NO311780B1

NO311780B1 - LO-kansellerende mikser

Info

Publication number: NO311780B1
Application number: NO19980433A
Authority: NO
Inventors: Yngve Thodesen; Ove Laurhammer
Original assignee: Nera Asa
Priority date: 1997-12-23
Filing date: 1998-02-02
Publication date: 2002-01-21
Also published as: NO980433L; US6343211B1; NO980433D0

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører en fremgangsmåte og et system slik det er angitt i ingressen i de selv-stendige patentkrav 1 og 13, respektivt. Oppfinnelsen benyttes for å redusere lekkasje av LO (LLO) i et system som konverterer frekvensen av et første signal ved å blande det første signal med et andre tilført signal til et tredje signal av en frekvens som er forskjellig fra frekvensen til det første og andre signal. Nærmere bestemt vedrører oppfinnelsen en fremgangsmåte og et system som fjerner LLO i ikke-ideelle balanserte transistormiksere.

I moderne radiokommunikasjon nyttes det en konver-tering fra en bærebølgefrekvens til en annen. Til denne konverteringen benyttes en frekvenskonverter/mikser. Ideelt sett fungerer denne mikseren slik at den mottar signalet som skal konverteres - IF - og et lokalt oscillatorsignal - LO - og avgir kun ett signal - RF - som har en frekvens lik summen eller differansen av frekvensene til IF og LO. Praktisk begrensning gjør at sammen med RF finnes det også flere andre uønskede signaler. En såkalt "image" - IM - vil være der (Både "sum-signalet" og "differanse-signalet" vil komme til RF-porten - det ene er ønsket, mens det andre er IM og følgelig uønsket). LO vil lekke ut. I tillegg vil det oppstå en rekke andre uønskede signaler i mikseren. Disse kan gjøres små og ubetydelige ved å benytte et mest mulig lineært mikseelement, og ved å la LO være sterkt og dominerende i forhold til IF og RF. Nivået på lekket LO - LLO - er proporsjonalt med nivået på tilført LO - TLO. De to dominerende uønskede signaler vil derfor være IM og LLO.

Innen teknikkens stilling er det beskrevet noen løsninger for å redusere LLO. Fig. 2a viser en balansert løsning som benyttes for å dempe LLO. Det benyttes to like mikseelement som tilføres hver sin halvdel av LO og IF. Halvdelene må være i motfase. På utgangen summeres det som kommer ut fra de to mikseelementene. RF og IM vil hver for seg summeres i fase, mens LLO vil summeres i motfase og fases ut. Praktisk begrensning i komponentene vil imidlertid begrense effekten av utfasingen slik at LLO blir mer enn 1 promille av LO (-30 dB). For eksempel vil kobleren i praksis avvike og vil ikke være eksakt lik 180 grader (ofte i et område fra 175-185), og fasegangen i transistorene er ofte også noe forskjellig (avvik på opptil 5 grader). Kravet er ofte at LLO skal være mindre enn 0.01 promille (-50 dB). Løsningen ifølge teknikkens stilling er derfor ikke tilfredsstillende.

En mer generell måte å realisere en balansert mikser

på er ved å la kobleren på inngangen gi en faseforskjell på AB1 (0 til 180 grader), og å bytte ut summeren på utgangen med en kobler som gir en faseforskjell på AB2 (180 grader - AB1) .

Det er videre kjent at IM kan dempes ved å benytte en såkalt "image reject" løsning (se fig. lb). Det vil si å benytte to like miksere (hver av mikserne må gjerne være balanserte miksere) som tilføres hver sin halvdel av LO og IF. Halvdelene må være 90° ut av fase. På utgangen summeres RF i fase, og IM i motfase. I dette systemet summeres imidlertid LLO 90° ut av fase og minskes lite.

En mer generell måte å realisere en image reject mikser er ved å la kobleren på inngangen gi en faseforskjell på AQ1 (0 til 90 grader) og å bytte ut summeren på utgangen med en kobler som gir en faseforskjell på AQ2 (90 grader - AQ1).

Ut fra angitte forhold er derfor et av hovedproblemene med miksere at det må gjøres et kompromiss mellom følgende krav: 1. Mikserne må være mest mulig ren/lineær i konverteringen. Dette impliserer en sterk TLO. 2. Mikserne må ikke ha for høy LLO. Dette impliserer en svakere TLO.

