NO312869B1

NO312869B1 - Multistage amplifier with local error correction

Info

Publication number: NO312869B1
Application number: NO20001672A
Authority: NO
Inventors: Bent Holter
Original assignee: Hegel As
Priority date: 2000-03-31
Filing date: 2000-03-31
Publication date: 2002-07-08
Also published as: NO20001672L; NO20001672D0

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en analog forsterkerkonstruksjon, fortrinns-vis en flertrinns forsterkeranordning med høy linearitet. Forsterkertopologien har anvendelser i forsterkersystemer med bredt dynamisk område, for lave og midlere frekvenser. The present invention relates to an analog amplifier construction, preferably a multi-stage amplifier device with high linearity. The amplifier topology has applications in amplifier systems with a wide dynamic range, for low and medium frequencies.

Tradisjonelt har man benyttet global tilbakekopling for å redusere ikke-lineariteter for forsterkere som består av flere forsterkertrinn i kaskade. Fig. 1 viser en slik global tilbakekoplingsforsterker. Hvert av forsterkertrinnene G1, G2 og G3 vil ha en faseforskyvning, og for å opprettholde stabilitet når tilbakekoplingssløyfen lukkes, er det nødvendig å innbefatte en kompensasjons-kondensator Cc for å gi forsterkeren tilstrekkelig fase-margin til å unngå svingninger når den driver reaktive belastninger. For forsterkere som driver tungt kapasitive eller induktive belastninger, slik som høyttalere eller motorer, må fasekompenseringen økes for å få tilstrekkelig stabilitetsmargin for det verste tilfellet med reaktiv belastning. En slik metode for frekvens-kompensering vil redusere sløyfeforsterkningen som er til-gjengelig for reduksjon av ikke-lineariteter ved høye frekvenser. Et diagram over sløyfeforsterkning vises i fig. 2, og det fremgår at det ikke foreligger noen særlig sløyfeforsterkning LG2 for redusering av ikke-lineariteter ved frekvensen F2. Sløy-feforsterkningen ved F2 er omkring 10dB, hvilket gir omkring 1/100 reduksjon av ikke-lineariteter sammenlignet med reduksjonen ved frekvens F1. Ved lave frekvenser slik som F1 er sløyfeforsterkningen vesentlig, med omkring 50dB sløyfefor-sterkning for korrigering av ikke-lineariteter. Traditionally, global feedback has been used to reduce non-linearities for amplifiers consisting of several amplifier stages in cascade. Fig. 1 shows such a global feedback amplifier. Each of the amplifier stages G1, G2 and G3 will have a phase shift, and to maintain stability when the feedback loop is closed, it is necessary to include a compensation capacitor Cc to give the amplifier sufficient phase margin to avoid oscillations when driving reactive loads. For amplifiers driving heavy capacitive or inductive loads, such as speakers or motors, the phase compensation must be increased to provide sufficient stability margin for the worst case reactive load. Such a method of frequency compensation will reduce the loop gain available for reducing non-linearities at high frequencies. A diagram of loop gain is shown in fig. 2, and it appears that there is no particular loop amplification LG2 for reducing non-linearities at the frequency F2. The loop gain at F2 is around 10dB, which gives around 1/100 reduction of non-linearities compared to the reduction at frequency F1. At low frequencies such as F1, the loop gain is substantial, with around 50dB loop gain for correcting non-linearities.

Forsterkere med global tilbakekopling har også tre andre typer ulemper: Den tilkoplede utmatingskabelen som mater den tilkoplede belastningen, vil fungere som en antenne, og vil oppfange radiofrekvente forstyrrelser. Disse RF-forstyrrelsene vil nå forsterkerens utgang, og vil også nå den negative inngangs-terminalen på forsterkerens inngangstrinn, gjennom tilbakekoplingsnettverket. RF-signalet vil bli likerettet av transistorene i inngangstrinnet, og vil forskyve forsterkertrinnenes forspenning. Dette vil øke forsterkerkretsens forvrengning. Global feedback amplifiers also have three other types of disadvantages: The connected output cable feeding the connected load will act as an antenna, and will pick up radio frequency interference. These RF disturbances will reach the amplifier's output, and will also reach the negative input terminal of the amplifier's input stage, through the feedback network. The RF signal will be rectified by the transistors in the input stage, and will shift the bias of the amplifier stages. This will increase the distortion of the amplifier circuit.

Strøm-tilbakeslag (current kick-back) fra forsterkerens tilkoplede reaktive belastninger vil nå forsterkerens utgang. Dette tilbakeslaget vil også nå inngangstrinnet gjennom tilbakekoplingsnettverket, og vil forstyrre inngangstrinnets funksjon. Current kick-back from the amplifier's connected reactive loads will reach the amplifier's output. This feedback will also reach the input stage through the feedback network, and will interfere with the operation of the input stage.

Tidsforsinkelsen i forsterkertrinnene vil resultere i et forsinket tilbakekoplingssignal til inngangstrinnets negative inngangsterminal. For å unngå å generere transient intermodulasjon i inngangstrinnet må inngangssignalet til forsterkeren båndbreddebegrenses i samsvar med tidsforsinkelses-egenskapene ved forsterkertrinnenes fremovergående bane. I en forsterker som driver tungt reaktive belastninger vil frekvens-kompensasjonen som er nødvendig for å sikre stabil drift, resultere i lengre forsinkelser og faseforskyvninger gjennom forsterkeren, og derfor må båndbreddebegrensningen av inngangssignalet økes. Pga. dette vil den totale båndbredden bli begrenset for en slik forsterker med global tilbakekopling. The time delay in the amplifier stages will result in a delayed feedback signal to the input stage's negative input terminal. To avoid generating transient intermodulation in the input stage, the input signal to the amplifier must be bandwidth limited in accordance with the time-delay characteristics of the forward path of the amplifier stages. In an amplifier driving heavily reactive loads, the frequency compensation required to ensure stable operation will result in longer delays and phase shifts through the amplifier, and therefore the bandwidth limitation of the input signal must be increased. Because of. this will limit the total bandwidth for such an amplifier with global feedback.

For å løse problemet som slike forsterkere med global tilbakekopling representerer, har det tidligere blitt foreslått å frembringe en kaskadekoplet forsterker, slik som vist i fig. 3. In order to solve the problem that such amplifiers with global feedback represent, it has previously been proposed to produce a cascaded amplifier, as shown in fig. 3.

Denne topologien løser noen problemer, men vil også innføre noen nye problemer. This topology solves some problems, but will also introduce some new problems.

Båndbredden for en slik forsterker kan økes, fordi det ikke foreligger noe behov for å begrense inngangssignalets båndbredde for å unngå transient intermodulasjon i inngangstrinnet. Inngangstrinnet vil ikke bli forstyrret av RF-signaler som er tilstede på kabelen som er koplet til forsterkerens utgang, siden RF-signalene bare vil ligge på utgangstransistorene. Tilbakeslag fra den tilkoplede reaktive belastningen vil ikke nå inngangstrinnet. The bandwidth of such an amplifier can be increased, because there is no need to limit the bandwidth of the input signal to avoid transient intermodulation in the input stage. The input stage will not be disturbed by RF signals present on the cable connected to the amplifier's output, since the RF signals will only reside on the output transistors. Backlash from the connected reactive load will not reach the input stage.

