NO303900B1 - Fremgangsmåte til adaptiv korreksjon av datasignaler i en kommunikasjonsmottager og korreksjonssystem for en kommunikasjonsmottaker - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører digitale kommunika-sjoner, og særlig gjenopprettelse av bærerfasen i et adaptivt korreksjonsledd (utligner) uten bruk av faserotasjon eller de-rotasjon.

Nærmere bestemt vedrører oppfinnelsen en fremgangsmåte for adaaptiv korreksjon av datasignaler i en kommunikasjonsmottaker, der fremgangsmåten omfatter: å demodulere et ukorrigert datasignal ved å anvende en bærergjenopprettende sløyfe,

å filtrere nevnte demodulerte datasignal i et adaptivt korreksjonsledd ved å anvende adaptive filterkoefflsienter, idet nevnte filtrering skjer innenfor nevnte bærergjenopprettende sløyfe og

å oppdatere nevnte adaptive filterkoefflsienter ved å anvende feilsignaler utledet fra en første algoritme eller ved å anvende feilsignaler utledet fra en andre, mer effektiv algoritme.

Dessuten vedrører oppfinnelsen et korreksjonssystem for en kommunikasjonsmottaker, der systemet omfatter: en bærergjenopprettingssløyfe i hvilken et ikke-korrigert datasignal demoduleres, og

et adaptivt korreksjonsledd for å filtrere nevnte demodulerte datasignal ved å anvende adaptive filterkoefflsienter, idet nevnte adaptive korreksjonsledd er plassert innenfor nevnte bærergjennopprettingssløyfe, og idet nevnte adaptive korreksjonsledd oppdaterer nevnte adaptive filterkoef-fisienter ved å anvende feilsignaler utledet fra en første algoritme eller ved å anvende feilsignaler utledet fra en andre mer effektiv algoritme i stedet for nevnte første koeffisienters oppdateringsalgoritme.

Digitale data, for eksempel digitaliserte videosignaler til bruk ved kringkasting av signaler for fjernsyn med høy oppløsning (HDTV) kan sendes terrestrielt meget høyfrekvente (VHF) eller ultrahøyfrekvente (UHF) analoge kanaler for overføring til sluttbrukere. Analoge kanaler fører frem forvanskede og omdannede versjoner av deres inngangsbølgefor-mer. Forvanskning av bølgeformen, vanligvis statistisk, kan være additiv og/eller multiplikativ på grunn av mulig termisk bakgrunnsstøy, pulsstøy og fadinger. Omdannelsene som oppstår i kanalen er frekvensforskyvning, ulineær eller harmonisk forvrengning og tidsspredning.

For å overføre digitale data over en analog kanal blir dataene modulert for eksempel med en form for pulsamplitudemodulasjon (PAM). Vanligvis blir kvadraturamplitudemodula-sjon (QAM) benyttet for å øke den mengde data som kan overføres innenfor en tilgjengelig kanalbåndbredde. QAM er en form for PAM der en flerhet av bitene med informasjon overføres samlet i et mønster som betegnes som en "konstella-sjon" som kan inneholde for eksempel 16 eller 32 punkter.

Ved pulsamplitudemodulasjon blir hvert signal en puls hvis amplitudenivå er bestemt av et sendt symbol. Med 16-OAM blir symbolamplitudene -3, -1, 1 og 3 vanligvis benyttet i hver kvadraturkanal. I båndbreddeeffektive digitale kommunika-sjonssystemer strekker virkningen av hvert symbol som sendes over en tidsspredt kanal seg utover det tidsintervall som benyttes for å sende symbolet. Den forvrengning som skyldes den resulterende overlapping av mottatte symboler kalles intersymbolinterferens (ISI). Denne forvrengning har vært en av hovedhindringene når det gjelder pålitelig hurtig dataoverføring over kanaler med lav bakgrunnsstøy og begrenset båndbredde. En anordning som er kjent som et "korreksjonsledd" (utligner) blir benyttet for å ta seg av ISI-problemet.

For å redusere intersymbolinterferens som innføres av en kommunikasjonskanal er temmelig nøyaktig korreksjon nødven-dig. Videre er kanalkarakteristikkene vanligvis ikke kjent på forhånd. Dermed er det vanlig å bygge opp og benytte et kompromisskorreksjonsledd (eller et statistisk ledd) som utligner det ventede området for karakteristikken som gjelder kanalamplitude og forsinkelse. En adaptiv filtreringsløsning for minste middelkvadrat (LMS) feil har vært i vanlig bruk som en adaptiv korreksjonsalgoritme over 20 år. Denne algoritme er beskrevet av B. Widrow og M.E. Hoff, Jr., i "Adaptive Switching Circuits" i IRE Wescon Conv. Ree, del 4, s. 96-104, august 1960. Bruken av LMS-algoritmen i et adaptivt korreksjonsledd for å redusere intersymbolinterferens er omhandlet i S.U.H. Qureshi, "Adaptive Equalization", Proe. IEEE, bind 73, nr. 9, s. 1349-1387, september 1987.

I et LMS-korreksjonsledd blir koeffisientene for korreksjons-filtre valgt for å redusere den midlere kvadratfeil (dvs. summen av kvadrater av alle ISI-uttrykk pluss støyenergien ved utgangen fra korreksjonsleddet. LMS-korreksjonsleddet øker derfor signal/forvrengningsforholdet ved dets utgang innenfor de begrensninger som gjelder korreksjonsleddet når det gjelder tidsforløp og forsinkelse gjennom korreksjonsleddet. Før regulær dataoverføring begynner kan automatisk syntese av LMS-korreksjonsleddet utføres for ukjente kanaler under en innstillingsperiode. Dette vil i alminnelighet innebære gjentatt løsning av et sett samtidige ligninger. Under innstillingsperioden blir et kjent signal sendt ut og en synkronisert versjon av signalet frembringes i mottageren for å skape informasjon om kanalens egenskaper. Innstill-ingssignalet kan bestå av periodisk isolerte pulser eller en sammenhengende rekke med et bredt ensartet spektrum som for eksempel en velkjent sekvens for skifteregister med maksimum lengde eller en pseudo-støy sekvens.