Dette forhold er skissert i fig. lb. Avstanden "3" i fig. lb er vanligvis kritisk i en mikser, dvs. forholdet mellom RF-signalet og LLO. Dette forhold kan økes på to måter; (a) ved at "1" i fig. lb reduseres, for eksempel ved utfasing som vist i fig 3 eller ved andre LLO-reduserende metoder, eller ved (b) å øke "2" som kan oppnås ved å øke TIF (tilført IF) slik at RF øker, men dette krever at et mer lineært element benyttes. Transistor er generelt mer lineær enn diode, og da spesielt når den opererer i passiv modus. Med en passiv modus mikser vil en kunne heve "2" i fig. lb betraktelig.

For å få en tilfredsstillende løsning vil man ha behov for et mikseelement som er mest mulig lineært. Dermed vil en trenge mindre LO for å klare samme linearitet. Samtidig er det et behov for å utvikle bedre metoder enn de som er kjent innen teknikkens stilling for å minske LLO.

Det mikseelementet som har vært mest vanlig benyttet inn til i dag er en schottky-diode. Det finnes et eksempel på fjerning av LLO i en diodemikser (Wolfgang Schiller, "Broadband Linear SSB Upconverter with Electronically Controlled LO Suppression for 16-QAM Applications at 4 GHz", 13th EuMC, pp. 585-589, Sept. 1983).

Publikasjoner viser ikke klart hvordan kretsen virker, men det synes som om diodemikseren i Schillers artikkel benytter en justering av refleksjonen for å redusere LLO.

Anvendelse av transistorer i miksere har imidlertid mange klare fordeler sammenlignet med anvendelse av dioder, så som forbedret linearitet, lavere kostnader for produk-sjon, montering mm. og forlenget levetid. For en sammen-stilling av fordeler og ulemper med diode i forhold til transistor henvises til M.J. Schindler et al.: "A Comparison of GaAs Transistors as Passive Mode Mixers", 1994 IEEE MTT-S Digest, pp 937-940 og Stephen A. Maas, "Microwave Mixers-Second Edition", Artech House, 1993, pp 313.

Anvendelse av transistorer som mikseelement er derfor økende. Det er derfor avgjørende å utvikle en god metode for å fjerne LLO i miksere som benytter transistorer.

Det element som i dag er regnet for å være mest lineært er en transistor i såkalt passiv modus, det vil si uten forsyningsspenning, dvs. med kun en justeringsspenning på inngangen. Denne er foreløpig testet ut på tre tran-sistortyper; MOSFET, MESFET og HEMT.

De metoder som finnes for å minske LLO i miksere som benytter transistorer er få. Den mest opplagte metoden er filtrering.. Men dersom IF har lav frekvens i forhold til LO og RF, vil filtrering ofte ikke være praktisk realiserbar.

En alternativ løsning er beskrevet i US-patent 4.355.420 (Ishihara), og er en såkalt utfasingsmetode (se fig. 3). Her tappes en liten del av TLO før det resterende tilføres en mikser (denne kan godt være både balansert og image reject). Den delen som er tappet justeres i amplitude og fase før den tilføres på utgangen etter mikseren. Ved riktig justering vil den justerte LO delen (JLO) ha likt nivå som LLO, men være i motfase og dermed utfase LLO. Denne metoden sikrer at LLO er tilstrekkelig lav dersom riktig amplitude og fase er justert inn. Imidlertid er metoden avhengig av en såkalt faseskifter som skal kunne justere JLO i fase og amplitude. Denne fordyrer og kompli-serer mikseren. Videre medfører denne metoden tap av TLO i første kobler og tap av RF i siste kobler. Begge deler fører til økt tap i mikseren og går ut over renhet/linearitet. Ytterligere er det et faktum at de elementene som bestemmer nivå og amplitude på LLO og JLO er veldig forskjellige, og de vil følgelig variere forskjellig med hen-syn på temperatur. Dermed vil utfasingen eller LO-kan-selleringen være svært følsom for svingninger i temperatur. I verste fall vil metoden kunne føre til økt LLO, dersom JLO summeres i nær fase.

Videre er det kjent en løsning fra US 4.603.436 for såkalte Dual Gate MESFEter. Denne løsning vil fungere godt for ideelle kretselement, men vil under reelle forhold lekke LO, og under slike forhold således ikke fungere.

Disse begrensinger ved kjente løsninger og systemer tas det sikte på å løse eller unngå ved at det frembringes et system og en fremgangsmåte der det anvendes transistorer i miksere, og der disse arrangeres slik at LLO reduseres betraktelig. Systemet og fremgangsmåten ifølge foreliggende oppfinnelse kan benyttes der begrensinger i komponentene gir ikke-ideelle betingelser.

