DK166188B - Fjernsynsmodtager og frekvensdemodulator - Google Patents

Description

i

DK 166188 B

Opfindelsen angår en fjernsynsmodtager ifølge indledningen til krav 1.

I europapatentskrift nr. 86.839 er omtalt en frek-vensdemodulator i en fjernsynsmodtager, hvor der i signal-5 vejen indgår et indgangsfilter med indstillelig båndbredde, som indstilles i afhængighed af signal-støjforholdet. Imidlertid er den i patentskriftet nævnte demodulator kun udformet til behandling af bredbånds TV-signaler af homogen art, medens der ved den foreliggende opfindelse tilvejebringes 10 en løsning på et problem, som er knyttet til TV-systemer, hvor signalet består af multipleksede analoge billedsignaler og rækker af digitale data.

I det europæiske patentskrift omtales en demodulator, som optimaliseres for et analogt signal, når dette har et 15 stort signal-støjforhold. På grund af tilstedeværelsen af analoge signaler og digitale signaler med indbyrdes forskellig båndbredde, således som det er tilfældet ved den foreliggende opfindelse, er kriterierne for valg af filtre helt anderledes.

20 Undersøgelser, som er foretaget under ledelse af EBU

(den europæiske radiospredningsunion), har ført til fastlæggelse af et system til direkte satellitfjernsynstransmission i 12 GHz båndet med betegnelsen "MAC-PACKET", som er beskrevet i artiklen "The C-MAC/Packet system for direct sa-25 tellite TV", (EBU Review-Technical) nr. 220, august 1983.

Dette system anvender et radiofrekvent tidsdelt multipleks-signal, hvor bærebølgen moduleres dels af analogbilledsig-naler (luminans og chrominans) under en del af linievarigheden, dels digitalt under en anden del af linievarigheden 30 med data (lydkanaler, synkronisering, og eventuelt virkelige data). Signalet kan især have den i fig. 1 viste struktur, hvor digitalelementerne udsendes i en multipleks med pakker.

I fig. 1 har de på hinanden følgende perioder følgende anvendelser.

35 a: Periode der er optaget af en digitalt kodet data gruppe, som forudgås af et liniesynkroniseringsord, 2

DK 166188B

b: overgang ved afslutningen af dataene omfattende forflanken af skillesignalet, som er tilføjet til videosig-nalet for at tilvejebringe spredning af energi (dette signal kan være en trekantsbølge i synkronisme med billedet), 5 c; niveaufikseringsperiode (udgør nulniveauet for farvedifferensen og tillader centrering af signalet for hver skanderingslinie), scl: reserveret videokodning, d: farvedifferens (chrominans) på eksempleret 10 analog form udsendt med tidskorapression i forholdet 3/1, g: luminans i form af analogeksempleringer med tidskompression i forholdet 3/2, sc2: reserveret videokodning, h: overgang til dataene omfattende bagflanken af 15 skillesignalet.

C-MAC/packet-systemet som for tiden er forudset til direkte satellitfjernsynstransmission i 12 GHz båndet anvender fasemodulation med fire tilstande FSK 2-4 med en taktfrekvens på 20,25 MHz, hvilket fører til et frekvens-20 omfang som er foreneligt med anvendelsen af den samme kodning i jordnetværkene. Endvidere kræver modulationen MDP 2-4 (som benytter en digital kodning med fuldstændigt svar) opfyldelse af Nyquist's første kriterium, altså et overgangspunkt ved -6 dB ved den halve frekvens af billedet og har en stor 25 følsomhed overfor forvrængninger ved høje frekvenser.

Endvidere rejser fraværet af repræsentation i basisbåndet ligeledes problemer, som er vanskelige at løse * hvad angår transmission til jordstationerne (netkabler, radiokæder) som anvender et frekvensbånd på 7 eller 8 MHz.

