NO171699B - Operasjonsforsterker - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en operasjonsforsterker av "foldet kaskode"-type med mottaktutganger, med første differensial-inngangstransistorer, med disse transistorer i hvert tilfelle etterkoblede og som kaskode-strømkilder utførte lastmotstander og med en ved hjelp av koblede kapasitanser dynamisk virkende fellesmode-motkoblingsanordning ("Dynamic-Common-Mode"-motkobling).

Integrerte kretser hvor det ved bruk av operasjonsforsterkere foretas en analog signalbehandling, viser forbedrede egen-skaper når det anvendes forsterkere med symmetriske mottaktutganger. Slike forsterkere gir i forhold til forsterkere med bare én utgang forbedringer f.eks. med hensyn til støy-spenningspåkobling, signal/støy-forhold og ikke-lineariteter av liketalls orden. Forsterkere med symmetriske mottaktutganger trenger en fellesmode-motkobling ("Common-Mode"-motkobling) som sørger for at det midlere potensial mellom utgangene er konstant med hensyn til en referanse. En dynamisk fellesmode-motkobling har den fordel at den ikke reduserer utstyringsområdet og at ikke-linearitetene ikke øker for-sterkingskarakteristikken. En dynamisk fellesmode-motkobling ble tidligere bare anvendt i forsterkere som var egnet for signalfrekvenser i talefrekvensområdet ("IEEE Journal of Solid-State-Circuits", vol. SC-17, nr. 6, desember 1982,

side 1014-1023 (1); "IEEE Journal of Solid-State-Circuits", vol. SC-20, nr. 6, desember 1985, side 1122-1132 (2). For den analoge signalbehandling ved høyere frekvenser blir det anvendt entrinnsforsterkere av "foldet kaskode"-type med mottaktutgang ("IEEE International Solid-State Circuits Conference", 1983, side 246, 247 og 314 (3); "IEEE Journal

of Solid-State-Circuits", vol. SC-20, nr. 6, desember 1985, side 1096-1102 (4); "IEEE 1985 Custom Integrated Circuits Conference", side 174-177 (5)).

Ved de "foldede kaskode"-forsterkere i henhold til (3) fig.

2 og (4) fig. 2 skjer den statiske fellesmode-motkobling over transistorene Mil, M12. Disse transistorer arbeider i triodeområdet og styrer strømmen ved de som kaskode-strøm-kilder utførte lastmotstander i forsterkeren ved forandring av kildepotensialet. Utstyringsområdet for forsterkeren blir ved hjelp av fellesmode-motkoblingen redusert med source-drain-spenningen Mil, M12.

Hos en fra "IEEE Journal of Solid-State Circuits", vol. SC-19, nr. 6, desember 1984, side 912-918, fig. 4, kjent forsterker skjer den statiske fellesmode-motkobling ved styring av strømmen ved hjelp av inngangstransistorene Ml, M2. Dertil er det nødvendig med en ytterligere strømvei med transistorene M13-M20, som øker forsterkerens effektbehov. En ytterligere ulempe ved den kjente forsterker består i at det midlere likespenningspotensial på forsterkerutgangene avhenger av driftsspenningene til transistorene M13, M14 resp. M17,

M18. Dette betyr at utstyringsområdet avhenger av produksjons-toleranser.

Ved forsterkeren i henhold til (5), fig. 1 skjer en statisk fellesmode-motkobling over de øvre kaskode-strømkilder ved forandring av gate-potensialet til transistorene M4, M5. Hertil er to ekstra strømveier med transistorene M12-M19 nød-vendige, hvilke øker effektforbruket til forsterkeren. Ved utstyringsgrensene arbeider transistorene M18 resp. M19

ikke lenger i metning. Av denne grunn reduseres det utnyttbare utstyringsområde for forsterkeren.

Ved forsterkeren i henhold til (2), fig. 9, er det benyttet

en dynamisk fellesmode-motkobling, hvis tre strømveier øker forsterkerens effektforbruk. Som følge av forandringen i drainstrømmen for transistorene Ml, M2, M4, M5 med deres drain-source-spenning reduseres forsterkerens forsterkning.

