NO323736B1

NO323736B1 - Ignition circuit for a high-pressure gas discharge lamp

Info

Publication number: NO323736B1
Application number: NO19980865A
Authority: NO
Inventors: Kai Arbinger; Roman Ploner
Original assignee: Tridonic Bauelemente
Priority date: 1995-08-28
Filing date: 1998-02-27
Publication date: 2007-07-02
Also published as: TR199800235T2; NO980865L; ES2169252T3; EP0847681B1; EP0847681A1; ZA966972B; NO980865D0; DE19531622B4; AU6741196A; NZ315658A; WO1997008921A1; ATE210364T1; AU698825B2; DE59608386D1; DE19531622A1

Abstract

A striking circuit for a high-pressure discharge lamp (4) connected via a choke (3) to an a.c. voltage source and with a pulse transformer (5), the secondary winding (6) of which is fitted between the choke (3) and the lamp (4) and the primary winding (8) of which, with a switching component (9), forms a series circuit which in turn is connected in parallel to a pulse capacitor, in which a controllable switch (10) is connected in series with the parallel circuit of the pulse capacitor (7) on the one hand and the primary winding (8) and the switching component (9) on the other, said switch (10) being actuated on the occurrence of a striking pulse for the high-pressure gas discharge lamp (4) in such a way that the settlement of the oscillating circuit consisting of the pulse capacitor (7), the primary winding (8) and the switching component (9) or the rapid recovery of the switching component (9) is ensured. It is thus possible to obtain a short striking pulse sequence with a large number of striking pulses, thus ensuring that the lamp is reliably struck.

Description

Oppfinnelsen angår en tenningskrets for en høytrykk-gassutladningslampe, The invention relates to an ignition circuit for a high pressure gas discharge lamp,

i samsvar med den innledende del av patentkrav 1. in accordance with the introductory part of patent claim 1.

En slik tenningskrets er kjent f.eks. fra DE-31 08 547-C2 og DE-31 08 548 - C2. Such an ignition circuit is known, e.g. from DE-31 08 547-C2 and DE-31 08 548 - C2.

Fig. 10 viser et skjematisk kretsdiagram over denne tenningskretsen. Høytrykks-gassutladningslampen eller høytrykks-metalldamputladningslampen 4 (også omtalt som "lampe" i det følgende) er koplet til tenningskretsens utgangs-terminaler 2 og 2'. Tenningskretsen har en puls-transformator 5, hvis sekundærvikling 6 er innkoplet i den spenningsførende forsyningsledningen mellom lampen 4 og en vanlig magnetisk ballast 3, f.eks. en drosselspole (choke). En seriekrets med en pulskondensator 7 og en hjelpe-tenningskondensator 11 er koplet i parallell med seriekretsen med pulstransformatorens 5 sekundærvikling 6 og lampen 4, idet en seriekrets med pulstransformatorens 5 primærvikling 8 og et symmetrisk omkoplende bryterelement 9 som er koplet i parallell med pulskondensatoren 7. Det symmetrisk omkoplende bryterelementet 9 kan f.eks. være en pnpn-anordning, en triac eller en sidak. På samme måte kan man tenke seg å anvende et gass-gnistgap. Som eksempel er det symmetrisk omkoplende bryterelementet 9 representert som en sidak i fig. 10. En lade-resistans 13 er koplet i parallell med hjelpe-tenningskondensatoren 11. Fig. 10 shows a schematic circuit diagram of this ignition circuit. The high-pressure gas discharge lamp or the high-pressure metal vapor discharge lamp 4 (also referred to as "lamp" hereinafter) is connected to the ignition circuit output terminals 2 and 2'. The ignition circuit has a pulse transformer 5, whose secondary winding 6 is connected to the voltage-carrying supply line between the lamp 4 and an ordinary magnetic ballast 3, e.g. a throttle coil (choke). A series circuit with a pulse capacitor 7 and an auxiliary ignition capacitor 11 is connected in parallel with the series circuit with the pulse transformer 5 secondary winding 6 and the lamp 4, a series circuit with the pulse transformer 5 primary winding 8 and a symmetrical switching switch element 9 which is connected in parallel with the pulse capacitor 7. The symmetrically switching switch element 9 can e.g. be a pnpn device, a triac or a sidak. In the same way, one can imagine using a gas-spark gap. As an example, the symmetrical switching element 9 is represented as a side roof in fig. 10. A charging resistance 13 is connected in parallel with the auxiliary ignition capacitor 11.

Funksjonen av kretsen som illustreres i fig. 10 er som følger: Pulskondensatoren 7 lades opp via parallellkoplingen av hjelpe-tenningskondensatoren 11 og laderesistansen 13, inntil dens spenning overskri-der omkoplingsspenningen for sidaken 9, slik at sidaken bryter sammen og antar en tilstand med lav resistans. Når sidaken bryter sammen, kortsluttes pulskondensatoren 7 via pulstransformatorens 5 primærvikling 8, og utlades via primærviklingen 8. Spenningsfallet i primærviklingen 8 opp-transformeres ifølge forholds-tallet for viklingene i pulstransformatoren 5, slik at en tenningspuls på omkring 4 kV frembringes ved lampen 4. Mens sidaken 9 fremdeles er omkoplet for å væ-re ledende, eksiteres serieresonanskretsen med drosselspolen 3 og hjelpe-tenningskondensatoren 11 for å oscillere med sin naturlige frekvens (omkring 500 til 2000 Hz), slik at det ved hjelpe-tenningskondensatoren 11 og over pulstransformatorens sekundærvikling 6 oppstår en forhøyet tomgangsspenning. Etter at pulskondensatoren 7 har ladet seg ut og dens spenning har sunket til under sidakens 9 omkoplingsspenning, antar sidaken en blokkeringstilstand med om-snuing av strømmen, og avbryter strømbanen for serieresonanskretsen med drosselspolen 3 og hjelpe-tenningskondensatoren 11. Under dette forløpet oppnår igjen pulskondensatoren 7, i løpet av osciNasjonen, sidakens 9 omkoplingsspenning, og svitsjer sidaken til å lede på nytt. Denne prosessen opptrer gjentatte ganger i løpet av en halvbølge av nettspenningen. Gjennom den tette rekken av tenningspulser med forhøyet forsyningsspenning, sikres tenning selv med lamper som er vanskelige å tenne. The operation of the circuit illustrated in fig. 10 is as follows: The pulse capacitor 7 is charged via the parallel connection of the auxiliary ignition capacitor 11 and the charging resistor 13, until its voltage exceeds the switching voltage for the side roof 9, so that the side roof breaks down and assumes a state of low resistance. When the side roof breaks down, the pulse capacitor 7 is short-circuited via the primary winding 8 of the pulse transformer 5, and discharged via the primary winding 8. The voltage drop in the primary winding 8 is up-transformed according to the ratio of the windings in the pulse transformer 5, so that an ignition pulse of around 4 kV is produced at the lamp 4. While the side deck 9 is still switched to be conductive, the series resonant circuit with the choke coil 3 and the auxiliary ignition capacitor 11 is excited to oscillate at its natural frequency (about 500 to 2000 Hz), so that at the auxiliary ignition capacitor 11 and across the secondary winding of the pulse transformer 6, an elevated open-circuit voltage occurs. After the pulse capacitor 7 has discharged and its voltage has dropped below the switching voltage of the sidak 9, the sidak assumes a blocking state with reversal of the current, interrupting the current path of the series resonant circuit with the choke coil 3 and the auxiliary ignition capacitor 11. During this process, the pulse capacitor again achieves 7, during the osciNation, the side day 9 switching voltage, and switches the side day to conduct again. This process occurs repeatedly during one half-wave of the mains voltage. Through the dense series of ignition pulses with elevated supply voltage, ignition is ensured even with lamps that are difficult to light.

I samsvar med lampefabrikantenes krav må tenningskretsen være utformet slik at minst tre tenningspulser genereres for hver halvbølge av nettspenningen, og med en maksimal pulsavstand på 0,3 ms. Videre må kretsen utformes slik at for pålitelig tenning av lampen, sikres en faseanbringelse av tenningspulsene som ligger mellom 60 elektriske grader og 90 elektriske grader i de positive eller negative halvbølger av nettspenningen som har økende størrelse. In accordance with the lamp manufacturers' requirements, the ignition circuit must be designed so that at least three ignition pulses are generated for each half-wave of the mains voltage, and with a maximum pulse interval of 0.3 ms. Furthermore, the circuit must be designed so that for reliable lighting of the lamp, a phase placement of the ignition pulses which lie between 60 electrical degrees and 90 electrical degrees in the positive or negative half-waves of the mains voltage which have increasing magnitude is ensured.

EP-0 381 083-A1 og EP-0 314178-A1, som tilhører herværende søker, beskriver tilsvarende tenningskretser for høytrykks-gassutladningslamper. EP-0 381 083-A1 and EP-0 314178-A1, which belong to the present applicant, describe corresponding ignition circuits for high-pressure gas discharge lamps.

Med den ovenfor beskrevne kretsen er imidlertid tenningen av lamper med lavere effekt, f.eks. 35 W, problematisk. I dette tilfelle kan ikke den nødvendige tenningspuls-avstand opprettholdes, eller kan bare vanskelig opprettholdes. Grunnen til dette er at for lavere lampeeffekter er det nødvendig med høyere im-pedans for drosselspolen 3, og den økte impedansen for drosselspolen 3 i kombinasjon med pulskondensatoren 7 og hjelpe-tenningskondensatoren 11, frembrin-ger en lavere serieresonans-frekvens, slik at avstanden mellom tenningspulsene økes. For å motvirke denne effekten er det allerede foreslått, i EP-0 3 14 178-A1 som tilhører herværende søker, å anvende bare en del av drosselspolen 3 til tenningen, og etter tenningen av lampen, å kople inn den andre delen av drossel-spolen, slik at serieresonans-frekvensen og puls-tidsavstanden bestemmes bare av drosselspolens første del, mens strømmen som går gjennom lampen, etter tenning av lampen begrenses av de seriekoplede drosselspole-delene. På denne måten kan det sikres, på den ene side en tilstrekkelig høy serieresonansfrekvens med den nødvendige lave tenningspulsavstanden, og på den andre side en tilstrekkelig høy lampestrømbegrensning. For kretsutformingen som er foreslått i dette dokumentet er det imidlertid nødvendig med en drosselspole med uttak, hvorved den totale tenningskretsen for spolearrangementet blir mer kostbart. With the circuit described above, however, the ignition of lower power lamps, e.g. 35 W, problematic. In this case, the required ignition pulse distance cannot be maintained, or can only be maintained with difficulty. The reason for this is that for lower lamp outputs a higher impedance is required for the choke coil 3, and the increased impedance for the choke coil 3 in combination with the pulse capacitor 7 and the auxiliary ignition capacitor 11 produces a lower series resonance frequency, so that the distance between the ignition pulses is increased. In order to counteract this effect, it has already been proposed, in EP-0 3 14 178-A1 belonging to the present applicant, to use only a part of the choke coil 3 for the ignition, and after lighting the lamp, to connect the other part of the choke the coil, so that the series resonance frequency and the pulse-time interval are determined only by the first part of the choke coil, while the current passing through the lamp, after lighting the lamp, is limited by the series-connected choke coil parts. In this way, it is possible to ensure, on the one hand, a sufficiently high series resonance frequency with the necessary low ignition pulse spacing, and on the other hand, a sufficiently high lamp current limitation. However, for the circuit design proposed in this document, a tap choke coil is required, making the overall ignition circuit for the coil arrangement more expensive.