30 Opfindelsens formål er at afhjælpe de ovenfor omtalte mangler ved C-MAC/packet systemet. Det angivne formål opnås med en modtager ifølge krav l's kendetegnende del. Dette er især baseret på den omstændighed, at der, idet modulationen FSK 2-4 erstattes med en basisbåndkodning med delvise svar, 35 der på fordelagtig måde kan være en duobinær kodning, kan benyttes en basisbåndrepræsentation, som er identisk for alle transmissionsstationerne (satellit, radiokæde, koaksiale

DK 166188 B

3 eller fiberoptiske netkabler), hvis frekvensorafang, hvis det er nødvendigt, kan begrænses til en værdi mellem 5 og 8,5 MHz, samt der kan anvendes samme frekvensdemodulator for analogsignaleme og digitalsignalerne (billed og data).

5 Dette sidste træk sikrer en fuldstændig syn kronisering af billedsignalerne og datasignalerne, eftersom de påtrykte forsinkelser automatisk udlignes.

Det drejer sig her om en væsentlig forskel, eftersom taktsignalet og synkroniseringssignalerne udskilles fra 10 datasignalet.

Opfindelsen foreslår især en frekvensdemodulator som er fælles for analogsignalerne og digitalsignalerne til en modtager for fjernsynsudsendelse, hvis analogdel har et frekvensomfang, der er mindre end digitaldelens, 15 og omfatter et indgangsfilter, hvis båndbredde er indstillet til eller kan indstilles til en værdi som er beliggende mellem den, der er optimal for analogsignalet, når dette har et stort signal-støjforhold, og den værdi, som er optimal for digitalsignalet.

20 I forhold til den kendte teknik er der ved opfindelsen tilvejebragt en demodulator til anvendelse ved modtagelse af direkte satellitfjernsynstransmissioner, hvormed opnås omtrent optimal ydeevne for digitalsignaler uden væsentlig forringelse af analogisignalet, og som med små omkostninger 25 muliggør en tilpasning af eksisterende fjernsynsmodtagere til modtagning af satellitf jernsynstransmissioner.

I en fordelagtig udførelsesform er filtret adaptivt, og dets båndbredde kan styres automatisk på en sådan måde at den varierer mellem en værdi nær ved den værdi, som 30 er optimal for analogsignalet med stort signal-støjforhold, og en lavere værdi, som forbliver i det mindste lig med den værdi, som er optimal for digitalsignalet.

Filtret kan omfatte en del med fast pasbånd, som er lig med den optimale værdi for analogdelen, efterfulgt 35 af en indstillelig del, der omfatter en direkte signal-

DK 166188 B

4 o vej parallelt forbundet med en fast forsinkelse forbundet med en regulerbar attenuator, idet parallelforbindelsen er sluttet til en summator. Reguleringen af pasbåndet udføres så ved ændring af dæmpningsgraden. Ændringen kan udføres ved hjælp af organer, som måler støjens frekvensfordeling efter demodulationen i et smalt frekvensbånd.

En anden løsning er at måle fejlgraden af bittene i digitalsignalet og frembringe en spænding, som vokser med fejlgraden for således at styre attenuatoren.

Endnu en anden løsning består i at anvende et 10 adaptivt filter med i det mindste tre koefficienter.

Ifølge et andet aspekt omfatter opfindelsen en modtager for et fjernsynssystem med tidsdelt multipleks af analogbilledsignaler og grupper af duo-15 binært kodede digitale datasignaler, der er udsendt under linie- og delbilledeslukkeintervallerne, grupperet i pakker og omfattende lyd- og synkroniseringssignalerne, idet analogdelens frekvensomfang er større end digitaldelens. Denne modtager omfatter en frekvensdemodulator 2Q alene for analog- og digitalsignalerne, som er adaptiv funktion af signal-støjforholdet efter demodulation eller fast, men med en værdi, som er mindre end den optimale værdi for analogdelen ved et stort signal-støjforhold.

På denne måde formindskes forringelsen af det endelige 25 billedsignal betydeligt ved tilstedeværelse af impulsstøj med højt niveau.

Ifølge endnu et andet aspekt omfatter opfindelsen en akustisk overfladebølge-frekvensdemodulator, som kan anvendes til demodulering både af analogdelen og digital-30 delen i et frekvensbånd, som er smallere end analogdelen, af et frekvensmoduleret signal med tidsdelt digital-analog-multipleks. På det samme substrat omfatter demodulatoren et fast filter med en båndbredde svarende til analogsignalets frekvensomfang og tilsluttet fire parallelle signalveje, 35 som hver omfatter en for samtlige signalveje fælles indgangsomsætter og en udgangsomsætter. To af signalvejene udgør et første par for hvilket forsinkelserne er TO og TO +

O

DK 166188 B

5 (idet TO er en vilkårlig fast værdi, hvorimodT er en værdi svarende til en båndfiltrering, som er snævrere end det faste filter) og tilsluttet en første summator.