Fremgangsmåten ifølge den foreliggende oppfinnelse er kjennetegnet slik det er angitt i den karakteriserende del av krav 1. Oppfinnelsen omfatter også et system som er kjennetegnet slik det er angitt i den karakteriserende del av krav 13. Mer spesifiserte løsninger er definert henholdsvis i underkravene 2-12 og 14-19.

Oppfinnelsen vil nå bli nærmere forklart med hen-visning til de medfølgende figurer, hvori;

Fig. la viser hvordan IF og LO blandes i en mikser for å danne et RF-signal. Fig. lb viser hvilke faktorer som innvirker på forholdet mellom RF og LLO. Fig. 2a viser et balansert system ifølge teknikkens stilling som anvendes for å redusere LLO. Fig. 2b viser et balansert system ifølge teknikkens stilling som anvendes for å redusere IM. Fig. 3 viser en utfasingsmetode ifølge teknikkens stilling som anvendes for å redusere LLO. Fig. 4a og 4b viser en balansert transistor mikser i passiv modus. Fig. 5 viser hvordan LLO avviker fra origo i en mikser ifølge fig. 4 som ikke er ideell. Fig. 6a viser med symboler en utførelse av et system ifølge foreliggende oppfinnelse der det anvendes to miksere i passiv modus av typen som vist i fig. 4 koplet sammen i en image reject kobling. Fig. 6b viser en utførelse av et system ifølge foreliggende oppfinnelse der det anvendes to miksere i passiv modus av typen som vist i fig. 4 koplet sammen i en image reject kobling. Fig. 6c viser en utførelse av et system ifølge foreliggende oppfinnelse der det anvendes to miksere i aktiv modus koplet sammen i en image reject kobling. Fig. 7 viser hvordan de to LLO bidragene faser hverandre ut og at summen av disse befinner seg i origo.

I figurene 1-7 er tilkoplingspunkter (terminaler) angitt som -0- . For å få figurene mest mulig oversiktlige har vi imidlertid valg å ikke påføre henvisningstall på alle disse tilkoplingspunkter. ,

Følgende forkortelser er benyttet:

IF Mellomfrekvens (intermediate frequency)

TIF Tilført IF

LIF Lekket IF

RF Radiofrekvens

LO Lokal oscillator

TLO Tilført LO

LLO Lekket LO

JLO Justert LO

Som nevnt er fig. 1 medtatt for å illustrere forholdet mellom RF-signalet og LLO. Fig. la viser en mikser 10, og de signaler som sendes inn i mikseren, dvs. et IF-signal via en terminal 12 og et LO-signal via en terminal 14, og det RF-signal som kommer ut av terminal 16 i mikser 10. Videre er de forskjellige signalene illustrert i hvert sitt aksesystem, henholdsvis 12',14',16', der y-aksen angir signalets amplitude og x-aksen angir signalets frekvens. Fig. lb viser hvilke faktorer, her angitt som "1", "2" og "3" som påvirker forholdet mellom RF og LLO. Som nevnt ønsker man at "3" skal være størst mulig. Fig. 2a viser en balansert løsning ifølge teknikkens stilling som anvendes for å redusere LLO. Det fremgår at LO-signalet tilføres via en terminal 20 til en kopler 22, og deles i to deler. De to deler er i forhold til hverandre 180 grader faseforskjøvet, dvs i motfase, og føres ut av kobleren 22 via terminalene 24,26 og inn i to miksere, henholdsvis 28,30 der de blandes med hvert sitt IF-signal, ført inn via terminalene 32,34, respektivt. IF-signalene er også i motfase. Fra de to mikserne 28,30 ledes signalene henholdsvis via terminaler 36,38 til en summekrets 40 der signalene summeres til et RF-signal som forlater summeren 40 gjennom terminalen 42. I figuren er signalene illustrert (som 36',38' og 42') for å vise hvordan LLO fases ut mens RF-signalet summeres. Fig. 2b er tilsvarende som fig. 2a, men er innrettet for å fjerne IM-signalet (LLO fjernes lite). TLO deles i to deler i kobleren 22 og delene er 90 grader faseforskjøvet. Videre er IF-signalene som tilføres mikserne 28,30 også 90 grader faseforskjøvet. Dette utfaser IM-signalet ved summa-sjonen som foregår i summeren 40, som illustrert ved 36',38' og 42'. Fig. 3 viser en utfasingsmetode ifølge teknikkens stilling (Ishihara). Et LO-signal og et IF-signal mikses på en mikser 50. Litt av LO-signalet avkobles i en for-greningskrets 52 før det resterende tilføres mikseren 50. Den delen av signalet som går utenom mikseren 50 justeres i fase og amplitude i en fase- amplitudekrets 54 før det resterende tilbakeføres via en kobling 56. Fig. 4 viser en balansert transistor mikser. Denne er utgangspunktet for systemet og metoden ifølge foreliggende oppfinnelse. Transistoren kan være av typen bipolar, så som vanlig bipolar eller HBT, eller en FET, så som MESFET eller HEMT. Transistorene kan opereres i to modus: aktiv modus og passiv modus. Fig. 4 viser en balansert transistor mikser i passiv modus. LO-signalet som tilføres kobleren 60 deles i to med en faseforskyvning på AB1 (0 til 180 grader). Det ene signalet føres ut gjennom terminal 62 og blandes i en transistor med et signal V]_ som tilføres gjennom et lavpassfilter 66 og et IF-signal tilført gjennom et lavpassfilter 68. Den andre delen av LO-signalet som forlater kobleren 60 gjennom terminalen 64 blandes i en transistor med et signal V2 tilført via lavpassfilter 70 og et IF-signal tilført via lavpassfilter 72. Signalene som kommer fra de to transistorene summeres i en kobler 74 med en faseforskyvning på AB2 (mest foretrukket å være 180 grader - AB1), til et RF-signal som forlater kobleren 74 i terminal 7 6.V-^ og V 2 ^an ikke 9=* gjennom kobleren 60. IF kan ikke gå gjennom kobleren 74. IF-signalene som tilføres de to transistorer er i forhold til hverandre 180 grader faseforskjøvet.