Et viktig trekk ved korreksjonsleddets virkning er dets konvergens som i alminnelighet måles som den tid som går med i symbolperloder for at feilvarians i korreksjonsleddet skal stille seg Inn på et minimumsnivå som ideelt sett er null. For å få til den mest effektive drift av en datamottager, må korreksjonsleddets konvergenstid bringes ned til et minimum. Etter enhver begynnende innstillingsperiode kan koeffisientene for et adaptivt korreksjonsledd kontinuerlig justeres på en beslutningsrettet måte. Dermed blir feilsignalet avledet fra det avsluttende mottageranslag (som ikke nødvendigvis behøver være riktig) over den sendte sekvens. Under normal drift blir mottagerbeslutningene korrigert med høy sannsyn-lighet slik at feilanslagene er korrekte ofte nok til at det adaptive korreksjonsledd kan utføre en nøyaktig korreksjon. Videre kan et beslutningsrettet adaptivt korreksjonsledd følge langsomme variasjoner i kanalens karakteristikker eller lineære uregelmessigheter i mottagerens frontende, som for eksempel langsom dirring i utvalgsfasen.

Mange overføringssystemer benytter modulasjonsløsninger som er bygget opp med komplekse signalsett. Med andre ord blir signalene betraktet som vektorer i det komplekse plan der den reelle akse kalles I-fase (I) kanalen og den imaginære akse kalles kvadratur (Q) kanalen. Når disse kanaler som en følge av dette blir utsatt for kanalforvrengning og forringet mottagning, finner krysstale sted mellom I- og Q-kanalene, noe som krever et komplekst adaptivt korreksjonsledd. I dette tilfellet vil korreksjonsleddets koeffisienter bli vurdert på en kompleks måte. Hvis, som angitt ovenfor, kanalforvrengningen er ukjent for mottageren, må koeffisientene justeres etter at systemet har vært i drift for å utligne kanalforvrengningen. Uttrykket "adaptiv" i et komplekst adapativt korreksjonsledd betegner pågående justeringer av koeffisientene.

I mange praktiske overføringssystemer må man ha en fremgangsmåte til utledning av et referansesignal ved mottagerens demodulator som er fasekoherent med det mottatte signal. Slike koherente demodulatorer benyttes for å demodulere signaler inneholdende informasjon i sin fase. Ved for eksempel binær faseskiftnøkling (BPSK), blir modulasjon av et digitalt "en" representert av en fase på 0° og en modulasjon av et "null" representeres av en fase på 180° i det modulerte signal. Data som er modulert med QAM-teknikker blir demodulert på grunnlag av tilsvarende, men noe mer kompli-serte faseforhold. Demodulatorer for disse data støtter seg således på et referansesignal som må være synkronisert i fase med databæreren. Denne prosess er kjent som gjenopprettelse av bærerfase (CPR).

En faselåst sløyfe (PLL) er en vanlig og velkjent metode for å gjenopprette bæreren I signaldemodulatorer. Anvendt for disse formål blir PLL noen ganger betegnet som en bærergjenopprettende sløyfe (CRL). Når et adaptivt korreksjonsledd anvendes, har det vært vanlig praksis å anbringe CRL etter korreksjonsleddet i mottageren. En frittløpende oscillator benyttes til å omdanne inngangssignalfrekvensen til basisbånd og en faserotator behøves for å gjenopprette bærerfasen. I tillegg er det nødvendig med en fase de-rotator i det adaptive korreksjonsledd for å frembringe et riktig faset feilsignal til bruk ved oppdatering av filterkoeffisientene. Kravet om en faserotator og en de-rotator kompliserer oppbygningen av mottageren og øker omkostningene ved mottakerkretsen.

IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-5, nr. 3, april 1987, New York, NY, USA, sidene 349 - 356, Chamberlin J.W. et al.; "Design and Field Test of a 256-QAM DIV Modem", særlig fig. 2, viser en demodulator med en bærergjenopprettelsessløyfe i hvilken et adaptivt korreksjonsledd (utligner) er innført.

Demodulatoren omfatter fire hovedstyresløyfer som er bærergjenopprettelsessløyfe, adaptivt korreksjonsledd, digitale AGC og symboltidsstyringsgjenopprettelse. Hver av styresløyfene har en initiell innhenting og en følgingsmodus.

Samtlige fire hovedstyresløyfer betjenes på en sekvensiell måte.

I tillegg er det beskrevet at dersom fasen eller amplituden av bæreren som følges av bærergjenopprettelsessløyfen plutselig og vesentlig endrer seg, vil samtlige fire av sløyfene gå tilbake til sine innhentingsmodi og innhenting vil så bli behandlet i de fire sløyfene på en sekvensiell måte.

IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-30, nr. 10, oktober 1982, sidene 2385 - 2390, Matsuo Y. et al.: "Carrier Recovery Systems for Arbitrarily Mapped APK Signals" vedrører bærerfasegjenopprettelse og omhandler svitsjing fra en innhenting til en følgemodus i bærergjenopprettelses-prosessen.

IEEE Journal on Selected Areas in Communications, Vol. SAC-5, nr. 3, april 1987, New York, NY, USA, sidene 466 - 475, Baccetti B. et al.: "Full Digital Adaptive Equalization in 64-OAM Radio Systems" omhandler en digital implementering av et adaptivt korreksjonsledd for et 64 QAM system. Det adaptive korreksjonsledd anvender en blind utligningsalgo-ritme for innhenting og en minste middelkvadratfell algoritme for følging.

Det er formålet med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en fremgangsmåte for adaptiv korreksjon av datasignaler og et korreksjonssystem for en kommunikasjonsmottaker med forbedret karakteristika.

Ifølge den foreliggende oppfinnelse blir dette formålet løst ved en fremgangsmåte som angitt innledningsvis og som kjennetegnes ifølge oppfinnelsen ved at nevnte første algoritme oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter uavhengig av bærerfase-gjenoppretting,

at under bærerfase-gjenoppretting oppdateres nevnte adaptive filterkoefflsienter ved å anvende feilsignaler utledet fra nevnte første algoritme,

at et bærerlåsesignal genereres når en baererfasefeil i en filtrert signalutmatning fra nevnte adaptive korreksjonsledd når en terskelverdi som indikerer bærerfase-gjenoppretting, og

at nevnte andre koeffisientoppdateringsalgoritme velges i stedet for nevnte første koeffisientoppdateringsalgoritme som reaksjon på nevnte bærerlåsesignal. Ytterligere fordelaktige utførelsesformer av fremgangsmåten fremgår av de vedlagte krav 2-8.