De to andre signalveje udgør et andet par, for hvilket 5 forsinkelserne er TO + Θ og TO + T+ Θ (idet Θ fastlægger båndbredden for frekvensdiskrimineringen) og tilsluttet en anden summator. De to summatorer er ved hjælp af pågældende begrænsere tilsluttet indgangene på en multiplikator, hvis udgang er genstand for lavpasfiltrering.

10 Ved i signalvejene svarende til forsinkelserne TO + Tog To + T + Θ at indskyde attenuatorer med samme dæmpningsgrad og styret af signal-støjforholdet ved lavpasfilterets udgang kan båndbredden indstilles.

Algoritmen til styring af båndbredden kan vælges 15 som funktion af de særlige behov i hvert tilfælde. Der kan f.eks. vælges en algoritme til opretholdelse af signal-støjforholdet på en forudbestemt værdi, regnet fra det tidspunkt, hvor forholdet har tilbøjelighed til at underskride denne værdi (10 dB f.eks.) ved indsnævring 20 af båndet til den forudsete maksimale indsnævring. En anden løsning er at få en bestemt båndbreddeværdi til at svare til hver værdi af signal-støjforholdet efter demodulation, såsnart signal-støjforholdet underskrider en bestemt værdi.

25 Frekvensdemodulatoren bør efterfølges af lavpasfiltre.

Der opnås de bedste ydeevner ved demodulation af det digitale signal, når lavpasfiltret er et arccosinusfilter med (i tilfælde af et fjernsynssignal med den ovenfor omtalte duobinære modulation) en båndbredde ved -3 dB som er lig 30 med 5 MHz og følgende overføringsfunktion: H(v) = cos (1Γν T/2) for vi 1/T = 10 MHz = 0 for y 1/T.

35 For analogsignalet derimod opnås en optimal kvalitet for billedsignalet over tærskelværdien ved hjælp af et lavpasfilter med et pasbånd på i det mindste o

DK 166188 B

6 7,5 MHz. I praksis er denne dobbeltbetingelse i almindelighed opfyldt ved anvendelse af et lavpasfilter med to parallelle signalveje, af hvilke den ene anvendes til digitalsignalet og den anden til analogbilledsignalet. Opfindelsen forklares i det følgende nærmere 6 under henvisning til tegningen, på hvilken fig. 1 viser strukturen af en fjernsynslinie på 64^us i et "MAC/packet" signal, fig. 2 er et forenklet kredsløbsdiagram over 10 kodningsdelen af en fjernsynssender, som er bestemt til at afgive et signal af den i fig. 1 viste art med duobinær kodning af digitaldelen, fig. 3 er et diagram over den duobinære dekoder, fig. 4 er øjediagrammet for det af den i fig. 2 15 viste sender afgivne signal, fig. 5 anskueliggør variationen af fejlgraden i den duobinært kodede digitaldel for filterets udgang som funktion af forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen, 2q fig. 6 er et forenklet diagram over dekodnings delen af en modtager med adaptivt filter som kan anvendes til behandling af et MAC/packet signal med duobinær kodning af dataene, fig. 7 viser en mulig udførelsesform af det adaptive 25 filter i fig. 6, fig. 8 er et detaljeret diagram over visse af enkeltdelene i fig. 6, fig. 8A svarer til en del af fig. 8 og viser en ændret udførelsesform, 30 fig. 8B er et diagram over et digitalt adaptivt filter, som omfatter et transversalfilter med tre koefficienter, der kan anvendes i stedet for analogfilteret i fig. 8, fig. 8C er et diagram over en ændret udførelses-35 form, som udgør en forenkling i forhold til fig. 8B, fig. 9 viser en analog udførelsesform af kredsløbet til styring af båndbredden af filtret i fig. 7, 7

DK 166188B

0 fig. 10 viser overføringsfunktionerne for det adaptive filter i fig. 1 for forskellige styringer, fig. 11 anskueliggør variationen af fejlgraden for de demodulerede bit som funktion af C/N for det i fig. 10 viste filter, 5 fig. 12 viser variationen af signal-støjforholdet S/B som funktion af C/N for det samme filter, fig. 13 viser en ændret udførelsesform omfattende et organ med akustiske overfladebølger, som kombinerer filter og detektor, 10 fig. 14 viser en mulig udformning af omsætterne i filteret i fig. 13, og fig. 15 er et tilpasningsdiagram over en på jordoverfladen anbragt fjernsynsmodtager.