Men hoved-ulempen ved å benytte de kaskadekoplede trinnene i fig. 3, er at de forskjellige forsterkertrinnenes ikke-lineariteter vil være for store til å resultere i en lineær forsterker med stort dynamisk område både for lave og høye frekvenser, når både svake og sterke signaler blir forsterket. Ofte kan lineariteten være tilstrekkelig når man forsterker svake signaler, men lineariteten vil avta når store signaler forsterkes, pga. de spennings- og strømavhengige ikke-linearitetene i halvlederne som benyttes i forsterkertrinnene, ved store spenningssving og kraf-tig utgangsstrøm. Utgangstrinnets utgangsimpedans vil ikke være lav nok til å gjøre frekvensresponsen flat når forsterkeren er forbundet med en belastning med frekvensavhengig impedans, slik som en høyttaler. Dette vil gi frekvensavhengige amplitudeawik fra en flat frekvensrespons, og følgelig en farging av forsterkerens lydsignatur, avhengig av den tilkoplede høyttalerbelastningen. But the main disadvantage of using the cascaded steps in fig. 3, is that the non-linearities of the various amplifier stages will be too large to result in a linear amplifier with a large dynamic range for both low and high frequencies, when both weak and strong signals are amplified. Often the linearity can be sufficient when amplifying weak signals, but the linearity will decrease when large signals are amplified, due to the voltage- and current-dependent non-linearities in the semiconductors used in the amplifier stages, in case of large voltage swings and strong output current. The output stage's output impedance will not be low enough to flatten the frequency response when the amplifier is connected to a load with frequency-dependent impedance, such as a loudspeaker. This will give frequency-dependent amplitude deviations from a flat frequency response, and consequently a coloring of the amplifier's sound signature, depending on the connected speaker load.

Fra japansk publisert patentsøknad nr. 11-261343 er kjent en forsterker med ekstra-kretser for korrigering av forvrengning, basert på fremoverkopling. I kretskoplingen avføles et signal inn til en hovedforsterker, og i tillegg avføles det forsterkede signalet etter hovedforsterkeren, ved hjelp av en "retningskopler", og de to avfølte signalene blir så kombinert, også ved hjelp av "retningskopleren". I tillegg omfatter kretskoplingen en nivådetektor, men denne nivådetektoren sjekker bare nivået på inngangssignalet inn til kretsen. Nivådetektoren ser således ikke på noen sammenligning med utsignalet fra forsterkeren. From Japanese published patent application No. 11-261343 an amplifier with extra circuits for correcting distortion, based on forward coupling, is known. In the circuit coupling, a signal is sensed into a main amplifier, and in addition the amplified signal is sensed after the main amplifier, with the help of a "directional coupler", and the two sensed signals are then combined, also with the help of the "directional coupler". In addition, the circuitry includes a level detector, but this level detector only checks the level of the input signal to the circuit. The level detector thus does not look at any comparison with the output signal from the amplifier.

I en annen publikasjon, nemlig US patent nr. 4,379,994, benyttes et antall terskeldetektorer. Men i denne publikasjonen sjekkes bare forsterkerens utgangssignal med hensyn på nivå, så heller ikke i dette tilfelle foretas noen sammenligning av inngang og utgang for et forsterkertrinn. In another publication, namely US patent no. 4,379,994, a number of threshold detectors are used. But in this publication, only the amplifier's output signal is checked with respect to level, so in this case no comparison of input and output for an amplifier stage is made either.

Feilkorreksjons-nettverk for enkeltstående forsterkertrinn er foreslått tidligere, se f.eks. US patent nr. 5,179,352. US patent nr. 5,179,352 benytter imidlertid komplekse kretser, slik som differensialforsterkere, til å utføre kontinuerlig feilkorrigering. Kretsen i US 5,179,352 vil bare fungere for ikke-inverterende spenningsfor-sterkning i nærheten av 1. Det foreligger imidlertid et behov for forbedrede forsterkere med feilkorrigering for inverterende og ikke-inverterende forsterkertrinn med opptil 60dB forsterkning. Error correction networks for individual amplifier stages have been proposed previously, see e.g. US Patent No. 5,179,352. However, US Patent No. 5,179,352 uses complex circuits, such as differential amplifiers, to perform continuous error correction. The circuit of US 5,179,352 will only work for non-inverting voltage gain near 1. However, there is a need for improved error correcting amplifiers for inverting and non-inverting amplifier stages with up to 60dB gain.

Målet for foreliggende oppfinnelse er å kombinere de beste egenskaper fra forsterkere med global tilbakekopling, slik som vist i fig. 1, og forsterkere med lokal (innvendig) tilbakekopling slik som vist i fig. 3. I tillegg vil denne oppfinnelsen for-bedre lineariteten ved høye utgangsnivåer for spenning og strøm, særlig ved høye frekvenser, hvor topologier med global tilbakekopling ikke har særlig med sløyfe-forsterkning til å redusere ikke-lineariteter. The aim of the present invention is to combine the best properties from amplifiers with global feedback, as shown in fig. 1, and amplifiers with local (internal) feedback as shown in fig. 3. In addition, this invention will improve the linearity at high output levels for voltage and current, especially at high frequencies, where topologies with global feedback do not particularly have loop amplification to reduce non-linearities.

Således er det ifølge foreliggende oppfinnelse tilveiebrakt en forsterkerkonstruksjon slik som definert nøyaktig i det vedføyde selvstendige patentkrav 1. For-delaktige utførelsesformer av oppfinnelsen fremgår av de tilknyttede uselvstendige patentkravene. Thus, according to the present invention, an amplifier construction has been provided as precisely defined in the attached independent patent claim 1. Advantageous embodiments of the invention appear from the associated non-independent patent claims.

Ved å benytte flere forsterkertrinn koplet i serie, hvor hvert trinn har en spe-sialisert spennings- og strøm-forsterkningsfunksjon, kan den ønskede, totale forsterker-overføringsfunksjon oppnås. Hvert enkelt forsterkertrinn har lokal feilkorreksjon, og denne feilkorreksjonen justeres dynamisk for å kansellere ikke-lineariteter dersom det påtrykte inngangssignalet vil forårsake tilstrekkelig ikke-linearitet for ett eller flere av de kaskadekoplede forsterkningstrinnene. Følgelig foretas ingen feil korrigering når forsterkertrinnene ikke bidrar til ikke-linearitet, og det set-tes et terskelnivå ved hjelp av individuelle terskeldetektorer i respektive, lokale feil-korrigeringssløyfer. Når det ikke utføres noen feilkorreksjon, opererer forsterkertrinnene som kaskadekoplede forsterkertrinn med lokal tilbakekopling, med den spesifiserte spennings- og strømforsterkning. De respektive trinnene som feilkorri-geres, kan ha forskjellig grad av spennings- og strømforsterkning, og hvert av disse trinnene kan være enten inverterende eller ikke-inverterende forsterkertrinn. By using several amplifier stages connected in series, where each stage has a specialized voltage and current amplification function, the desired total amplifier transfer function can be achieved. Each individual amplifier stage has local error correction, and this error correction is dynamically adjusted to cancel non-linearities if the applied input signal will cause sufficient non-linearity for one or more of the cascaded amplifier stages. Consequently, no error correction is made when the amplifier stages do not contribute to non-linearity, and a threshold level is set by means of individual threshold detectors in respective, local error correction loops. When no error correction is performed, the amplifier stages operate as cascaded amplifier stages with local feedback, with the specified voltage and current gain. The respective stages that are error-corrected may have different degrees of voltage and current amplification, and each of these stages may be either inverting or non-inverting amplifier stages.