Fig. 4b viser forenklet inngangene og utgangene på en mikser 78 ifølge fig. 4a.

Mikseren som er vist i fig. 4 er i passiv modus. Ved å innrette transistorene slik at utgangene også får tilført regulerings.(forsynings) signaler, dvs at man får fire variable input per mikser, har man en mikser i aktivt modus. IF tilføres da sammen med styresignalet på inngangen av transistoren.

Passiv modus transistor miksere er foreløpig bare testet ut for MOSFET, MESFET og HEMT, MESFET- og HEMT-ver-sjonene kalles "Resistiv FET (HEMT) miksere". For å be-skrive den nye metoden taes det utgangspunkt i den mikser som er vist i fig. 4 som er en resistiv FET mikser som er kjent fra litteraturen (Stephen A. Maas, "A GaAs MESFET Mixer with Very Low Intermodulation", 1987 IEEE MTT-S Digest, p 895-898).

Dersom denne mikseren hadde vært ideell, ville LLO = 0 for Vi = V2. Dette tilsvarer punktet origo i diagrammet i fig. 5. Fig 5. viser et koordinatsystem der x-aksen angir realverdi og y-aksen angir imaginær verdi av LLO. I praksis vil det si at avstanden fra origo bestemmer amplituden til LLO, mens retningen fra origo bestemmer fasen. Siden mikseren ikke er ideell, lekker det litt og LLO er i et punkt litt utenfor origo som avhenger av amplituden og fasen til LLO. Varieres Vi opp mens V2 varieres ned (og om-vendt) , vil LLO vandre i amplitude og fase som vist i fig. 5.

Den foreliggende oppfinnelse går ut på å montere to miksere av typen vist i fig. 4 i en image reject kobling. For de utførelser som er vist i fig. 6a-6c er det første signal et LO-signal, det andre signal et IF-signal og det tredje signal et RF-signal. 6a og 6b viser for passiv modus transistorer hvordan LO-signalet deles i to like deler, dvs. TLOa og TLO]-) (ikke angitt på figurene) og at disse i den mest foretrukne utførelse er faseforskjøvet AQ1 (0 til 90 grader) i forhold til hverandre i en kobler 80. TLOa og TLOj-, føres ut gjennom terminaler 82 og 84, respektivt, og inn på hver sin mikser, henholdsvis 86 og 88. Signalet som føres ut gjennom terminal 82 deles i kobling 88 i mikseren 86 ytterligere i to deler TLOa]_ og TLOa2 som i forhold til hverandre er faseforskjøvet AB1, og signalene føres ut gjennom terminalene 90 og 92. Signalet som kommer fra terminal 90. føres gjennom en transistor 95 slik at TLOa^ spenningsreguleres (VI) og blandes med IF (0 grader), tilført gjennom lavpassfiltrene 94 og 96, respektivt, og signalet som kommer fra terminal 92 føres gjennom en transistor 99 slik at TLOa2 spenningsreguleres (V2) og blandes med IF (180 grader) gjennom lavpassfiltrene 98 og 100, respektivt. V-j_ og V2 kan varieres. Signalene blandes igjen i kobleren 102 etter at de er faseforskjøvet AB2 (180 grader - ABl) i forhold til hverandre, og ledes ut gjennom terminal 102.