Opfindelsen beskrives i forbindelse med dens 15 anvendelse i et fjernsynssystem, der benytter et tidsdelt radiofrekvensmultiplekssignal, hvor bærebølgen er frekvensmoduleret dels af analogbilledsignaler under en del af liniens varighed, dels digitalt af et duobinært kodet datasignal. Den tidsmæssige fordeling af linievarig-20 , heden kan være som vist i fig. 1.

Men gruppen af data er så duobinært kodet med 10,125 Mbit/s (i stedet for 20,25 Mbit/s i tilfældet med C-MAC/packet).

Behandlingen af det modulerende signal kan udføres 25 efter det i fig. 2 viste diagram. Datasignalet (digitalt kodede lydkanaler og andre tjenester, især synkroniseringsinformationer) gøres efter blanding ved hjælp af en pseu-doaleatorisk generator til genstand for en forkodning af formen: 30 ~ bk = ak © bk-1 der er bestemt til at undgå udbredelse af fejl, derefter selve den duobinære kodning: ck = bk + bk-1 hvoraf: 35 ck (mod 2) = ak.

Det bør bemærkes, at dekodningen af det duo-

DK 166188 B

8 0 binære signal i basisbåndet ved udgangen fra den højfrekvensdemodulator, som vil være tilvejebragt i modtageren, udføres simpelthen af et kredsløb 20, der kan være opbygget som det i fig. 3 viste, som omfatter to komparatorer 22 og en EKSKLUSIV ELLER port 24. .Det opnåede 5 binære signal gøres derefter til genstand for en eksemple-ring i 26.

Det opnåede duobinære signal kan antage tre niveauer, som kan vælges på følgende måde:

Niveau 0, ved chrominanssignalets niveau 0, 10 niveau 1, ved sort- og hvidniveauerne.

Den tilsvarende behandling er skematisk vist i fig. 2 med et læselager 28.

Data- og billedsignalerne (disse sidste er kodet med f.eks. 8 bit) sammenstilles af en tidsdelt 15 multiplekser 30 styret af en omskiftningsindgang 32. Multi-plekssignalet gøres derefter til genstand for:

Analog-digitalomsætning af en omsætter 34, lavpasfiltrering til fjernelse af komposanter over eksempleringens halve frekvens'ved hjælp af et rektangulært filter 36 med en båndbredde på 5 MHz, x/sin x korrektion i 38 for at undgå interferens mellem billederne til eksempleringstidspunkterne.

Det opnåede signals øjediagram er af den i fig. 4 viste art. Modulationen er valgt på en sådan måde, at 25 for en spids-spidsværdi på 1 V svarende til en sort- -hvid overgang af luminanssignalet, er dataenes amplitude på 0,8 V til tider hvor der ikke er interferens mellem billederne. Dekodningstærskelværdierne si og s2 (fig. 3) er valgt tilnærmelsesvis midt i øjet.

30

Det opnåede signal gøres endelig til genstand for en forbetoning i 40, som kan være den af UER normaliserede form: G ty) - ti + (y/fb)2 ] / ti + (y/fa)2 ) 35 med fa = 1,504 MHz, fb = 0,842 MHz.

9

DK 166188B

0 Frekvensmodulatoren 42, som følger efter for betoningstrinnet 40 har en modulationsstejlhed på 9,6 MHz/V. Under disse forhold har den modulerede bærebølgefrekvens-afvigelse følgende værdier:

For billedsignalet, 9,6 MHz for lavfrekvenskompo-5 santer og 13,5 MHz for overgangsfrekvensen for forbetoningstrinnet (1,37 MHz), og for datasignalet ved tidspunkterne hvor der ikke er interferens mellem billederne, 7,6 MHz for signalets lavfrekvenskomposanter og 13,5 MHz for spids-spidsværdierne af signalet, hvilket svarer til 10 et modulationsindeks pa 1,35.