Flertrinns-feilkorrigeringskretsen i samsvar med oppfinnelsen lages på den enklest mulige måte ved å benytte bare motstander, bufferlagere og terskeldetektorer til å utgjøre korreksjonsnettverk. Feilkorreksjonsnettverkene er bare aktive når det er nødvendig med korreksjon. Graden av feil som igangsetter feilkorrigering, innstilles på et forhåndsbestemt nivå. Den foreslåtte feilkorrigerings-topologien inkluderer fordelene ved både topologier med global tilbakekopling og topologier med lokal tilbakekopling, uten å innføre disse to topologienes ulemper. The multi-stage error correction circuit according to the invention is made in the simplest possible way by using only resistors, buffer stores and threshold detectors to form correction networks. The error correction networks are only active when correction is required. The degree of error that initiates error correction is set at a predetermined level. The proposed error correction topology incorporates the advantages of both global feedback and local feedback topologies without introducing the disadvantages of these two topologies.

Foreliggende oppfinnelse har ikke-linearitetsavhengig feilkorreksjon på en slik måte at for små og midlere signaler vil kretsen fungere som en kaskadekoplet forsterker med lokal tilbakekopling og uten feilkorrigering. Når ikke-linearitetene når et visst, forhåndsbestemt nivå, vil feilkorreksjonskretsen dynamisk korrigere for trinnets feil ved å korrigere det lokale trinnet som forårsaker ikke-lineariteten. Pga. den distribuerte topologien med lokal feilkorrigering holdes signalforsinkelsen gjennom respektive forsterkertrinn liten, og følgelig er feilkorrigerings-hastigheten mye høyere enn i en forsterker med global tilbakekopling. Dette gir forbedret linearitet og øket evne til feilkorrigering for høyfrekvente signaler, sammenlignet med tilnær-mingsmåten med global tilbakekopling. The present invention has non-linearity-dependent error correction in such a way that for small and medium signals the circuit will function as a cascade-coupled amplifier with local feedback and without error correction. When the non-linearities reach a certain, predetermined level, the error correction circuit will dynamically correct for the step error by correcting the local step causing the non-linearity. Because of. the distributed topology with local error correction, the signal delay through respective amplifier stages is kept small, and consequently the error correction speed is much higher than in an amplifier with global feedback. This provides improved linearity and increased capability for error correction for high-frequency signals, compared to the approach with global feedback.

Kort beskrivelse av tegningene Brief description of the drawings

Fig. 1 viser en generell forsterker med global tilbakekopling; Fig. 2 viser en generell global tilbakekoplings-forsterkers forsterkning med åpen sløyfe og med tilbakekopling; Fig. 3 viser en generell topologi for en kaskadekoplet forsterker med lokal tilbakekopling; Fig. 4 viser i et blokkdiagram en forsterkerkrets som representerer en første utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 5 viser i et blokkdiagram en forsterkerkrets som representerer en andre utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 6 viser i et blokkdiagram en forsterkerkrets som representerer en tredje utførelsesform av oppfinnelsen; Fig. 7 viser en utførelsesform hvor et forsterkertrinn har et korreksjonsnettverk som delvis fungerer digitalt; og Fig. 8 viser et korreksjonsnettverk som opererer fullstendig digitalt. Fig. 1 shows a general amplifier with global feedback; Fig. 2 shows the gain of a general global feedback amplifier with open loop and with feedback; Fig. 3 shows a general topology for a cascaded amplifier with local feedback; Fig. 4 shows in a block diagram an amplifier circuit which represents a first embodiment of the invention; Fig. 5 shows in a block diagram an amplifier circuit which represents a second embodiment of the invention; Fig. 6 shows in a block diagram an amplifier circuit which represents a third embodiment of the invention; Fig. 7 shows an embodiment where an amplifier stage has a correction network which partly functions digitally; and Fig. 8 shows a correction network that operates completely digitally.

Beskrivelse av foretrukne utførelsesformer Description of preferred embodiments

Et eksempel på en forsterkeranordning som utgjør en første utførelsesform av denne oppfinnelsen, skal beskrives med henvisning til fig. 4. Dette gir et eksempel på en forsterker med tre forsterkerblokker 3, 7 og 11. Den første forsterkerblokken 3 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G1. Den andre forsterkerblokken 7 er et ikke-inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G2. Det tredje forsterkertrinnet 11 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G3. Den tilkoplede reaktive lasten eksemplifiseres med parallellkoplingen av Rlast. Ciast Og Liast- An example of an amplifier device which constitutes a first embodiment of this invention will be described with reference to fig. 4. This gives an example of an amplifier with three amplifier blocks 3, 7 and 11. The first amplifier block 3 is an inverting amplifier stage with gain G1. The second amplifier block 7 is a non-inverting amplifier stage with gain G2. The third amplifier stage 11 is an inverting amplification stage with gain G3. The connected reactive load is exemplified by the parallel connection of Rlast. Ciast And Liast-

Det første feilkorreksjonstrinnet består av motstandene R1 og R2 som summerer inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 3 til knutepunkt 12. Forholdet mellom motstandsverdiene (resistansene) beregnes på en slik måte at knutepunkt 12 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 3. Når absoluttverdien av forsterkningen i blokk 3 er G1, så er R2 = G1 <*> R1. Hvis forsterkningstrinn 3 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil knutepunktet 12 ikke få noen feilsignal-komponent. The first error correction stage consists of the resistors R1 and R2 which sum the input signal and the output signal of amplification stage 3 to node 12. The ratio between the resistance values (the resistances) is calculated in such a way that node 12 only represents the non-linearity error signal from amplification stage 3. When the absolute value of the gain in block 3 is G1, then R2 = G1 <*> R1. If amplification stage 3 does not contribute any non-linearity, node 12 will not get any error signal component.