Tilsvarende vil signalet som føres ut gjennom terminal 84, og som er AQ1 (0 til 90 grader) faseforskjøvet i forhold til signalet som går gjennom terminal 82, i kobleren 106 bli delt i to deler (faseforskjøvet AB3 grader i forhold til hverandre), dvs. TLObl og TLOb2 som føres ut gjennom terminalene 108 og 110. TLO^ som kommer fra terminal 108 føres til en transistor 113 og spenningsreguleres (V3) og blandes med IF (90 grader) tilført gjennom lavpassfiltrene 112 og 114, respektivt, og TLOj^ som kommer fra terminal 110 føres til en transistor 117 og spenningsreguleres (V4) og blandes med IF (270 grader) til-ført gjennom lavpassfiltrene 116 og 118, respektivt. V3 og V4 kan varieres. Signalene blandes igjen i kobleren 120 etter at de er faseforskjøvet AB4 (180 grader - AB3) i forhold til hverandre, og ledes ut gjennom terminal 122.

Signalene som kommer fra terminalene 104 og 122, dvs. fra mikserne 86 og 88, summeres i kobleren 124 etter at de er faseforskjøvet AQ2 (mest foretrukket å være 90 grader - AQ1) i forhold til hverandre, og summesignalet eller RF-signalet ledes ut gjennom terminalen 126.

Fig. 6c viser et system ifølge oppfinnelsen der det anvendes transistorer i aktivt modus. Forklaringen er som for fig. 6b med den forskjell at hver transistor har to spenningsreguleringsanordninger. IF-signalet føres inn sammen med den ene reguleringsanordning. Totalt blir det da i systemet 8 forskjellige regulatorer (V]_-Vg) som kan justeres.

For systemene vist i figurene 6a-c kan V-j_ og V2 ikke gå gjennom .koblerne 89, 89 ' , 106,106 ' . IF kan ikke gå gjennom koblerne 102,102120,120'. For passiv modus er det videre foretrukket at likestrøm ikke kan gå gjennom summekretsene 102,120, dvs. at koblerne 102,120 ikke kortslutter utgangene på transistorene 95,99 og 113,117. Imidlertid omfatter foreliggende oppfinnelse også systemer der dette gjøres. For aktiv modus må ikke kobleren kortslutte utgangen på transistorene 95',99' og 113',117'.

Det smarte, nye og overraskende med systemet og metoden ifølge foreliggende oppfinnelse er at IM reduseres på grunn av den 90 graders faseforskyvning som finner sted i kombinasjonen mellom kobleren 80 og 124, henholdsvis 80' og 124', og at LLO samtidig også reduseres til tilnærmet lik 0 (eller origo i fig. 7) ved riktig justering av V-j_-V^ for passiv modus og V]_-Vg for aktiv modus.

Fra transistor 95, 95' lekker en del av LOal gjennom, LLOal, og fra transistorene 99, 99', 113, 113', 117, 117' henholdsvis LL0a2, LLObl^ LLOb2• LLOal og LLOa2 summeres i kobler 102, 102', etter å ha blitt faseforskjøvet AB2 grader i forhold til hverandre. Siden TLOa2 er fasefor-skjøvet AB1 grader i forhold til TL0a2, blir nå LL0a2 fase-forskjøvet i forhold til LLOai med AB1 + AB2 grader. Denne summen er foretrukket å være 180 grader, da det lekkede LO-signal dermed ideelt sett faser seg ut og reduseres til 0 (eller origo i fig. 7). Dette skjer ikke i praksis og en får en lekkasje LLOa med en endelig amplitude og fase etter kobler 102, 102' (se kurve i fig. 7). Tilsvarende ønsker en å sette AB3 + AB4 nær 18 0 grader og en får en lekkasje LLOb

(se kurve i fig. 7) . Ved å stille inn V^_/V2 slik at LLO for mikser 86,86' (LL01) havner i A på kurven i fig. 7 og V3/V4 slik at LLO for mikser 88,88' (LL02) havner i B på den andre kurven, vil de to lekkasjebidragene fra de to mikserne (86 og 88 for passiv modus og 86' og 88' for aktiv modus) fase hverandre ut.