Utover dette er operasjonsforsterkeren av den i innledningen nevnte art kjent fra "IEEE Journal of Solid-State Circuits", bind SC-18, nr, 6, desember 1983, sidene 652-664, og den europeiske patentsøknad EP 0 138 261. I disse operasjonsfor-

sterkere er det anordnet lastmotstander i form av kaskode-„ strømkilder. Disse er i "IEEE Journal of Solid-State Circuits", fig. 14 betegnet med MN1, MN2 resp. MN IA, MN2A og i den europeiske patentsøknad EP 0 138 261, fig. 3, med 42-45. I "IEEE Journal of Solid-State Circuits", fig. 14, er det i den forbindelse i hver kaskode-strømkildegren anordnet en særskilt motkoblingstransistor MN3 resp. MN3A. Den fra den europeiske patentsøknad EP 0 138 261 kjente operasjonsforsterker har derimot en motkoblingstransistor 46 som er forbundet med en kaskode-strømkildegren. De nevnte transistorer utgjør i den forbindelse ingen lastmotstander, derimot styrer de ved fellesmode-motkoblingen strømmen gjennom de tidligere nevnte lastmotstander. Ved hjelp av disse transistorer blir i den forbindelse på den ene side utstyringsområdet til operasjonsforsterkeren redusert og på den annen side øker den koblings-tekniske kostnad.

Det er nå hensikten med den foreliggende oppfinnelse å angi en måte for å realisere en operasjonsforsterker av den i innledningen nevnte art med en lav koblingsteknisk innsats.

Den ovenfor angitte hensikt ved en operasjonsforsterker av den i innledningen nevnte art oppnås ved at de til kaskode-strøm-kildene tilhørende strømbestemmende transistorer hver er innbefattet i den dynamisk virkende fellesmode-motkoblingsanordning.

Oppfinnelsen medfører den fordel at det ved bruk av den strømbestemmende transistor i hver kaskode-strømkilde på den ene side som en lastmotstand i dif f erensialf orsterkeren og på den annen side som en fellesmode-signal-forsterker hverken er nødvendig med ekstra strømveier eller transistorer koblet i serie til lastmotstandene.

Fortrinnsvis blir de omtalte første differensial-inngangstransistorer koblet i parallell til andre differensial-inngangstransistorer som tjener til en offsetkompensasjon. Hensiktsmessig er samtlige transistorer i operasjonsforsterkeren felteffekttransistorer.

En ytterligere utførelse av operasjonsforsterkeren i henhold til den foreliggende oppfinnelse består i at denne operasjonsforsterker utgjør utgangen på en pulsformer som omformer flernivås inngangsdigitalsignaler med sprangvis nivåoverganger og tilhørende en inngangssignalfølge, til utgangsdigitalsignaler med trappeformede nivåoverganger, at pulsformeren for dette formål har til rådighet to adskilte summeringsnettverk som hver har omladningskondensatorer som danner et til trinnantallet av et utgangsdigitalsignal motsvarende antall delladninger og en summeringskondensator som summerer delladningene, at omladningskondensatorene over en særskilt koblingsanordning som styres fra en med inngangsdigitalsignalene pådratt kontrollinnretning, hver er aktiverbare på en slik måte at disse alt etter størrelsen på inngangsdigitalsignalet i fastsatte tidsintervaller henholdsvis avgir til eller mottar en delladning fra den tilhørende summeringskondensator, og at de til de to summeringsnettverk tilhørende summeringskondensatorer hver er forbundet med en av de første differensialinngangstransistorer og med en til disse tilordnet, av en av kaskodestrømkiIdene dannet utgang på operasjonsforsterkeren .

I henhold til en ytterligere hensiktsmessig utførelse av oppfinnelsen er det sørget for at det med den respektive summeringskondensator er forbundet en ytterligere koblingsanordning, hvilken fra kontrollinnretningen er styrbar på en slik måte at den respektive ytterligere koblingsanordning kortslutter den tilhørende summeringskondensator i fastsatte tidsintervaller, og at for en offsetkompensasjon er i de angjeldende fastsatte tidsintervaller på den ene side de nevnte andre differensialinngangstransistorer hver forbundet med den tilordnede utgang på operasjonsforsterkeren og på den annen side has det på de første differensialinngangstransistorer en inngangsspenningslikhet.

I det følgende skal oppfinnelsen beskrives nærmere under henvisning til tegningen. Fig. 1 viser en datatransmisjonsinnretning hvor det anvendes en operasjonsforsterker i henhold til den foreliggende oppfinnelse . Fig. 2 viser utførelsen av den på fig. 1 angitte pulsformer. Fig. 3 viser diagrammer som skal omtales nærmere i forbindelse med beskrivelsen av oppfinnelsen. Fig. 4 viser koblingen av den på fig. 2 viste operasjonsforsterker for en offsetkompensasjon. Fig. 5 viser utførelsen av den på fig. 2 viste operasjonsforsterker .