Med den kjente tenningskretsen har det videre vist seg vanskelig å utnytte faseområdetfra 60 elektriske grader til 90 elektriske grader av nettspenningens positive halvbølge eller fra 240 elektriske grader til 270 elektriske grader av den negative halvbølgen som basis for tenningspulsene over hele området som nettspenningen kan variere i, dvs. mellom 198V og 264V. Ved de ytre grensene av dette spenningsvariasjonsområdet til nettet opprettholdes som regel ikke faseom-rådene som påkrevd. Dette blir gjort enda mer vanskelig når nettspenningsfrekvensen ikke bare er 50 Hz, men som f.eks. i USA 60 Hz. With the known ignition circuit, it has also proven difficult to utilize the phase range from 60 electrical degrees to 90 electrical degrees of the positive half-wave of the mains voltage or from 240 electrical degrees to 270 electrical degrees of the negative half-wave as a basis for the ignition pulses over the entire range in which the mains voltage can vary, ie between 198V and 264V. At the outer limits of this voltage variation range of the grid, the phase ranges are not usually maintained as required. This is made even more difficult when the mains voltage frequency is not only 50 Hz, but as e.g. in the USA 60 Hz.

Videre er det ved de kjente kretsene uunngåelig å anvende høykvalitets sidak-typer for å oppnå en pulsserie som er så kort som mulig, og derved økes prisen på tenningskretsen. For å kunne oppnå et størst mulig antall tenningspulser er det nødvendig at ladetiden til pulskondensatoren 7 og gjenvinningstiden for svitsjeelementet 9 holdes så kort som mulig. I de kjente og ovenfor beskrevne kretsene er imidlertid en kort gjenvinningstid bare mulig i en begrenset grad, siden en strøm fra vekselstrømspenningsforsyningen kontinuerlig mates via hjelpetenningskondensatoren 11 og beslastningsmotstanden 13 (fig. 10) til tenningskrets-banen med pulskondensatoren 7 og svitsjeelementet 9 og primærviklingen 8 til pulstransformatoren 5. Genereringen av et høyt antall tenningspulser er således begrenset i de kjente kretsene. Dette gjelder spesielt når tenningskretsen skal anvendes for å tenne laveffektlamper. Furthermore, with the known circuits, it is unavoidable to use high-quality sidak types in order to achieve a pulse series that is as short as possible, thereby increasing the price of the ignition circuit. In order to achieve the greatest possible number of ignition pulses, it is necessary that the charging time for the pulse capacitor 7 and the recovery time for the switching element 9 be kept as short as possible. In the known and above-described circuits, however, a short recovery time is only possible to a limited extent, since a current from the alternating current voltage supply is continuously fed via the auxiliary ignition capacitor 11 and the load resistor 13 (Fig. 10) to the ignition circuit path with the pulse capacitor 7 and the switching element 9 and the primary winding 8 to the pulse transformer 5. The generation of a high number of ignition pulses is thus limited in the known circuits. This applies in particular when the ignition circuit is to be used to light low-power lamps.

Fra DE-A1-43 33 884 er det kjent en tenningskrets i samsvar med ingres-sen til patentkrav 1.1 henhold til denne publikasjonen er det foreslått en bipolar transistor som styrbar bryter, som er koplet i serie med parallellkretsen av pulskondensatoren på den ene side og på den annen side primærviklingen til transformatoren, og, som svitsjeelement en svitsjegnistbane. I kombinasjon med andre komponenter danner imidlertid den bipolare transistoren en konstant strømkilde for etter slukking av en høytrykks-gassutladningslampe å kunne foreta en gjen-tenning av tampen som er så hurtig som mulig, siden ladespenningen til pulskondensatoren øker lineært med tiden via konstantstrømkilden. From DE-A1-43 33 884 an ignition circuit is known in accordance with the preamble to patent claim 1.1 according to this publication a bipolar transistor is proposed as a controllable switch, which is connected in series with the parallel circuit of the pulse capacitor on one side and on the other hand, the primary winding of the transformer, and, as a switching element, a switching spark path. In combination with other components, however, the bipolar transistor forms a constant current source so that after switching off a high-pressure gas discharge lamp, the lamp can be re-ignited as quickly as possible, since the charging voltage of the pulse capacitor increases linearly with time via the constant current source.

Fra EP-A1-0 613 326 er det kjent en ytterligere tenningskrets for høytrykks-gassutladningslampe, hvorved en sidak virker som et svitsjeelement som er koplet parallelt med en seriekrets av en del av sekundærviklingen til en transformator og en pulskondensator. En styrbar bryter er koplet i serie med denne parailellkretsen. Ved innkopling av nettspenningen forblir denne styrbare bryteren svitsjet på inntil en timer-krets har detektert utløpet av en bestemt tidsperiode. Etter utløpet av denne tidsperioden åpnes den styrbare bryteren for å unngå ytterligere tenninger av lampen ved hjelp av tenningskretsen innbefattende sidaken og pulskondensatoren. Timer-kretsen blir tilbakestilt når den partielle nettspenningen som mates til denne har falt under en forutbestemt minimumsverdi, hvorved lampen slukker, slik at i dette tilfellet blir igjen den styrbare bryteren svitsjet på og tenningskretsen aktivert på nytt. From EP-A1-0 613 326 a further ignition circuit for a high-pressure gas discharge lamp is known, whereby a side roof acts as a switching element which is connected in parallel with a series circuit of part of the secondary winding of a transformer and a pulse capacitor. A controllable switch is connected in series with this parallel circuit. When the mains voltage is switched on, this controllable switch remains switched on until a timer circuit has detected the expiry of a specific time period. After the expiry of this time period, the controllable switch is opened to avoid further ignitions of the lamp by means of the ignition circuit including the side cover and the pulse capacitor. The timer circuit is reset when the partial mains voltage fed to it has fallen below a predetermined minimum value, whereby the lamp goes out, so that in this case the controllable switch is again switched on and the ignition circuit is reactivated.

Formålet med oppfinnelsen er således å unngå de ovenfor beskrevne ulemper, og spesielt å tilveiebringe en tenningskrets som sikrer en tilstrekkelig høy effekt. The purpose of the invention is thus to avoid the disadvantages described above, and in particular to provide an ignition circuit which ensures a sufficiently high effect.

Dette formålet oppnås i henhold til oppfinnelsen ved hjelp av de karakteri-serende trekkene i patentkrav 1. This purpose is achieved according to the invention by means of the characterizing features in patent claim 1.

Tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen har et styrbart svitsjeelement som er koplet i serie med parailellkretsen av pulskondensatoren på den ene side og primærviklingen til pulstransformatoren og svitsjeelementet på den andre siden. Ved hjelp av den styrbare bryteren kan gjenvinningstiden til svitsjeelementet, som f.eks. er en pnpn-anordning, en triak, en sidak, et gassgnistgap eller en styrbar transistor i en likeretterbro, bli betydelig redusert. The ignition circuit according to the invention has a controllable switching element which is connected in series with the parallel circuit of the pulse capacitor on one side and the primary winding of the pulse transformer and the switching element on the other side. With the help of the controllable switch, the recovery time of the switching element, such as is a pnpn device, a triac, a side roof, a gas spark gap or a controllable transistor in a rectifier bridge, be significantly reduced.

Den styrbare bryteren kan være utformet som en enkelpolbryter som blir skrudd til avstilling, dvs. åpnet, for en forutbestemt tid, direkte etter sammenbrudd i svitsjeelementet i tenningskretsen, slik at strømmen i svingekretsen til pulskondensatoren, svitsjeelementet og primærviklingen til pulstransformatoren, pålitelige og hurtig kan avta. På tilsvarende måte kan den styrbare bryteren være en dob-belpolbryter, dvs. en vekslebryter, hvorved i den ene posisjonen, parailellkretsen bestående av pulskondensator, primærvikling og svitsjeelement, er koplet til vek-seisstrømspenningskilden som kjent, og etter sammenbruddet av svitsjeelementet blir parailellkretsen kortsluttet og/eller separert fra vekselstømspenningskilden i den andre posisjonen for å kunne utlade pulskondensatoren temporært mer hurtig. Således sikres det at den styrbare bryteren kan blokkere hurtig og pålitelige, hvilket gjør det mulig med kort tenningspulsavstand. The controllable switch can be designed as a single-pole switch that is turned off, i.e. opened, for a predetermined time, directly after a breakdown in the switching element in the ignition circuit, so that the current in the swing circuit of the pulse capacitor, the switching element and the primary winding of the pulse transformer can reliably and quickly decrease. In a similar way, the controllable switch can be a double-pole switch, i.e. a toggle switch, whereby in one position, the parallel circuit consisting of pulse capacitor, primary winding and switching element is connected to the alternating current voltage source as is known, and after the breakdown of the switching element, the parallel circuit is short-circuited and/or separated from the AC voltage source in the second position to be able to temporarily discharge the pulse capacitor more quickly. Thus, it is ensured that the controllable switch can block quickly and reliably, which makes possible a short ignition pulse interval.

Virkemåten til tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen er som følger: Den styrbare bryteren er til å begynne med i den tilstanden som skiller parailellkretsen bestående av pulskondensator, primærvikling og svitsjeelement fra vekselstrømspenningskilden. I tilfellet med en enkelpolbryter betyr dette at bryteren er åpen. Dersom vekselstrømspenningen som leveres fra vekselstrøm-spenningskilden er i det nødvendige faseområdet 60 elektriske grader til 90 elektriske grader i det økende området, positivt eller negativt, av halvbølgen, dvs. mellom 60 elektriske grader og 90 elektriske grader til den økende positive eller mellom 240 elektriske grader til 270 elektriske grader av den økende negative nettspenningshalvbølgen, blir den styrbare bryteren således svitsjet til en andre tilstand hvor den ovenfor nevnte parailellkretsen blir koplet til vekselstrømspen-ningskilden slik at pulskondensatoren til parailellkretsen kan lades opp av energien som forsynes fra vekselstrømspenningskilden. I tilfellet med en enkelpolbryter, betyr dette at den styrbare svitsjen er lukket. Så snart en tenningspuls for lampen er til stede, dvs. så snart som svitsjeelementet bryter sammen og kort-slutter pulskondensatoren, blir den styrbare bryteren igjen svitsjet til den opprinnelige første tilstand, og fortrinnsvis for så lang tid som gjenvinningstiden til svitsjeelementet, f.eks. 80 fis. Etter utløpet av dettet forutbestemte tidsintervallet blir bryteren igjen svitsjet til den andre tilstanden, slik at en ny tenningspuls kan genereres. The operation of the ignition circuit according to the invention is as follows: The controllable switch is initially in the state which separates the parallel circuit consisting of pulse capacitor, primary winding and switching element from the alternating current voltage source. In the case of a single-pole switch, this means that the switch is open. If the alternating current voltage supplied from the alternating current voltage source is in the required phase range of 60 electrical degrees to 90 electrical degrees in the increasing range, positive or negative, of the half wave, i.e. between 60 electrical degrees and 90 electrical degrees to the increasing positive or between 240 electrical degrees degrees to 270 electrical degrees of the increasing negative mains voltage half-wave, the controllable switch is thus switched to a second state where the above-mentioned parallel circuit is connected to the alternating current voltage source so that the pulse capacitor of the parallel circuit can be charged by the energy supplied from the alternating current voltage source. In the case of a single-pole switch, this means that the controllable switch is closed. As soon as an ignition pulse for the lamp is present, i.e. as soon as the switching element breaks down and short-circuits the pulse capacitor, the controllable switch is again switched to the original first state, and preferably for as long as the recovery time of the switching element, e.g. . 80 farts. After the expiry of this predetermined time interval, the switch is again switched to the second state, so that a new ignition pulse can be generated.

