NO167429B - Demodulator og fjernsynsmottager. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen vedrører frekvensdemodulatorer egnet for bruk

i fjernsynsmottagere for mottagelse av tidsmultipleksede fjern-synssignaler, med analoge bildesignaler og digitale datasignaler kodet i en slik form at den analoge delens spektrale frekvensbånd er større enn den digitale delens spektrale frekvensbånd. Oppfinnelsen er særlig egnet for bruk i systemer hvor kringkastingssignalet består av tidsdelt multipleksing (TDM) av et analogt bildesignal og et digitalt datasignal som overføres i løpet av linje- og delbilde-slukketidene og som er kodet i overensstemmelse med en partiell responskode for å redusere den nødvendige spektralbredde til en bredde som er mindre enn for den analoge spektralbredde.

Europeisk patentsøknad nr. 86.839 viser en frekvensdemodulator i en fjernsynssignalmottaker, hvor det i signalveien inngår et inngangsfilter med regulerbar båndbredde, som reguleres i avhengighet av signal/støy-forholdet. Imidlertid angår demodulatoren i EP 86.839 bare en bredbånds TV-signal av homogen natur, mens foreliggende oppfinnelse har som siktepunkt å løse et problem som er spesifikt for TV-systemer hvor signalet består av multipleksede analoge bildesignaler og skurer av digitale data. Det europeiske patentet beskriver en demodulator som optimaliseres for et analogt signal når dette har høyt signal/støy-forhold. På grunn av sameksistens av analoge signaler og digitale signaler med forskjellige bånd-bredder, hvilket er det tilfelle som skal angripes i denne oppfinnelse, må imidlertid kriteriene for valg av filter være helt annerledes.

Forsknings- og utviklingsarbeid utført under oppsyn av

EBU (den europeiske kringkastingsunion) har ført til et system for direkte fjernsynskringkasting over satellit i 12 GHz-båndet, kalt "MAC-PACKET", og en beskrivelse av dette finnes i artikkel-en "The C-MAC/Packet system for direct satellite TV" (EBU Review-Technical, nr. 220, august 1983). Dette systemet benytter et radiofrekvent tidsdelt multiplekssignal hvor bærebølgen blir modulert med analoge bildesignaler (luminans og fargedifferans) for en brøkdel av en avsøkingslinje og digitalt for en annen brøkdel av linjevarigheten med data (lyd, synkronisering, data-kanaler om nødvendig). Signalet kan være som vist på figur 1 hvor de digitale elementer blir overført multiplekset i pakker. På figur 1 er de påfølgende perioder ordnet på følgende måte: a : periode opptatt av et utbrudd av digitalt kodede data inn- ledet med et linjesynkord,

b : overgang fra slutten på datasignalet, innbefattet forflank-en til separasjonssignalet som er tilføyet videosignalet for å tilveiebringe energispredning (dette signalet kan

være en trekantbølge synkron med bildet),

c : nivåfikseringsperiode (som gir 0-nivået for fargedifferan-sen og muliggjør innretning av signalet ved hver avsøkings-linje),

sel: reservert for video-koding eller -omkasting (scrambling),

d : fargedifferanse (krominans) som analoge sampler med tidskompresjon i et 3/1-forhold,

g : luminans, som analoge sampler med tidskompresjon i et 3/2-forhold,

sc2: reservert for video-koding eller -omkasting (scrambling),

h : overgang til data, innbefattet separasjonssignalets bak-flanke.

Det "C-MAC packet"-systemet som nå er foreslått for direkte fjernsynskringkasting over satellitt i 12 GHz-kanalen bruker faseskiftnøkling med fire tilstander (MDP 2-4 eller 2-4 FSK), ved en taktfrekvens eller klokkefrekvens på 20,25 MHz, noe som krever et frekvensspektrum som ikke kan forenes med bruken av den samme koding som i landbaserte kringkastingsnett. I til-legg medfører 2-4 FSK-modulasjon (som bruker digital koding med full respons) overensstemmelse med det første Nyguist-kriteriet, dermed er det et -6 dB gjennomgangspunkt ved symbol-ets halvfrekvens, og har en høy følsomhet overfor høyfrekvente fortrengninger. Mangelen på representasjon for basisbåndet gir videre opphav til problemer som er vanskelige å overvinne når sendingen finner sted over landbaserte overføringssystemer (kabelnett, radiolinjer) som bruker frekvenser i området 7-8 MHz.

Det er et formål med oppfinnelsen å overvinne de ovenfor nevnte ulemper ved "C-MAC packef-systemet. Oppfinnelsen hviler av denne grunn på det faktum at erstatning av 2-4 FSK-modulasjonen med basisbånd-koding med partiell respons, fortrinnsvis duobinær koding, gjør det mulig: - å ha identisk basisbånd-representasjon for alle bver-føringsbærere (satellitt, radiolinje, trådnett med koaksial-kabel eller optisk fiber) hvis spektrumkrav om nødvendig kan begrenses til en verdi på 5 til 8,5 MHz; - å bruke den samme frekvens demodulator for de analoge og digitale signaler (bilde og data).

Det siste trekk garanterer fullstendig fasekoinsidens mellom bilde- og datasignalene, siden tidsforsinkelsene automatisk er like. Dette er en viktig fordel siden takt- og synksignalene blir utvunnet fra dataene.