Ved modtagelsen må den frekvensmodulerede bærebølge demoduleres for at tillade genvinding af digitalsignalet og analogsignalet efter mellemfrekvenspassage og filtrering af kanalen. I tilfældet med det ovenfor 15 definerede system C-MAC/packet bør filtrering og demodu-leringen udføres af adskilte signalveje for de to signaler.

I de tilfælde derimod, hvor frekvensomfanget for de to signaltyper er sammenlignelig, kan demoduleringen udføres ved hjælp af det samme organ. Beregning og erfaring viser 20 at kvaliteten af signalbehandlingen afhænger af båndbredden af det modtagefilter, som går forud for selve demodulatoren. Denne signalbehandlingskvalitet afhænger ligeledes af egenskaberne af det lavpasfilter, som følger efter demodulatoren, og som bør have forskellige egenskaber for 25 digitaldelen og analogdelen af signalet, I det tilfælde, hvor den anvendte kodning er duobinær, og med de nedenfor angivne digitalværdier gælder: 1) De optimale ydeevner for den digitale behandling opnås med et båndpasfilter med en båndbredde ved 30 -3 dB pa 14 MHz. Disse egenskaber kan opnås med et firpolet Butterworth-filter eller med et overfladebølgefilter. Fig. 5 viser variationen af fejlgraden som funktion af forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen i 27 MHz båndet for to filtre, hvoraf det ene har en båndbredde 35 på 14 MHz og det andet en båndbredde på 27 MHz. De samme optimale ydeevner er opnået med et lavfrekvent 10

DK 166188B

0 lavpasfilter med en båndbredde ved -3 dB på 5 MHz, som angivet ovenfor, 2) for MAC analogsignalet ville de bedre resultater i princippet blive opnået med et modtagebåndpas-filter med en båndbredde ved -3 dB på 27 MHz.

Men som følge af at der anvendes frekvensmodulation, afhænger resultaterne af impulsstøjen, når forholdet mellem bærebølgen og støjen falder under tærskelværdien (omtrent 10 dB) . Denne støj giver sig til kende ved tilsynekomsten af sorte og hvide punkter, som forringer 10 billedets kvalitet. Antallet af disse punkter afhænger af egenskaberne af modulationen og båndbredden af modtagefilteret. Forøgelsen i forhold til impulsstøjen er på omkring 2 dB, når man går fra et filter med en båndbredde på 27 MHz til et filter med en båndbredde på 14 MHz.

15

Det ses altsa, at ved at formindske båndbredden af det fælles filter under den optimale værdi på 27 MHz for analogsignalet, hvor forholdet mellem bærebølgen og støjen er højt, uden imidlertid at underskride den halve værdi, formindskes følsomheden overfor impulsstøj betydeligt uden at lyden forringes, på bekostning af en enkel forøgelse af forvrængningerne.

Hvad angår lavpasfiltret, som følger efter frekvensdemodulatoren, tillader det opnåelse af en optimal kvalitet for analogbilledsignalet, hvis det har et pasbånd på i det mindste 7,5 MHz.

To løsninger kan komme i betragtning ved udførelse af en frekvensdemodulator ifølge opfindelsen til opnåelse af næsten optimale ydeevner for digitalsignalet uden at foranledige uacceptabel forringelse af analogsignalet ved tilstedeværelse af impulsstøj, som overskrider tærskelværdien.

Hvad angår det fælles båndpasfilter, som går forud for demodulatoren, består den enkleste løsning i at an- _ vende et filter med en båndbredde, som er mindre end den 35 optimale for demodulationen af analogsignalet ved fravær af impulsstøj, men som imidlertid er større end eller lig 11

DK 166188B

0 med den optimale båndbredde for lyden. Eventuelt kan der anvendes et filter, hvis båndbredde styres manuelt.