Dessuten blir formålet ytterligere løst ved et kor-reks jonssystem av den innledningsvis nevnte type og som kjennetegnes, ifølge oppfinnelsen ved at nevnte første algoritme oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter uavhengig av bærerfasegjenoppretting,

at nevnte adaptive korreksjonsledd oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter under bærerfasegjenoppretting ved å anvende feilsignaler utledet fra nevnte første algoritme,

at en låsegenerator er tilveiebragt for å generere et bærerlåsesignal når en bærerfasefell i en filtrert signalutmatning fra nevnte adaptive korreksjonsledd"når en terskelverdi som indikerer bærerfasegjenoppretting, og

at nevnte adaptive korreksjonsledd velger nevnte andre koeffisients oppdateringalgoritme i stedet for nevnte første koeffisients oppdateringsalgoritme som reaksjon på nevnte bærerlåsesignal.

Ytterligere fordelaktige utførelsesformer av systemet fremgår av de vedlagte krav 10 - 22.

Ifølge det oppfinneriske konsept er det tilveiebrakt en fremgangsmåte for gjenopprettelse av bærerfase i systemer som anvender adaptiv utligning eller korrigering uten behov for faserotasjons- og de-rotasjonsmaskinvare.

Dessuten er det tilveiebragt et adaptert korreksjonsledd for en kommunikasjonsmottaker som i utgangspunktet kan justere utligningskoeffisientene ved fravær av gjenopprettelse av bærerfasen og derved redusere akvislsjonstiden for systemet.

Forenklingen av systemet ved å benytte selvgjenopprettende korreksjonsalgoritmer som ikke krever en innstillingssekvens vil være ytterligere fordelaktig. Et system av denne art ville være i stand til å påbegynne korreksjonen uten å vente på at gjenopprettelse av bærer skal finne sted.

I henhold til foreliggende oppfinnelse er man kommet frem til en fremgangsmåte til adaptiv korreksjon av datasignaler i en kommunikasjonsmottager. Et ukorrigert datasignal blir demodulert. Det demodulerte datasignal blir filtrert i et adaptivt korreksjonsledd som i utgangspunktet oppdaterer adaptive filterkoefflsienter ved bruk av feilsignaler som er avledet fra en første algoritme. Et bærerlåsesignal frembringes når en fasefeil i en filtrert signalutgang fra det adaptive korreksjonsledd når en terskelverdi. De adaptive filterkoefflsienter blir oppdatert i det adaptive korreksjonsledd ved bruk av feilsignaler avledet fra en andre algoritme i stedet for fra den første algoritme som reaksjon på bærerlåsesignalet.

I en foretrukket utførelse blir fasefeilen overvåket under driften av det adaptive korreksjonsledd, og den første algoritme tar over hvis det under overvåkningstrinnet blir bestemt at fasefeilen ikke lenger overskrider terskelen. Det er fordelaktig om den første algoritme er en selvgjenopprettende korreksjonsalgoritme som for eksempel en konstant modulalgoritme. Den andre algoritme kan med fordel være en beslutningsrettet algoritme.

Fasef eilterskelen blir nådd når i det minste en minimum prosentandel av utvalgene som tas fra det filtrerte signal over tid faller innenfor et på forhånd bestemt område. I en utførelse der det demodulerte datasignal omfatter koordinater som representerer et N-bit konstellasjonsmønster for et demodulert N-bit kvadraturamplitudemodulert signal, kan området omfatte en flerhet av adskilte faste områder der hvert område omslutter et av konstellasjonspunktene. De adskilte faste områder kan for eksempel omfatte en ellipse som omgir et konstellasjonspunkt. I en vist utførelse er ellipsen rettet inn med en tilsvarende radius liggende fra et origo i konstellasjonsmønsteret til det konstellasjonspunkt ellipsen omgir.

Et adaptivt korreksjonsledd for en kommunikasjonsmottager i henhold til foreligende oppfinnelse omfatter en anordning til demodulering av et ukorrigert datasignal. En korreksjons-sløyfe inneholder et filter som er koblet for å motta demodulerte data fra demoduleringsanordningen, en feilsignalgenerator som er koblet for å motta filtrerte data fra filteret og en anordning som påvirkes av feilsignaler fra feilsignalgeneratoren for oppdatering av koeffisienter som føres som inngang til filtre. En bærergjenopprettelsessløyfe omfatter en fasedetektor koblet for å motta de filtrerte data og frembringe et første fasefeilsignal for styring av demodulatoren. En anordning som er koblet for å motta et andre fasefeilsignal fra fasedetektoren frembringer et faselåsesignal når det annet fasefeilsignal tilsvarer en terskel. Feilsignalgeneratoren påvirkes av bærerlåsesignalet til frembringelse av feilsignaler fra en første algoritme når det andre fasefeilsignal ikke tilsvarer terskelen og til frembringelse av feilsignaler fra en andre algoritme når det andre fasefeilsignal tilsvarer terskelen.

Feilsignalgeneratoren kan for eksempel omfatte et datalager til lagring av et første sett feilsignaler som blir databehandlet ved bruk av den første algoritme og et andre sett feilsignaler som blir databehandlet ved bruk av den andre algoritme. I en slik utførelse blir de filtrerte data og bærerlåsesignalet benyttet til å adressere datalagre slik at dette gir feilsignaler som utmatning.

Den første algoritme er fortrinnsvis en selvopprettende korreksjonsalgoritme som for eksempel en konstant modulalgoritme. Den andre algoritme kan være en beslutningsrettet algoritme. Fasef ell terskelen vil bli nådd når i det minste en minimum prosentandel av utvalgene fra det filtrerte signal tatt over tid faller innenfor et på forhånd bestemt område. I en vist utførelse omfatter det demodulerte datasignal koordinater som representerer et N-bit konstellasjonsmønster for et demodulert N-bit kvadraturamplitudemodulert signal. Det på forhånd bestemte området til bestemmelse av om terskelen er nådd, omfatter en rekke adskilte faste områder som hver omgir et av konstellasjonspunktene. Hvert av de adskilte faste områder kan omfatte en ellipse som omgir et konstellasjonspunkt der hver ellipse er rettet inn med en tilhørende radius liggende fra et origo i konstellasjonsmøns-teret til det konstellasjonspunkt som ellipsen omgir.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer også et adaptivt korreksjonsledd for en kommunikasjonsmottager der det finnes et adaptivt filter til filtrering av ukorrigerte data som representerer koordinatene i et konstellasjonsmønster. En feilsignalgenerator omdanner de filtrerte data fra filteret til feilsignaler basert på en første eller en andre algoritme. En anordning er koblet for å motta feilsignalutganger fra feilsignalgeneratoren til oppdatering av koeffisienter for det adaptive filter. En fasedetektor omdanner filtrerte data fra filteret til fasefeilsignaler. En anordning som påvirkes av fasefeilsignalene styrer feilsignalgeneratoren slik at denne avgir feilsignaler ifølge den første algoritme når en fasefeil som er representert av fasefeilsignalene ligger over en på forhånd bestemt terskel. Feilsignaler frembringes ifølge den andre algoritmen når fasefeilen ligger under den på forhånd bestemte terskel.