Formålet ifølge oppfinnelsen oppnås ved å tilveiebringe en televisjonssystem-mottaker av den type som defineres nøyaktig i de vedføyde patentkravene.

I forbindelse med oppfinnelsen er det tilveiebrakt en felles frekvensdemodulator for de analoge og digitale signaler for en fjernsynsmottager hvis analoge del krever en større fre-kvensbåndbredde enn båndbredden for den digitale del, hvilken mottager omfatter et inngangsfilter hvis båndbredde er regulert eller regulerbar til en verdi som ligger mellom den optimale verdi for det analoge signal når dette har et høyt signal/støy-forhold og den optimale verdi for det digitale signal.

I en fordelaktig utførelsesform er filteret selvregulerende og dets båndbredde blir styrt automatisk til å variere meillom en verdi nær den optimale verdi for det analoge signal med høyt signal/støy-forhold og en lavere verdi som forblir minst lik den optimale verdi for det digitale signal.

Filteret kan omfatte en del med et fast passbånd lik den

i optimale verdi for den analoge del kaskadekoblet med en regulerbar del som i parallellkobling omfatter en direkte-kanal og en

kanal bestående av en fast forsinkelse og av et regulerbart derapeledd, idet de to kanaler er koblet til de to inngangene på en summeringskrets. Regulering av passbåndet blir så tilveiebragt ved å modifisere dempningshastigheten. Modifikasjonen kan bevirkes ved hjelp av en anordning som måler støyens spektral-tetthet etter demodulasjon i et smalt frekvensbånd. En annen løsning består i å måle feilhyppigheten på bitene i det digitale signalet og generere en spenning som øker med feilhyppigheten for å styre dempeleddet.

En annen metode består i å bruke et adaptivt filter med minst 3 koeffisienter.

I forbindelse med oppfinnelsen er det også tilveiebragt

en mottager for et fjernsynssystem med tidsdelt multipleksing av analoge bildesignaler og pulser med duobinært kodede digitale datasignaler, som sendes i linje- og ramme-slukketidene, gruppert i pakker, omfattende lyd- og synk-signalene, idet den spektrale båndbredde som kreves av den analoge del er større enn den båndbredde som kreves av den digitale del. Mottageren omfatter en enkelt frekvensdemodulator for de analoge og digitale signaler, med vanlig adaptiv respons på signal/støy-forholdet etter demodulasjon, men som kan være fastsatt med en bredde mindre enn den optimale bredde for den analoge del med høyt signal/støy-forhold. Forringelsen av det endelige bildesignalet blir på denne måten betydelig redusert ved nærvær av pulsformet støy med høyt nivå.

Frekvens-demodulatoren kan være av en type nom benytter akustiske overflatebølger for

demodulering av både den analoge delen og den digitale delen, med smalere spektralbånd enn den analoge delen, av et frekvensmodulert radiofrekvent signal med digital/analog tidsdelt multipleksing. Demodulatoren omfatter på samme substrat et fast hylster med en båndbredde som svarer til det spektralbånd som er nødvendig for det analoge signal og s'om driver fire paral-

lelle kanaler. En inngangstransduser er felles for alle kanalene, og hver kanal har en utgangstransduser. To av kanalene danner et første par i hvilket forsinkelsene er to og tO + 1 (idet tO er en vilkårlig verdi mens T er en verdi som svarer til filtrering med et smalere bånd enn det faste filters bånd) og driver en første summeringskrets. De to andre kanalene danner et annet par i hvilke forsinkelsene er T0 + 9 og <T>0 + T + 9

(9 angir den frekvensdiskriminerende båndbredde) og driver en annen summeringskrets. De to summeringskretsene driver gjennom respektive begrensere inngangene til en multipliseringskrets hvis utgang blir underkastet lavpassfiltrering. Ved de kanalene som svarer til forsinkelsene tO + t og <T>0 + T + 9, å plassere dempeledd med den samme dempningsverdi, styrt av signal/støy-forholdet ved utgangen av lavpassfilteret, kan båndbredden automatisk reguleres til en verdi nær en optimal verdi.

Algoritmen for regulering av båndbredden kan velges i avhengighet av de spesielle behov i hvert tilfelle. F.eks. kan det velges en algoritme for å forhindre signal/støy-forholdet fra å falle under en forutbestemt verdi og innsnevre båndet opp til den maksimalt tillatte innsnevring når dette forholdet har tendens til å falle under denne verdi (10 dB f.eks.). En annen løsning består i å tilordne en verdi av båndbredden til hver verdi av signal/støy-forholdet etter demodulering når signal/ støy-forholdet er under en forutbestemt verdi.

Frekvensdemodulatoren er etterfulgt av et lavpassfilter. Optimale ytelser for demodulering av det digitale signalet blir oppnådd når lavpassfilteret er et cosinus-buefilter som har (i tilfelle med det duobinært modulerte fjernsynssignal som er nevnt ovenfor) en båndbredde ved - 3 dB = 5 MHz og en over-f©ringsfunksjon som definert ved:

For det analoge signalet blir imidlertid optimal kvalitet av bildesignalet over terskelen oppnådd med et lavpassfilter som har et passbånd i det minste lik 7,5 MHz. I praksis vil denne dobbelte betingelse vanligvis bli oppfylt ved å bruke et lavpassfilter som har to parallelle kanaler, én tilordnet det digitale signalet og den andre det analoge bildesignalet.