Kortslutningsbeskyttelse, f.eks. PTC-motstand, kan være koplet i serie med ladekondensatoren for å unngå en termisk overbelastning i tenningskretsen ved kortslutning av et av svitsje-elementene. Short circuit protection, e.g. PTC resistor, can be connected in series with the charging capacitor to avoid a thermal overload in the ignition circuit in the event of a short circuit of one of the switching elements.

For å styre den styrbare bryteren blir det fortrinnsvis brukt en styrekrets som kan være utfomet spesielt som en kundespesifisert integrert krets, dvs. en såkalt asik. For tidsbestemt styring av den styrbare bryteren kan asiken innbefatte en teller. For detektering av en tenningspuls kan videre asiken ha en tenningspuls-gjenkjenningsanordning. Det er spesielt fordelaktig med tilstedeværelse av en lampetennings-gjenkjenningsanordning i asiken, slik at ikke bare opptredenen av en tenningspuls kan detekteres, men også tilstanden når lampen selv er ledende, dvs. når det har dannet seg en gassutladningsbane i lampen. Dersom tenningen av lampen blir gjenkjent, kan den styrbare bryteren, som f.eks. kan være en bipolar transistor, en felteffekttransistor eller et enkelt relé, ved hjelp av styrekretsen (asik) blir holdt permanent i den første eller andre tilstanden; i tilfellet med en enkelpolbryter holdt permanent åpen eller lukket. To control the controllable switch, a control circuit is preferably used which can be specially designed as a customer-specified integrated circuit, i.e. a so-called asik. For timed control of the controllable switch, the asik may include a counter. For detecting an ignition pulse, the asik can also have an ignition pulse recognition device. It is particularly advantageous to have a lamp ignition recognition device in the asik, so that not only the appearance of an ignition pulse can be detected, but also the condition when the lamp itself is conductive, i.e. when a gas discharge path has formed in the lamp. If the lighting of the lamp is recognised, the controllable switch, such as e.g. can be a bipolar transistor, a field effect transistor or a simple relay, with the help of the control circuit (asik) is kept permanently in the first or second state; in the case of a single pole switch held permanently open or closed.

Underkravene beskriver fordelaktige ytterlige utførelser av den foreliggende oppfinnelse. The subclaims describe advantageous further embodiments of the present invention.

I det etterfølgende vil oppfinnelsen bli beskrevet mer detaljert med henvisning til foretrukne eksempelutførelser og med henvisning til tegningene, In what follows, the invention will be described in more detail with reference to preferred exemplary embodiments and with reference to the drawings,

som viser: showing:

Fig. 1a Fig. 1a

og 1b et første eksempel på en utførelse av tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen vist skjematisk og i et mer detaljert riss, and 1b a first example of an embodiment of the ignition circuit according to the invention shown schematically and in a more detailed drawing,

Fig. 2 et andre eksempel på en utførelse av oppfinnelsen, Fig. 2 a second example of an embodiment of the invention,

Fig. 3 et tredje eksempel på en utførelse av oppfinnelsen, Fig. 3 a third example of an embodiment of the invention,

Fig. 4 en mer detaljert tegning av styrekretsen i henhold til den foreliggende Fig. 4 a more detailed drawing of the control circuit according to the present one

oppfinnelse, invention,

Fig. 5 Fig. 5

- 7 karakteristika som en funksjon av tiden med spenningspulsgenerering ved bruk av tenningskretsen i henhold til den foreliggende oppfinnelse, - 7 characteristics as a function of the time of voltage pulse generation using the ignition circuit according to the present invention,

Fig. 8 Fig. 8

og 9 eksempler på karakteristika som en funksjon av tiden for tenningspuls-styring i samsvar med oppfinnelsen ved hjelp av den intelligente timer på fig. 4 i samsvar med oppfinnelsen, og and 9 examples of characteristics as a function of time for ignition pulse control in accordance with the invention by means of the intelligent timer of fig. 4 in accordance with the invention, and

Fig. 10 en kjent tenningskrets. Fig. 10 a known ignition circuit.

Fig. 1a viser en første eksempelutførelse av tenningskretsen i samsvar med oppfinnelsen. Fig. 1a shows a first exemplary embodiment of the ignition circuit in accordance with the invention.

Liksom den kjente tenningskretsen vist på fig. 10 har tenningskretsen vist på fig. 1a en drossel-spole 3 som tjener som en magnetisk belastning, en pul- Like the known ignition circuit shown in fig. 10 has the ignition circuit shown in fig. 1a a choke coil 3 which serves as a magnetic load, a pul-

stransformator 5 hvis sekundærvikling 6 er koplet i serie med drossel-spolen 3 stransformer 5 whose secondary winding 6 is connected in series with the choke coil 3

og høytrykksgass-utladningslampen 4 og primærviklingen til transformatoren er koplet i serie med et svitsjeelement 9, og en pulskondensator 7, hvorved pulskondensatoren 7 på den ene side og seriekoplingen av primærviklingen 8 og svitsjeelementet 9 på den andre siden danner en parallellkrets som for sin del er koplet i serie med en lademotstand 13 og en styrbar bryter 10. Selv om det symmetrisk svitsjende svitsjeelementet 9 på fig. 1 er illustrert som en sidak, som brytes ned over en bestemt positiv svitsjespenning og under en bestemt negativ spenning, og bare yter høy motstand i området mellom disse, er det imidlertid åpenbart at andre korresponderende styrte svitsjeelementer kan anvendes, slik som f.eks. et gassgnistskap, en pnpn-anordning, en styrbar triak eller en styrbar transistor i en likeretterbro. Den styrbare bryteren 10 er fortrinnsvis en styrt bipolar transistor i en likeretterbro eller en felteffekttransistor. Videre er det tilstede en tilleggstennings-kondensator 11 og en styrekrets 12 som tjener til å styre den styrbare bryteren 10. Styrekretsen 12 styrer den styrbare bryteren 10 på en tidsbestemt måte i avhengighet av opptredenen av en tenningspuls til høytrykksgassutladningslampen 4, hvorved en tenningspuls blir detektert ved hjelp av en korresponderende tilstede-værende tenningspulsgjenkjenningsinnretning 15, som er koplet til pulstransformatoren 5 ved hjelp av en spesiell vikling 14. En tenningspuls kan imidlertid også bli bestemt i andre deler av kretsen. and the high-pressure gas discharge lamp 4 and the primary winding of the transformer are connected in series with a switching element 9, and a pulse capacitor 7, whereby the pulse capacitor 7 on the one hand and the series connection of the primary winding 8 and the switching element 9 on the other side form a parallel circuit which for its part is connected in series with a charging resistor 13 and a controllable switch 10. Although the symmetrically switching switching element 9 in fig. 1 is illustrated as a side roof, which breaks down above a certain positive switching voltage and below a certain negative voltage, and only provides high resistance in the area between these, it is however obvious that other corresponding controlled switching elements can be used, such as e.g. a gas spark cabinet, a pnpn device, a controllable triac or a controllable transistor in a rectifier bridge. The controllable switch 10 is preferably a controlled bipolar transistor in a rectifier bridge or a field effect transistor. Furthermore, there is present an additional ignition capacitor 11 and a control circuit 12 which serves to control the controllable switch 10. The control circuit 12 controls the controllable switch 10 in a timed manner in dependence on the appearance of an ignition pulse to the high-pressure gas discharge lamp 4, whereby an ignition pulse is detected by means of a corresponding present ignition pulse recognition device 15, which is connected to the pulse transformer 5 by means of a special winding 14. However, an ignition pulse can also be determined in other parts of the circuit.

Fig. 1b viser mer detaljert tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen som er illustrert på fig. 1a som et skjematisk kretsdiagram. Som det kan ses av fig. 1b, er den styrbare bryteren i henhold til denne eksempelutførelsen tilformet som en en-kel polbryter, som kan svitsjes mellom en åpnet og en lukket stilling. En PTC-motstand 16 er koplet i serie med lademotstanden 13 for å unngå en termisk overbelastning av tenningskretsen i tilfellet kortslutning av sidaken 9 eller av den styrbare bryteren 10. Dersom bare lavresistansmotstanden 13 var tilstede, kunne, i tilfellet en kortslutning av den styrbare bryteren 10, denne bli ødelagt. Dette for-hindres ved hjelp av PDC-motstanden 16, siden motstandsverdien til PDC-motstanden 16 øker med økende oppvarming. Styrekretsen 12 er tilformet som en kundespesifisert integrert krets (i ASIC eller PAL), hvorved spenningsforsyningen til styrekretsen 12 på inngangene Væ og V^, blir sikret via en inngangsseriemot-stand 17, en likeretter 21 og en inngangszenerdiode 24 og en matekondensator 25. Tenningspuls-gjenkjenningsinnretningen 15 vist på fig. 1a er med kretsen vist på fig. 1b integrert i styrekretsen 12. Via en zenerdiode 22 og en seriemotstand 18 blir tenningen av lampen overvåket i styrekretsen 12, dvs. at det blir utført en gjenkjenning av en lysende lampespenning. Via dioden 23 og seriemotstanden 19 blir nullgjennomgangen til nettspenningen ved hver positive netthalvbølge detektert i styrekretsen 12. Fig. 1b shows in more detail the ignition circuit according to the invention which is illustrated in fig. 1a as a schematic circuit diagram. As can be seen from fig. 1b, the controllable switch according to this exemplary embodiment is designed as a single pole switch, which can be switched between an open and a closed position. A PTC resistor 16 is connected in series with the charging resistor 13 to avoid a thermal overload of the ignition circuit in the event of a short circuit of the side roof 9 or of the controllable switch 10. If only the low resistance resistor 13 were present, in the event of a short circuit of the controllable switch 10, this be destroyed. This is prevented by means of the PDC resistor 16, since the resistance value of the PDC resistor 16 increases with increasing heating. The control circuit 12 is designed as a customer-specified integrated circuit (in ASIC or PAL), whereby the voltage supply to the control circuit 12 on the inputs Væ and V^ is secured via an input series resistor 17, a rectifier 21 and an input zener diode 24 and a feed capacitor 25. Ignition pulse - the recognition device 15 shown in fig. 1a is with the circuit shown in fig. 1b integrated in the control circuit 12. Via a zener diode 22 and a series resistor 18, the ignition of the lamp is monitored in the control circuit 12, i.e. that a detection of an illuminating lamp voltage is carried out. Via the diode 23 and the series resistor 19, the zero crossing of the mains voltage at each positive mains half-wave is detected in the control circuit 12.