Feilsignalgeneratoren i det adaptive korreksjonsledd kan omfatte en oppslagstabell inneholdende feilsignaldata som er databehandlet under de første og andre algoritmer. Oppslags- tabellen blir adressert av fllterdata og styreanordningen for å gi feilsignalene som utgang. Fasedetektoren kan også omfatte en oppslagstabell. Denne tabell ville inneholde fasefeildata og bli adressert av filterdataene for å gi fasefeilsignaler som utmatning.

Ytterligere trekk og fordeler ved oppfinnelsen fremgår av etterfølgende beskrivelse under henvisning til tegningene, der: fig. 1 er et blokkskjema for en tidligere kjent kommunika sjonsmottager, der det vises et adaptivt korreksjonsledd fulgt av en baerergjenopprettende sløyfe

innbefattende en faserotator,

fig. 2 er et blokkskjema som viser et kommunikasjonssystem innbefattende et adaptivt korreksjonsledd ifølge

foreliggende oppfinnelse,

fig. 3 er et blokkskjema som viser det adaptive korreksjonsledd ifølge oppfinnelsen, mer i detalj,

fig. 4 omfatter tre strøplottinger som viser utmatningen fra korreksjonsleddet ifølge oppfinnelsen ved forskjellige tidspunkter,

fig. 5 er et diagram som viser den midlere kvadratfeil over tid for et adaptivt korreksjonsledd i henhold til

foreliggende oppfinnelse,

fig. 6 er et diagram som viser et bærerlåsesignal som avgis til det adaptive korreksjonsledd ifølge oppfinnelsen,

og

fig. 7 er en grafisk gjengivelse av et konstellasjonsmønster for 16-bit OAM-data og viser de faste elliptiske områder som benyttes for å bestemme når en fasefeilterskel er nådd.

Fig. 1 viser et tidligere kjent datasender/mottagersystem der kommunikasjonsmottageren innbefatter et adaptivt korreksjonsledd fulgt av en baerergjenopprettende sløyfe ved bruk av en faserotator. Modulerte digitale data føres som inngang til en sender 12 via en inngangsklemme 10 på vanlig måte.

Senderen kringkaster data via en kanal 14 som innfører amplitude og/eller forsinkende (fase) forvrengning. Når de modulerte data omfatter pulsamplitudemodulerte data med flere nivåer som for eksempel QAM-data, finner Intersymbolinterferens sted i kanalen. Et adaptivt korreksjonsledd 20 er anordnet i mottageren med det formål å utligne intersym-bolinterferensen. Korreksjonsleddet er hovedsaklig et filter med koeffisienter som er valgt for å utligne virkningene av kanalforvrengningen.

Data som mottas fra kanalen 14 blir demodulert ved mottageren 1 en demodulator 16 som styres av en frittløpende oscillator 18. I den viste utførelsesform benyttes en kvadraturdemodulator til å motta komplekse QAM-data. De mottatte data blir demodulert for å gjenopprette de reelle og imaginære komplekse komponenter. Disse komponenter blir ført som innmatning til et adaptivt filter 24 i det adaptive korreksjonsledd 20. Den filtrerte utmatning fra filteret 24 føres som innmatning til en uavhengig baerergjenopprettende sløyfe 22. En faserotator 26 i den bærergjenopprettende sløyfe forskyver fasen for de filtrerte signaler med et anslag over fasefeilen mellom et sendt signal og et mottatt signal. En fasedetektor 30 som er koblet til utgangen fra faserotatoren 26 frembringer et feilsignal som angir forskjellen mellom den anslåtte faseforskyvning og den virkelige faseforskyvning som blir innført av kanalen 14. Feilsignalet blir filtrert med et sløyfefilter 32 og benyttet som innmatning til en nummerisk styrt oscillator 34 for å justere faserotatoren 26 på en måte som søker å redusere feilsignalet til null.

Utgangen fra f aserotatoren 26 er også koblet til en feilsignalgenerator 36 i det adaptive korreksjonsledd. Et feilsignal blir frembragt som mål på verdien av intersymbolinter-ferensen som finnes i de filtrerte demodulerte inngangssig-naler. Fasen for feilsignal blir de-rotert i en fase de-rotator 38 og ført som innmatning til en krets 40 til beregning av koeffisientoppdatering til oppdatering av de adaptive filterkoefflsienter. På denne måten blir inter-symbolinterferensen redusert over tid slik at de utsendte data kan dekodes nøyaktig i en vanlig dekoder 28.

Et problem med den tidligere kjente løsning som er vist på fig. 1 er at den er komplisert og kostbar, særlig på grunn av behovet for en faserotator i den baerergjenopprettende sløyfe og en fase de-rotator i det adaptive korreksjonsledd. En typisk faserotator krever fire multiplikasjoner og to addisjoner for å frembringe den ønskede fasekorreksjon. Tilsvarende operasjoner er nødvendige i de-rotatoren. Ved derfor å eliminere faserotator og fase de-rotator er det mulig å spare den maskinvare som utfører åtte multiplikasjoner og fire addisjoner.

Den foreliggende oppfinnelse tilveiebringer et adaptivt korreksjonsledd som eliminerer faserotasjon og fase de-rotasjonskomponentene ved å anbringe korreksjonsleddet inne i den bærergjenopprettende sløyfe. Dette er vist generelt på fig. 2. På samme måte som i den tidligere kjente utførelse kommer modulerte data som innmatning til en sender 52 via en inngangsklemme 50. Dataene kringkastes over en kanal 54 som innfører forvanskninger og disse skaper intersymbolinterferens i de modulerte data som kan ha flere nivåer. En kommunikasjonsmottager i henhold til oppfinnelsen benytter en bærergjenopprettende sløyfe 56 som innbefatter en demodulator 58, et adaptivt korreksjonsledd 60 og en bærergjenopprettende krets 62. I den viste utførelsesf orm blir 16-QAM data mottatt og demodulatoren 58 er en kvadraturdemodulator som gjenoppretter de reelle og imaginære komplekse komponenter fra 16-QAM dataene. Da komplekse data blir tilført, er det adaptive korreksjonsledd 60 et komplekst adaptivt korreksjonsledd. Den bærergjenopprettende krets 62 avgir et fasefeilsignal til demodulatoren 58 og gir også et "bærer-låse"-signal til det adaptive korreksjonsledd 60. Bærerlåsesignalet som blir omhandlet mer i detalj i det følgende benyttes til å velge mellom et feilsignal for intersymbolinterferens, avledet fra en første selvgjenopprettende korrigerende algoritme så som konstant modulus algoritmen og en andre beslutningsrettet algoritme til bruk ved oppdatering av filterkoeffisienten for korreksjonsleddet. En vanlig dekoder 64 finnes for å gjenopprette de individuelle databiter fra den korrigerte kanaldatautmatning fra det adaptive korreksjonsledd.