En mere gennemarbejdet og tilfredsstillende løsning består i at anvende et adaptivt filter med en variabel båndbredde og et kredsløb, som tillader automatisk for-5 mindskelse af båndbredden, når forholdet C/N underskrider en bestemt værdi, f.eks. 10 dB.

Den almene udformning af modtageren efter radiofrekvensdelene kan så være som vist i fig. 6. Indgangsdelen omfatter en elektronisk attenuator 44, som er for- 10 bundet med et kredsløb til automatisk styring af forstærkningen 46, der tillader tilstedeværelse af et konstant bærebølgeniveau ved indgangen på demodulatorens begrænser, når denne er den kendte type med en begrænser ^ og en detektor. Den efterfølges af en forstærker 48 som muliggør overførsel af signalet ved et egnet niveau og af et adaptivt filter 50, som er tilsluttet en frekvensdemodulator 52. Denne efterfølges af et betoningsudligningstrin 54 og af kredsløb til behandling af billed- og datasignalerne 56, som bliver omtalt nedenfor. Et kredsløb 58 20 styrer båndbredden af filteret 50 i forhold til den ved udgangen fra frekvensdemodulatoren 52 konstaterede fejlgrad.

Båndbredden af det adaptive filter 50 ved -3 dB bør variere mellem to værdier W1 og W2 (W2 er mindre end Wl) , når forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen aftager. Ved anvendelse af det ovenfor nævnte eksempel fås: W = Wl = 27 MHz for C/N *pl, 3Q W = f (C/N) for f>2 <C/N<pl.

Funktionen f bør aftage på monoton måde fra

Wl til W2, når forholdet C/N aftager mellem pi og p2.

Når C/N bliver mindre end p2, antager W den konstante værdi W2.

35

Det adaptive filter 50 kan have den i fig. 7 viste udformning. I denne figur omfatter filteret 50 en fast

DK 166188 B

12 0 filterdel 60 af typen LC eller med akustiske overfladebølger efterfulgt af en adaptiv del. I fig. 7 opdeles indgangssignalet i to signalveje i den adaptive del.

Den ene signalvej føres direkte til indgangene på en summator 62. Det signal, som passerer ad den anden signalvej, forsinkes med en størrelse T f.eks. i en forsinkelseslinie 64 føres derefter gennem en elektronisk attenuator 66, som udfører en dæmpning a beliggende mellem 0 og 1, styret af den påtrykte spænding Vc. Attenuatoren 66' s udgang er forbundet med den anden indgang på summatoren 62. Overføringsfunktionen af den adaptive del kan udtrykkes på følgende måde: F ( ) = 1 + a.exp (-j 2ir^z)

Modulus p (-^) af denne funktion kan udtrykkes som: p(v) = |f(v)|= [(1 + a cos 2IJDT)2 + (a sin 227VT)2 ]IÆ 15 med 0 < a < 1.

Det ses, at p(v) =1 for a = 0, og at p(v) = 2 cosJT'Dt for a = 1. I det tilfælde, hvor a = 1, er båndbredden mellem to nul værdier for p(i>) bestemt af av= 1/T. Midterfrekvensen fO skal opfylde udtrykket fO = Ν/Γ , hvor 20 N er et helt tal.

I det her betragtede anvendelseseksempel kan der anvendes følgende værdier: fO = 115 MHz AV = 23 MHz 25 N = 5 Ύ = 43,4 ns.

Den samlede frekvensdemodulator kan have den 1 fig. 8 viste udformning, i hvilken genfindes den elektroniske attenuator 44, der er forbundet med sit 30 styrekredsløb 46, den faste bandpasfilterdel 60, forstærkeren 48, den adaptive del, en begrænser 68, en frekvensdetektor 70, betoningsudlignings trinnet 54, hvis overføringsfunktion er den omvendte af senderens forbetoningstrin, og et lavpasfilter 72.

Lavpasfilteret 72 har to signalveje, af hvilke den ene er forbundet med kredsløbet 110, som behandler 35

DK 166188 B

13 0 billedsignalet, og den anden er forbundet med kredsløbet 112, som behandler digitalsignalet og afgiver synkroniseringssignalet til en indgang 114 på kredsløbet 110.

De to signalvejes lavpasfiltre 116 og 118 har en båndbredde, som er nær ved de ovenfor omtalte optimale værdier.