Oppfinnelsen vil forstås bedre ut fra den følgende beskrivelse av spesielle utførelsesformer som kun er ment som eksempler, og under henvisning, til de vedføyde tegninger, der: Figur 1 viser bølge formen for en 64 us fjernsynslinje av et såkalt "MAC-packet"-signal, Figur 2 er et meget forenklet blokkskjema over kodedelen i en fjernsynssender for levering av et signal av det slag som er vist på figur 1, med duobinær koding av den digitale delen.

Figur 3 er et skjema over en duobinær dekoder,

Figur 4 er "øyediagrammet" for det signal som leveres av senderen på figur 2, Figur 5 gir variasjonen av feilhyppigheten på den duobinært kodede digitale delen av utgangen fra filteret som en funksjon av bærebølge/støy-forholdet (C/N-forholdet), Figur 6 er et forenklet blokkskjema over dekodingsdelen i en adaptiv filtermottager som kan benyttes til behandling av et MAC-packet-signal med duobinær datakoding, Figur 7 viser en mulig konstruksjon av det adaptive filter på figur 6, Figur 8 er et blokkskjema som i detalj viser visse elementer i skjemaet på figur 6. Figur 8a som er lik en del av figur 8, viser en modifikasjon , Figur 8b er et generelt diagram over et adaptivt digitalt filter som utgjøres av et transversaltilter med tre koeffisienter som kan brukes som erstatning for det analoge filter på figur 8, Figur 8c er et skjema over en modifikasjon som utgjør en forenkling av figur 8b, Figur 9 viser en analog utførelsesform av-kretsen for styring av båndbredden til filteret på figur 7, Figur 10 viser overføringsfunksjonene for det adaptive filter i filteret på figur 7 for forskjellige innstillinger, Figur 11 gir variasjonen av feilhyppigheten på de demodulerte bit som en funksjon av C/N-forholdet for filteret på figur 10, Figur 12 viser variasjonen av signal/støy-forholdet S/B

som en funksjon av C/N for det samme filter,

Figur 13 viser en akustisk overflatebølge-enhet som kombi-nerer et filter og en diskriminator, Figur 14 viser en mulig konstruksjon av transduserne i

filteret på figur 13, og

Figur 15 er et skjema over en tilpasning til en land-mottager.

Oppfinnelsen vil nå bli beskrevet slik den anvendes i et fjernsynssystem som benytter et radiofrekvent TDM-signal der

bærebølgen for det første er frekvensmodulert med analoge bildesignaler under en del av linjevarigheten, og for det andre digitalt ved hjelp av et duobinært kodet datasignal. Tidsfordeling-en for en linjevarighet kan være den som allerede er gitt på

figur 1.

Men dataskuren eller datapulsen er da duobinært kodet ved 10,125 Mbit/s (i stedet for 20,25 Mbit/s i tilfelle med C-MAC-packet).

Moduleringssignalet kan genereres som vist i skjemaet på figur 2. Datasignalet (digitalt kodet lydkanal) og andre tjen-ester (spesielt synkroniseringsinformasjon) underkastes etter blanding ved hjelp av en pseudotilfeldig generator, forkoding av formen:

for å unngå feilutbredelsen, så den riktige duobinære koding som er: ck = bk + bk-1

som gir: ck(mod 2) = ak.

Det skal i forbifarten bemerkes at dekoding av det duobinære signalet inn i basisbåndet (ved utgangen av den høyfre-kvente demodulatoren som vil være anordnet i mottager) ganske enkelt tilveiebringes ved hjelp av en krets 20 som kan være den som er vist på figur 3 og omfatter to komparatorer 22 og en "EXCLUSIVE ELLER"-port 24. Det frembragte binær-signalet blir så samplet ved 26.

Det duobinære signalet som oppnås, kan ha tre nivåer som

kan være valgt å svare til:

- nivå 0, til fargedifferans- eller "krominans" nivå 0,

- nivå 1, til sort- og hvit-nivåene.

Den tilsvarende behandling er vist skjematisk på figur 2

ved hjelp av et leselager (ROM) 28.

Data- og bildesignalene (de sistnevnte f.eks. kodet over

8 bit) blir sidestilt av en tidsmultiplekser 30 styrt av en koblingsinngang 32. Det multipleksede signal blir så underkastet :

- analog/digital-omforming i en omformer 34,

- lavpassfiltrering for eliminering av komponentene over samplings-halvfrekvensen ved hjelp av et rektangulært filter 36 med en båndbredde på 5 MHz, - korreksjon som x/sin x ved 38 for å unngå interferenser mellom symboler ved samplingstidspunktene.

Øyediagrammet over det frembragte signalet er av det slag som er vist på figur 4. Modulasjonen er valgt slik at for en topp på 1 volt som svarer til en sort/hvit-overgang i luminans-signalet, er data-amplityden 0,8 volt ved tidspunktene for ikke-interferens mellom symboler. Dekodingstersklene sl og s2

(figur 3) er valgt tilnærmet i midten av øyet.

Det frembragte signalet blir endelig ved 40 underkastet foraksentuering som f.eks. kan være den som er standardisert av EBU oq har formen:

med fa = 1,504 MHz og fb = 0,842 MHz.