Hvis feilsignalets nivå er større enn et forhåndsbestemt terskelnivå, vil terskeldetektoren 4 utmate et feilsignal som blir lagt sammen med inngangssignalet 1 i addisjonskretsen 2. Hvis feilsignalet ligger under det forhåndsbestemte terskelnivået, vil terskeldetektorens utgang være høy-impedant. Forsterkningstrinn 3 vil fungere som en forsterkningskrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn nivået som er innstilt i terskeldetektoren. Nårfeilsignal-nivået i knutepunkt 12 blir bestemt til å være på et nivå som er høyere enn det forhåndsbestemte nivået innstilt for å benytte feilkorrigering, vil forsterkningstrinn 3 arbeide sammen med R1, R2, terskeldetektoren 4 og addisjonskretsen 2 for å danne en lokal sløyfe for feil-forforvrengning slik at feilen blir korrigert. If the level of the error signal is greater than a predetermined threshold level, the threshold detector 4 will output an error signal which is added together with the input signal 1 in the addition circuit 2. If the error signal is below the predetermined threshold level, the output of the threshold detector will be high-impedance. Amplifier stage 3 will act as an open-loop amplifier circuit when the error signal is less than the level set in the threshold detector. When the error signal level at node 12 is determined to be at a level higher than the predetermined level set to employ error correction, amplifier stage 3 will work together with R1, R2, threshold detector 4 and adder circuit 2 to form a local error loop -predistortion so that the error is corrected.

Det andre feilkorreksjonstrinnet består av motstandene R3 og R4, som legger sammen inngangssignalet for forsterkningstrinn 7 og utgangssignalet for forsterkningstrinn 7, som er invertert og bufret med forsterkning 1, til knutepunkt 14. Bufferforsterker 8 er en inverterende bufferforsterker med forsterkning 1, og med høy inngangsimpedans og lav utgangsimpedans. Forholdet mellom motstandsverdiene beregnes på en slik måte at knutepunkt 14 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 7. Når forsterkningsverdien i blokk 7 er G2, så er R4 = G2 <*> R3. Hvis forsterkningstrinn 7 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil knutepunkt 14 ikke få noen feilsignal-komponent. The second error correction stage consists of resistors R3 and R4, which add together the input signal of gain stage 7 and the output signal of gain stage 7, which is inverted and buffered with gain 1, to node 14. Buffer amplifier 8 is an inverting buffer amplifier with gain 1, and with a high input impedance and low output impedance. The ratio between the resistance values is calculated in such a way that node 14 only represents the non-linearity error signal from gain stage 7. When the gain value in block 7 is G2, then R4 = G2 <*> R3. If amplification stage 7 does not contribute any non-linearity, node 14 will not get any error signal component.

Hvis feilsignalets nivå er større enn det forhåndsbestemte terskelnivået, vil If the error signal level is greater than the predetermined threshold level, the

terskeldetektoren 6 utmate et feilsignal som legges sammen med utgangssignalet fra trinn 3, i addisjonskretsen 5. Forsterkningstrinn 7 vil operere som forsterkningskrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn nivået som er innstilt i terskeldetektoren. Når feilsignal-nivået i knutepunkt 14 er bestemt til å være høyere i nivå enn det forhåndsbestemte nivået som er innstilt for å anvende feilkorrigering, vil the threshold detector 6 outputs an error signal which is added together with the output signal from stage 3, in the addition circuit 5. Amplification stage 7 will operate as an open-loop amplification circuit when the error signal is less than the level set in the threshold detector. When the error signal level at node 14 is determined to be higher in level than the predetermined level set to apply error correction,

forsterkningstrinn 7 arbeide sammen med bufferforsterker 8, motstandene R3, R4, terskeldetektoren 6 og addisjonskretsen 5 for å danne en lokal feil-forforvreng-ningssløyfe for å korrigere feilen. amplification stage 7 work together with buffer amplifier 8, resistors R3, R4, threshold detector 6 and addition circuit 5 to form a local error pre-distortion loop to correct the error.

Det tredje feilkorreksjonstrinnet består av motstander R5 og R6 som summerer inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 11 til knutepunkt 16. Det tredje trinnet vil fungere på lignende måte som det første forsterkningstrinnet 3. The third error correction stage consists of resistors R5 and R6 which sum the input signal and the output signal of amplifier stage 11 to node 16. The third stage will operate in a similar way to the first amplifier stage 3.

I kretsen i fig. 4 vil terskeldetektorene 4, 6 og 10 avgjøre dynamisk hvilket av forsterkningstrinnene som behøver feilkorrigering for å ta vare på det behandlede signalet uten å svekke kvaliteten med ikke-lineær forsterkningstrinn-funksjon. I eksempelet med denne kretsen vil det være det siste trinnet 11 som håndterer det største signalet og som driver den reaktive lasten, så normalt vil dette trinnet være det trinn som i størst grad behøver feilkorrigering. In the circuit in fig. 4, the threshold detectors 4, 6 and 10 will dynamically determine which of the gain stages needs error correction to preserve the processed signal without degrading the quality with non-linear gain stage function. In the example with this circuit, it will be the last stage 11 which handles the largest signal and which drives the reactive load, so normally this stage will be the stage which needs error correction to the greatest extent.

Et eksempel på en forsterkeranordning som utgjør en andre utførelsesform av foreliggende oppfinnelse, skal beskrives med henvisning til fig. 5. Dette gir et eksempel på en forsterker med fire forsterkningstrinn 3, 7, 11 og 18, som summerer feilkorreksjonssignaler som er høyere enn det forhåndsbestemte terskelnivået, til addisjonskretsene 2, 5 og 9. An example of an amplifier device which constitutes a second embodiment of the present invention will be described with reference to fig. 5. This gives an example of an amplifier with four gain stages 3, 7, 11 and 18, which sum error correction signals higher than the predetermined threshold level, to the adder circuits 2, 5 and 9.

Den første forsterkerblokken 3 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G1. Den andre forsterkerblokken 7 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G2. Det tredje forsterkningstrinnet 11 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkning G3. Bufferforsterkeren 18 med forsterkningsfaktor lik én adskiller addisjonstrinnet 9 fra den tilkoplede reaktive lasten som eksemplifiseres med parallellkoplingen av Riast, Ciast og Liast- Det første feilkorreksjonstrinnet består av motstander R1 og R2 som summerer inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 3 inn til knutepunkt 12. Forholdet mellom motstandsverdiene beregnes på en slik måte at knutepunkt 12 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 3. Når absoluttverdien av forsterkningsfaktoren i blokk 3 er G1, så er R2 = G1 <*> R1. Hvis forsterkningstrinn 3 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil knutepunkt 12 ikke få noen feilsignal-komponent. Forsterkningstrinn 21 med forsterkningsfaktor G1 forsterker feilsignalet før det påtrykkes på terskeldetektor 4. Hvis feilsignalets nivå er høyere enn det forhåndsbestemte terskelnivået, vil terskeldetektoren 4 utmate et feilsignal som legges sammen med utgangssignalet fra forsterkningstrinn 3 i addisjonskrets 2. Forsterkningstrinn 3 vil fungere som en forsterkningskrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn nivået som er innstilt i terskeldetektoren. Når feilsignal-nivået i knutepunkt 12, forsterket ved hjelp av forsterkningstrinn 21, bestemmes til å være høyere i nivå enn det forhåndsbestemte nivået som er innstilt for å anvende feilkorrigering, vil forsterkningstrinn 3 arbeide sammen med motstandene R1, R2, forsterkningstrinn 21, terskeldetektor 4 og addisjonskrets 2 for å danne en lokal korreksjonssløyfe med feil-etterforvrengning, for å korrigere feilen i forsterkningstrinn 3. Forsterkertrinnet 21 vil bare håndtere lavnivå-feilsignalet fra forsterkningstrinn 3, og dette senker kravene til ytelse for dette trinnet. The first amplifier block 3 is an inverting amplification stage with gain G1. The second amplifier block 7 is an inverting amplification stage with gain G2. The third amplification stage 11 is an inverting amplification stage with gain G3. The buffer amplifier 18 with a gain factor equal to one separates the addition stage 9 from the connected reactive load which is exemplified by the parallel connection of Riast, Ciast and Liast- The first error correction stage consists of resistors R1 and R2 which sum the input signal and the output signal of amplification stage 3 into node 12. The relationship between the resistance values is calculated in such a way that node 12 only represents the non-linearity error signal from amplification stage 3. When the absolute value of the amplification factor in block 3 is G1, then R2 = G1 <*> R1. If amplification stage 3 does not contribute any non-linearity, node 12 will not get any error signal component. Amplification stage 21 with gain factor G1 amplifies the error signal before it is applied to threshold detector 4. If the level of the error signal is higher than the predetermined threshold level, threshold detector 4 will output an error signal which is added together with the output signal from amplification stage 3 in addition circuit 2. Amplification stage 3 will function as an amplification circuit with open loop when the error signal is less than the level set in the threshold detector. When the error signal level at node 12, amplified by amplifier stage 21, is determined to be higher in level than the predetermined level set to apply error correction, amplifier stage 3 will operate in conjunction with resistors R1, R2, amplifier stage 21, threshold detector 4 and addition circuit 2 to form a local correction loop with error post-distortion, to correct the error in amplifier stage 3. Amplifier stage 21 will only handle the low-level error signal from amplifier stage 3, and this lowers the performance requirements for this stage.