I forhold til kjente løsninger oppnås følgende fordeler: 1. Metoden og systemet er robust og sikrer at LLO er tilstrekkelig lav dersom Vi, V2, V3 og V4 (og V]_-Vg for aktivt modus) innstilles til riktige verdier. 2. Metoden og systemet er ikke avhengig av en faseskifter. De samme elementer som fjerner IM fjerner også LLO. 3. Mer stabil i temperatur siden de elementene som bestemmer fase og amplitude i de to mikserne er like.

Videre vil LLO ved anvendelse av en transistor i passiv modus som mikseelement være dempet allerede i hvert av mikseelementene på grunn av at LO og RF er fysisk atskilte. Balanseringen bidrar med ytterligere demping før utfasingen ifølge foreliggende oppfinnelse tar mesteparten av det resterende. Den nye metoden med transistor i passiv modus blir dermed mye mer robust enn utfasingsmetoden ifølge teknikkens stilling (Ishihara).

En passiv transistormikser er mye mer lineær enn en diodemikser. Med den nye metoden kan en dermed lage en meget lineær mikser med neglisjerbar LLO.

Videre er en diode en komponent med 2 tilkoblings-punkter (terminaler) , mens en transistor har 3 tilkoblings-punkter. Med en diode vil alle tre hovedsignaler i mikseren - IF, LO, RF - ligge over mikseelementet - dioden. Med en transistor får en muligheten til å fysisk atskille LO og RF ved å koble LO mellom node 1 og 3, mens RF kan taes ut mellom node 2 og 3 (ikke nærmere vist). IF kan kobles til enten sammen med LO eller sammen med RF. Dette gir større designfrihet og i et tilfelle en klar fordel med tanke på å dempe LLO (se ovenfor).

Ideelt sett skal all LO forbrukes i mikseelementet. Da ville mikseren virke optimalt og med LLO =0. Da trengtes heller ikke en balansert konfigurasjon. I praksis forbrukes ikke all LO - dioden reflekterer, transistoren både reflekterer og lekker/forsterker. I den foreliggende metode ut-nyttes at lekkasjen/forsterkningen i transistoren kan varieres uten at konverteringsegenskapene, dvs. tap/for-sterkning og linearitet, endrer seg nevneverdig.

Med metoden ifølge foreliggende oppfinnelse er 4 reguleringsspenninger (for passiv modus) nødvendige, mot kun 2 i de .gamle. Dette kan imidlertid lett løses ved å sette V2 og V4 konstant for så å regulere med kun Vi og V3. Alternativt kan en lage en styrekrets som med én inn-spenning justerer to utspenninger - en spenning opp og samtidig en annen spenning ned. To slike styrekretser vil begrense justeringsjobben til kun å måtte forholde seg til 2 reguleringsspenninger på samme måte som i de to gamle metodene.

Claims

1. Fremgangsmåte for å redusere lekkasje av et lokal-oscillatorsignal (LLO) i et ikke ideelt system som konverterer frekvensen av et første signal ved å blande det første signal med et andre tilført signal til et tredje signal av en frekvens som er forskjellig fra frekvensen til det første og andre signal, hvor - det første signal via et antall koblere (80,80<1>,89,89', 106,106') deles i et antall første delsignaler, fortrinnsvis 4, som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, og - at hvert slikt første delsignal føres gjennom hver sin transistor (95,95',99,99',113,113',117,117'), - at det andre signalet er faseforskjøvet i et antall andre delsignaler, idet det til hver transistor tilsettes ett av de andre delsignaler som blandes med ett av de første delsignaler, karakterisert ved- at de første delsignalene som føres gjennom transistorene (95,95',99,99',113,113',117,117') og blandes med de andre delsignalene spenningsreguleres ved at de første delsignalene moduleres av et antall spenningsreguleringsanordninger for hver transistor (95,95',99,99',13,113', 117,117'), fortrinnsvis én eller to per transistor (95, 95' , 99, 99',113,113',117,117'), - og at tredje delsignaler som er frekvensskiftede etter blandingen summeres til det tredje signal etter at de tredje delsignaler er faseforskjøvet i forhold til hverandre, via et antall koblere (102,102', 120,120', 124,124'), idet spenningsreguleringsanordningenes modulasjon innstilles for å blande signalene slik at LLO reduseres.