Frekvensmodulatoren 42 som følger foraksentueringskretsen

40 har en modulasjonshelning på 9,6 MHz/volt. Den modulerte bærebølgens største frekvensutsving har derfor følgende verdier: - for bildesignalet 9,6 MHz, for de lavfrekvente komponentene og 13,5 MHz for beta-overgangsfrekvensen til foraksentueringskretsen (1,37 MHz), - for datasignalet ved tidspunktene for ikke-interferens mellom symboler, 7,6 MHz for de lavfrekvente komponentene i signalet og 13,5 MHz for .topp-til-topp-verdiene av signalet, noe som svarer til en modulasjonsindeks på 1,35.

Ved mottagelsen må den frekvensmodulerte bærebølgen demodu-leres for å gjenvinne det digitale signalet og det analoge signalet etter å ha passert gjennom mellomfrekvens og kanalfiltre-ring. I tilfelle med C-MAC-packet som er nevnt ovenfor, og filtrering og demodulasjon utføres ved hjelp av separate kanaler for de to signalene. I det tilfelle hvor det spektrale rombehov for de to signaltypene kan sammenlignes, kan imidlertid demodulering utføres ved hjelp av den samme enheten. Beregning og er-faring viser at tjenestenes kvalitet vil avhenge av mottagerfilterets båndbredde, hvilket ligger foran demodulatoren. Denne tjenestekvaliteten avhenger også av karakteristikkene til det lavpassfilteret som følger demodulatoren og som må ha forskjellige karakteristikker for den digitale Jelen og den analoge delen av signalet. I tilfelle med duobinær koding og med de spesi-fikasjoner som er vist ovenfor: - den optimale ytelse for den digitale tjeneste vil bli oppnådd med et båndpassfilter med en båndbredde ved -3 dB lik 14 MHz. Disse karakteristikkene kan oppnås med et firepolet Butterworth-filter eller et overflatebølge-filter. Figur 5 viser variasjonen av feilhyppigheten som en funksjon av bærebølge/støy-forholdet C/N i 27 MHz-båndet, for to filtere hvor ett har en båndbredde

på 14 MHz og det andre en bredde på 27 MHz; den samme optimale ytelse blir oppnådd med et lavfrekvent lavpassfilter som har en båndbredde ved - 3 dB lik 5 MHz som nevnt ovenfor;

- for det analoge.signalet MAC, vil de beste resultater

som regel bli oppnådd med et båndpassfilter i mottageren med en bredde ved - 3 dB lik 27 MHz. Men fordi det benyttes frekvens-modulasjon avhenger resultatene av pulsstøyen når bærebølge/støy-forholdet faller under terskelen (omkring 10 dB). Denne støyen viser seg i form av sorte og hvite flekker som ødelegger bildets kvalitet. Antallet av disse flekkene avhenger av modulasjonens karakteristikker og mottagerfilterets båndbredde. Den subjektive forsterkning med hensyn til pulsformet støy er av størrel-sesorden 2 dB når man går fra et filter med bredde 27 MHz til et med bredde 14 MHz.

Det kan da sees at ved å redusere båndbredden til det felles filter under den optimale verdi (på 27 Mhz for det analoge signalet når bærebølge/støy-forholdet er høyt) uten imidlertid å gå ned under halvbredden, idet følsomheten overfor pulsformet støy blir betydelig redusert uten å forringe lyden, på bekost-ning av øket forvrengning.

Når det gjelder det lavpassfilter som følger etter frekvens-demodulatoren, tillater det oppnåelse av en optimal kvalitet på det analoge bildesignalet hvis det. har et passbånd som minst er 7,5 MHz.

To løsninger er mulig ved konstruksjonen av en enkelt frekvensdemodulator i samsvar med oppfinnelsen for å oppnå hoved-sakelig optimale ytelser for det digitale signalet uten å forår-sake uakseptabel forringelse av det analoge signalet i nærvær av pulsformet støy som overstiger terskelen.

Når det gjelder det felles båndpassfilter som går forut for demodulatoren, består den enkleste løsningen i å bruke et filter med en båndbredde mindre enn den optimale for demodulering av det analoge signalet ved fravær av pulsformet støy, men derimot større enn eller lik den optimale båndbredde for lyden. Den kan brukes et filter hvis båndbredde styres manuelt.

En mer forseggjort og mer tilfredsstillende løsning består i å bruke et adaptivt filter med en variabel båndbredde og en krets for automatisk redusering av båndbredden når C/N-forholdet faller under en gitt verdi, f.eks. 10 dB.

Den generelle konstruksjon av mottageren etter de radiofre-kvente delene, kan så være den som er vist på figur 6. Inngangs-elementet utgjøres av et elektronisk dempeledd 44 tilordnet en automatisk forsterkningsstyrekrets 46 som gjør det mulig å oppnå et konstant bærebølgenivå ved inngangen til begrenseren i demodulatoren når denne er av den konvensjonelle type som omfatter en begrenser og en diskriminator. Den blir fulgt av en forsterker 4 8 for å bringe signalet til en egnet verdi og det adaptive filter 50 som driver frekvensmodulatoren 52. Denne sistnevnte følges av en deaksentueringskrets 54 og behandlingskretser 56 for bilde og datasignaler som vil bli nærmere diskutert nedenfor. En krets 58 styrer bredden av filteret 50 ut fra den feilhyppighet som finnes ved utgangen fra frekvensdemodulatoren 52.