Den kombinerte signalforsinkelsen i forsterkningstrinn 21 og terskeldetektor 4 blir justert til å være samme signalforsinkelse som i forsterkningstrinn 3. Dette er for å sikre at feilkorreksjonssignalet blir tilføyd i fase med det forsterkede signalet gjennom forsterkningstrinn 3. Dette er viktig for ifase-feilkorreksjon ved midlere og høye frekvenser. The combined signal delay in amplification stage 21 and threshold detector 4 is adjusted to be the same signal delay as in amplification stage 3. This is to ensure that the error correction signal is added in phase with the amplified signal through amplification stage 3. This is important for in-phase error correction at intermediate and high frequencies.

Det andre feilkorreksjonstrinnet består av motstandene R3 og R4 som legger sammen forsterkningstrinn 7's inngangs- og utgangssignal til knutepunkt 14. Forholdet mellom motstandsverdiene beregnes på en slik måte at knutepunkt 14 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 7. Når forsterk-ningsfaktorens verdi i blokk 7 er G2, så er R4 = G2 <*> R3. Hvis forsterkningstrinn 7 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil knutepunkt 14 ikke få noen feilsignal-komponent. Forsterkningstrinn 22 med forsterkningsfaktor G2 forsterker feilsignalet før det påtrykkes på terskeldetektoren 4. Hvis nivået for feilsignalet fra trinn 7 er høy-ere enn det forhåndsbestemte terskelnivået, vil terskeldetektoren 6 utmate et feilsignal som blir lagt sammen med utgangssignalet fra forsterkningstrinn 7 i addisjonskrets 5. Forsterkningstrinn 7 vil fungere som en forsterkerkrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn det nivå som er innstilt i terskeldetektoren. Når feilsignal-nivået i knutepunkt 14, forsterket ved hjelp av forsterkningstrinn 22, bestemmes til å være høyere i nivå enn det forhåndsbestemte nivået som er innstilt for å anvende feilkorreksjon, vil forsterkningstrinn 7 fungere sammen med motstandene R3, R4, forsterkningstrinn 22, terskeldetektor 6 og addisjonskrets 5 for å danne en lokal korrigeringssløyfe med feil-etterforvrengning for å korrigere feilen. Forsterkningstrinnet 22 vil bare håndtere lavnivå-feilsignalet fra forsterkningstrinn 7, og dette reduserer kravene til ytelse for dette trinnet. The second error correction stage consists of the resistors R3 and R4 which add together the input and output signal of amplification stage 7 to node 14. The ratio between the resistance values is calculated in such a way that node 14 only represents the non-linearity error signal from amplification stage 7. When the value of the amplification factor in block 7 is G2, then R4 = G2 <*> R3. If amplification stage 7 does not contribute any non-linearity, node 14 will not get any error signal component. Amplification stage 22 with amplification factor G2 amplifies the error signal before it is applied to the threshold detector 4. If the level of the error signal from stage 7 is higher than the predetermined threshold level, the threshold detector 6 will output an error signal which is added together with the output signal from amplification stage 7 in addition circuit 5. Amplification stage 7 will act as an open-loop amplifier circuit when the error signal is less than the level set in the threshold detector. When the error signal level at node 14, amplified by amplifier stage 22, is determined to be higher in level than the predetermined level set to apply error correction, amplifier stage 7 will operate in conjunction with resistors R3, R4, amplifier stage 22, threshold detector 6 and adding circuit 5 to form a local correction loop with error post-distortion to correct the error. Amplifier stage 22 will only handle the low-level error signal from amplifier stage 7, and this reduces the performance requirements for this stage.

Den kombinerte signalforsinkelsen for forsterkningstrinn 22 og terskeldetektor 6 blir justert til å være samme signalforsinkelse som i forsterkningstrinn 7. The combined signal delay for amplification stage 22 and threshold detector 6 is adjusted to be the same signal delay as in amplification stage 7.

Det tredje feilkorrigeringstrinnet består av motstandene R5 og R6 som summerer inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 11 til knutepunkt 16. Det tredje trinnet vil fungere på lignende måte som det andre forsterkningstrinnet 7 med omgivende kretser. Feilkorreksjonssignalet fra terskeldetektoren 10's utgang blir ført til addisjonskretsen 9. Forsterkningstrinn 23 vil bare håndtere lavnivå-feilsignalet fra forsterkningstrinn 11, og dette reduserer kravene til ytelse for dette trinnet. Den kombinerte signalforsinkelse for forsterkningstrinn 23 og terskeldetektor 10 blir justert til å være samme signalforsinkelse som i forsterkningstrinn 11. The third error correction stage consists of resistors R5 and R6 which sum the input signal and the output signal of amplifier stage 11 to node 16. The third stage will operate in a similar way to the second amplifier stage 7 with surrounding circuits. The error correction signal from the output of the threshold detector 10 is fed to the adder circuit 9. Amplifier stage 23 will only handle the low-level error signal from amplifier stage 11, and this reduces the performance requirements for this stage. The combined signal delay for amplification stage 23 and threshold detector 10 is adjusted to be the same signal delay as in amplification stage 11.

