserelementet eller AD-omformeren 19 i en eller annen kanal avviker, kunne den påvirke en annen kanal på ugunstig måte ved f.eks. å indusere støy, slik som angitt tidligere. Omkoplings-tidsinnstillingen synkroniseres derfor som vist ved den trinnliknende, brutte linje "a" på fig. 5.

De individuelle sampeldata som er avledet fra kanalene 0 til 159 og som er blitt forskjøvet i fase, sammenliknes fortløpende med den tidligere nevnte referanse. Fig. 6 viser et eksempel på referansen. Referansen representerer mottatte ekkonivåer av de individuelle kanaler som oppnås når returekkoene, som er parallelle stråler av lydbølger, først ankommer til mottakstransduserelementene i den kanal som er orientert i retningen for de innkommende ekkoer, og deretter ankommer til mottakstransduserelementene i de ytre kanaler langs den sylindriske overflate av mottakstransduserenheten 12 i rekkefølge. Når et stort antall sett av sampeldata som oppnås ved hjelp av mottaksstrålen 0 som er dannet av transduserelementene i kanalene 0 til 59, opptil mottaksstrålen 100 som er dannet av transduserelementene i kanalene 100 til 159, sammenliknes fortløpende med referansen, oppnås en høy korrelasjon med den mottaksstråle som er orientert i den retning fra hvilken returekkoene virkelig ankommer. Retningen av de innkommende returekkoer kan bestemmes ved hjelp av denne korrelasjonsprosess.

Da mottakstransduserenheten 12 har en radius på 125 mm slik som tidligere angitt, er transduserelementene i kanalene 29 og 30 som er orientert i retninger som ligger nærmest retningen for mottaksstrålen 0, atskilt fra de ytterste transduserelementer i kanalene 0 og 59, med en avstand som er ekvivalent med ca. 7,5 ganger bølgelengden. Denne avstand beregnes spesielt på følgende måte: 125 x(l-V2)/(15000 / 320)«7,5

For å forbedre nøyaktigheten av bunnlodding, er det på den annen side en tendens til å benytte ultralydpulstog med kortere pulslengder i bunnavbildningssonarer og generelle sonarsystemer. Dersom den bunndetekterende sonar ifølge den foreliggende utførelse kon-strueres på denne måte, har returekkoene også en kort pulslengde. Dersom pulslengden av de returekkoer som ankommer fra stråleretningen, er mindre enn 7,5 ganger bølgelengden, blir de returekkoer som frembringes av en eneste sending, ikke mottatt på samme tid av transduserelementene i de 60 kanaler som benyttes samtidig for å forme mottaksstrålen. For å overvinne dette problem, samples returekkoene med tidsmellomrom på fire ganger bølge-lengden, og mottaksstrålen formes ved å oppdele transduserelementene i 60 kanaler i to grupper, slik at den avstand som dekkes av 7,5 ganger bølgelengden, oppdeles i to deler.

Mer spesielt blir transduserelementene i kanalene 0 til 59, som danner mottaksstrålen 0, oppdelt i to grupper, dvs. gruppe 1 omfattende ytre kanaler 0 til 9 og kanaler 53 til 59, og gruppe 2 omfattende sentrale kanaler 10 til 52. Kanalene i gruppe 1 benytter dataene som samples fra returekkoene som avledes fra en aktuell overføringssyklus, mens kanalene i gruppe 2 benytter dataene som samples fra returekkoene som avledes fra en foregående overføringssyklus ved utførelse av stråleformingsoperasjonen (korrelasjon med referansen). Som en konsekvens vil sampeldataene som avledes fra returekkoene i alle kanaler som benyttes til forming av mottaksstrålen, bli utnyttet, og dermed forbedre nøyaktigheten av bunnlodding.

De ovennevnte grupper 1 og 2 er relatert til en gruppering av kanalene som er anvendelig på et tilfelle hvor sampeldataene er forskjøvet i fase i overensstemmelse med det forannevnte skrålinje-samplingssystem. I et tilfelle hvor sampeldataene forskyves som om alle data samples ved samme samplingstidspunkt, omfatter gruppe 1 kanalene 0 til 8 og kanalene 51 til 59, og gruppe 2 omfatter kanalene 9 til 50.