Båndbredden ved - 3 dB for det adaptive filteret 50 kan variere mellom to verdier Wl og W2 (W2 er mindre enn Wl) når bære-bølge/støy-f orholdet C/N avtar. Ved igjen å ta det eksempelet som er nevnt ovenfor:

Funksjonen f bør avta monotont fra Wl til W2 når C/N-forholdet avtar mellom 1 og <p>2. Når C/N blir mindre enn P2, holder W den konstante verdi W2.

Det adaptive filteret 50 kan utformes som vist på figur 7.

På denne figuren omfatter filteret 50 et fast filter 60 av LC- eller overflatebølge-typen fulgt av en adaptiv del. På figur 7 deles inngangssignalet i to kanaler i den adaptive del. En av kanalene blir ført direkte til én av inngangene på en summeringskrets 62. Signalet som passerer gjennom den andre kanalen, blir forsinket med en tid T, f.eks. i en forsinkelseslinje 64, så ført gjennom et elektronisk dempeledd 66 som gir en dempning a mellom 0 og 1, styrt av den tilførte spenning WC. Utgangen fra dempeleddet 66 blir så ført til den andre inngangen på summeringskretsen 62. Overføringsfunksjonen for den adaptive delen er gitt ved uttrykket:

Leddet <p>(v) for denne funksjonen har for uttrykket:

med 0 <<> a <<> 1.

Man kan se at <p>( v) = i for a = 0 og at p(v ) =2 cos*v t for a = 1. I det tilfelle hvor a = 1 er båndbredden mellom to nuller av p( v) definert ved Av= 1/c . Midtfrekvensen f0 bør stemme med forholdet f0 = N/^ hvor N er et heltall.

Som et eksempel kan følgende verdier benyttes i den anvend-else som er beskrevet her:

f0 = 115 MHz

Av = 23 MHz

N = 5

t = 43,4 ns

Den fullstendige frekvensdemodulator kan utformes som vist på figur 8 hvor vi igjen finner det elektroniske dempeledd 44 tilknyttet sin styrekrets 46, det faste båndfilter 60, forsterker 48, den adaptive del, en begrenser 68, en frekvensdiskriminator 70, deaksentueringskretsen 54 hvis overføringsfunksjon er det inverse av foraksentueringskretsen i senderen, og et lav-passf ilter 72.

Lavpassfilteret 72 har to kanaler, en tilknyttet behandlings-kretsen 110 for bildesignalet og den andre med kretsen 112 som behandler det digitale signalet og leverer synkroniseringssignal-et ved en inngang 114 til krets 110. Lavpassfilterne 116 og 118 i de to kanalene vil ha en verdi nær de optimale verdier som er nevnt ovenfor.

En enklere løsning består i å bruke et adaptivt filter med en enkel kanal, som har den samme generelle konstruksjon som det høyfrekvente adaptive filter 50 som er vist på figur 8. Dette filteret vil så bli dannet ved å. forbinde i serie et adaptivt filter med forsinkelseslinje og et konvensjonelt filter 120 av LC-typen. Den adaptive del omfatter da forsinkelseslinjen 122

og en justerbar dempekrets 124 hvis dempningsverdi fastsettes ved hjelp av en styrespenning som også leveres til en variabel forsterker 126 som følger en summeringskrets som igjen mottar et direktesignal og det forsinkede signal. Forsterkeren 126 med variabel forsterkning muliggjør frembringelse av en konstant ut-gangsspenning uansett den dempning som innføres av dempekretsen 124. Forsterkeren 126 og dempekretsen 124 er konstruert og blir styrt slik at forsterkerens forsterkning G er:

idet a er dempningen og GO en gitt forsterkning.

Ved bruk i forbindelse med satellittfjernsyn kan det spesielt brukes filtere 120 og 72 med følgende karakteristikker: Det faste filter 120 har en overføringsfunksjon F ( v):

F ( v ) = 1

for O < v <7, 5 MHz,

Den adaptive delen:

forsinkelseslinjen 122 leverer en forsinkelse c = 50 ns.

Den således tilveiebragte filtersammenstilling har en båndbredde ved - 3 dB som varierer: 8 MHz for a = 0 til 5 MHz for a = 1.

I

Den styrespenning Vcc som leveres til det adaptive filter 72, må variere som en funksjon av bærebølge/støy-forholdet C/N. Denne spenningen kan tilveiebringes på lignende måte som spenningen VC for styring av dempeleddet 66, som vil bli beskrevet lenger ut.

I det tilfelle som er illustrert på figur 8 leverer frekvensdiskriminatoren 70 produktet av inngangssignalet multiplisert med det sanne signal forsinket med en tid 9. I praksis vil forsinkelsen tilveiebringes ved hjelp av en forsinkelseslinje 74 som kan dannes av en enkelt lengde av koaksialkabelen. Multi-plikasjon av signalene kan tilveiebringes ved hjelp av en ring-modulator 76. Når frekvensen varierer, er utgangsspenningen fra multipliseringskretsen 76 en periodisk funksjon av v, dannet av sinusformede buer. For å oppnå en frekvensdiskriminator sentrert på f0, må forsinkelsen 9 tilfredsstille forholdet:

hvor p er et positivt heltall. Avstanden mellom to topper er da lik B = 1/2 c.