Utgangs-bufferforsterkeren 18 med forsterkningsfaktor én har sin egen feil-korreksjonssløyfe, dannet av en inverterende bufferforsterker 19 med enhetsforsterkning, summerende motstander R7 og R8, terskeldetektor 20 og addisjonskrets 13. Driften av denne feilkorreksjonssløyfen foregår på samme måte som for de andre forsterkningstrinnene, bortsett fra at R7=R8 pga. at bufferforsterkeren 18 har forsterkningsfaktor én. The output buffer amplifier 18 with a gain factor of one has its own error correction loop, formed by an inverting buffer amplifier 19 with unity gain, summing resistors R7 and R8, threshold detector 20 and addition circuit 13. The operation of this error correction loop takes place in the same way as for the other amplification stages, except from that R7=R8 due to that the buffer amplifier 18 has an amplification factor of one.

I kretsen i fig. 5 vil terskeldetektorene 4, 6,10 og 20 ved de respektive forsterkningstrinnene 3, 7, 11 og 18 avgjøre dynamisk hvilket av forsterkningstrinnene som behøver feilkorreksjon for å beholde det behandlede signalet uten kvali-tetssvekkelse pga. ikke-lineær funksjon i forsterkertrinn. In the circuit in fig. 5, the threshold detectors 4, 6, 10 and 20 at the respective amplification stages 3, 7, 11 and 18 will dynamically determine which of the amplification stages needs error correction in order to retain the processed signal without quality impairment due to non-linear function in amplifier stage.

Et eksempel på en forsterkeranordning som utgjør en tredje utførelsesform av foreliggende oppfinnelse, skal beskrives med henvisning til fig. 6. Dette gir et eksempel på en forsterker med fire forsterkningstrinn 3, 7,11 og 18, og hvor feilkorreksjonssignaler blir summert til en felles addisjonskrets før inngangen på det siste bufferforsterkertrinnet med enhetsforsterkning, for å oppnå en mindre kom-pleks krets enn i eksempelet i fig. 5. An example of an amplifier device which constitutes a third embodiment of the present invention will be described with reference to fig. 6. This gives an example of an amplifier with four amplification stages 3, 7, 11 and 18, and where error correction signals are summed to a common addition circuit before the input of the last buffer amplifier stage with unity gain, to achieve a less complex circuit than in the example in fig. 5.

Den første forsterkningsblokken 3 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkningsfaktor G1. Den andre forsterkningsblokken 7 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkningsfaktor G2. Det tredje forsterkningstrinnet 11 er et inverterende forsterkningstrinn med forsterkningsfaktor G3. Bufferforsterkeren 18 med forsterkning lik én skiller addisjonskretsen 2 fra den tilkoplede reaktive lasten som eksemplifiseres med parallellkoplingen av R|ast, Ciast og Liast. The first gain block 3 is an inverting gain stage with gain factor G1. The second amplification block 7 is an inverting amplification stage with amplification factor G2. The third amplification stage 11 is an inverting amplification stage with amplification factor G3. The buffer amplifier 18 with gain equal to one separates the addition circuit 2 from the connected reactive load which is exemplified by the parallel connection of R|ast, Ciast and Liast.

Det første feilkorreksjonstrinnet består av motstander R1 og R2 som legger sammen inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 3, til knutepunkt 12. Forholdet mellom motstandsverdiene beregnes på en slik måte at knutepunkt 12 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 3. Når absoluttverdien av forsterkningsfaktoren i blokk 3 er G1, er R2 = G1 <*> R1. Hvis forsterkningstrinn 3 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil knutepunkt 12 ikke ha The first error correction stage consists of resistors R1 and R2 which add together the input signal and the output signal of amplification stage 3, to node 12. The ratio between the resistance values is calculated in such a way that node 12 only represents the non-linearity error signal from amplification stage 3. When the absolute value of the gain factor in block 3 is G1, is R2 = G1 <*> R1. If gain stage 3 does not contribute any non-linearity, node 12 will not

noen feilsignal-komponent. some error signal component.