Idet det henvises til fig. 11, omfatter faseforskyveren som er innbygget i prosessorenheten 3, fire multiplikatorer 101, 102, 103 og 104, to RAM-lagre 105 og 106, en subtraherer 107 og en adderer 108. RAM-lageret 105 lagrer realdelskoeffisienter for de tilsvarende 160 transduserelementer, mens RAM-lageret 106 lagrer imaginærdelskoeffisienter for de tilsvarende 160 transduserelementer. Multiplikatoren 101 multipliserer 0°-sampeldata som tilføres fra middelverdikretsen 20, med respektive tilsvarende realdelskoeffisienter som utmates fra RAM-lageret 105. Multiplikatoren 102 multipliserer 90°-sampeldata som tilføres fra middelverdikretsen 20, med respektive tilsvarende realdelskoeffisienter som utmates fra RAM-lageret 105. Multiplikatoren 103 multipliserer 0°-sampeldata som tilføres fra middelverdikretsen 20, med respektive tilsvarende imaginærdelskoeffisienter som utmates fra RAM-lageret 106. Multiplikatoren 104 multipliserer 90°-sampeldata som tilføres fra middelverdikretsen 20, med respektive tilsvarende imaginærdelskoeffisienter som utmates fra RAM-lageret 106. Subtrahereren 107 utfører subtraksjonsoperasjoner på utgangssignalene fra multiplikatoren 101 og utgangssignalene fra multiplikatoren 104, for å frembringe 0°-korreksjonsdata til stråleformeren. Addereren 108 utfører addisjonsoperasjoner på utgangssignalene fra multiplikatoren 102 og utgangssignalene fra multiplikatoren 103 for å frembringe 90°-korreksjonsdata til stråleformeren.

Faseforskyveren som er vist på fig. 11, opererer i overensstemmelse med likning (1) som vil bli presentert i det følgende.

Fig. 7 er et diagram som viser utformingen av en stråleformer som er innbygget i prosessorenheten 3. Stråleformeren er konstruert av et komplekst, tilpasset filter. I virkelige systemer utføres stråleformingsoperasjonen i form av en matematisk operasjon som utføres av det komplekse tilpassede filter.

Spesielt innføres 0°-sampeldataene som er i-fase-dataene R av kompleksverdi-sampeldataene, i et 60-trinns skiftregister 51, et 107-trinns skiftregister 52 og et 43-trinns skiftregister 53 i denne rekkefølge. Videre innføres 90°-sampeldataene i et 60-trinns skiftregister 61, et 107-trinns skiftregister 62 og et 43-trinns skiftregister 63 i denne rekkefølge.

På fig. 7 er 0°-sampeldataene (i-fase-dataene) betegnet med RN og Ro, og av disse angir RN data som innføres ved sampling under løpende 4A,-sykluser, og Ro angir data som innføres ved sampling under foregående 4X.-sykluser. Videre er 90°-sampeldataene (kvadraturdataene) betegnet med In og Io, og av disse angir IN data som innføres ved sampling under de aktuelle 4A,-sykluser, og I0angir data som innføres ved sampling under de foregående 4A,-sykluser. Videre er referansekoeffisienter til det komplekse tilpassede filter betegnet med CR og Q, og av disse angir CR en i-fase-koeffisient av referansen, og Ciangir en kvadraturkoeffisient av referansen. Tall som er tillagt som endelse til de forannevnte symboler, angir element(kanal)-numre. Referansekoeffisientene CR og Ci som er tillagt tall 0 til 59 som endelser, har faste verdier. I motsetning til dette, selv om inngangssampeldatene RN, Ro, In og Io er tillagt kanalnumre 0 til 59 som endelser på fig. 7, forskyves kanal-numrene suksessivt (inkrementeres), og sampeldataene for de tilsvarende kanaler innføres.