På fig. 1 er det vist en datatransmisjonsinnretning for en duplekstransmisjon av digitalsignaler ved symmetrimetoden over en totråds-ledning. Over denne totråds-ledning kan datatransmisjonsinnretningen være tilsluttet f.eks. transmi-sjonsinnretningene i en sentral. På den annen side er data-transmis jonsinnretningen forbundet over en firetråds-ledning med et dataterminalapparat. Datatransmisjonsinnretningen er derved utført av en digitaldel og en analogdel. Digitaldelen kan derved motta avgitte binærsignaler fra dataterminal-apparatet for en overføring over totråds-ledningen og omforme disse til tretrinns-signaler. Slike tretrinns-signaler kan f.eks. være kodet i henhold til en AMI-kode eller en 4B-3T-blokk-kode. Etter en slik kodeomforming fører deretter digitaldelen de omformede signaler videre til en til analogdelen av datatransmisjonsinnretningen tilhørende pulsformer. En ytterligere mulighet består i at digitaldelen til impuls-formeren utelukkende tilfører informasjoner med hensyn til de tretrinns signaler som skal dannes, i binært kodet form. Denne pulsformer omformer, som det skal forklares i det følgende, de til seg tilførte signaler til signaler med tilnærmet analogt forløp og fører disse til slutt videre til en utgangsdriver. Denne utgangsdriver foretar en effekt-forsterkning av de av pulsomformeren omformede signaler. De på utgangen av denne utgangsdriver opptredende effektfor-sterkede signaler når til slutt over en gaffelkobling som sendesignaler til den nevnte totråds-ledning.

Signaler som opptrer som mottatte signaler på den nevnte totråds-ledning, overføres via gaffelkoblingen til en analog-digital-omformer. Derved gir gaffelkoblingen i tillegg til de mottatte signaler også støysignaler betegnet som ekkosignaler til analog-digital-omformeren, idet disse ved av-givelsen av sendesignaler enten oppstår direkte i gaffelkoblingen ved en ikke fullstendig avkobling av overførings-veien eller ved refleksjonspunktet i totråds-ledningen. Dermed mottar analog-digital-omformeren ikke bare de faktiske mottatte signaler, men tilføres en av disse og ekkosignalene dannet signalblanding.

Den på utgangen av analog-digital-omformeren i digital form opptredende signalblanding overtas av digitaldelen i den på fig. 1 viste datatransmisjonsinnretning. Denne digitaldel har en ekkokompensator som befrir de fra analog-digital-omformeren på digital form avgitte mottakssignaler for de sammen med disse opptredende ekkosignaler. De mottatte signaler som er befridd for ekkosignaler og som igjen opptrer som tretrinns signaler, blir deretter omkodet til binære signaler i digitaldelen og overført over firetråds-ledningen til den nevnte dataterminalinnretning.

I det følgende skal det utelukkende gås nærmere inn på pulsformeren til den på fig. 1 viste datatransmisjonsinnretning. De øvrige på fig. 1 viste innretninger er allerede tilstrekke-lig kjent, slik at en beskrivelse av virkemåten til disse innretninger er overflødig.

Før det gås nærmere inn på konstruksjonen av pulsformeren, skal det først angis noen krav som må oppfylles av pulsformeren. Som allerede omtalt bør de fra terminalinnretningen avgitte binærsignaler for en overføring over totråds-ledningen først omformes til tretrinns signaler. Slike tretrinns signaler har sendepulser med et logisk nivå på +1, 0 og -1.

For at det i ekkokompensatoren for +1 og -1-sendepulsene, bortsett fra fortegn, skal kunne benyttes de samme koeffisi-enter, må amplitude og form til de av pulsformeren omformede +1- og -1-sendepulser overensstemme mest mulig nøyaktig.

For å oppfylle støystrålingskrav i ledningsbunter blir det generelt for +1- og -1-sendepulser foreskrevet en sin<2->form. Disse sin<2->formede sendepulser er lengre enn skrittbredden

av de fra dataterminalinnretningen avgitte binærsignaler med en faktor på 13/8, slik at det feks. ved en overføring av en datasekvens +1, +1, -1, -1 eller +1, -1 vil fremkomme en overlagring av to og to av sendepulsene. Denne overlagring av disse sendepulser må i pulsformeren skje strengt lineært, for at ekkokompensasjonen for hver sendepuls av det tretrinns signal skal kunne gjennomføres adskilt.