Hvis nivået for feilsignalet, forsterket ved hjelp av forsterkningstrinn 24, er større enn det forhåndsbestemte terskelnivået, vil terskeldetektor 4 utmate et feilsignal som legges sammen med utgangssignalet fra forsterkningstrinn 11 i addisjonskrets 2. Forsterkningstrinn 3 vil fungere som en forsterkningskrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn det nivå som er innstilt i terskeldetektoren. Når feilsignal-nivået i knutepunkt 12 blir bestemt til å være høyere i nivå enn det forhåndsbestemte nivået som er innstilt for å benytte feilkorreksjon, vil forsterkningstrinn 3 fungere sammen med R1, R2, terskeldetektor 4 og addisjonskrets 2 for å danne en lokal sløyfe med feil-etterforvrengning for å korrigere feilen. Forsterkningstrinn 24 har forsterkningsfaktor G1<*>G2<*>G3 for å kompensere forfor-sterkningsfaktoren i banen videre fremover med trinn 3, 7 og 11. Forsterkningstrinn 8 har høy inngangsimpedans og lav utgangsimpedans. Dette sikrer at feilkorreksjonssignalet for forsterkningstrinn 3, addert i summasjonskrets 2, er kompensert for forsterkningen i trinnene 3, 7 og 11. Den kombinerte signalforsinkelsen i forsterkningstrinn 8 og terskeldetektor 4 blir justert til å være samme forsinkelse som fremover-forsinkelsen i trinnene 3, 7 og 11. Det andre feilkorreksjonstrinnet består av motstander R3 og R4 som summerer inngangssignal og utgangssignal for forsterkningstrinn 7 til knutepunkt 14. Forholdet mellom motstandsverdiene beregnes på en slik måte at knutepunkt 14 bare representerer ikkelinearitets-feilsignalet fra forsterkningstrinn 7. Når verdien av forsterkningsfaktoren i blokk 7 er G2, så er R4 = G2 <*> R3. Hvis forsterkningstrinn 7 ikke bidrar med noen ikke-linearitet, vil ikke knutepunkt 14 få noen feilsignal-komponent. Forsterkningstrinn 25 har en forsterkningsfaktor G2<*>G3 for å kompensere for forsterkningen i den fremovergående banen med trinn 7 og 11. Forsterkningstrinn 25 har høy inngangsimpedans og lav utgangsimpedans. Dette sikrer at det adderte feilkorreksjonssignalet for forsterkningstrinn 7, tilføyd i summasjonskrets 2, er kompensert med hensyn på forsterkningen i trinnene 7 og 11. Den kombinerte signalforsinkelsen i forsterkningstrinn 25 og terskeldetektor 6 er justert for samme forsinkelse som den fremovergående forsinkelse i trinn 7 og 11. Hvis nivået for feilsignalet fra trinn 7 er høyere enn det forhåndsbestemte terskelnivået, vil terskeldetektoren 6 og forsterkningstrinn 25 utmate et feilsignal som blir summert med inngangssignalet i addisjonskretsen 2. Forsterkningstrinn 7 vil fungere som en forsterkningskrets med åpen sløyfe når feilsignalet er mindre enn det nivå som er satt i terskeldetektoren. Når feilsignal-nivået i knutepunkt 14 blir funnet å være høyere enn det forhåndsbestemte nivået som er innstilt for å anvende feilkorreksjon, vil forsterkningstrinn 7 arbeide sammen med forsterkningstrinn 25, motstandene R3, R4, terskeldetektoren 6 og addisjonskretsen 2 for å danne en lokal sløyfe med feil-etterforvrengning for å korrigere feilen. Det tredje feilkorreksjonstrinnet består av motstander R5 og R6 som summerer inngangssignalet og utgangssignalet for forsterkningstrinn 11 til knutepunkt 16. Det tredje trinnet vil operere på lignende måte som det andre forsterkningstrinnet 7. Feilkorreksjonssignalet fra terskeldetektoren 10's utgang blir ført til addisjonskretsen 2. Utgangs-bufferforsterkeren 18 med enhetsforsterkning har sin egen feilkorreksjonssløyfe, dannet av en inverterende bufferforsterker 19 med forsterkning én, summasjons-motstander R7 og R8, terskeldetektor 20 og addisjonskrets 2. Driften av denne feilkorreksjonssløyfen foregår på samme måte som for de andre forsterkningstrinnene, bortsett fra at R7=R8 pga. bufferforsterkerens 18 enhetsforsterkning. If the level of the error signal, amplified by amplifier stage 24, is greater than the predetermined threshold level, threshold detector 4 will output an error signal which is added together with the output signal from amplifier stage 11 in addition circuit 2. Amplifier stage 3 will act as an open-loop amplifier circuit when the error signal is less than the level set in the threshold detector. When the error signal level at node 12 is determined to be higher in level than the predetermined level set to employ error correction, amplifier stage 3 will operate in conjunction with R1, R2, threshold detector 4 and adder circuit 2 to form a local error loop - post-distortion to correct the error. Amplifier stage 24 has gain factor G1<*>G2<*>G3 to compensate for the pre-gain factor in the path further forward with stages 3, 7 and 11. Amplifier stage 8 has high input impedance and low output impedance. This ensures that the error correction signal for amplifier stage 3, added in summing circuit 2, is compensated for the gain in stages 3, 7 and 11. The combined signal delay in amplifier stage 8 and threshold detector 4 is adjusted to be the same delay as the forward delay in stages 3, 7 and 11. The second error correction stage consists of resistors R3 and R4 which sum the input signal and output signal of amplification stage 7 to node 14. The ratio between the resistance values is calculated in such a way that node 14 only represents the non-linearity error signal from amplification stage 7. When the value of the gain factor in block 7 is G2, then R4 = G2 <*> R3. If amplification stage 7 does not contribute any non-linearity, node 14 will not get any error signal component. Amplifier stage 25 has a gain factor G2<*>G3 to compensate for the gain in the forward path with stages 7 and 11. Amplifier stage 25 has high input impedance and low output impedance. This ensures that the added error correction signal for amplifier stage 7, added in summing circuit 2, is compensated for the gain in stages 7 and 11. The combined signal delay in amplifier stage 25 and threshold detector 6 is adjusted for the same delay as the forward delay in stages 7 and 11 .If the level of the error signal from stage 7 is higher than the predetermined threshold level, the threshold detector 6 and gain stage 25 will output an error signal which is summed with the input signal in the adder circuit 2. Gain stage 7 will act as an open loop gain circuit when the error signal is less than that level which is set in the threshold detector. When the error signal level at node 14 is found to be higher than the predetermined level set to apply error correction, amplifier stage 7 will work together with amplifier stage 25, resistors R3, R4, threshold detector 6 and adder circuit 2 to form a local loop of error post-distortion to correct the error. The third error correction stage consists of resistors R5 and R6 which sum the input signal and the output signal of amplification stage 11 to node 16. The third stage will operate in a similar way to the second amplification stage 7. The error correction signal from the threshold detector 10's output is fed to the addition circuit 2. The output buffer amplifier 18 with unity gain has its own error correction loop, formed by an inverting buffer amplifier 19 with gain one, summation resistors R7 and R8, threshold detector 20 and addition circuit 2. The operation of this error correction loop takes place in the same way as for the other amplification stages, except that R7=R8 because of. the buffer amplifier's 18 unit gain.

I kretsen i fig. 6 vil terskeldetektorene 4, 6, 10 og 20 for de forskjellige forsterkningstrinnene 3, 7, 11 og 18 dynamisk avgjøre hvilket av forsterkertrinnene som behøver feilkorrigering for å beholde det behandlede signalet uten kvalitets-svekkelse pga. ikke-lineær funksjon i forsterkertrinn. In the circuit in fig. 6, the threshold detectors 4, 6, 10 and 20 for the different amplification stages 3, 7, 11 and 18 will dynamically determine which of the amplifier stages needs error correction in order to retain the processed signal without quality impairment due to non-linear function in amplifier stage.

I ovenstående tekst kan det se ut til at terskeldetektoren bare fungerer i for-hold til signalnivåer. Denne detektoren er imidlertid ment å operere iht. forskjellige prinsipper. In the above text, it may appear that the threshold detector only works in relation to signal levels. However, this detector is intended to operate in accordance with different principles.

Terskeldetektoren er en blokk som bestemmer om et inngangssignal til-fredsstiller de følgende opplistede egenskaper: - Størrelsen av inngangssignal-nivået er høyere enn et innstilt utløsnings-nivå. - Størrelsen av utløsningsnivået kan være en funksjon av inngangssignalets frekvens. - Størrelsen av utløsningsnivået kan være avhengig av kombinasjonen av i forskjellige spektralkomponenter og nivåforskjellene mellom disse forskjellige spektralkomponentene i inngangssignalet. The threshold detector is a block that determines whether an input signal satisfies the following listed properties: - The magnitude of the input signal level is higher than a set trigger level. - The magnitude of the trigger level can be a function of the input signal frequency. - The magnitude of the trigger level may depend on the combination of i different spectral components and the level differences between these different spectral components in the input signal.

Hvis disse egenskapene ved inngangssignalet er oppfylt, vil detektoren utmate en lavimpedant etterligning av sitt inngangssignal. Hvis ikke vil terskeldetektorens utgang være i høyimpedant modus. If these characteristics of the input signal are met, the detector will output a low-impedance imitation of its input signal. Otherwise, the threshold detector's output will be in high-impedance mode.

De ovenstående eksempler utgjør selvfølgelig bare utførelsesformer av oppfinnelsen. Antallet forsterkertrinn kan tilpasses til spesielle behov, og korreksjonsnettverk kan kombineres på måter som vil være åpenbare for fagpersoner innen teknikken. Slik det fremgår fra den utførelsesform som vises i fig. 5, kan kor-reksjonssignaler innføres i seriekoplingen både på tilbakekoplings- og fremover-koplings-måte samtidig i en og samme forsterkerkonstruksjon. Også kombinasjo-ner som benytter løsningen som fremvises i fig. 6 (dvs. en "lagdelt" konfigurasjon av korreksjoner "innenfra og utover") sammen med en løsning slik som f.eks. i fig. 4 for andre trinn, vil være mulig. The above examples are, of course, only embodiments of the invention. The number of amplifier stages can be adapted to particular needs, and correction networks can be combined in ways that will be obvious to those skilled in the art. As can be seen from the embodiment shown in fig. 5, correction signals can be introduced into the series connection both in feedback and forward connection mode simultaneously in one and the same amplifier construction. Also combinations that use the solution shown in fig. 6 (ie a "layered" configuration of corrections "from the inside out") together with a solution such as e.g. in fig. 4 for the second stage, will be possible.