Det tilpassede filter er oppbygget av fire filterlinjer RR, IR, RI, II som vist på fig. 7. Et filter som beregner graden av korrelasjon mellom RN, Rq (i-fase-data) og CR (i-fase-koeffisient), er betegnet med RR. Dette filter RR omfatter 60 multiplikatorer 55 som multipliserer referansekoeffisienten CR med 0°-sampeldataene med tilvarende tidsinnstilling (stråleretning), og en adderer 56 som adderer resultatene av multiplikasjonene. Et filter som beregner graden av korrelasjon mellom IN, I0(kvadraturdata) og Ci(kvadraturkoeffisient), er videre betegnet med II. Dette filter II omfatter 60 multiplikatorer 57 som multipliserer refe-ransekoefifsienten Cimed 90°-sampeldataene med tilsvarende tidsinnstilling (stråleretning), og en adderer 58 som adderer resultatene av multiplikasjonene. Addisjonsresultatet ved hjelp av addereren 56, eller en filterutmating (RR) fra filterlinjen RR, og en filterutmating (II) fra filterlinjen II innføres i en subtraherer 71 som utfører en subtraksjon (RR) - (II) og beregner en verdi som representerer graden av korrelasjon mellom fasene av i-fase-delen av kompleksverdi-sampeldataene og i-fase-delen av en kompleksverdi-referansekoeffisient. Spesielt blir denne korrelasjons verdi, som uttrykker korrelasjonen mellom kompleksverdi-sampeldataene og kompleksverdi-referansekoeffisienten, beregnet på følgende måte:

På den annen side er et filter som beregner graden av korrelasjon mellom IR, I0 (kvadraturdata) og CR (i-fase-koeffisient), betegnet med IR. Dette filter IR omfatter 60 multiplikatorer 65 som multipliserer referansekoeffisienten CR med 90°-sampeldataene med tilsvarende tidsinnstilling (stråleretning), og en adderer 66 som adderer resultatene av multiplikasjonene. Videre er et filter som beregner graden av korrelasjon mellom RN, Ro (i-fase-data) og Ci(kvadraturkoeffisient), betegnet med RI. Dette filter RI omfatter 60 multiplikatorer 67 som multipliserer referansekoeffisienten Cimed 0°-sampeldataene med tilsvarende tidsinnstilling (stråleretning), og en adderer 68 som adderer resultatene av multiplikasjonene. Addisjonsresultatet ved hjelp av addereren 66, eller en filterutmating (IR) fira filterlinjen IR, og en filterutmating (RI) fra filterlinjen RI innføres i en adderer 72 som ut-fører en addisjon (IR) + (RI) og beregner en verdi som representerer graden av korrelasjon mellom fasene av i-fase-delen av kompleksverdi-sampeldataene og i-fase-delen av en kompleksverdi-referansekoeffisient. Spesielt beregnes denne korrelasjonsverdi ved hjelp av ovenstående likning (1).

Beregningsresultater fra subtrahereren 71 og addereren 72 innføres i en amplitude-detektor 73. Amplitudedetektoren 73 beregner amplituden av mottaksstrålen basert på de innførte beregningsresultater. Amplituden kan beregnes ved hjelp av uttrykket

Dersom man ønsker å utføre denne beregning ved benyttelse av en maskinvareinnretning, kan det benyttes en tabell eller en krets med en approksimasjonsevne. En utgangskrets 74 er en krets som er nødvendig på grunn av at elementene ikke er anordnet hele veien rundt mottakstransduserenheten 12. Utgangskretsen 74 tar ut 101 stråler ved klokkerpulser 59 til 159 i skiftregistrene. Disse 101 stråler er de tidligere nevnte 101 mottaksstråler fra mottaksstrålen 0 som er orientert i retningen akkurat mellom kanalene 29 og 30, opp til mottaksstrålen 100 som er orientert i retningen akkurat mellom kanalene 129 og 130. Denne operasjon utføres gjentatte ganger med mellomrom som er lik fire ganger perioden (4A,) av de mottatte 320 kHz-pulssignaler.

Idet det henvises til fig. 12, skal en annen utførelse ifølge oppfinnelsen beskrives i det følgende. Oppfinnelsen er realisert i en generell type avsøkingssonar. Like henvisnings-tall er tildelt til de samme enheter som er vist på fig. 1.