På fig. 2 er konstruksjonen av den tidligere omtalte pulsformer nærmere vist. Denne pulsformer approksimerer den for sendepulser benyttede sin<2->form ved et trinnformet forløp.

De enkelte sendepulser, som kan opptre med en transmisjonshastighet på 120 kHz, har derved hver 13 960 kHz-perioder. Pulsformingen skjer ved en ladningsomfordeling mellom koblede, på fig. 2 med C1-C6 betegnede omladningskondensatorer og en summeringskondensator CI1, som ligger mellom en "-"-inngang og en "+"-utgang på en mottaktsoperasjonsforsterker GTV.

Hver av disse omladningskondensatorer er forbundet med en koblingsanordning, idet hver av dem er utstyrt med fire omkoblere S1-S4. Samtlige omladningskondensatorer er derved forbundet på samme måte med den til seg tilhørende koblingsanordning. På fig. 2 er tilkoblingen av omladningskondensatoren Cl til den tilhørende koblingsanordning vist. Omkobleren Sl forbinder en av tilkoblingene på omladningskondensatoren Cl valgfritt med den til "-"-inngangen på operasjonsforsterkeren CTV forbundne tilkobling av summeringskondensatoren CI1 eller med en spenning VCC/2. Omkobleren S2 er forbundet med den annen tilkobling på omladningskondensatoren Cl og står via omkoblerne S3 og S4 etter valg i forbindelse med VCC/2 eller med en referansespenningskilde VREF. Omkoblerne

S3 og S4 mottar derved for sin styring taktsignaler med en taktfrekvens på 960 kHz. De to omkoblere Sl og S2 er derimot tilkoblet over en forbindelseskobling VI til fastlagte registerceller på en skiftregisteranordning. På tilsvarende måte er også de øvrige omladningskondensatorer C2-C6, slik det er antydet for omladningskondensatoren C6, hver forbundet med den respektive tilordnede koblingsanordning. Den til omladningskondensatoren C6 tilordnede forbindelseskobling er derved betegnet med V6 på fig. 2.

Den tidligere omtalte skiftregisteranordning er dannet av

to 14-bits skiftregistre A og B. De til pulsformeren med en transmisjonshastighet på 120 kHz tilførte tretrinns sendesignaler overtas i de to skiftregistre A og B binært kodet med en flanke av et 120-kHz-taktsignal. Den for den nevnte binærkoding bestemmende sannhetstabell er vist på fig. 2. I spalte T er derved de logiske nivåer +1, 0, -1 for de tretrinns sendesignaler vist. I spaltene A og B er derimot de for disse logiske nivåer tilsvarende logiske nivåer for de til skiftregistrene A og B tilførte binærsignaler angitt. De i henhold til sannhetstabellen dannede binærsignaler gjennom-går de enkelte registerceller i de to skiftregistre med en transmisjonshastighet på 960 kHz. De to skiftregistre mottar for dette et 960-kHz-taktsignal. Med de gitte registerceller for disse to skiftregistre forbindes de til de ovenfor omtalte omladningskondensatorer Cl og C6 tilhørende forbindelses-koblinger V1-V6.

En ytterligere, på fig. 2 med R betegnet forbindelseskobling er forbundet med skiftregistrene A og B. Denne styrer en bryter S5, som ved en tilsvarende påstyring kortslutter den allerede omtalte summeringskondensator CI1.

Den på fig. 2 viste pulsformer har ved siden av de allerede omtalte omladningskondensatorer C1-C6 ytterligere, ikke viste omladningskondensatorer Cl'-C6', hvilke liksom omladningskondensatorene C1-C6 hver er forbundet med en av fire omkoblere bestående koblingsanordning. Disse koblingsanordninger er hver over en forbindelseskobling, på fig. 2 betegnet med VI'-V6', tilknyttet fastlagte registerceller i de to skiftregisteranordninger A og B. Omladningskondensatorene Cl'-C6' tilsvarer forøvrig omladningskondensatorene C1-C6.