Virkemåten til kretsen vist på fig. 1a og 1b er som følger: The operation of the circuit shown in fig. 1a and 1b are as follows:

Til å begynne med er den styrbare bryteren 10 åpen slik at parailellkretsen bestående av pulskondensatoren 7, primærviklingen 8 og pulstransformatoren 5 og sidaken 9 er separert fra vekselstrømspenningsforsyningen som er tilstede på terminalene 1 og 1'. Styrekretsen, dvs. ASIC-en inneholder fortrinnsvis en teller som blir satt i drift ved en nullgjennomgang i nettspenningen eller når nettspenningen når en bestemt høyde som korresponderer med en bestemt svitsjevinkel. Ved hjelp av denne tellingen kan det bestemmes når den nødvendige svitsjevin-kelen er nådd, dvs. baseforskyvningen mellom 60 elektriske grader til 90 elektriske grader eller 240 elektriske grader til 270 elektriske grader. Initially, the controllable switch 10 is open so that the parallel circuit consisting of the pulse capacitor 7, the primary winding 8 and the pulse transformer 5 and shunt 9 is separated from the AC voltage supply present at terminals 1 and 1'. The control circuit, i.e. the ASIC, preferably contains a counter which is put into operation upon a zero crossing in the mains voltage or when the mains voltage reaches a certain height which corresponds to a certain switching angle. With the help of this count, it can be determined when the required switching angle has been reached, i.e. the base shift between 60 electrical degrees to 90 electrical degrees or 240 electrical degrees to 270 electrical degrees.

Når den ønskede fasen nådd, blir den styrbare bryteren 10 lukket hvorved spenningen som påtrykkes hjelpetenningskondensatoren 11 blir midlertidig redusert siden lukkingen av den styrbare bryteren 10 og pulskondensatoren 7 blir koplet i parallell med hjelpetenningskondensatoren 11. Sekundærviklingen 6 til pulstransformatoren 5 har i seg selv lav motstand. Etter lukkingen av den styrbare bryteren 10 opptrer det normale tenningsforløpet, dvs. at spenningen som påtrykkes pulskondensatoren 7 øker ved ladningen av pulkondensatoren 7 via lademotstanden 13 og, dersom den anvendes, PTC-motstanden, slik at også spenningen som påtrykkes lampen 4 eller hjelpetenningskondensatoren Høker. Dersom svit-sjespenningen til sidaken 9 nås, vil denne kortslutte og pulskondensatoren 7 blir utladet via primærviklingen 8 til pulstransformatoren 5 og sidaken 9, hvorved en tenningspuls blir generert ved høytrykksgassutladningslampen 4 hvilket styrekretsen 12 blir informert om via den koplede viklingen 14 og tenningspulsgenkjen-ningsinnretningen 15. When the desired phase is reached, the controllable switch 10 is closed whereby the voltage applied to the auxiliary ignition capacitor 11 is temporarily reduced since the closing of the controllable switch 10 and the pulse capacitor 7 are connected in parallel with the auxiliary ignition capacitor 11. The secondary winding 6 of the pulse transformer 5 itself has a low resistance . After closing the controllable switch 10, the normal ignition sequence occurs, i.e. the voltage applied to the pulse capacitor 7 increases when charging the pulse capacitor 7 via the charging resistor 13 and, if used, the PTC resistor, so that the voltage applied to the lamp 4 or the auxiliary ignition capacitor also increases . If the switching voltage of the side roof 9 is reached, this will short-circuit and the pulse capacitor 7 is discharged via the primary winding 8 of the pulse transformer 5 and the side roof 9, whereby an ignition pulse is generated at the high-pressure gas discharge lamp 4, which the control circuit 12 is informed about via the connected winding 14 and the ignition pulse recognition device 15.

Ved detektering av en tenningspuls åpner styrekretsen 12 umiddelbart den styrbare bryteren 10 slik at svingekretsen bestående av pulskondensatoren 7, sidaken 9 og primærviklingen 8 til pulstransformatoren 5 hurtig svinner hen, siden ingen ny energi blir levert til denne svingekretsen. Dette tillater bryteren 10 igjen å bli lukket på ny svært kort tid etter åpningen av bryteren 10, slik at det i samsvar med oppfinnelsen kan sikres en svært kort pulsserie. Tiden som den styrbare bryteren 10 er åpen er valgt til å være så lang at tilstrekkelig gjenvinning av sidaken 9 er sikret. For dette formålet er som regel en tidsperiode på 80 fis tilstrekkelig. Denne tidslengden, dvs. blokkeringstiden til bryteren 10, er imidlertid avhengig av typen svitsjeelement 9. Dersom det ønskelig kan derfor en forskjellig blokkeringstid innstilles, hvilken kan ligge i området 40-200 j*s. When an ignition pulse is detected, the control circuit 12 immediately opens the controllable switch 10 so that the oscillating circuit consisting of the pulse capacitor 7, the side cover 9 and the primary winding 8 of the pulse transformer 5 quickly fades away, since no new energy is supplied to this oscillating circuit. This allows the switch 10 to be closed again very shortly after the opening of the switch 10, so that in accordance with the invention a very short pulse series can be ensured. The time that the controllable switch 10 is open is chosen to be so long that sufficient recycling of the side roof 9 is ensured. For this purpose, a time period of 80 fis is usually sufficient. However, this length of time, i.e. the blocking time of the switch 10, depends on the type of switching element 9. If desired, a different blocking time can therefore be set, which can lie in the range 40-200 j*s.

Etter nedtelling av de 80 \ xs ved hjelp av ASIC-en, blir igjen den styrbare bryteren 10 lukket slik at tenningsprosessen kan gjentas på nytt på kjent måte. After counting down the 80 \ xs by means of the ASIC, the controllable switch 10 is again closed so that the ignition process can be repeated again in a known manner.

Til forskjell fra utførelsesformen som er vist på fig. 1b kan selvfølgelig signalet til tenningspulsgjenkjenningsinnretningen taes ut et annet sted i kretsen. Det er således hensiktsmessig å ta ut tenningspulsgjenkjenningsstgnalet fira en spen-ningsdelerkrets som består av motstander koplet mellom likeretteren 21 og styrekretsen 12 i stedet for via komponentene 14 og 20. Sammen med signalet for nullgjennomgangs-gjenkjenningen kan videre også signalet for lysende lampespennings-gjenkjenningen bli matet via dioden 23 og motstandskretsen 19 til styrekretsen 12.1 dette tilfellet kan zenerdioden 22 og motstandskretsen 18 unngås slik at den totale kretsutformingen er forenklet. Unlike the embodiment shown in fig. 1b, the signal to the ignition pulse recognition device can of course be extracted elsewhere in the circuit. It is therefore appropriate to extract the ignition pulse detection signal via a voltage divider circuit consisting of resistors connected between the rectifier 21 and the control circuit 12 instead of via the components 14 and 20. Together with the signal for the zero-crossing detection, the signal for the luminous lamp voltage detection can also be fed via the diode 23 and the resistance circuit 19 to the control circuit 12.1 in this case the zener diode 22 and the resistance circuit 18 can be avoided so that the overall circuit design is simplified.

Fig. 4 viser mere detaljert den indre utformingen av ASIC 12 illustrert på fig. 1b. Fig. 4 shows in more detail the internal design of ASIC 12 illustrated in fig. 1b.

Sammen med den foran nevnte tenningspuls-gjenkjenningsinnretningen 15 har styrekretsen 12 (ASIC) følgende ytterligere funksjonsblokker: Ved hjelp av effekt-på-tilbakestill-funksjonsblokken 28 blir alle funksjonsblokkene tilbakestilt etter hver innkopling av tenningskretsen. Oscillatoren eller svingekretsen 35 kan via inngangsterminalene e1 eller e2 hvorpå en eller flere eksterne komponenter kan være tilkoplet for styring av oscillatoren 35, generere et indre klokksignal i kHz-området, med hvilket de indre funksjonsblokkene blir matet. Lysende lampespennings-gjenkjenningsinnretningen 26 mottar på inngangen a et digitalt signal i tilfeltet en lampe er tent, dvs. etter vellykket tenning av høy-trykksgassutladningslampen, og retter dette, etter en innstilt tid, til starttelleren 33. Nullgjennomgangs-gjenkjenningsinnretningen 27 mottar med hver positiv nett-halvbølge et digitalt signal på inngangen b, ved hjelp av hvilket signal styrekretsen 12 blir innstilt og synkronisert. Tenningspuls-gjenkjenningsinnretningen 15 tjener, som forklart ovenfor, til å initiere den såkalte blokkeringstiden til den styrbare bryteren, som blir styrt ved hjelp av blokkeringstidsfunksjonsblokken 31. 50/60 Hz evalueringsinnretningen 29 tjener til å gjenkjenne frekvensen til nettspenningen og leverer den gjenkjente nettspenningsfrekvensen til den logiske pulsfaseinnretningen 30. Denne logiske pulsfaseinnretningen 30 genererer i løpet av hver netthalv-bølge, med hjelp av inngangssignalene, to vinduer i faseområdet 60 elektriske grader til 90 elektriske grader og 240 elektriske grader til 270 elektriske grader med et høynivå, i hvilket den logiske AND-innretning 34 blir styrt. Direkte etter rapport om en tenningspuls fra tenningspulsgjenkjenningsinnretningen 15 svitsjer blokkeringstidfunksjonsblokken 31 styreutgangen d til et lavnivå for et definert tidsrom ved hjelp av den logiske AND-innretning 34. Energispareinnretningen 32 er ansvarlig for å sikre at etter en tenningsoperasjon på 5 sekunder følger det en pause på 25 sekunder (stand by-operasjon). Den intelligente timeren 33 har funksjonen med å kople ut utgangen d til styrekretsen 12 dersom det innmatede signalet a (dvs. lampetilstanden) ikke endrer seg for en definert tid eller dersom det allerede via inngangen a er rapportert flere vellykkede tenninger av lampen, f.eks. tre tenninger. Den logiske AND-innretningen knytter til slutt utgangssignalene fra energispareinnretningen 32, til blokkeringstidfunksjonsblokken 31 og den intelligente timeren og starttelleren 33, og genererer styresignalet gl for den styrbare bryteren eller svitsjen. Together with the aforementioned ignition pulse recognition device 15, the control circuit 12 (ASIC) has the following additional function blocks: By means of the effect-on-reset function block 28, all the function blocks are reset after each switching on of the ignition circuit. The oscillator or swing circuit 35 can via the input terminals e1 or e2 to which one or more external components can be connected to control the oscillator 35, generate an internal clock signal in the kHz range, with which the internal function blocks are fed. The luminous lamp voltage recognition device 26 receives at input a a digital signal in the field until a lamp is lit, i.e. after successful ignition of the high-pressure gas discharge lamp, and directs this, after a set time, to the start counter 33. The zero crossing recognition device 27 receives with each positive mains half-wave a digital signal at the input b, by means of which signal the control circuit 12 is set and synchronized. The ignition pulse recognition device 15 serves, as explained above, to initiate the so-called blocking time of the controllable switch, which is controlled by means of the blocking time function block 31. The 50/60 Hz evaluation device 29 serves to recognize the frequency of the mains voltage and delivers the recognized mains voltage frequency to the the logic pulse phase device 30. This logic pulse phase device 30 generates, during each mains half-wave, with the help of the input signals, two windows in the phase range 60 electrical degrees to 90 electrical degrees and 240 electrical degrees to 270 electrical degrees with a high level, in which the logical AND - device 34 is controlled. Directly after reporting an ignition pulse from the ignition pulse recognition device 15, the blocking time function block 31 switches the control output d to a low level for a defined period of time by means of the logical AND device 34. The energy saving device 32 is responsible for ensuring that after an ignition operation of 5 seconds there follows a pause of 25 seconds (stand by operation). The intelligent timer 33 has the function of disconnecting the output d of the control circuit 12 if the input signal a (i.e. the lamp state) does not change for a defined time or if several successful ignitions of the lamp have already been reported via the input a, e.g. . three ignitions. The logical AND device finally links the output signals from the energy saving device 32, to the blocking time function block 31 and the intelligent timer and start counter 33, and generates the control signal gl for the controllable switch.