Overføringskretsen 26 tilfører et søkepulssignal med en bærefrekvens på f.eks. 200 kHz via en T/R-bryter 111 til en transduserenhet 112. Transduserenheten 112 omfatter 160 transduserelementer som er plassert med like mellomrom på en imaginær sirkel. Ekkosignaler som mottas av transduserelementene, går videre gjennom T/R-bryteren 111, for-forsterkeren 13, filteret 14, TVG-forsterkeren 15 og filteret 16 til ti tilsvarende multipleksere 17. Multiplekserne 17 multiplekser inngangssignalene til ti kanaler for å tilføre utgangssignalene til respektive av ti A/D-omformere AS0 til AD9. Utgangssignalene fra de ti A/D-omformere ADO til AD9 tilføres til prosessorenheten 113 som omfatter en stråleformer 114.

De ti multipleksere og A/D-omformere ADO til AD9 multiplekser og sampler inngangssignalene på f.eks. samme måte som vist på fig. 4. Stråleformeren 114 forskyver inngangssignalene i fase med det ønskede beløp og danner mottaksstråler i overensstemmelse med likning (1). Stråleformeren 114 utfører faseforskyvnings- og stråle-formingsoperasjoner på samme tid.

Selv om dataene for de 160 kanaler multiplekses og samples som vist på fig. 4, er det også mulig å benytte en annen metode for multipleksing og sampling av signalene. Idet arrangementet av de 160 transduserelementer, ti multipleksere og ti A/D-omformere er det samme som i den foregående utførelse, sampler f.eks. A/D-omformeren ADO dataene fra transduserelementene 0 til 15 i en rekkefølge på 0,1,2 , 3 , 0,1 ,2 , 3, 0,1, 2, 3, 0,1,2, 3,4, 5, 6, 7, 4, 5, 6, 7, 12, 13, 14, 15, 12, 13, 14, 15, 12, 13, 14, 15 og 12, 13, 14, 15. A/D-omformeren AD1 sampler dataene fra transduserelementene 16-31 i en rekkefølge på 16, 17, 18, 19, 16, 17, 18, 19, 16, 17, 18, 19, 16, 17, 18, 19, 28, 29, 30, 31, 28, 29, 30, 31,28,29, 30, 31 og 28,29, 30, 31. Likeledes sampler de andre A/D-omformere AD2 til AD9 data fra respektive tilsvarende transduserelementer.

Selv om dataene for de 160 kanaler multiplekses ved benyttelse av 10 linjer av multiplekserne 17 og A/D-omformerne 19, og samples gjentatte ganger med 4A, tidsmellomrom som vist på fig. 4 i den foregående utførelse, kan dataene multiplekses inn i åtte linjer og samples med 3, 5X tidsmellomrom som vist på fig. 8. Alternativt kan dataene multiplekses inn i ti linjer og samples med 4,5A, tidsmellomrom som vist på fig. 9. I tilfellet på fig. 8 inverteres fasen i en andre samplingssyklus sammenliknet med den første samplingssyklus, og 0°-sampeldata og 90°-sampeldata, og 180°-sampeldata og 270°-sampeldata oppnås i løpet av de første og andre samplingssykluser. I tilfellet på fig. 9 oppnås to data i én samplingssyklus, men fasen inverteres i den etterfølgende samplingssyklus.

Claims (2)

1. Fremgangsmåte ved signalbehandling,karakterisert vedat den omfatter de trinn å motta signaler med en spesifikk frekvens f som er lik l/T hvor T er signalenes periode, å sample de nevnte signaler i et spesifikt første samplingstidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk (n + 1/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, i et samplingstidsøyeblikk (n + 1/2)T etter det første samplingstidsøyeblikk, og i et samplingstidsøyeblikk (n + 3/4)T etter det første samplingstidsøyeblikk, for å frembringe henholdsvis 0°-sampeldata, 90°-sampeldata, 180°-sampeldata og 270°-sampeldata, hvor n er 0 eller et positivt helt tall, og å utmate en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 0°-sampeldataene og 180°-sampeldataene som i-fase-data av kompleksverdi-sampeldata, og en verdi som oppnås ved å ta middelverdien av 90°-sampeldataene og 270°-sampeldataene som kvadraturdata av kompleksverdi-sampeldataene.

2. Fremgangsmåte ifølge krav 1,karakterisert vedat tidsintervallet (n + 1/4)T er mindre enn 1/4 av gjentakelsesintervallet for et punkt av det spesifikke første samplingstidsøyeblikk.