Fig. 3 viser den bærergjenopprettende sløyfe 56 mer i detalj. En faselåst sløyfe, bestående av en fasedetektor 76, et sløyfefilter 80, og en spenningsstyrt oscillator (VCO) 82 omgir det adaptive korreksjonsledd 60. Det adaptive korreksjonsledd 60 benytter to minste middelkvadrat LMS) algoritmer for å justere (dvs. oppdatere) de koeffisienter som benyttes av et adaptivt filter 70. I den viste utførelse er den første LMS-algoritme som benyttes konstant-modulus algoritmen (CMA) som er velkjent på området og som er beskrevet for eksempel 1 D.N. Godard, "Self-Recovering Equalization and Carrier Tracking in Two-Dimensional Data Communication Systems", IEEE Trans, on Commun.. bind COM-28, s. 1867-1875, november 1980. Den andre LMS-algoritme som benyttes av det adaptive korreksjonsledd er en beslutningsrettet algoritme (DDA). De to algoritmer for oppdatering av koeffisienter skiller seg fra hverandre bare på den måte de frembringer feilsignalet som benyttes til oppdatering av koeffisientene. LMS-algoritmen er gitt ved:

der C(k) er den komplekse vektor for koeffisientene, X(k) er den komplekse vektor for forsinkede data,<*>betyr kompleks konjugert, E(k) er det komplekse feilsignal, og A er en skalafaktor. For CMA er feilsignalet gitt som: der y(k) er den komplekse utmatning fra det adaptive korreksjonsledd og Rg er en konstant. For DDA er signalet gitt med:

deri y'(k) er "signalbeslutningen". Signalbeslutningen er basert på en bestemmelse om hvilket konstellasjonspunkt et mottatt koordinatsett er nærmest opp til. Når det konstellasjonspunkt som ligger nærmest det mottatte datapunkt blir funnet, treffes det en beslutning om at det mottatte datapunkt tilsvarer det nærmeste konstellasjonspunkt.

Det adaptive korreksjonsledd 60 omfatter en indre sløyfe med en feilsignalgenerator 72, krets 74 til beregning av oppdatering av koeffisientene og et adaptivt filter 70. Feilsignalgeneratoren mottar filtrerte kanaldata fra det adaptive filter 70, bestemmer feilen i det filtrerte signal (dvs. forskjellen mellom det filtrerte signal og et ideelt konstellasjonsmønster) og gir som utmatning et feilsignal som angir dette til bruk for kretsen til beregning av koeffisientenes oppdatering. Ved påvirkning fra feilsignalet føres oppdaterte koeffisienter til det adaptive filter 70 slik at etter en viss tidsperiode vil den korrigerte kanaldatautmatning fra filteret 70 bli gjenopprettet til en tilstand hvorfra de sendte data kan gjenopprettes med en vanlig dekoder.

I henhold til foreliggende oppfinnelse blir CMA-algoritmen som er en selvopprettende korreksjonsalgoritme (også kjent som en blind korreksjonsalgoritme) som ikke krever initiali-sering med en innstillingssekvens først benyttet til å justere koeffisientene inntil kanaldataene er tilstrekkelig korrigerte, slik at gjenopprettelse av bærerfasen kan oppnås. Et viktig trekk ved CMA-algoritmen når det gjelder foreliggende oppfinnelse er at den er uavhengig av gjenopprettelse av bærerfasen. CMA-algoritmen gir den første korreksjon som er nødvendig til at den ytre bærergjenopprettende sløyfen (fasedetektor 76, sløyf ef ilter 80 og VCO 82) kan tre i virksomhet.

På samme måte som feilsignalgeneratoren 72 overvåker f asedetektoren 76 også de filtrerte data fra det adaptive filter 70. Den bestemmer fasefeilen mellom de filtrerte data og det ideelle konstellasjonsmønster for den modulasjonsløs-ning som benyttes. Fasefeil blir kvantisert på i og for seg kjent måte for å gi et første fasefeilsignal på en linje 77 og signalet behandles til bruk i demodulatoren 58 til gjenopprettelse av bærerfasen. Et eksempel på denne kvantifiseringsløsning finnes hos A. Leclert og P. Vandamme, "Universal Carrier Recovery Loop for QASK og PSK Signal Sets", IEEE Trans, on Communications, bind COM-31, nr. 1, januar 1983, s. 130-136. Virkemåten for fasedetektoren er forklart mer i detalj i det følgende. Det skal her særlig pekes på at en utgang fra f asedetektoren er koblet til et sløyfefilter 80 og en spenningsstyrt oscillator (VCO) 82 på vanlig måte for å styre kvadraturdemodulatorene 58 basert på den påviste fasefeil. Virkemåten for bærergjenoppret-telsessløyfen vil være å drive demodulatoren 58 til et punkt der fasefeilen blir redusert mest mulig i forhold til tilbakekoblingen som dannes med sløyfen.

Fasedetektoren 76 kvantifiserer også fasefeilen ved bruk av en andre kvantifiseringsløsning til å frembringe et andre fasefeilsignal på linjen 75 der dette føres som innmatning til en bærerlåsegenerator 78 ifølge foreliggende oppfinnelse. Selv om kvantifiseringsløsningen som benyttes til frembringelse av de første og andre f asef eilsignaler kan være de samme, er det fordelaktig å benytte forskjellige løsninger der den løsning som benyttes til frembringelse av det første fasefeilsignal velges ut fra hvor lett den er å sette i virksomhet og hvor vellykket den er til å redusere muligheten for falske låsepunkter for QAM. Den andre kvantifiserings-løsning blir valgt for å gi en tidlig angivelse av når CAM- algoritmen har konvergert. En slik kvantifiseringsløsning er beskrevet i det følgende i forbindelse med fig. 7.