I det etterfølgende vil virkemåten til den logiske pulsfaseinnretningen 30 og energispareinnretningen 32 blir beskrevet mer detaljert med henvisning til fig. 5a og 5b. Den logiske pulsfaseinnretningen 30 krever, sammen med oscillatorfre-kvensen, som ytterligere inngangssignaler nullgjennomgangs-gjenkjennings-signalet fra nullgjennomgangs-gjenkjenningsinnretningen 27 og informasjonen fra 50/60 Hz-evalueringsinnretningen 29, som indikerer nettfrekvensen. Disse inngangssignalene blir knyttet sammen i den logiske pulsfaseinnretningen 30 og evaluert. Etter bestemmelse av en nullgjennomgang for nettspenningen (pkt. 1 på fig. 5), genererer den logiske pulsfaseinnretningen 30 vinduer i faseområdet 60 elektriske grader til 90 elektriske grader og 240 elektriske grader til 270 elektriske grader i nettspenningen (pkt. 2). Derved blir styringen av tenningskretsen gjort mulig bare innenfor fasevinklene som er ønsket av lampefabrikantene. Før utgangssignalet fra den logiske pulsfaseinnretningen 30 når utgangen d på styrekretsen 12 krysser den videre energispareinnretningen 32 som har funksjonen å klokkestyre utgangssignalet til den logiske pulsfasekretsen 30, dvs. å tillate utgangssignalet fra den logiske pulsfaseinnretningen 30 å passere uhindret i 5 sekunder, og det følger så en blokk på 25 sekunder. Denne på- og av-kopling eller svitsjing er nødvendig for å kunne opprettholde små elektriske tap i tenningskretsen. Ved hjelp av denne klokkestyringen av tenningsoperasjonen kan gløde-utladning ved elektrodene til høytrykksutladelampen, hvilket er ødeleggende for lampen, i stor grad bli unngått når lampen ikke ennå er tilstrekkelig avkjølt for en tenning. In what follows, the operation of the logical pulse phase device 30 and the energy saving device 32 will be described in more detail with reference to fig. 5a and 5b. The logic pulse phase device 30 requires, together with the oscillator frequency, as additional input signals the zero-crossing detection signal from the zero-crossing detection device 27 and the information from the 50/60 Hz evaluation device 29, which indicates the mains frequency. These input signals are linked together in the logic pulse phase device 30 and evaluated. After determining a zero crossing for the mains voltage (item 1 of Fig. 5), the logic pulse phase device generates 30 windows in the phase range 60 electrical degrees to 90 electrical degrees and 240 electrical degrees to 270 electrical degrees in the mains voltage (item 2). Thereby, control of the ignition circuit is made possible only within the phase angles desired by the lamp manufacturers. Before the output signal from the logic pulse phase device 30 reaches the output d of the control circuit 12, it crosses the further energy saving device 32 which has the function of clocking the output signal of the logic pulse phase circuit 30, i.e. to allow the output signal from the logic pulse phase device 30 to pass unhindered for 5 seconds, and it follows then a block of 25 seconds. This switching on and off is necessary in order to maintain small electrical losses in the ignition circuit. By means of this clock control of the ignition operation, glow discharge at the electrodes of the high-pressure discharge lamp, which is destructive to the lamp, can be largely avoided when the lamp is not yet sufficiently cooled for an ignition.

Fig. 6 tjener til å forklare den logiske AND-innretningen 34 illustrert på Fig. 6 serves to explain the logical AND device 34 illustrated on

fig. 4 og den intelligente timeren 33. Fig. 6a korresponderer med fig. 5a og viser tenningspulsene til en netthalvbølge generert med tenningskretsen i henhold til den foreliggende oppfinnelse. Fig. 6b viser utgangssignalet fra styrekretsen 12, som er formet som en kundespesifisert integrert krets (ASCI, PAL, etc). Utgangssignalet d fra styrekretsen 12 blir laget av vinduene til den logiske pulsfaseinnretningen 30 (se fig. 5b) og den såkalte blokkerende tid, som styres ved hjelp av blokkeringstidfunksjonsblokken 31 vist på fig. 4. Den logiske AND-funksjonsblokken 34 illustrert på fig. 4 knytter sammen utgangssignalene fra den såkalte energispareinnretningen 32 og blokkeringstidfunksjonsblokken 31. Disse to signalene er nødvendige for funksjonen til tenningsoperasjonen. Det tredje inn-gangssignalet fra den logiske AND-innretningen 34 er utgangssignalet fra den intelligente timeren og starttelleren 33. fig. 4 and the intelligent timer 33. Fig. 6a corresponds to fig. 5a and shows the ignition pulses of a mains half wave generated with the ignition circuit according to the present invention. Fig. 6b shows the output signal from the control circuit 12, which is shaped as a customer-specified integrated circuit (ASCI, PAL, etc). The output signal d from the control circuit 12 is created by the windows of the logical pulse phase device 30 (see fig. 5b) and the so-called blocking time, which is controlled by means of the blocking time function block 31 shown in fig. 4. The logical AND function block 34 illustrated in FIG. 4 connects the output signals from the so-called energy saving device 32 and the blocking time function block 31. These two signals are necessary for the function of the ignition operation. The third input signal from the logical AND device 34 is the output signal from the intelligent timer and start counter 33.

Funksjonene til blokkeringstidfunksjonsblokken 31 illustrert på fig. 4 og den intelligente timeren 33 skal bli beskrevet mer detaljert nedenfor med henvisning til fig. 7 og fig. 8 og 9 The functions of the blocking time function block 31 illustrated in FIG. 4 and the intelligent timer 33 will be described in more detail below with reference to fig. 7 and fig. 8 and 9

Fig. 7a viser en tenningspuls påtrykt lampen i en representasjon med en utvidet tidsakse, fig. 7b viser utgangssignalet d fra den logiske AND-innretningen til styrekretsen 12, dvs. styresignalet for den styrbare bryteren, likeledes vist med en utvidet tidsakse. Dersom utgangssignalet d fra den logiske AND-innretningen antar et høynivå, blir den styrbare bryteren således skrudd på, dvs. lukket. I punkt 1 gjenkjennes at direkte etter påskru ingen av den styrbare bryteren 10 vil spenningen på hjelpetenningskondensatoren 11 falle. Energien til hjelpetenningskondensatoren 11 flyter via den styrbare bryteren 10 og lademotstanden 13 inn i pulskondensatoren 7 hvorved denne blir ladet inntil spenningen på pulskondensatoren inntar en bestemt svitsjespenning ved pkt. 2. Derpå bryter den styrbare svitsjen 9 sammen og induserer en spenning i pulstransformatoren 5 hvorved en høyspenningspuls blir indusert ved terminalpuktene 2 og 2' til lampen 4 og en lav-spenningspuls blir indusert ved måleviklingen 14 (pkt. 3). Tenningspulsgjenkjen-ningssignalet detektert av måleviklingen 14 når blokkeringstid-funsksjonsblokken 31 i styrekretsen 12 via inngangen £. Denne funksjonsblokken blir så aktivert og setter automatisk styreutgangen d til et lavnivå via den logiske AND-innretning 34 (pkt. 4). Under denne forutbestemte blokkeringstiden avtar svingekretsen til pulskondensatoren 7, primærviklingen 8 og svitsjeelementet 9 på pålitelig måte, siden den styrbare bryteren 10 er åpen (pkt. 5), og spenningen på hjelpetenningskondensatoren øker igjen. Etter utløpet av blokkeringstiden blir den styrbare bryteren igjen påskrudd (pkt. 6). Deretter gjentar tenningsprosedyren seg selv i pkt. 7 som allerede beskrevet i forhold til pkt. 1. Blokkeringstiden må derfor alltid velges til å være større enn tiden som er nødvendig for svingekretsen til å avta. Fig. 7a shows an ignition pulse impressed on the lamp in a representation with an extended time axis, fig. 7b shows the output signal d from the logical AND device of the control circuit 12, i.e. the control signal for the controllable switch, likewise shown with an extended time axis. If the output signal d from the logical AND device assumes a high level, the controllable switch is thus turned on, i.e. closed. In point 1, it is recognized that directly after screwing on none of the controllable switch 10, the voltage on the auxiliary ignition capacitor 11 will drop. The energy of the auxiliary ignition capacitor 11 flows via the controllable switch 10 and the charging resistor 13 into the pulse capacitor 7, whereby it is charged until the voltage on the pulse capacitor reaches a certain switching voltage at point 2. The controllable switch 9 then breaks down and induces a voltage in the pulse transformer 5, whereby a high-voltage pulse is induced at the terminal points 2 and 2' of the lamp 4 and a low-voltage pulse is induced at the measuring winding 14 (point 3). The ignition pulse recognition signal detected by the measuring winding 14 reaches the blocking time function block 31 in the control circuit 12 via the input £. This function block is then activated and automatically sets the control output d to a low level via the logical AND device 34 (point 4). During this predetermined blocking time, the swing circuit of the pulse capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 decreases reliably, since the controllable switch 10 is open (point 5), and the voltage on the auxiliary ignition capacitor increases again. After the blocking time has expired, the controllable switch is screwed back on (point 6). Then the ignition procedure repeats itself in point 7 as already described in relation to point 1. The blocking time must therefore always be chosen to be greater than the time required for the oscillation circuit to decrease.