Den enkleste løsning består i at anvende et adaptivt filter med en enkelt signalvej, som har samme almene udformning som det i fig, 8 viste adaptive højfrekvensfilter 50. Dette filter består så af en serieforbindelse af et adaptivt forsinkelsesliniefilter og et 10 kendt filter 120 af typen LC. Den adaptive del omfatter altså forsinkelseslinien 122 og en regulerbar attenuator 124, hvis dæmpningsgrad er bestemt af en styrespænding,--som ligeledes er påtrykt en forstærker med variabel forstærkningsfaktor 126, som efterfølger en summator, som modtager det 15 direkte signal og det forsinkede signal. Forstærkeren med variabel forstærkningsfaktor 126 tillader opretholdelse af en konstant udgangsspænding, hvilken dæmpning der end er indført af attenuatoren 124.

Forstærkeren 126 og attenuatoren 124 er udformet 20 og styret på en sådan måde, at forstærkerens forstærkningsfaktor G er: G - GO for a = 0, G = GO/2 for a = 1, hvor a er dæmpningen og GO er en bestemt forstærknings-25 faktor.

I forbindelse med anvendelsen til satellitfjernsynstransmission kan især benyttes filtre 120 og 72 med følgende karakteristikker, 30 Den faste filterdel 120 med en overføringsfunktion F (v) : F (v) = 1 for 0< -V 6 7,5 MHz, F(v) = cos [ ΤΓ/2 (v - 7,5)3 for 7,5s \> £8,5 MHz, F(v) =0 for v >8,5 MHz.

OO

Adaptiv del:

Forsinkelseslinie 122 med en forsinkelse på T~ 50 ns.

DK 166188 B

14 o

Det således udformede samlede filter har en båndbredde ved -3 dB som varierer mellem 8 MHz for a = 0 og 5 MHz for a = 1.

Den til det adaptive filter 72 tilførte styre-5 spænding Vcc skal varieres som funktion af forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen. Denne spænding kan frembringes på samme måde som spændingen Vc til styring af attenuatoren 66, hvilket bliver beskrevet i det følgende.

I det i fig 8 viste tilfælde frembringer frekvens-10 detektoren 70 produktet af indgangssignalet og det samme signal forsinket med tiden θ. I praksis udføres forsinkelsen ved hjælp af en forsinkelseslinie 74, som kan omfatte en enkel koaksial kabelsektion. Multiplikation af signalerne kan udføres af en ringmodulator 76.

15 Når frekvensen varierer, er udgangsspændingen fra multiplikatoren 76 en periodisk funktion af V/ med sinuskurveform. For at opnå en frekvensdetektor centreret på fO er det nødvendigt, at forsinkelsen Θ opfylder udtrykket:

20 Θ = (2 P + 1) / 4 fO

hvor P er et helt positivt tal. Afstanden mellem to spidsværdier er så lig med B = 1/2 'f.

I forbindelse med anvendelsen til satellitradio-transmission ved 12 GHz kan vælges Θ = 15,2 ns (hvilket 25 svarer til P = 3 for en midterfrekvens på 115 MHz og en båndbredde B = 32,8 MHz). Dette kredsløb forbedrer betydeligt signal-støjforholdet demoduleret i nærheden af tærskeværdien.

Demodulatoren i fig. 8 omfatter endvidere kreds-30 løbet 58 til styring af pasbåndet, som har til formål at afgive en styrespænding, der varierer som funktion af forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen i det samlede bånd for den faste filterdel 60. Dette styrekredsløb kan udføres i analog eller ditigital form.

35 I fig. 9 er vist en analog udførelsesform af kredsløbet 58. Det i fig. 9 viste kredsløb 58 omfatter o 15

DK 166188B

et smalbåndet indgangsfilter 78, hvis midterfrekvens er større end nyttesignalets frekvens, f.eks. omkring 9 MHz. Filteret 78’s udgangssignal forstærkes i forstærkeren 80 og tilføres en amplitudedetektor 82, som 5 efterfølges af et lavpasfilter 84, som afgiver en spænding Ve, der er proportional med frekvenstætheden af den støj, der er demoduleret i filterets smalbånd.