I tillegg hertil er det anordnet en ytterligere summeringskondensator CI2, som kan forbindes med omladningskondensatorene Cl'-C6' over de sist omtalte koblingsanordninger. Denne summeringskondensator ligger mellom en "+"-inngang og en "-"-utgang på den allerede omtalte mottaktoperasjonsfor-sterker VI. Parallelt med denne summeringskondensator er det anordnet en bryter S5 *. Denne bryter kortslutter summeringskondensatoren SI2 ved en påstyring fra den allerede omtalte forbindelseskobling R. ;I det følgende skal nå virkemåten til den på fig. 2 viste pulsformer forklares i forbindelse med omladningskondensatorene C1-C6 og summeringskondensatoren CI1. Som allerede omtalty mottar pulsomformeren opptredende tretrinns sendepulser med en transmisjonshastighet på 120 kHz, som i henhold til den på fig. 2 viste sannhetstabell er binært kodet. Stikk-prøver av disse binært kodede signaler blir ved hjelp av et 120-kHz-taktsignal mottatt i de to 14-bit-skiftregistre A ;og B. De enkelte stikkprøver gjennomløper deretter registercellene i skiftregisteret med en transmisjonshastighet på ;960 kHz, slik at det på utgangene av registercellene etter hverandre opptrer signaler som tilsvarer stikkprøvene. Ved opptreden av disse signaler blir 13 960-kHz-perioder fastlagt for hver stikkprøve og dermed for hver sendepuls. ;Tilsvarende de nevnte 13 perioder blir sendepulsene hver omformet til et trinnformet signal med 13 perioder. Et slikt trinnformet signal har tilnærmet et sin<2->forløp. Pulsformingen skjer derved ved en ladningsomfordeling mellom omladningskondensatorene C1-C6 og summeringskondensatoren CI1. Tilsvarende retningen av omladningsstrømmen tiltar og avtar utgangsspenningen VS på "+"-utgangen av mottaktsoperasjonsforsterkeren GTV. Eksempelvis kan omladningskondensatoren Cl lades opp til referansespenningen VREF. Denne ladning ;blir deretter avgitt til summeringskondensatoren CI1. Derved opptrer på utgangen til operasjonsforsterkeren GTV et spenningssprang dVS = C1/CI1-VREF. Blir derimot omladningskondensatoren Cl først utladet og i neste trinn forbundet med en av sine tilkoblinger til summeringskondensatoren CI1 og med den annen tilkobling på referansespenningskilden VREF, ;så blir omladningskondensatoren Cl oppladet ved summeringskondensatoren, idet det på utgangen av operasjonsforsterkeren GTV dannes et spenningssprang på dVS = - C1/CI1»VREF. På tilsvarende måte kan også de øvrige omladningskondensatorer henholdsvis avgi ladning til eller motta ladning fra summeringskondensatoren CI1. ;På fig. 3a er det vist en sendepulssekvens som skal omformes av pulsformeren. Som eksempel er det angitt en sendepulssekvens +1, +1, 0, -1, +1. Diagrammet 3b viser oppstilt mot denne en til denne sendepulssekvens tilsvarende, på utgangen av operasjonsforsterkeren GTV opptredende omformet sendepulssekvens. Som allerede omtalt ovenfor er de til denne sendepulssekvens tilhørende sendepulser bredere enn de til pulsformeren tilførte sendepulser med en faktor på 13/8. På ab-scissen av diagrammet 3b er derved de allerede omtalte 960-kHz-perioder opptegnet, mens den utgangsspenning VS som opptrer på utgangen på operasjonsforsterkeren GTV, er angitt på ordinaten. På det på fig. 3c viste pildiagram er antydet rekkefølgen hvormed omladningskondensatorene C1-C6 virker ved sendepulsformingen. Positive spenningssprang er vist symbolsk ved piler som vender oppover og negative spenningssprang ved piler som vender nedover. Størrelsesfor-delingen av omladningskondensatorene C1-C6 er fastlagt ved tilpasning av de enkelte spenningstrinn til sin<2->formen. ;Ved genereringen av en +l-sendepuls