Virkemåten til den intelligente timeren skal beskrives nedenfor mer detaljert med henvisning til fig. 8 og 9. Den kjente kretsen vist på fig. 10 påtrykker på lampen, med det formål å tenne lampen etter at den er sluknet, kontinuerlig tenningspulser inntil lampen har avkjølt seg så mye at en fornyet tenning er mulig. Selv om det derved mellom elektrodene oppstår en glødeutladning, blir ikke denne tatt opp av lampen i den varme tilstanden, hvorved lampen blir tiileggsoppvarmet ved glø-deutladningen. Grunnen til dette ligger i det faktum at i den oppvarmede tilstanden vil gasstrykket i lampen være høyere enn i den kalde tilstanden. Som et resultat av glødeutladningen blir elektrodene til lampen tilleggsødelagt slik at levetiden til lampen blir forkortet, dersom lampen skal tennes i en oppvarmet drift. For å kunne avhjelpe denne ulempen har det allerede blitt utviklet timer-kretser som i en bestemt tid, f.eks. 11 minutter, påtrykker tenningspulser på høytrykksutladelampen og skur av tenningskretsen når lampen ikke er i drift ved slutten av denne tidsperioden, dvs. ingen vellykket tenning. Dersom lampen tenner før utløpet av de 11 minuttene, blir tenningstiden som er brukt inntil dette punktet lagret. Skulle lampen skrus av eller falle ut igjen, f.eks. av grunner som aldri, blir den gjenværende tiden opp til de forutbestemte 11 minuttene, anvendt på nytt for å påtrykke tenningspulser på høytrykksgass-utladningslampen i en ny tenningsprosedyre. Den totale tenningstiden på 11 minutter blir startet med påskruingen av lampen. En mellom-liggende avskruing eller utkopling av lampen kan f.eks. også være forårsaket av et spenningsfall i nettspenningen. Til og med i dette tilfellet kan en ny tenning av lampen være mulig innenfor den 11 minutter lange totale tenningstiden. Aldringen av lampen blir fastslått f.eks. ved at driftsspenningen øker til over nettspennigen, med den konsekvens at lampen ikke lenger kan drives og den kopler seg selv ut. Dersom dette skjer etter 11 minutter, forblir lampen permanent utkoplet. Den ovenfor beskrevne 11 minutter totale tenningstid stammer fra prak-tiske vurderinger, siden en slik timer var tilgjengelig på markedet. Imidlertid er totale tenningstider tilpasset andre timere likeledes egent til formålet. The operation of the intelligent timer will be described below in more detail with reference to fig. 8 and 9. The known circuit shown in fig. 10 applies to the lamp, for the purpose of igniting the lamp after it has been extinguished, continuous ignition pulses until the lamp has cooled so much that a renewed ignition is possible. Although a glow discharge thereby occurs between the electrodes, this is not taken up by the lamp in the hot state, whereby the lamp is additionally heated by the glow discharge. The reason for this lies in the fact that in the heated state the gas pressure in the lamp will be higher than in the cold state. As a result of the glow discharge, the electrodes of the lamp are additionally destroyed so that the lifetime of the lamp is shortened, if the lamp is to be lit in a heated operation. In order to be able to remedy this disadvantage, timer circuits have already been developed which in a specific time, e.g. 11 minutes, applying ignition pulses to the high pressure discharge lamp and shunting the ignition circuit when the lamp is not operating at the end of this time period, i.e. no successful ignition. If the lamp lights before the end of the 11 minutes, the lighting time used up to this point is stored. Should the lamp be turned off or fall out again, e.g. for reasons that never, the remaining time up to the predetermined 11 minutes is used again to apply ignition pulses to the high pressure gas discharge lamp in a new ignition procedure. The total lighting time of 11 minutes is started when the lamp is screwed on. An intermediate unscrewing or disconnection of the lamp can e.g. also be caused by a voltage drop in the mains voltage. Even in this case, a re-ignition of the lamp may be possible within the 11-minute total ignition time. The aging of the lamp is determined e.g. in that the operating voltage increases to above the mains voltage, with the consequence that the lamp can no longer be operated and it disconnects itself. If this happens after 11 minutes, the lamp remains permanently switched off. The 11 minutes total ignition time described above originates from practical considerations, since such a timer was available on the market. However, total ignition times adapted to other timers are likewise appropriate for the purpose.

Virkemåten til den ovenfor beskrevne kjente timeren er illustrert på fig. 8a og b og på fig. 9a. Fig. 8a viser trippeltenningen av en defekt eller feilfungerende lampe. I avhengighet av avkjølingen til lampen er imidlertid en mer hyppig tenning av lampen også mulig. En hyppig avskruing av den defekte lampen er imidlertid ikke fordelaktig siden dette kan medføre at lampen blunker (såkalt periodedrift). Som et resultat av den hyppige på- og av-kopling lider ikke bare belastningen til lampen, men blunkingen kan også være svært forstyrrende for opplysningen av rom. Av fig. 8b kan det ses at etter den opprinnelige tenningen av lampen i området 1, er en gjenværende tenningstid på 10 minutter og 55 sekunder tilstede. Etter den første avskruingen av lampen følger en tenningsoperasjon på 5 minutter, slik at etter den fornyede tenningen av lampen i området 3 er fremdeles en gjenværende tenningstid på bare 5 minutter og 55 sekunder tilgjengelig. Etter den fornyede avskruingen av lampen blir tenningspulser påtrykt lampen i ytterligere 5 minutter inntil lampen tenner på ny (område 4 og 5). Således er det etter dette bare en gjenværende tenningstid på 55 sekunder tilgjengelig, og denne blir brukt opp etter den fornyede avtenningen av lampen under område 6, hvorved ingen fornyet tenning av lampen er mulig og timeren avslutter tenningsoperasjonen etter utløpet av den gjenværende tenningstiden. Mens flg. 8 illustrerer virkemåten til timeren for en gammel lampe eller i tilfelle med slukning av lampen på såkalte nettvariasjoner, viser fig. 9 virkemåten til en timer med en manglende eller defekt lampe. Fig. 9a viser derved at med en manglende eller defekt lampe, vil de kjente timertenningspulsene kontinuerlig bli påtrykt lampen inntil utløpet av den gjenværende tenningstiden, uten vellykket tenning av lampen. The operation of the known timer described above is illustrated in fig. 8a and b and in fig. 9a. Fig. 8a shows the triple ignition of a defective or malfunctioning lamp. However, depending on the cooling of the lamp, a more frequent lighting of the lamp is also possible. Frequent unscrewing of the defective lamp is not advantageous, however, as this can cause the lamp to blink (so-called periodic operation). As a result of the frequent switching on and off, not only does the load on the lamp suffer, but the blinking can also be very disruptive to the lighting of the room. From fig. 8b it can be seen that after the initial ignition of the lamp in area 1, a remaining ignition time of 10 minutes and 55 seconds is present. After the first unscrewing of the lamp, an ignition operation of 5 minutes follows, so that after the renewed ignition of the lamp in area 3, a remaining ignition time of only 5 minutes and 55 seconds is still available. After the renewed unscrewing of the lamp, ignition pulses are applied to the lamp for a further 5 minutes until the lamp lights up again (areas 4 and 5). Thus, after this, only a remaining ignition time of 55 seconds is available, and this is used up after the renewed ignition of the lamp under area 6, whereby no renewed ignition of the lamp is possible and the timer ends the ignition operation after the expiration of the remaining ignition time. While fig. 8 illustrates the operation of the timer for an old lamp or in the case of switching off the lamp on so-called mains variations, fig. 9 the operation of a timer with a missing or defective lamp. Fig. 9a thereby shows that with a missing or defective lamp, the known timer ignition pulses will be continuously applied to the lamp until the end of the remaining ignition time, without successful ignition of the lamp.

Denne kjente timer-kretsen vil, selv om en utvidet periodedrift eller en kontinuerlig tenningsoperasjon kan unngås, tenningspulser fremdeles bli kontinuerlig påtrykt en lampe som er uvillig til å tenne, over lengre tidsperiode slik at ulempene beskrevet med hensyn på den kjente kretsen vist på fig. 10 er fremdeles tilstede. Videre er det ufordelaktig at tidsmålingen blir utført som regel ved å telle netthalv-bølgene, slik at det mellom en 50 Hz spenning og en 60 Hz spenning vil være en differanse på 20%. Dette betyr at i avhengighet av nettfrekvensen som er tilstede måles forskjellige tenningsbegrensningstider. This known timer circuit, even if an extended period operation or a continuous ignition operation can be avoided, ignition pulses will still be continuously applied to a lamp which is unwilling to light, over a longer period of time so that the disadvantages described with respect to the known circuit shown in fig. 10 are still present. Furthermore, it is disadvantageous that the time measurement is usually carried out by counting the mains half-waves, so that between a 50 Hz voltage and a 60 Hz voltage there will be a difference of 20%. This means that depending on the mains frequency present, different ignition limitation times are measured.

Det foreslås derfor i henhold til oppfinnelsen å styre påtrykningen av tenningspulser ved hjelp av den intelligente timeren 33 vist på fig. 4 slik at en tampe som er i den varme tilstanden blir utsatt for tenningspulser bare i en relativt kort tidsperiode (f.eks. 5 sekunder), og slik at det går en lenger tidsperiode (f.eks. 25 sekunder) før den neste tenningspakken. På denne måten vil tiden inn til en varm lampe igjen være i stand til å tennes, være forkortet totalt sett og energien som anvendes til tenningen av lampen kan reduseres betydelig. Videre er den intelligente timeren 33 slik utformet at lampen når den er skrudd på eller tent, ikke blir utsatt for flere enn et bestemt antall (f.eks. 3) ytterligere påskrutnger når den i mellomtiden er blitt utsatt for en uønsket utkopling. Etter hver utkopling vil lampen bli forsøkt tent ved de ovenfor beskrevne tenningspakker i et bestemt tidsrom (f.eks. omtrent 22 minutter), idet tiden er avhengig av nettets frekvens. Fig. 8c viser timerstyring i samsvar med oppfinnelsen hvorved det er åpenbart at etter at den tredje lampestarten vil tenningskretsen være avskrudd og i tenningsdrift vil tenningspulser bli påtrykt lampen i bare 5 sekunder. Mellom 5-sekundpulspakkene er det lagt inn en 25 sekunders stand by-drift. Timer-styringen illustrert på fig. 8c vil fungere f.eks. med en gammel lampe eller ved nettavbrudd. It is therefore proposed according to the invention to control the application of ignition pulses by means of the intelligent timer 33 shown in fig. 4 so that a tamp that is in the hot state is exposed to ignition pulses only for a relatively short period of time (e.g. 5 seconds), and so that a longer period of time (e.g. 25 seconds) elapses before the next ignition packet . In this way, the time until a hot lamp is again able to be lit will be shortened overall and the energy used to light the lamp can be significantly reduced. Furthermore, the intelligent timer 33 is designed so that when the lamp is switched on or lit, it is not subjected to more than a certain number (e.g. 3) of further switching on when it has been subjected to an unwanted switch-off in the meantime. After each switch-off, the lamp will be attempted to be lit by the above-described ignition packages for a specific period of time (e.g. approximately 22 minutes), the time being dependent on the grid's frequency. Fig. 8c shows timer control in accordance with the invention whereby it is obvious that after the third lamp start the ignition circuit will be switched off and in ignition mode ignition pulses will be applied to the lamp for only 5 seconds. Between the 5-second pulse packets, a 25-second stand-by operation is inserted. The timer control illustrated in fig. 8c will work e.g. with an old lamp or in the event of a power outage.