I forbindelse med satellittkringkasting ved 12 GHz, kan 9 velges lik 15,2 ns (som svarer til P = 3 for en midtfrekvens på 115 MHz og en båndbredde P = 32,8 MHz). Denne innretningen for-bedrer betydelig det demodulerte signal/støy-forhold nær terskelen.

Demodulatoren på figur 8 omfatter videre passbånd-styrekretsen 58 hvis formål er å sørge for en kontrollspenning som varierer som en funksjon av bærebølge/støy-forholdet C/N i hele båndet til det faste filter 60. Denne styrekretsen kan være i analog eller digital form.

Figur 9 viser en analog utførelsesform av kretsen 58. Kretsen 58 som er vist på figur 9, omfatter et smalbåndet inngangsfilter 78 hvis midtfrekvens er større enn for det nyttige signal, f.eks. omkring 9 MHz. Utgangssignalet fra filter 78 blir for-sterket ved 80, og det driver en amplitydedetektor 82 fulgt av et lavpassfilter 84 som leverer en spenning Ve proporsjonal med spektraltettheten i den demodulerte støy i filterets smale bånd. Spenningen Ve blir tilført en av inngangene til en differensial-forsterker 86 hvis andre inngang mottar en referansespenning Vo.

Karakteristikken til forsterker 86 tillater passbåndet til det adaptive filter 50 å variere slik at det er fast som en funksjon av støyen. En forsterker 86 kan f.eks. brukes slik at:

Hvis spenningen Vo har den verdi som svarer til en spektral støytetthet slik at C/N = 10 dB i et passbånd på 27 MHz, kan man se at denne anordningen bare vil levere en styrespenning til et filter hvis C/N er mindre enn 10 dB.

Utallige digitale utførelsesformer er mulig. De vil ikke bli beskrevet fordi de er uhyre enkle å tilveiebringe. En umid-delbar løsning består i å måle feilhyppigheten på de binære elementer (eller bit) i det digitale signalet og ved å tilveiebringe en spenning som er proporsjonal med denne feilhyppigheten, eller i det minste en spenning som øker som en funksjon av feilhyppigheten.

Målingen kan f.eks. foretas i løpet av det 7 bits linje-synkroniseringsordet som går forut for hvert digitalt utbrudd i et system av MAC-packet-typen. Det er tilstrekkelig å foreta i et skiftregister, en bit for bit sammenligning av det signal som mottas og av det synkroniseringsordet som er lagret i mottageren. Siden den duobinære koding medfører forbudte overganger, består en annen løsning i å bestemme feilhyppigheten ved hjelp av nær-været og frekvensen av slike forbudte overganger.

Den digitale konstruksjon kan også utvides til adaptiv filtrering i det hele tatt, ved å sette inn et adaptivt digitalfilter med tre koeffisienter i stedet for kretsen på figur 7.

Figur 8b viser et slikt filter av den endelige eller trans-versale puls-responstypen som har to elementer 128 med forsinkelse c og tre dempeledd 130 som påfører dempningsverdier al, a2 og a3. Spesielt kan al = a3 = a og a2 = 1 anvendes. Når koeffisienten a varierer mellom 0 og 0,5, varierer p i transferfunk-sjonen mellom p = 1 for a=0ogp=l+ cos 2ivt for a = 0,5. Ved å velge en midtfrekvens 0 = N/c , blir det oppnådd en ampli-tyde/sekvens-respons omkring vo som har formen av en forstørret cosinuskurve, idet båndbredden mellom to nuller er lik Av= l/c.

Denne type filter har den fordel at de ikke forårsaker noen faseforvrengning når koeffisienten a har en verdi mellom 0 og 0,5.

Den utførelsesform som er vist på figur 8b er ikke den eneste mulige. Figur 8c viser en variant som omfatter et enkelt dempeledd 134 og to forsinkelseslinjer 136 og 138, som henholdsvis gir forsinkelser c og 2?.

Figur 10 gir overf©ringsfunksjonen til det adaptive filter på figur 8, når "sistnevnte omfatter et fast fire-polet Butterworth-filter 60 med båndbredde ved - 3 dB = 27 MHz og et for-

sinkelseslin je-f ilter med

= 14 MHz, for forskjellige verdier

av a. Figur 11 gir feilhyppigheten pa de demodulerte binær-elementer i det digitale signalet som tilveiebringes med demodulatoren på figur 8 når terskelen for å bringe det adaptive filter i virksomhet var fast ved C/N = 10 dB for hele båndet på 27 MHz. For C/N <<> 10 dB ser man da at de oppnådde ytelser er meget nær de som svarer til optimal filtrering (representert ved et hoved-sakelig rektangulært firepolet Butterworth-filter med et passbånd på 27 Mhz), for hvilken feilhyppigheten ér vist med en brutt linje.

Den passering fra a = 0 til a = 1 som er vist på figur 11, er tydeligvis ikke den eneste mulige. F.eks. kan en konstant feilhyppighet opprettholdes fra en gitt verdi, som representerer en hensiktsmessig løsning å bruke i tilfelle med en digital måling av feilhyppigheten. Overgangslinjen mellom de kurver som svarer til a = 0 og a = 1 ville da være horisontal. Det ville også være mulig å redusere bredden av filteret fra en verdi av C/N som adskiller seg med 10 dB. Den overgangslov som be-dømmes som den riktigste kan generelt anvendes mellom et passbånd nær det optimale for den analoge delen (når bærebølge/støy-forholdet er høyt) og det optimale passbånd for den digitale del. Figur 12 viser for den samme overgangslov som på figur 11, det luminansveide signal/støy-forhold for bildesignalet som en funksjon av bærebølge/støy-forholdet C/N i båndet på 27 MHz. Det kan sees at den subjektive forsterkning som oppnås under terskelen, er av størrelsesorden 2 dB for den maksimale innsnevring av passbåndet.