Generatoren 78 benytter en glidende gjennomsnittsbestemmende teknikk til bestemmelse om når fasefeilen faller under en på bestemt terskel. Når terskelen blir nådd, vil fasen for det filtrerte datasignal være tilstrekkelig nær til fasen for det sendte signal til at nøyaktig datagjenoppretning kan begynne. På dette punkt vil CAM-algoritmen ha gjort sin tjeneste når det gjelder selvoppretting og DDA-algoritmen kan være erstatning for å frembringe en mer effektiv korriger-ingsoperasjon. På denne måte vil låsegeneratoren 78 som utmatning gi et bærerlåsesignal til feilsignalgeneratoren 72 når terskelen er nådd. Som resultatet av bærerlåsesignalet vil feilsignalgeneratoren 72 veksle fra CAM-metoden til beregning av feilsignalene til DDA-metoden. I det tilfellet da terskelen ikke lenger blir nådd på et eller anneet tidspunkt under driften av korreksjonsleddet, vil bærerlåsesignalet bli slått av og feilsignalgeneratoren vil veksle tilbake til CMA-algoritmen. Dermed vil systemet automatisk arbeide på CMA-måten når det er nødvendig og veksle over til DDA-måten så snart fasefeilen er blitt redusert under den på forhånd bestemte terskelverdi.

I en foretrukket utførelse omfatter både feilsignalgeneratoren 72 og f asedetektoren 76 programmerbare leselageranord-ninger (PROM) for å muliggjøre hurtiggående drift av korreksjonsleddet, for eksempel ved symbolhastigheter av størrelsesorden 5 MEz. PROM-enheten for feilsignalgeneatoren vil inneholde to sett med verdier. Et sett vil omfatte feilsignalverdier som er beregnet ved bruk av CMA-algoritmen. Det andre sett vil omfatte feilsignalverdier som er beregnet etter DDA-metoden. Den filtrerte datainngang til feilsignalgeneratoren PROM fra det adaptive filter 70 blir benyttet til adressering av lageret og gir som utgang feilsignalene som er blitt forhåndsbearbeidet for de bestemte filtrerte dataverdier. Bærerlåsesignalinnmatningen til feilsignalgeneratoren PROM gir et ytterligere adressesignal til valg mellom det første sett verdier (CMA) eller det andre sett verdier (DDA) avhengig av om fasefeilterskelen er blitt nådd.

Fasedetektoren PROM lagrer to sett forhåndsberegnede fasefeilverdier svarende til de mulige filtrerte dataverdier som er utmatning fra det adaptive filter 70. Et sett fasefeilverdier representerer kvantifiserte verdier ifølge den første kvantifiseringsløsning som er omhandlet ovenfor og det andre sett fasefeilverdier svarer til de kvantifiserte verdier som avgis av den andre kvantifiseringsløsning som er omhandlet ovenfor og som er forklart mer i detalj I forbindelse med fig. 7. De filtrerte dataverdier blir benyttet til å adressere fasedetektoren PROM og gir som utmatning de første og andre fasefeilsignaler som er knyttet til de bestemte filtrerte dataverdier. Låsegeneratoren 78 beregner et glidende gjennomsnitt for de andre fasefeilsignaler basert på et forholdsvis stort antall utvalg. For eksempel kan låsegeneratoren 78 omfatte en akkumulator som samler de feilsignaler som kommer som utmatning fra fasedetektoren 76 for et tusen utvalg av den filtrerte datautgang fra filteret 70. I det tilfellet et bestemt datakoordinatsett som kommer som utmatning fra det adaptive filter 70 representerer et punkt som faller innenfor et på forhånd bestemt område av konstellasjonsmønsteret, kan fasedetektoren 76 gi som utmatning et andre fasefeilsignal som er for eksempel "+1". Hvis på den annen side datakoordinatene representerer et punkt som faller utenfor det bestemte området i konstel-lasjonsmønsteret, kan "-1" bli utmatning som det andre fasefeilsignal. Hvis de siste et tusen feilsignalutvalg som kommer som innmatning til låsegeneratoren 78 har en gjennom-snittlig verdi på for eksempel null eller mer, vil låsegeneratoren 78 som utmatning gi bærerlåsesignalet for å sette feilsignalgeneratoren i virksomhet, slik at den veksler fra CMA-arbeidsmåten til DDA-arbeidsmåten.

Fig. 7 viser en foretrukket utførelse for systemet til påvisning av fasefeil (dvs. det andre kvantifiseringssystem) som benyttes til frembringelse av de andre fasefeilsignaler som er utgang fra fasedetektoren 76. I den viste utførelse blir 16-QAM benyttet til overføring av data. I henhold til dette innbefatter konstellasjonsmønsteret 120 16 punkter. Hvert punkt er omgitt av et på forhånd bestemt elliptisk område som for eksempel de viste områder 126 og 132. Ellipsen 126 omgir konstellasjonspunkt 122 og er rettet med en tilsvarende radius som strekker seg fra origo i konstella-sjonsmønsteret til konstellasjonspunktet 122. På tilsvarende måte omgir ellipsen 132 konstellasjonspunktet 128 og er rettet inn med en radius 130 som strekker seg fra konstella-sjonsmønsterets origo til punktet 128. Tilsvarende innrett-ede elliptiske områder (ikke vist) ligger rundt hvert av de andre punkter i konstellasjonsmønsteret.

I det tilfellet et mottatt datapunkt faller innenfor en av ellipsene vil fasedetektoren PROM 76 som utmatning gi et feilsignal med amplituden "1". I tilfellet et mottatt datapunkt ikke faller innenfor noen av ellipsene som ligger rundt konstellasjonspunktene, vil et "-1" feilsignal komme som utmatning fra fasedetektoren 76. Straks en viss prosentandel av "1" feilsignaler er mottatt, vil låsegeneratoren 78 bevirke en låsing og gir som utgang bærerlåsesignalet til feilsignalgeneratoren 72.