Ved hjelp av den ovenfor beskrevne tenningsfremgangsmåten kan nat-riumdamp høytrykksgass-utladningslamper normalt tennes på pålitelig måte innenfor 4 minutter. Metalldamphøytrykks-utladmngslamper er i motsetning til dette mer vanskelige å tenne. Således kan det være anordnet med tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen en lampetype avhengig veksler med hvis hjelp en endring til en andre tenningsfremgangsmåte, for metalldamphøytrykksgassutlad-ningslamper, kan bli iverksatt for å sikre en pålitelig tenning også for denne tam-petypen. Denne modifiserte tenningsprosedyren for metalldamphøytrykks-gasslamper korresponderer i prinsippet med tenningsprosedyren for natrium-damphøytrykksgassutladningslamper, hvorved det etter en bestemt tidsperiode (f.eks. etter 4 minutter) hvor en tenning av lampen har blitt forsøkt uten hell, tenningstiden blir satt til 15 sekunder og blokkeringstiden til 75 sekunder. Selv om en natriumdamphøytrykks-gassutladningslampe ikke tenner til å begynne med og det så finner sted en endring til den andre tenningsprosedyren for metalldamphøy-trykksgasslamper, vil denne endringen ikke være ødeleggende siden til og med natriumdamphøytrykksgass-utladningslampene fremdeles kan drives i samsvar med kravene. Using the above-described ignition procedure, sodium vapor high-pressure gas discharge lamps can normally be reliably ignited within 4 minutes. Metal vapor high-pressure discharge lamps, in contrast, are more difficult to light. Thus, a lamp type-dependent changer can be provided with the ignition circuit according to the invention with the help of which a change to a second ignition method, for metal vapor high-pressure gas discharge lamps, can be implemented to ensure reliable ignition also for this type of lamp. This modified ignition procedure for metal vapor high pressure gas lamps corresponds in principle to the ignition procedure for sodium vapor high pressure gas discharge lamps, whereby after a certain period of time (e.g. after 4 minutes) where an ignition of the lamp has been attempted without success, the ignition time is set to 15 seconds and the blocking time to 75 seconds. Even if a sodium vapor high pressure gas discharge lamp does not ignite initially and then a change to the second ignition procedure for metal vapor high pressure gas lamps takes place, this change will not be disruptive since even the sodium vapor high pressure gas discharge lamps can still be operated in accordance with the requirements.

Fig. 9b viser en timerstyring i samsvar med oppfinnelsen for tilfellet med en defekt eller en manglende lampe. Det er da i henhold til oppfinnelsen besørget at tenningskretsen skrus av automatisk etter en klokkstyrt tenningsoperasjon på 22 minutter. Dette betyr at det for en lampestart er tilgjengelig en maksimal 22-minutters tenningsoperasjon. Ved hjelp av lampestartgjenkjenningen i samsvar med oppfinnelsen vil en avskruing av timer-kretsen i tilfellet med en feil bli besør-get uavhengig av den valgte lampeteknologien. Fig. 9b shows a timer control in accordance with the invention for the case of a defect or a missing lamp. According to the invention, it is then ensured that the ignition circuit is switched off automatically after a clock-controlled ignition operation of 22 minutes. This means that for a lamp start a maximum 22-minute ignition operation is available. By means of the lamp start recognition in accordance with the invention, a unscrewing of the timer circuit in the event of an error will be ensured regardless of the selected lamp technology.

Som vil være åpenbart fra beskrivelsen ovenfor vil med tenningsprosedyren i henhold til oppfinnelsen tilstanden til den tilkoplede lampen også kunne bli utle-det eller bestemt. En aldret lampe drives i samsvar med tenningssekvensen vist på fig. 8, mens i tilfellet med en defekt eller manglende lampe brukes tenningssekvensen i henhold til fig. 9. Det er således fordelaktig å tilveiebringe en tilleggsutgang på styrekretsen i henhold til oppfinnelsen vist på fig. 4, spesielt tilkoplet den intelligente timeren 33, ved hvilken tilleggsutgang et signat blir gjort tilgjengelig som indikerer driftstilstanden til lampen. Dette signalet kan f.eks. bli levert til en optisk indikatorenhet (f.eks. en fotodiode) eller en akustisk indikatorenhet (f.eks. en høyttaler). Dersom en fotodiode anvendes som indikatorenhet, kan f.eks. fotodioden bli skrudd av i tilfellet med en tent lampe og skrudd på i tilfellet med en defekt lampe. Fotodioden kan lyse opp under tenningen av tenningsapparatet. På tilsvarende måte kan signalet bli matet via et digitalt eller analogt grensesnitt til et på avstand anordnet styreapparat. As will be obvious from the description above, with the ignition procedure according to the invention, the state of the connected lamp can also be derived or determined. An aged lamp is operated in accordance with the ignition sequence shown in fig. 8, while in the case of a defective or missing lamp, the ignition sequence according to fig. 9. It is thus advantageous to provide an additional output on the control circuit according to the invention shown in fig. 4, especially connected to the intelligent timer 33, at which additional output a signature is made available indicating the operating state of the lamp. This signal can e.g. be delivered to an optical indicator device (e.g. a photodiode) or an acoustic indicator device (e.g. a loudspeaker). If a photodiode is used as an indicator unit, e.g. the photodiode will be turned off in the case of a lit lamp and turned on in the case of a defective lamp. The photodiode can light up during ignition of the ignition device. In a similar way, the signal can be fed via a digital or analogue interface to a remotely arranged control device.

Gevinsten som kan oppnås med den foran beskrevne første eksempel-utførelse av oppfinnelsen kan f.eks. ses fra fig. 5 og 6. Det er åpenbart at med den tenningskretsen i henhold til oppfinnelsen kan et svært høyt antall pulser, omtrent 13 tenningspulser, genereres i faseområdet 60 elektrisk grader til 90 elektriske grader eller 240 elektriske grader til 270 elektriske grader, hvilke også i hvert tilfelle har tenningspulsspenning som angitt av lampefabrikantene. Ved hjelp av en tenningspulspakke med et slikt høyt antall tenningspulser er det sikret en svært pålitelig tenning. Siden avstanden mellom tenningspulsene er mindre enn 0,3 ms, kan pulsbredden til de individuelle tenningspulsene kombineres til en total tenningspulspakke, hvorved det er åpenbart av fig. 5 og 6 at den totale tennings-pulsbredden til en tenningspulspakke som kan oppnås ved hjelp av tenningsapparatet i henhold til oppfinnelsen er større enn de to mikrosekunder som er foreskre-vet av lampefabrikantene. The gain that can be achieved with the above-described first exemplary embodiment of the invention can e.g. can be seen from fig. 5 and 6. It is obvious that with the ignition circuit according to the invention a very high number of pulses, approximately 13 ignition pulses, can be generated in the phase range 60 electrical degrees to 90 electrical degrees or 240 electrical degrees to 270 electrical degrees, which also in each case has ignition pulse voltage as specified by the lamp manufacturers. By means of an ignition pulse package with such a high number of ignition pulses, a very reliable ignition is ensured. Since the distance between the ignition pulses is less than 0.3 ms, the pulse width of the individual ignition pulses can be combined into a total ignition pulse packet, whereby it is obvious from fig. 5 and 6 that the total ignition pulse width of an ignition pulse packet which can be obtained with the aid of the ignition apparatus according to the invention is greater than the two microseconds prescribed by the lamp manufacturers.

En ytterligere fordel med styrekretsen 12 i henhold til oppfinnelsen er tilste-deværelsen av lysende lampespennings-gjenkjenningsinnretningen 26 vist på fig. 4 som bevirker en lampetennings-gjenkjenning og således indikerer når lampen er blitt selvledende, dvs. når det er blitt dannet en gassutladningsbane i lampen. Etter tenningen av lampen kan således et spenningsfall over lampen slik at nettspenningen blir delt i spenningen som ligger over drossel-spolen 3 og spenningen som ligger over lampen 4, siden pulstransformatoren selv har lav motstand, således neglisjeres. I driftstilstanden er det et spenningsfall på omtrent 100V over lampen. Denne spenningen ligger under sammenbruddspenningen til sidaken 9, slik at ingen ytterligere tenningspulser kan genereres i driftstilstanden til lampen. Ved hjelp av gjenkjenningen og indikeringen av at lampen er i drift er det mulig å bringe styrekretsen til permanent å åpne eller permanent å lukke den styrbare bryteren 10. Den permanente åpningen eller lukkingen av den styrbare bryteren 10 er fordelaktig av følgende grunner. A further advantage of the control circuit 12 according to the invention is the presence of the luminous lamp voltage recognition device 26 shown in fig. 4 which causes a lamp ignition recognition and thus indicates when the lamp has become self-conducting, i.e. when a gas discharge path has been formed in the lamp. After lighting the lamp, a voltage drop across the lamp so that the mains voltage is divided into the voltage above the choke coil 3 and the voltage above the lamp 4, since the pulse transformer itself has low resistance, can thus be neglected. In the operating state, there is a voltage drop of approximately 100V across the lamp. This voltage is below the breakdown voltage of the side roof 9, so that no further ignition pulses can be generated in the operating state of the lamp. By means of the recognition and indication that the lamp is in operation, it is possible to bring the control circuit to permanently open or permanently close the controllable switch 10. The permanent opening or closing of the controllable switch 10 is advantageous for the following reasons.

Dersom den styrbare bryteren 10 er permanent lukket, vil seriekretsen av pulskondensatoren 7, lademotstanden 13 og den styrbare bryteren 10 være i parallell med høytrykksgassutladningslampen 4. For drift av en høytrykks-gassutladningslampe krever lampefabrikantene at en kapasitiv belastning er koplet i parallell med lampen. Dette kan sikres ved hjelp av permanent lukking av den styrbare bryteren 10 på grunn av den store kapasiteten til tenningskondensatoren 7, slik at hjelpetenningskondensatoren 11, som i og for seg er tilveiebrakt som kapasativ belastning for lampen 4, kan unngås. Kretsutformingen til tenningskretsen kan derved bli forenklet. If the controllable switch 10 is permanently closed, the series circuit of the pulse capacitor 7, the charging resistor 13 and the controllable switch 10 will be in parallel with the high-pressure gas discharge lamp 4. For the operation of a high-pressure gas discharge lamp, the lamp manufacturers require that a capacitive load is connected in parallel with the lamp. This can be ensured by permanently closing the controllable switch 10 due to the large capacity of the ignition capacitor 7, so that the auxiliary ignition capacitor 11, which in and of itself is provided as a capacitive load for the lamp 4, can be avoided. The circuit design of the ignition circuit can thereby be simplified.

På den annen side, dersom den styrbare bryteren 10 etter tenningen av lampen permanent er åpnet av styrekretsen 12, vil kretsdelen over den styrbare bryteren 10 med pulskondensatoren 7, primærviklingen 8 og svitsjeelementet 9, ikke konsumere energi under driften av lampen og derved ikke bli utsatt for slitasje. On the other hand, if the controllable switch 10 after lighting the lamp is permanently opened by the control circuit 12, the circuit part above the controllable switch 10 with the pulse capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 will not consume energy during the operation of the lamp and thereby not be exposed for wear and tear.