I den metode for oppnåelse av frekvens demodulasjonen med adaptiv filtrering som er vist på figur 8, blir filtrerings- og diskriminerings-operasjonene bevirket ved hjelp av forskjellige midler. I den variant som nå skal beskrives, er alle de opera-sjoner som er nødvendige for frekvensdemodulering med adaptiv

filtrering, tilveiebragt ved hjelp av akustiske overflatebølge-anordninger som alle befinner seg på samme substrat.'

Det skal i denne forbindelse nevnes at en differensiell demodulator allerede er blitt foreslått (fransk allment til-gjengelig søknad, publikasjon nr. 2.312.881) for demodulering av faseskift-modulerte bølger ved hjelp av digitale pulser. Spesielt når faseskiftet er et faseskift med to tilstander. Foreliggende oppfinnelse går langt utover denne tidligere kjente metode, siden den tilveiebringer en frekvens-demodulator som mulig-gjør både demodulering av den digitale del og av den analoge del av et signal som skal tilveiebringes, og som samtidig muliggjør adaptiv filtrering som garanterer optimal tilpasning av passbåndet til bærebølge/støy-forholdet.

Den utførelsesform av oppfinnelsen som det er et skjema over på figur 13, kan konstrueres ved å bruke en teknologi maken til den som er beskrevet i fransk patent nr. 2.312.881, som det hen-vises til her, slik at det her vil være tilstrekkélig å gi en kort beskrivelse. På figur 13 har de deler som svarer til deler som allerede er beskrevet, de samme referansetall.

Inngangen E til anordningen på figur 13 mottar den modulerte bærebølgen som passerer gjennom et dempeledd 44 og en forsterker 48 maken til de tilsvarende komponenter på figur 8. Den akustiske overflatebølge-delen av anordningen (vist i en ramme 90 med brutte linjer på figuren) omfatter et filter 16 med en fast båndbredde ved - 3 dB. Denne bredden W vil være lik 27 MHz i det eksempel som er betraktet ovenfor. Utgangssignalet fra filter 60 blir delt mellom fire kanaler, hvor forskjellige forsinkelser er innskutt, henholdsvis lik T0, T0 + T, x0 +T+ 9 og tO + 9.

Utgangssignalene fra disse fire kanalene er betegnet med sl, s2, s3 og s4. Hvert av signalene s2 og s3 blir tilført et elektronisk dempeledd 92 med forsterkning som varierer mellom 0 og 1. Signalene s2 og s3 som er dempet i det samme forhold,

blir henholdsvis addert til signalene sl og s4 i adderere 62. Signaler S5 og s6 som er tilveiebragt ved utgangen av addererne

passerer gjennom identiske kjeder som hver omfatter en forsterker 94 og en amplitydebegrenser 96. Signalene som oppnås ved utgangen av begrenserne 96 er identiske, bortsett fra forsinkelsen. Demodulerte signal blir tilveiebragt ved hjelp av produktet av signalene fra begrenserne 96, en krets 98, og så lavpassfiltrering ved 72.

Forsinkelsen t fastsetter som i det tilfelle som er betraktet ovenfor, båndbredden ved - 3 dB for filteret, som vil variere

mellom W for a = 0 og

for a = 1. Forsinkelsen 9

fastsetter båndbredden B mellom toppene i frekvensdiskriminatoren. Vi har B = 1/29.

Forsinkelsene c og 9 må da oppfylle betingelsene:

idet N og B er hele tall.

Styringen av a kan tilveiebringes ved hjelp av en krets 58 som er identisk med den som er vist på figur 9.

Den delen av anordningen på figur 13 som bruker akustiske overflatebølger kan konstrueres i den form som er vist skjematisk på figur 14. Anordningen omfatter en toveis inngangstransduser 100 og fire lignende utgangstransdusere 101. Kammene som er innskutt mellom hverandre i inngangstransduserens 100 elektroder, har fingre med variabel lengde for å tilveiebringe den ønskede frekvensrespons-kurve. Avstandene LI, L2, L3 og L4 mellom inn-gangstransduseren 100 og transduserne 101 som tilveiebringer ut-gangene Sl, S2, S3 og S4, er slik at:

hvor V er overflatebølgenes hastighet.

I tilfelle på figur 13 som det på figur 8 kan dempeleddet 92 være et elektronisk dempeledd med PIN-diode. Effektdelerne og addererne kan være av konvensjonell type, i tilfelle på figurene 7 og 8 f.eks., kan den samme krets PSC 2-1 fra MCL brukes både som effektdeler og som adderer 62.