2. Fremgangsmåte i samsvar med krav 1, karakterisert ved at det første signal som tilføres systemet gjennom en terminal (79) deles i kobleren (80) i to deler, TLOa og TLO]-,, som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, og at hvert av disse signaler ytterligere deles til to første delsignaler som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, dvs. TLOa deles i kobleren (89) til TLOal og TL<O>a2, og TL<O>b deles i kobleren (106) til TLObl og TLOb2, idet hvert av de fire delsignaler føres gjennom hver sin transistor (95,99,113,117) i passiv modus slik at det første delsignal TLOal spenningsreguleres (via VI) og blandes med et andre delsignal IFal og danner et tredje delsignal RFai med lekkasjen LLOai, og det første delsignal TLOa2 spenningsreguleres (via V2) og blandes med et andre delsignal IFa2 og danner et tredje delsignal RFa2 med lekkasjen LX0a2 , det første delsignal TLObl spenningsreguleres (via V3) og blandes med et andre delsignal IFbl og danner et tredje delsignal RFbl med lekkasjen LLObl, og det første delsignal TLOb2 spenningsreguleres (via V4) og blandes med et andre delsignal IFb2 og danner et tredje delsignal RFb2 med lekkasjen LLOb2/ og at RFai / LLOai og RFa2 / LLOa2 summeres i kobleren (102) til RFa / LLOa , og at RFbl / LLObl og RFb2 / LLOb2 summeres i kobleren (120) til RFb / LLOb , og at RFa / LLOa og RFb / LLOb summeres i kobleren (124) til et RF-signal / LLO som forlater systemet gjennom en terminal (126).

3. Fremgangsmåte i samsvar med krav 1, k a r a k terisert ved at det første signalet som tilføres systemet gjennom en terminal (79') deles i kobleren (80') i to deler, TLOa og TLOb, som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, og at hvert av disse signaler ytterligere deles i to første delsignaler som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, dvs. det første signal TLOa deles i kobleren (89') til TLOal og TL<O>a2, og TLOb deles i kobleren (106') til TLObi og TLOb2, idet hvert av de fire første delsignal føres gjennom hver sin transistor (95',99', 113',117') i aktiv modus slik at det første delsignal TLOai spenningsreguleres (via VI, V5) og blandes med et andre delsignal IFal og danner et tredje delsignal RFai med lekkasjen LLOai, det første delsignal TLOa2 spenningsreguleres (via V2, V6) og blandes med et andre delsignal IFa2 og danner et tredje delsignal RFa2 med lekkasjen LLOa2/ det første delsignal TLObl spenningsreguleres (via V3, V7) og blandes med et andre delsignal IFbl og danner et tredje delsignal RFbl med lekkasjen LLObl, det første delsignal TL0b2 spenningsreguleres (via V4, V8) og blandes med et andre delsignal IFb2 og danner et tredje delsignal RFb2 med lekkasjen LL0b2>°g at RFal / LLOai og RFa2 / LL0a2 summeres i kobleren (102') til RFa / LLOa, °g at RFbl / LLObl og RFb2 / LLOb2 summeres i kobleren (120') til RFb / LLOb , og at RFa / LLOa og RFb / LLOb summeres i kobleren (124') til et RF-signal / LLO som forlater systemet gjennom en terminal (126').

4. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-3, karakterisert ved at AQ1 + AQ2 er i området 75-105 grader, fortrinnsvis ca. 90 grader.

5. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-3, karakterisert ved at AB1 + AB2 og AB3 + AB4 er i området 160-200 grader, fortrinnsvis ca. 180 grader.

6. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-3, karakterisert ved at AQ1 + AQ2 er ca. 90 grader og at AB1 + AB2 og AB3 + AB4 er ca. 180 grader.

7. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1,2 eller 4-6, karakterisert ved at regulerings-anordningene (V^-V^) innstilles slik at LLO fra den første mikser (86) utfaser LLO fra den andre mikser (88).

8. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1 eller 3-6, karakterisert ved at regulerings-anordningene (V1-Vg) innstilles slik at LLO fra den første mikser (86') utfaser LLO fra den andre mikser (88').

9. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-8, karakterisert ved at det første signal er et LO-signal, det andre signal er et IF-signal og det tredje signal er et RF-signal.

10. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-8, karakterisert ved at det første signal er et LO-signal, det andre signal er et RF-signal og det tredje signal er et IF-signal.