blir i den første 960-kHz-periode (stikkprøven for +l-sendepulsen befinner seg i den første registercelle i skiftregisteranordningen A og B) omladningskondensatoren Cl ladet opp til VREF ved hjelp av en tilsvarende styring av den med omladningskondensatoren Cl forbundne bryteranordning, ladningen overføres til summeringskondensatoren CI1 og omladningskondensatoren Cl blir igjen frikoblet. Derved opptrer det på utgangen av operasjonsforsterkeren GTV en positiv forandring av utgangsspenningen VS. I den annen til den sjette periode (stikkprøven gjen-nomløper registercellene 2-6 i skiftregisteranordningen) skjer det samme med omladningskondensatorene C2-C6. I den sjette periode nås deretter maksimalverdien for utgangsspenningen VS på utgangen til operasjonsforsterkeren GTV. Fra 9. til 14. periode blir omladningskondensatoren Cl først ladet ut. Deretter blir den med en av sine tilkoblinger forbundet til summeringskondensatoren CI1 og med den andre tilkobling til referansespenningskilden VREF. Dermed blir omladningskondensatoren Cl oppladet ved summeringskondensatoren, og det skjer nå en negativ forandring av utgangsspenningen på operasjonsforsterkeren GTV. I periodene 10-14 skjer det samme for omladningskondensatorene C2-C6. Dermed er hver omladningskondensator trukket inn i genereringen av en +l-sendepuls to ganger etter hverandre tidsmessig. ;Ved genereringen av en -1-sendepuls blir omladningskondensatoren Cl utladet i den første periode og ladet opp av summeringskondensatoren CI1. I den neste periode skjer det samme for omladningskondensatorene C2-C6. Overfor en +1-sendepuls blir henholdsvis opp- og utladningen av summeringskondensatoren CI1 byttet om. Da det ved +1- og -1-sendepulser blir benyttet den samme referansespenning VREF samt de samme omladningskondensatorer, er formen og amplituden ved +1- og -1-sendepulser uavhengige av kapasitansforholdene og lik hverandre ved en offsetfri operasjonsforsterker GTV. ;Av fig. 3b fremgår det at det ved en sendepulsfølge +1, +1 og -1, +1 i hver av 9.-13. periode skjer en overlagring. I den 9. periode skjer det f.eks. ved en sendepulsfølge +1, +1 liksom ved en enkelt sendepuls en oppladning av omladningskondensatoren C6 ved summeringskondensatoren CI1. Samtidig blir imidlertid ladningen fra omladningskondensatoren Cl overført til summeringskondensatoren CI1. Da de samme omladningskondensatorer deltar ved overlagringen av sendepulser, blir som ved enkelte sendepulser overlagringen lineær og uavhengig av kapasitanstoleranser. ;Opptrer det ved en sendepulsfølge en 0 (14. periode ved en enkelt sendepuls) eller ved en veksling en +1, -l resp. -1, +1, så blir summeringskondensatoren ved den tidligst mulige periode hvor utgangsspenningen på operasjonsforsterkeren GTV nominelt er lik 0, kortsluttet, dvs. utladet. Bryteren ;S5 mottar derfor fra forbindelseskoblingen R et tilsvarende tilbakestillingssignal. Ved utladningen av summeringskondensatoren CI1 blir frem til nå akkumulerte summeringsfeil eliminert ved en endelig forsterkning eller ved en offsetspenning på operasjonsforsterkeren GTV. ;Ovenfor ble i tilknytning til de på fig. 3 viste diagrammer virkemåten til den på fig. 2 viste pulsformer utelukkende forklart i forbindelse med omladningskondensatorene C1-C6 ;og summeringskondensatoren CI1. På samme måte blir også omladningskondensatorene Cl'-C6<*> og summeringskondensatoren CI2 trukket inn i genereringen av sendepulsfølgene. Derved opptrer det på "-"-utgangen av operasjonsforsterkeren GTV overfor sendepulsene på "+"-utgangen med hensyn til en referansespenning (f.eks. VCC/2) inverse sendepulser.