En annen mulig utførelsesform av oppfinnelsen består i en implementering av feilkorreksjonsnettverket hvor en eller flere deler av feilkorreksjonsnettverket opererer i det digitale domenet: a) Terskeldetektoren kan ha en inngang med analog/digital-omformer fra knutepunktet for de to avfølingsmotstandene, og så foreta nødvendig behand-ling av terskel-grenser i det digitale domenet ved bruk av digital signalbehandling. Utgangssignalet fra terskeldetektoren vil rute det analoge inngangssignalet til terskeldetektorens utgang som analog-signal når terskelen blir nådd. Another possible embodiment of the invention consists in an implementation of the error correction network where one or more parts of the error correction network operate in the digital domain: a) The threshold detector can have an input with analog/digital converter from the junction of the two sensing resistors, and then carry out the necessary processing -ling of threshold limits in the digital domain using digital signal processing. The output signal from the threshold detector will route the analog input signal to the threshold detector's output as an analog signal when the threshold is reached.

b) De to samplings-motstandene fra den analoge forsterkerblokkens b) The two sampling resistors from the analog amplifier block

inngang og utgang kan erstattes av to analog/digital-omformere koplet til den analoge forsterkerblokkens inngang og utgang, se fig. 7. Disse to A/D-omformerne må ha tilstrekkelig oppløsning og samplingsfrekvens for anvendelsen. Utgangssignal-ene fra disse A/D-omformerne blir så matet til en digital terskeldetektor. Den nød-vendige behandlingen av terskel-grenser vil så bli utført i det digitale domenet ved bruk av digital signalbehandling. Utgangssignalet fra terskeldetektoren vil benytte en digital/analog-omformer for å utmate det nødvendige analoge feilkorreksjonssignalet til den analoge addisjonskretsen. input and output can be replaced by two analog/digital converters connected to the analog amplifier block's input and output, see fig. 7. These two A/D converters must have sufficient resolution and sampling frequency for the application. The output signals from these A/D converters are then fed to a digital threshold detector. The necessary processing of threshold limits will then be carried out in the digital domain using digital signal processing. The output signal from the threshold detector will use a digital/analog converter to output the necessary analog error correction signal to the analog addition circuit.

c) I en fullstendig digital feilkorreksjons-implementering (se fig. 8) kan c) In a fully digital error correction implementation (see Fig. 8) can

terskeldetektoren ha et digitalt utgangssignal til en digitalt implementert addisjonskrets. I denne konfigurasjonen vil det eneste analoge trinn være den analoge forsterkerblokken som behøver feilkorreksjon. Addereren, terskeldetektoren og de to the threshold detector have a digital output signal to a digitally implemented addition circuit. In this configuration, the only analog stage will be the analog amplifier block that needs error correction. The adder, the threshold detector and the two

signalsensorene fra det analoge forsterkertrinnets inngang og utgang vil være implementert digitalt ved bruk av nødvendige A/D- og D/A-omformere med tilstrekkelig oppløsning og samplingsfrekvens. A/D- og D/A-omformerne som benyttes må ha betraktelig mindre feil enn det analoge forsterkertrinnet som behøver feilkorreksjon. I denne implementeringen vil inngangssignalet til den første addereren være et digitalt inngangssignal. Utgangssignalet fra den digitale addisjonskretsen vil bli omformet av en D/A-omformer og matet til det analoge forsterkningstrinnet. Utgangssignalet fra det analoge forsterkningstrinnet vil så bli matet til en A/D-omformer forbundet med inngangen på en digital addisjonskrets i neste trinn. the signal sensors from the input and output of the analogue amplifier stage will be implemented digitally using the necessary A/D and D/A converters with sufficient resolution and sampling frequency. The A/D and D/A converters used must have considerably less error than the analogue amplifier stage which needs error correction. In this implementation, the input signal to the first adder will be a digital input signal. The output signal from the digital addition circuit will be transformed by a D/A converter and fed to the analog amplification stage. The output signal from the analogue amplification stage will then be fed to an A/D converter connected to the input of a digital addition circuit in the next stage.

Claims

1. Amplifier construction for analog signals, comprising at least one amplifier stage (3, 7, 11) connected in series between an input and an output, where each amplifier stage (3, 7, 11) has a stage input and a stage output, where a non-linearity -correction network linked to a respective amplifier stage comprises sensor elements (R1-R6) connected respectively with first sensor ends to the stage input and the stage output, characterized in that the sensor elements (R1-R6) are connected with other sensor ends to a node (12,14,16) to provide, at the node, a combined signal which serves as the basis for an input signal to a threshold detector (4, 6 , 10), which threshold detector is connected and arranged to output a correction signal to an addition circuit (2, 5, 9) connected into the series connection of amplifier stages (3, 7, 11), thereby counteracting non-linear distortion occurring in the respective amplifier stage, if a signal level for the input signal is higher than a signal threshold.

2. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that each sensor element is a resistor (R1-R6).

3. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that, if an amplifier stage is a non-inverting stage (7), an inverting buffer amplifier (8) with a gain factor of one is inserted between the output of the amplifier stage and the adjacent correction network sensor element (R4).

4. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that the output signal from a threshold detector (4, 6, fig. 4) associated with a certain amplifier stage (3, 7, fig. 4) is connected to an addition circuit (2, 5, fig. 4) in front of this stage, that is say as a feedback signal.

5. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that a separate amplification stage (21-23) is inserted between the node (12, 14, 16) and the threshold detector (4, 6, 10), the amplification stage (21-23) having the same amplification factor as the associated amplifier stage (3, 7 ,11), and the output of the threshold detector is connected to an addition circuit (2, 5, 9) behind this amplifier stage (3, 7, 11), that is to say as a feed-forward signal.

6. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that respective outputs of several threshold detectors (4, 6, 10, fig. 6) are connected to a common addition circuit (2) in the series connection, as the respective threshold detectors then have amplification stages (23, 24, 25) at their front end in order to adapt the signal sizes to the signal level prevailing at the addition circuit (2).

7. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that it includes both feedforward and feedback correction networks.

8. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that at least one of the amplifier stages is a buffer stage (18) with an amplification factor equal to one.

9. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that the signal threshold is predetermined.

10. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that the signal threshold is a function of the input signal's frequency.

11. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that the signal threshold is dependent on a combination of spectral components and level differences between these in the input signal.

12. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that at least one input/output pair of sensor elements is a pair of A/D converters (A/D, fig. 7) for outputting digital signals to the threshold detector (4"), the threshold detector being a digital threshold detector (4") which constitutes the node and outputs an analogue correction signal to the addition circuit (2).

13. Amplifier construction according to claim 1, characterized in that at least one input/output pair of sensor elements is a pair of A/D converters (A/D, fig. 8) for outputting digital signals to the threshold detector (4'), this detector being a digital threshold detector (4') which constitutes the node and outputs a digital correction signal which is added digitally in the addition circuit (2'), where the addition circuit is a digital circuit and is equipped with a D/A converter for the signal to be amplified in the relevant amplifier stage (3 ).