I henhold til oppfinnelsen blir tenningsprosessen i hver tilfelle avbrutt etter en forutdefinert tid. På grunn av denne formålsstyrende styring av den styrbare bryteren 10 blir høyspentbelastningen mer definert og sett over totaltiden mindre enn ved de kjente tenningsprosedyrer. Således kan funksjonen til belastnings-drosselen 3 også besørges av pulstransformatoren 5. Drossel-spolen 3 kan således unngås, og kretsutformingen forenkles. According to the invention, the ignition process is interrupted in each case after a predefined time. Because of this purpose-directed control of the controllable switch 10, the high-voltage load is more defined and seen over the total time less than with the known ignition procedures. Thus, the function of the load choke 3 can also be provided by the pulse transformer 5. The choke coil 3 can thus be avoided, and the circuit design simplified.

Ved siden av anvendelsen av en enkelpolbryter er det i henhold til oppfinnelsen også mulig å anvende en dobbeltpol styrbar bryter. Figur 2 viser et andre eksempel på utførelse av tenningskretsen i samsvar med oppfinnelsen hvor en dobbeltpol styrbar bryter 10 er anordnet, og denne kan veksles mellom en posisjon (1) og en posisjon (2). I posisjonen (1) blir på den ene side den parallelle kretsen tildannet av pulskondensatoren 7 og på den annen side seriekretsen bestående av primærviklingen 8 og sidaken 9 adskilt fra vekselstrømspennings-forsyningen som er tilstede på inngangsterminalene 1 og 1', og blir kortsluttet, slik at via lademotstanden 13 er det mulig med en midlertidig mer hurtig oppladning av pulskondensatoren 7, hvorved utladertiden til pulskondensatoren 7 blir redusert. I den andre posisjonen (2), blir parailellkretsen som har pulskondensatoren 7 tilkoplet vekselstrømspenningsforsyningen, slik at oppladning av pulskondensatoren 7 er mulig. Styringen av den styrbare bryteren 10 ved hjelp av styrekretsen 12 blir effektuert som allerede beskrevet ved henvisning til det første eksempel på utfø-relse i henhold til oppfinnelsen, hvorved bryterposisjonen (1) i det andre eksempel på utførelsen korresponderer med åpningen av den styrbare bryteren i den første utførelsen og bryterposisjonen (2) i det andre eksempel på utførelse korresponderer med den lukkede bryterposisjon i det første eksempel på utførelse. Mens gjenvinningssiden til svitsjeelementet 9, f.eks. til sidaken, i det første eksempel på utførelse oppnås ved hjelp av pålitelig og hurtig minskning av utgangssignalet fra svingekretsen tildannet av pulskondensatoren 7, vil primærviklingen 8 og svitsjeelementet 9 i det andre eksempel på utførelse gi en reduksjon av utladertiden til pulskondensatoren 7. In addition to the use of a single-pole switch, according to the invention it is also possible to use a double-pole controllable switch. Figure 2 shows a second example of the design of the ignition circuit in accordance with the invention where a double-pole controllable switch 10 is arranged, and this can be switched between a position (1) and a position (2). In position (1), on the one hand, the parallel circuit formed by the pulse capacitor 7 and on the other hand, the series circuit consisting of the primary winding 8 and the side winding 9 are separated from the alternating current voltage supply present at the input terminals 1 and 1', and are short-circuited, as that via the charging resistor 13 it is possible to temporarily charge the pulse capacitor 7 more rapidly, whereby the discharge time of the pulse capacitor 7 is reduced. In the second position (2), the parallel circuit having the pulse capacitor 7 is connected to the alternating current voltage supply, so that charging of the pulse capacitor 7 is possible. The control of the controllable switch 10 by means of the control circuit 12 is effected as already described with reference to the first example of embodiment according to the invention, whereby the switch position (1) in the second example of the embodiment corresponds to the opening of the controllable switch in the first embodiment and the switch position (2) in the second embodiment corresponds to the closed switch position in the first embodiment. While the recycling side of the switching element 9, e.g. to the side deck, in the first example of execution is achieved by reliable and rapid reduction of the output signal from the oscillating circuit formed by the pulse capacitor 7, the primary winding 8 and the switching element 9 in the second example of execution will provide a reduction of the discharge time of the pulse capacitor 7.

Fig. 3 viser en variant av det andre eksempel på utførelse i samsvar med oppfinnelsen illustrert på fig. 2, hvor bare posisjonen til lademotstanden 13 er endret. Virkemåten til tenningskretsen illustrert på fig. 3 korresponderer med virkemåten til tenningskretsen vist på fig. 2. Fig. 3 shows a variant of the second example of execution in accordance with the invention illustrated in fig. 2, where only the position of the charging resistor 13 has been changed. The operation of the ignition circuit illustrated in fig. 3 corresponds to the operation of the ignition circuit shown in fig. 2.

Sluttlig er det å merke seg at i tilfellet anvendelse av en asik som styreen-het 12 kan tenningsapparatet i henhold til oppfinnelsen kombineres via et korresponderende grensesnitt med en tenningstid broinnretning og en effektvekslerinnretning som er tilgjengelig på markedet. Med tenningstidbroinnretning blir en nor-mal glødelampe etc. brukt og styrt under tidsperioden som er nødvendig for lampen inntil den kan levere det nominelle lysutbyttet, for å sikre et tilstrekkelig basislysnivå. Effektvekslerinnretningen sikrer i motsetning til dette, på den ene side tenning i samsvar med de foreskrevne krav og på den annen side en trinnvis dimmet lampedrift for energibesparelse. Med hensyn på tenningen av en lampe kreves det av lampefabrikantene at høytrykkslamper drives med 100% effekt i 330 sekunder før lampen dimmes. Tenningsapparatet i henhold til oppfinnelsen kan også anta funksjonene til denne tenningstidbroinnretningen eller effektvekslerinnretningen dersom ASIC 15 er tilsvarende utvidet når det gjelder dens kretser. Tenningsapparatet kan så anvendes som effektvekslerinnretning eller tenningstidbroinnretning i avhengighet av utgangen på sidetilkoplingene. Finally, it should be noted that in the case of using an asik as control unit 12, the ignition device according to the invention can be combined via a corresponding interface with an ignition timing bridge device and a power exchange device that is available on the market. With an ignition time bridge device, a normal incandescent lamp etc. is used and controlled during the time period necessary for the lamp until it can deliver the nominal light output, to ensure a sufficient base light level. In contrast, the power exchange device ensures, on the one hand, ignition in accordance with the prescribed requirements and, on the other hand, stepwise dimmed lamp operation for energy saving. With regard to the lighting of a lamp, lamp manufacturers require that high-pressure lamps be operated at 100% power for 330 seconds before the lamp is dimmed. The ignition device according to the invention can also assume the functions of this ignition time bridge device or the power exchange device if the ASIC 15 is correspondingly expanded in terms of its circuits. The ignition device can then be used as a power exchange device or ignition timing bridge device depending on the output on the side connections.

Claims

1. Ignition circuit for a high pressure gas discharge lamp (4) which can be connected via corresponding input terminals (1,1') to an alternating current voltage source, having a pulse transformer (5) whose secondary winding (6) is arranged between one (1) of the input terminals (1) ,1<*>) and the lamp (4), and has a pulse capacitor (7) connected in parallel with the secondary winding (6) and the lamp (4), also has a series circuit of the primary winding (8) to the pulse transformer (5) and a switching element (9) connected in parallel with the pulse capacitor (7), and which has a controllable switch (10) connected in series with the parallel circuit consisting of the pulse capacitor (7) on one side and the primary winding (8) and the switching element (9) on the other other side, characterized in that the controllable switch (10), when an ignition pulse for the lamp (4) is present, is temporarily switched for a certain time interval to a first state in which the parallel circuit is separated from the alternating current voltage source.

2. Ignition circuit according to claim 1, characterized in that the controllable switch (10) is initially switched to a first state, and that the controllable switch is switched to a second state, in which the parallel circuit is connected to the alternating current voltage source, when the alternating current voltage supplied from the alternating current voltage source is in the phase range 60 electrical degrees to 90 electrical degrees of the increasing positive or negative half-wave, and wherein the controllable switch (10) is temporarily switched to a first state for a certain time interval when an ignition pulse for the lamp (4) is present, and the controllable switch (10) after the expiration of the determined time interval is again switched to the second state.

3. Ignition circuit according to claim 1 or 2, characterized in that the controllable switch (10) is designed as a double-pole switch, whereby in the first state the parallel circuit is separated from the alternating current voltage source and short-circuited by means of the controllable switch (10) and in the second state is connected to the alternating current voltage source by pull off the controllable switch (10).

4. Ignition circuit according to any one of the preceding claims, characterized by a control circuit (12) for controlling the switching of the controllable switch (10), preferably fed with alternating current voltage supplied from the alternating current voltage source.

5. Ignition circuit according to claim 4, characterized in that the control circuit (12) is designed as a customer-specified integrated circuit (ASIC, PAL).

6. Ignition circuit according to claim 5, characterized in that the control circuit (12) also performs the function of an ignition timing bridge device and/or a power exchange device.

7. Ignition circuit according to claim 5, characterized in that the control circuit (12) performs the function of the ignition timing bridge device and of the power exchange device in dependence on the output side connections to the ignition circuit.

8. Ignition circuit according to any one of claims 4-7, characterized in that for timed control of the controllable switch (10) the control circuit (12) includes a counter (33).

9. Ignition circuit according to any one of the preceding claims, characterized by an ignition pulse recognition device (15) for detecting the generation of an ignition pulse.

10. Ignition circuit according to claim 9, and any one of claims 4-8, characterized by the ignition pulse recognition device (13) is connected to the pulse transformer (5) by means of a winding and indicates the generation of an ignition pulse to the control circuit (12 ).

11. Ignition circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the determined time interval in which the controllable switch (10) is temporarily switched to the first state is selected so that it is at least so long that it can be ensured a reliable reduction of the signals from the oscillating circuit formed by the pulse capacitor (7), the primary winding (8) and the switching element (9), or that a preparation for renewed ignition of the switching element (9) is ensured.

12. Ignition circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that a lamp ignition recognition device (26) which monitors the ignition of the lamp (4) and after the ignition of the lamp (4) switches the controllable switch (10) permanently to the first or second condition.

13. Ignition circuit according to any one of claims 4-8, characterized in that the control circuit (12) in each case alternately interrupts the operation of the ignition circuit for a first time period and then resumes operation for a second shorter time period.

14. Ignition circuit according to any one of claims 4-8 or 13, characterized in that the control circuit (12) deactivates the ignition circuit when the state of the lamp (4) has not changed for a certain time or the lamp (4) has been exposed for a certain number of ignitions.

15. Ignition circuit according to any one of the preceding claims, characterized in that the ignition circuit generates a status signal indicating the state of the ignition circuit or the connected lamp (4).

16. Ignition circuit according to claim 15, characterized in that the status signal can be delivered to an indicator unit or to a control device.