11. Fremgangsmåte i samsvar med et av kravene 1-10, karakterisert ved at IF-linjene er anordnet slik at ingen av disse krysses, idet spenningsregulatorene V2 og VI for mikser (86) anordnes på samme gren kun atskilt av en avkoblingsanordning, eksempelvis en avkoblingskondensator eller et filter, og hvor den ubalanse som oppstår, for LO-signalet før transistorene, fjernes ved at det er anordnet en avkoblingsanordning som skiller de to IF-signalene, og tilsvarende at spenningsregulatorene V3 og V4 for mikser (88) anordnes på samme gren kun atskilt av en avkoblingsanordning, og hvor den ubalanse som oppstår, for LO-signalet før transistorene, fjernes ved at det er anordnet en avkoblingsanordning som skiller de to IF-signalene .

12. Fremgangsmåte i samsvar med krav 11, karakterisert ved at det legges inn en ekstra lengde i den ene IF-tilkoblingen idet dette opprettholder faseforskjellen på 180 grader mellom de to IF-signalene ved at det kompenseres for forskjell i lengde på de to grener.

13. System for å omdanne frekvensen av et signal til en annen forskjellig frekvens ved at et første signal blandes med et andre signal slik at det dannes et tredje signal av en frekvens som er forskjellig fra frekvensen til det første og andre signal, hvor systemet omfatter en kobler (80,80'), to transistormiksere (86,86',88,88') og en summekrets (124,124'), hvor hver av mikserne (86,86' og 88,88') omfatter en kobler (89,89') henholdsvis 106,106'), to transistorer (95,95',99,99' henholdsvis 113,113',

117,117') og en kobler (102,102' henholdsvis 120,120'), hvor - det første signal via koblerne (80,80',89,89', 106,106') deles i et antall første delsignaler, fortrinnsvis 4, som er faseforskjøvet i forhold til hverandre, og - at hvert slikt første delsignal føres gjennom hver sin transistor (95, 95',99, 99',113,113',117,117') , - idet det andre signalet er faseforskjøvet i et antall andre delsignaler, idet det til hver transistor tilsettes ett av de andre delsignaler, karakterisert ved at hver av transistorene (95, 95', 99, 99',113,113', 117,117') omfatter et antall spenningsreguleringsanordninger for å modulere de første delsignalene som føres gjennom transistorene (95, 95', 99, 99', 113,113 ' , 117,117') , ved spenningsregulering (angitt som V^-V^ for passiv modus og V]_-Vg for aktiv modus) , og at disse modulerte første delsignaler blandes med de andre delsignaler for a danne de tredje delsignaler, hvoretter de tredje delsignaler som er frekvensskiftede etter blandingen summeres til det tredje signal etter at de tredje delsignaler er faseforskjøvet i forhold til hverandre, via koblerne (102,102', 120,120', 124, 124' ) .

14. System i samsvar med krav 13, karakterisert ved at hver transistor (95,99,113,117) omfatter en reguleringsanordning.

15. System i samsvar med krav 13, karakterisert ved at hver transistor (95',99',113',117') omfatter to reguleringsanordninger.

16. System i samsvar med et av kravene 13-15, karakterisert ved at det første signal er et LO-signal, det andre signal er et IF-signal og det tredje signal er et RF-signal.

17. System i samsvar med et av kravene 13-15, karakterisert ved - at-- de8 Æ ferist^ '"si^rrafan er et LO-signal, det andre signal er et RF-signal og det tredje signal er et IF-signal.

18. System i samsvar med et av kravene 13-17, karakterisert ved at IF-linjene anordnes slik at disse ikke krysser hverandre, idet spenningsregulatorene V2 og VI for mikser (86) er anordnet på samme gren kun atskilt av en avkoblingsanordning, eksempelvis en avkoblingskondensator. eller et filter, og hvor den ubalanse som oppstår, for LO-signalet før transistorene, fjernes ved at det er anordnet en avkoblingsanordning som skiller de to IF-signalene, og tilsvarende at spenningsregulatorene V2 og VI for mikser (88) er anordnet på samme gren kun atskilt av en avkoblingsanordning, og hvor den ubalanse som oppstår, for LO-signalet før transistorene, fjernes ved at det er anordnet en avkoblingsanordning som skiller de to IF-signalene .

19. System i samsvar med krav 18, karakterisert ved at det legges inn en ekstra lengde i den ene IF-tilkoblingen idet dette opprettholder faseforskjellen på 180 grader mellom de to IF-signalene, ved at det kompenseres for forskjell i lengde på de to grener.