Blant de fordeler som kan oppnås ved duobinær koding av data med en hastighet på 10,125 M bit/s, skal nevnes muligheten

for å motta en slik kodet mikrobølge-sending ved ganske enkelt å tilføye en ytterligere modul til et konvensjonelt fjernsynsapparat. Den lave følsomheten, av duobinær koding av data for-amplityde/frekvens-responsen ved høye frekvenser, gjør det

mulig å romme en begrensning av passbåndet. Dette kan reduseres til 4 MHz uten særlig forringelse av signalet. Som vist på figur 15 er det derfor mulig å behandle det modulerte signal i radiofrekvens-trinn (høyfrekvens og mellomfrekvens) i et konvensjonelt fjernsynsapparat 102'. Det frembragte videosignal blir tatt. ut. ved et uttak på fjernsynsapparatet, så dekodet og demodu-lert i en modul 104 som leverer lydsignalene, de tilveiebragte fjernsynssignalene R, V, B og linje- og ramme-synkroniseringssignalene. Disse signalene blir matet tilbake til uttaket 106, noe som muliggjør mindre kostbar tilpasning av eksisterende

apparater til mottagelse av MAC/PACKET-sendinger.

Claims (14)

1. Mottaker for et televisjonssystem med tidsmultipleksing av analoge bildesignaler og skurer av duobinært kodede digitale data som overføres i løpet av linje- og delbilde-slukke-intervallene og grupperes i pakker, innbefattende lyd- og synkroniserings-signaler, hvor den analoge delens spektrale bredde er større enn den digitale delens, og hvor mottakeren omfatter to separate kanaler (110, 112) som henholdsvis er tilegnet bildesignalet og det digitale signalet, karakterisert ved at den omfatter en enkelt frekvensdemodulator for det analoge og det digitale signalet, anbrakt oppstrøms for de to kanalene og med et inngangsfilter (50) hvis båndbredde er justert eller justerbart til en verdi som ligger mellom den verdi som er optimal for det analoge signalet når dette har et høyt signal-til-støy-forhold og en verdi som er optimal for det digitale signalet.

2. Mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved at inngangsfilteret er manuelt justerbart.

3. Mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved at filteret (50) er adaptivt, og at det er tilveiebrakt midler for automatisk justering av filterets båndbredde, som reaksjon på støyen eller feil-raten på grunn av støyen, mellom en verdi nær den verdi som er optimal for det analoge signalet og en lavere verdi som er optimal for det digitale signalet.

4. Mottaker ifølge krav 3, karakterisert ved at filteret omfatter en del med en fast passbånd-del som er lik den optimale verdi for den analoge del av signalet, fulgt av en justerbar del som omfatter en direkte kanal og i parallell med denne, en kanal omfattende en fast forsinkelse (64) og et justerbart dempeledd (66), idet de to kanalene driver en adderer (62).

5. Mottaker ifølge krav 3 eller 4, karakterisert ved at midlene (58) for automatisk justering av båndbredden måler spektraltettheten av støyen etter demodulasjon i et smalt frekvensbånd.

6. Mottaker ifølge krav 4, karakterisert ved at midlene for automatisk justering av båndbredden måler feilraten for bits i det digitale signalet og frembringer en spenning som øker med feilraten for styring av dempeleddet.

7. Mottaker ifølge krav 3, karakterisert ved at det adaptive filteret er et digitalfilter med tre koeffisienter.

8. Mottaker ifølge krav 3, karakterisert ved at de nevnte midler er innrettet for å avsmalne båndet opp til en verdi som er akkurat tilstrekkelig til å forhindre at signal-til-støy-forholdet synker under en forutbestemt verdi.

9. Mottaker ifølge et av de foregående krav, karakterisert ved at behandlingskanalen for bildesignalet har et lavpassfilter (116), mens behandlingskanalen for digital-signalet, som står i parallelt forhold med den første kanalen, har et lavpassfilter (118) med annerledes bredde.

10. Mottaker ifølge et av kravene 1-8, karakterisert ved at demodulatoren mater et lavpassfilter som er adaptivt i avhengighet av signal-til-støy-forholdet.

11. Mottaker ifølge krav 10, karakterisert ved at lavpassfilteret er innrettet for å levere et signal med et nivå som er uavhengig av båndbredden.

12. Mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved at filteret har et bånd som er smalere enn den optimale verdi for demodulering av det analoge signalet.

13. Mottaker ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at demodulatoren omfatter, på samme substrat: et fast filter (60) med båndbredde som tilsvarer behovet for spektral bredde for det analoge signalet, hvis utgang driver fire kanaler i parallelt forhold, hvor hver kanal dannes av en inngangstransduser (100) som er felles for alle kanaler og en utgangstransduser (101), hvor to av kanalene, hvilke kanaler utgjør et første par for hvilke forsinkelsene er TO + t og TO (hvor tO er en fast, men vilkårlig verdi, og er en verdi som tilsvarer filtrering med et smalere bånd enn båndet til det faste filteret), driver en første adderer (62), mens de to andre kanalene, som utgjør et andre par for hvilke forsinkelsene er TO+Ø+TogTO+0 (hvor Q bestemmer båndbredden for frekvensdiskriminering), driver en andre adderer (62), idet de to addererne mater, via henholdsvise begrensningsanordninger (96), inngangene på en multipliserer (98) hvis utgang underkastes lavpassfiltrering (72).

14. Mottaker ifølge krav 13, karakterisert ved at kanalene som tilsvarer forsinkelsene TO + t og "TO + 0 + t , hver omfatter et dempeledd (92) og en krets (58) som styrer dempningsverdien i avhengighet av signal-til-støy-forholdet etter lavpassfiltrering (72).