Som et eksempel kan, i et 16-QAM system der de elliptiske områder er benyttet som vist på fig. 7, forholdet mellom den store akse i ellipsen og i ellipsens lille akse velges å være 29:20 1 et gitter med akser som løper fra -128 til +128 med 0-128 svarende til signalamplItuder på 0-4. Forholdet mellom arealet Innenfor ellipsene og det totale areal kan være omtrent 40$. En låsing iverksettes når 50$ av de innkommende data faller innenfor de 40$ av det totale areal som er dekket av ellipsene. Det skal påpekes at de bestemte arealer og prosentandeler som er valgt vil variere ved forskjellige anvendelser. Hvis arealene som velges er for store, vil falsk låsing finne sted. Omvendt, hvis arealene som er valgt er for små, vil systemet ikke låse så hurtig som det skulle og kan kanskje ikke låse i det hele tatt. Det skal videre påpekes at formene på arealene som omgir konstellasjonspunktene ikke nødvendigvis må være ellipser. Andre former som sirkler eller kvadrater kan også velges.

Simulering av oppfinnelsen med datamaskiner har bekreftet oppfinnelsens effektivitet når det gjelder å forbedre egenskapene ved et komplekst adaptivt korreksjonsledd. Ved simuleringen var overføringssystemet 16-QAM med en symbolhas-tighet på 5 MHz med additiv hvit gaussisk støy (AWGN) og forvrengning i flere baner. Bæreren ble forskjøvet 500 Hz i frekvens og 45° i fase. Bærer/støyforholdet (C/N) var 30 dB, og den flerdelte bane hadde en reflektert stråleforsinkelse på 10 mikrosekunder, noe som var ned -6 dB fra den direkte stråle. Et 256 komplekst tappet, brøkdelt korreksjonsledd ble benyttet. PLL-støybåndbredden ble satt til 50 kHz med en dempefaktor på 2 (ved C/N = 30 dB). Simuleringsresultåtene er vist på fig. 4, 5 og 6. Fig. 4 viser spredeplottinger av de simulerte data ved utgangen fra det adaptive korreksjonsledd på forskjellige tidspunkter. Spredeplottingen 90 viser data slik det opprinnelig ble mottatt. Spredeplottingen 92 viser data like etter at CMA-modus for operasjonen avsluttes og DDA starter. Spredeplottingen 94 viser utmatningen fra korreksjonsleddet ved avslutningen av simuleringen. Som spredeplottingene på fig. 4 viser, fører kombinasjonen av den opprinnelige CMA-modus og bærergjenopprettingen med PLL-virkningen til å renske opp spredeplottingen slik at DDA-modus for operasjonen kan ta over. Fig. 5 viser den midlere kvadratfeil (MSE) som generelt er betegnet som 96 fra det adaptive korreksjonsledd. Fig. 6 viser bærerlåsesignalet som er generelt betegnet med 104 og som frembringes av låsegeneratoren. Låsing finner sted ved nullkryssingen 110 etter at omtrent 10.000 symboler var blitt mottatt. Som angitt ved 108, var låsesignalet stabilt straks det ble frembragt. Som angitt på fig. 5, var konvergensen under CMA-arbeidsmåten som angitt ved 98, tilfredsstillende. Etter at låsing fant sted ved 102, ble konvergensen forbedret ved bruk av DDA-arbeidsmåten.

Man ser at foreliggende oppfinnelse resulterer i en fremgangsmåte og et system til gjenopprettelse av bærerfasen i systemer som har adaptivt korreksjonsledd uten bruk av faserotator eller fase de-rotator. Dette er oppnådd ved å plassere det adaptive korreksjonsledd inne i den bærergjenopprettende sløyfe. En blind korreksjonsalgoritme så som CMA blir benyttet til den begynnende justering av korreksjons-koefflsienter ved fravær av gjenopprettelse av bærerfase, noe som reduserer akvisisjonstiden for systemet. Dette finner sted uten bruk av en korreksjonsinnstillingssekvens, noe som oppbygningen av systemet enklere. Et bærerlåsesignal benyttes til å bestemme når det skal veksles fra den blinde korreksjonsalgoritmen til en beslutningsrettet algoritme for å fullføre konvergensen for det adaptive korreksjonsledd og den faselåste sløyfe. Dermed er det ikke nødvendig å vente på at gjenopprettelse av bæreren skal finne sted under korreksjonen av de mottatte data.

Claims (22)

1. Fremgangsmåte for adaptiv korreksjon av datasignaler i en kommunikasjonsmottager, der fremgangsmåten omfatter: å demodulere et ukorrigert datasignal ved å anvende en bærergjenopprettende sløyfe (56), å filtrere nevnte demodulerte datasignal i et adaptivt korreksjonsledd (60) ved å anvende adaptive filterkoeff1-sienter, idet nevnte filtrering skjer Innenfor nevnte bærergjenopprettende sløyfe (56) og å oppdatere nevnte adaptive filterkoefflsienter ved å anvende feilsignaler utledet fra en første algoritme eller ved å anvende feilsignaler utledet fra en andre, mer effektiv algoritme,karakterisert ved: at nevnte første algoritme oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter uavhengig av bærerfase-gjenoppretting, at under bærerfase-gjenoppretting oppdateres nevnte adaptive filterkoefflsienter ved å anvende feilsignaler utledet fra nevnte første algoritme, at et bærerlåsesignal genereres når en bærerfasefeil i en filtrert signalutmatning fra nevnte adaptive korreksjonsledd (60) når en terskelverdi som indikerer bærerfase-gjenoppretting, og at nevnte andre koeffisientoppdateringsalgoritme velges i stedet for nevnte første koeffisientoppdateringsalgoritme som reaksjon på nevnte bærerlåsesignal.

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1,karakterisert vedde ytterligere trinn: å overvåke nevnte fasefeil under driften av nevnte adaptive korreksjonsledd (60), og å gå tilbake til nevnte første algoritme dersom det bestemmes under nevnte overvåkningstrinn at nevnte fasefeil ikke lenger tilfredsstiller nevnte terskel.

3. Fremgangsmåte som angitt i krav 1 eller 2,karakterisert vedat den første algoritmen er en selvopprettende korrigeringsalgoritme.

4. Fremgangsmåte som angitt i krav 3,karakterisert vedat nevnte selvgjenopprettende korreksjonsalgoritme er en konstant modulusalgoritme.

5. Fremgangsmåte som angitt i ett av de foregående krav,karakterisert vedat den andre algoritmen er en beslutningsrettet algoritme.