For å minimere ikke-linearitetene til utgangssignalene som virker på formen og amplituden til +1- og -1-sendepulsene,

er på den ene side anordnet mottaktsoperasjonsforsterkeren GTV. Denne mottaktsoperasjonsforsterker bevirker en reduksjon av støyspenningsinnkoblingen og en forbedring av signal/støy-forholdet. På den annen side blir offsetspenningen på operasjonsforsterkeren GTV redusert ved en kompensasjonskrets.

Denne offsetkompensasjon som gjennomføres under tilbakestillingsfasen av pulsformeren, minsker samtidig l/f-transis-tors tøybidraget på operasjonsforsterkeren GTV. Fig. 4 viser den for en offsetkompensasjon anordnede kobling av operasjonsforsterkeren.

Operasjonsforsterkeren GTV har ved siden av de på fig. 2 viste innganger "+" og "-" som på fig. 4 er betegnet med El og E2, to hjelpeinnganger E3, E4. I tilbakestillingsfasen, dvs. ved avgivelse av tilbakestillingssignalet fra den på fig. 2 viste forbindelseskobling R, er hjelpeinngangen E3 forbundet med den på fig. 2 viste "-"-utgang på operasjonsforsterkeren GTV. På tilsvarende måte er hjelpeinngangen E4

i tilbakestillingsfasen forbundet med "+"-utgangen på operasjonsforsterkeren. For disse forbindelser blir hver av de mellom hjelpeinngangene og de nevnte utganger på operasjonsforsterkeren liggende transistoranordninger gjort ledende ved opptreden av et tilbakestillingssignal. Dessuten er en seriekobling av to transistoranordninger, hver med to parallellkoblede transistorer, forbundet med de to innganger El og E2 på operasjonsforsterkeren GTV. Forbindelsespunktet mellom de to transistoranordninger er derved forbundet til VCC/2. Ved opptreden av et tilbakestillingssignal blir de

til seriekoblingen tilhørende transistorer ledende, slik at det i tilbakestillingsfasen og dermed ved offsetkompensasjonen på de to innganger El og E2 forekommer den samme spenning.

De to allerede omtalte summeringskondensatorer CI1 og CI2 blir hver over to parallellkoblede transistorer forbundet med en utgang på operasjonsforsterkeren GTV, nemlig summeringskondensatoren CI1 med "+"-utgangen og summeringskondensatoren CI2 med "-"-utgangen. De parallellkoblede transistorer er derved sperret under tilbakestillingsfasen, slik at summeringskondensatorene under offsetkompensasjonen blir skilt fra utgangene på operasjonsforsterkeren. Samtidig blir de med de parallellkoblede transistorer forbundne tilkoblinger på summeringskondensatorene forbundet over adskilte transistorer med VCC/2. Da også de med inngangene på operasjonsforsterkeren forbundne tilkoblinger på summeringskondensatoren under dette tidsrom er forbundet med VCC/2, skjer det en utladning av begge summeringskondensatorene.

Ved den under tilbakestillingsfasen gjennomførte offsetkompensasjon inntrer det en likevektstilstand som tilsvarer en offsetspenning redusert med en faktor VH på inngangene El og E2. Forsterkningen VH fra hjelpeinngangene E3 og E4 til forsterkerutgangen utgjør ca. VH = 100. Styrespenningen på hjelpeinngangene blir lagret i to kondensatorer (2P) og er følgelig også virksomme under sendepulsformingen.

På fig. 5 er utførelsen av operasjonsforsterkeren GTV vist, idet den er utført med felteffekt-transistorer. Denne operasjonsforsterker har to parallellkoblede strømløp som hver viser en seriekobling av 4 strømkilder i form av transistorer. De til seriekoblingene tilhørende transistorer er på fig. 5 betegnet M25, M26, M28 og M30 resp. M24, M27, M29 og M31. Forbindelsespunktet mellom transistorene M26 og M28 danner derved "+"-utgangen og forbindelsespunktet mellom transistorene M27 og M29 "-"-utgangen på operasjonsforsterkeren GTV.

Operasjonsforsterkeren har dessuten to parallellkoblede differensial-inngangstransistoranordninger. Hver av disse anordninger består av et differensial-transistortrinn Ml,

M2 resp. M7, M8, som er koblet i serie med en strømkildean-ordning. Ved den med differensial-transistortrinnet Ml, M2

i serie koblede strømkildeanordning dreier det seg om en parallellkobling av to og to i serie koblede transistorer.

De i serie koblede transistorer er betegnet med M3 og M5 resp. M4 og M6. Ved den med differensial-transistortrinnet M7, M8 forbundne strømkildeanordning dreier det seg derimot om en seriekobling av transistorene M9 og M10.

Inngangene på differensial-transistoranordningene utgjør inngangene El og E2 samt hjelpeinngangene E3 og E4 på operasjonsforsterkeren GTV. Derved danner inngangen til transistoren Ml inngangen El, inngangen på transistoren M2 inngangen E2, inngangen på transistoren M7 inngangen E3 og inngangen

på transistoren M8 inngangen E4.

Utgangene på transistorene Ml og M7 er i fellesskap tilkoblet til forbindelsespunktet mellom de allerede omtalte transistorer M28 og M30. Utgangene på transistorene M2 og M8 er i motsetning hertil forbundet med forbindelsespunktet mellom transistorene M29 og M31.

De ovenfor omtalte transistorer M1-M10 og M24-M31 danner en "foldet kaskode"-forsterker. Transistorene M24-M31 utgjør derved lastmotstander for de ovenfor omtalte differensial-transistoranordninger.