6. Fremgangsmåte som angitt i ett av de foregående krav,karakterisert vedat nevnte terskelverdi nås når minst en minimums prosentandel av sampler fra det filtrerte signal tatt over tid faller innenfor et forutbestemt område.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 6,karakterisert vedat det demodulerte datasignal omfatter koordinater som representerer et N-punkt konstellasjons-mønster for et demodulert N-bit kvadratur-amplitudemodulert signal, og at nevnte område omfatter et flertall av separate, faste områder, der hvert område omgir et av punktene i konstellasjonsmønsteret.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 7,karakterisert vedat hvert av nevnte separate faste områder omfatter en ellipse som omgir et av punktene i nevnte konstellasjonsmønster, der hver ellipse er innrettet med en tilsvarende radius som strekker seg fra et opprinnelsessted i nevnte konstellasjonsmønster til punktet som ellipsen omgir.

9. Korreksjonssystem for en kommunikasjonsmottaker, der systemet omfatter: en bærergjenopprettingssløyfe (56) i hvilken et ikke-korrigert datasignal demoduleres, og et adaptivt korreksjonsledd (60) for å filtrere nevnte demodulerte datasignal ved å anvende adaptive filterkoefflsienter , idet nevnte adaptive korreksjonsledd (60) er plassert innenfor nevnte bærergjennopprettingssløyfe (56), og idet nevnte adaptive korreksjonsledd (60) oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter ved å anvende feilsignaler utledet fra en første algoritme eller ved å anvende feilsignaler utledet fra en andre mer effektiv algoritme i stedet for nevnte første koeffisienters oppdateringsalgorltme,karakterisert ved: at nevnte første algoritme oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter uavhengig av bærerfasegjenoppretting, at nevnte adaptive korreksjonsledd (60) oppdaterer nevnte adaptive filterkoefflsienter under bærerfasegjenoppretting ved å anvende feilsignaler utledet fra nevnte første algoritme, at en låsegenerator (78) er tilveiebragt for å generere et bærerlåsesignal når en bærerfasefeil i en filtrert signalutmatning fra nevnte adaptive korreksjonsledd (60) når en terskelverdi som indikerer bærerfasegjenoppretting, og at nevnte adaptive korreksjonsledd (60) velger nevnte andre koeffisients oppdateringalgoritme i stedet for nevnte første koeffisients oppdateringsalgorltme som reaksjon på nevnte bærerlåsesignal.

10. System som angitt i krav 9,karakterisertved at nevnte adaptive korreksjonsledd (60) omfatter et adaptivt filter (70) og en feilsignalgenerator (72) koblet for å motta filtrert data fra nevnte adaptive filter (70), idet nevnte feilsignalgenerator generer feilsignaler ifølge nevnte første eller andre algoritme, og middel (74) som reagerer på nevnte feilsignaler for å oppdatere nevnte adaptive filterkoefflsienter.

11. System som angitt i krav 10,karakterisertved : en bærergjenopprettingssløyfe som omfatter en demodulator (58) og en fasedetektor (76) koblet til å motta nevnte filtrerte signalutmatning fra nevnte adaptive korreksjonsledd (60) og tilveiebringe et første fasefeilsignal for styring av nevnte demodulator (58), og der nevnte låsegenerator mottar et andre fasefeilsignal fra nevnte fasedetektor (76) for å generere nevnte bærerlåsesignal når nevnte fasefeilsignal tilfredsstiller en terskel.

12. System som angitt i krav 9,karakterisertved at nevnte feilsignalgenerator (72) omfatter en hukommelse som lagrer et første sett av feilsignaler som er beregnet ved å anvende nevnte første algoritme og et andre sett av feilsignaler beregnet ved å anvende nevnte andre algoritme.

13. System som angitt i krav 12,karakterisertved at nevnte filtrerte data og nevnte bærerlåsesignal anvendes for å adressere nevnte hukommelse til å utmate feilsignaler.

14. System som angitt i et av kravene 9-13,karakterisert vedat nevnte første algoritme er en selvgjenopprettende korreksjonsalgoritme.

15 . System som angitt i krav 14,karakterisertved at nevnte selvgjenopprettende korreksjonsalgoritme er en konstant modulusalgoritme.

16. System som angitt i et av kravene 9-15,karakterisert vedat nevnte andre algoritme er en beslutningsrettet algoritme.

17. System som angitt i ett av kravene 9-16, karakter 1-sert ved at nevnte fasefeilterskel tilfredsstilles når minst en minimum prosentandel av sampler fra nevnte filtrerte data som tas over tid faller innenfor et forutbestemt område.

18. System som angitt i krav 17,karakterisertved at nevnte demodulerte datasignal omfatter koordinater som representerer et N-punkt konstellasjonsmønster for et demodulert N-bit kvadraturamplitudemodulert signal, og at nevnte område omfatter et flertall av separate, faste omegner, der hver omgir ett av punktene i nevnte konstellasjonsmønster.

19. System som angitt i krav 16,karakterisertved at hver av nevnte separate, faste omegner omfatter en ellipse som omgir ett av punktene i nevnte konstellasjons-mønster, idet hver ellipse er innrettet med en tilsvarende radius som strekker seg fra et opprinnelsessted i nevnte konstellasjonsmønster til punktet som ellipsen omgir.

20. System som angitt i krav 9,karakterisertved at det omfatter: et adaptivt filter (70) for å filtrere ikke-korrigert data som representerer koordinater i et konstellasjonsmønster, en feilsignalgenerator (72) for å omforme filtrerte data fra nevnte filter til feilsignaler basert på nevnte første eller andre algoritme, middel (74) koblet til å motta feilsignalutmatning fra nevnte feilsignalgenerator (72) for oppdatering av koeffisienter for nevnte adaptive filter (70), en fasedetektor (76) for å omforme filtrerte data fra nevnte filter (70) til fasefeilsignaler, og at låsegeneratoren (78) reagerer på nevnte fasefeilsignaler for å styre nevnte feilsignalgenerator (72) til å gi feilsignaler i henhold til nevnte første algoritme når en fasefeil som representeres av nevnte fasefeilsignaler er over en forutbestemt terskel og for å gi feilsignaler ifølge nevnte andre algoritme når nevnte fasefeil er under nevnte forutbestemte terskel.

21. System som angitt i krav 20,karakterisertved at nevnte feilsignalgenerator (72) omfatter en oppslagstabell som inneholder feilsignaldata beregnet under nevnte første og andre algoritmer og som adresseres av nevnte filtrerte data og nevnte styremiddel for å utmate nevnte feilsignaler.

22. System som angitt i krav 20 eller 21,karakterisert vedat nevnte fasedetektor (76) omfatter en oppslagstabell som inneholder fasefeildata og som adresseres av nevnte filtrerte data til å utmate fasefeilsignalene.