Den på fig. 5 viste operasjonsforsterker har utover dette

en fellesmode-motkoblingsanordning som er dannet av transistorene M11-M23 samt av kondensatorene C7-C10. Derved står inngangen på transistoren M25 i forbindelse med "+"-utgangen på operasjonsforsterkeren over transistorene M11-M16 samt over kondensatorene C7 og C8. Transistorene M17-M22 samt kondensatorene C9 og CIO forbinder inngangen på transistorene M24 med "-"-utgangen på operasjonsforsterkeren. De strøm-bestemmende transistorer M24 og M25 i kaskode-strømkildene er således på den ene side en del av kaskode-strømkildene som utgjør lastmotstandene for differensial-transistoranordningene og på den annen side en del av den omtalte fellesmode-motkoblinganordning.

Til slutt skal det også henvises til at operasjonsforsterkeren i henhold til den foreliggende oppfinnelse her er beskrevet i sammenheng med en pulsformer. Imidlertid kan denne operasjonsforsterker benyttes generelt i innretninger med mottaktsutganger. Som eksempel skal her nevnes signalprosessoranord-ninger med koblede kapasitanser og med et høyt krav til en lav støyspenningsinnkobling.

Claims (5)

1. Operasjonsforsterker av "foldet kaskode"-type med mottaktutganger, med første differensial-inngangstransistorer (M1,M2), med disse transistorer i hvert tilfelle etterkoblede og som kaskode-strømkilder utførte lastmotstander (M24-M27) og med en ved hjelp av koblede kapasitanser (C7,C8 resp. C9,C10) dynamisk virkende fellesmode-motkoblingsanordning ("Dynamic Common-Mode"-motkobling) (M11-M16,C7,C8 resp. M17-M22, C9,C10), karakterisert ved at de til kaskode-strømkildene (M24-M27) tilhørende strømbestemmende transistorer (M24,M25) hver er innbefattet i den dynamisk virkende fellesmode-motkoblingsanordning .

2. Operasjonsforsterker i henhold til krav 1, karakterisert ved at den nevnte første differensial-inngangstransistorer (M1,M2) er koblet i parallell til andre differensial-inngangstransistorer (M7,M8) som tjener til en offsetkompensasjon.

3. Operasjonsforsterker i henhold til krav 1 eller 2, karakterisert ved at samtlige transistorer er felteffekttransistorer.

4. Operasjonsforsterker i henhold til krav 1, karakterisert ved at denne operasjonsforsterker utgjør utgangen på en pulsformer som omformer flernivås inngangsdigitalsignaler med sprangvis nivåoverganger og tilhørende en inngangssignalfølge, til utgangsdigitalsignaler med trappeformede nivåoverganger, at pulsformeren for dette formål har til rådighet to adskilte summeringsnettverk som hver har omladningskondensatorer (C1-C6 resp. Cl'-C6') som danner et til trinnantallet av et utgangsdigitalsignal motsvarende antall delladninger og en summeringskondensator (CI1 resp. CI2) som summerer delladningene, at omladningskondensatorene over en særskilt koblingsanordning (S1-S4) som styres fra en med inngangsdigitalsignalene pådratt kontrollinnretning (A,B, V1-V6, V\%- V6l, R), hver er aktiverbare på en slik måte at disse alt etter størrelsen på inngangsdigitalsignalet i fastsatte tidsintervaller henholdsvis avgir til eller mottar en delladning fra den tilhørende summeringskondensator (CI1 resp. CI2) , og at de til de to summeringsnettverk tilhørende summeringskondensatorer hver er forbundet med en av de første differensialinngangstransistorer (Ml resp. M2) og med en til disse tilordnet, av en av kaskodestrømkiIdene (M24,M27 resp. M25,M2 6) dannet utgang på operasjonsforsterkeren.

5. Operasjonsforsterker i henhold til krav 2 og 4, karakterisert ved at det med den respektive summeringskondensator (CI1 resp. CI2) er forbundet en ytterligere koblingsanordning (S5 resp. S5<1>), hvilken fra kontrollinnretningen (A,B, V1-V6, Vl^ve1, R) er styrbar på en slik måte at den respektive ytterligere koblingsanordning kortslutter den tilhørende summeringskondensatorer i fastsatte tidsintervaller, og at for en offsetkompensasjon er i de angjeldende fastsatte tidsintervaller på den ene side de nevnte andre differensialinngangstransistorer (M7,M8) hver forbundet med den tilordnede utgang på operasjonsforsterkeren og på den annen side has det på de første dif f erensialinn-gangstransistorer (M1,M2) en inngangsspenningslikhet.