Spændingen Ve påtrykkes den ene indgang på en differentialforstærker 86, hvis anden indgang modtager en refe-10 rencespænding Vo. Forstærkeren 86's karakteristik tillader at fastsætte variationen for det adaptive filter 50's pasbånd som funktion af støjen. Der kan f.eks. anvendes en forstærker 86 hvor:

Vc = 0 hvis Ve ^ Vo 15 Vc = G hvis Ve > Vo (G er forstærkeren 86's forstærkningsfaktor).

Hvis spændingen Vo har en værdi svarende til en frekvenstæthed for støjen ved f.eks. C/N = 10 dB i et pasbånd på 27 MHz ses det, at dette kredsløb kun afgiver 20 en styrespænding til filteret hvis C/N er mindre end 10 dB.

Det er muligt at udforme talrige digitaludførelsesformer. De bliver ikke beskrevet, eftersom de er særdeles enkle at udføre. En umiddelbar løsning omfatter måling 25 af fejlgraden for det digitale signals binære elementer (eller bit) og frembringe en spænding, som er proportional med denne fejlgrad eller i det mindste en spænding som vokser som funktion af fejlgraden.

Målingen kan f.eks. udføres ved anvendelse af 30 det liniesynkroniseringsord på 7 bit, som går forud for hver digital gruppe i et system af typen MAC/PAQUETS.

Hertil er det tilstrækkeligt i 'et skifteregister at udføre en sammenligning bit for bit af det modtagne signal og af det i modtageren lagrede synkroniseringsord. Eftersom 35 den duobinære kodning medfører forbudte overgange består en anden løsning i at bestemme fejlgraden ved tilstede-

O

16

DK 166188B

værelsen og hyppigheden af disse forbudte overgange.

Digitaludformningen kan også udvides til det adaptive filter i sin helhed, ved at erstatte den i fig. 7 viste udformning med et digitalt, adaptivt filter med 5 tre koefficienter.

Fig. 8B viser et sådant filter med begrænset impulssvar eller transversalt filter med to elementer 128 med en forsinkelse X og tre attenuatorer 130, som frembringer dæmpningsgrader al, a2 og a3. Der kan især 10 anvendes al - a3 = a og a2 = 1. Eftersom koefficienten så varierer mellem 0 og 0,5, varierer modulus p af overføringsfunktionen mellem p = 1 for a = 0, og 0 = 1 + cos ZTT -tf t for a = 0,5. Ved at vælge en midterfrekvens v 0 = N/ t , opnås omkring 0 et amplitude-15 -frekvenssvar, som har form af en til en given grad opløftet cosinusfunktion, idet båndbredden mellem to nulværdier er lig med Ay = l/'Z .

Et filter af denne type har særlig interesse ved ikke at indføre faseforvrængning, når koefficienten a har 20 en værdi mellem 0 og 0,5.

Den i fig. 8B viste udførelsesform er ikke den eneste mulige. Fig. 8C viser en ændret udformning omfattende en enkelt attenuator 134 og to forsinkelseslinier 136 og 138, som frembringer forsinkelser T henholdsvis 2 *1 . 25 I fig. 10 er vist overføringsfunktionen af det adaptive filter i fig. 8, når dette omfatter en fast filterdel 60, af den firpolede Butterworthtype med en båndbredde ved -3 dB på 27 MHz og et forsinkelsesliniefilter med = 14 MHz for forskellige værdier af a. I fig. 11 er vist 30 fejlgraden for det digitale signals demodulerede binære elementer, som er opnået med demodulatoren i fig. 8, når tærskelværdien til idriftsætning af det adaptive filter er fastsat C/N = 10 dB for hele båndbredden på 27 MHz. Det ses, at for C/N < 10 dB er de opnåede 35 ydeevner tæt ved de tilsvarende for den optimale filtrering (repræsenteret af et næsten rektangulært firpolet Butter-

O

17

DK 166188B

worth-filter med et pasbånd på 27 MHz), for hvilken fejlgraden er angivet med punkteret linie.

Det i fig. 11 viste forløb fra a = 0 til a = 1 er åbenbart ikke det eneste mulige.' Der ville f.eks. til-5 stræbes opretholdelse af en konstant fejlgrad i forhold til en given værdi, hvilket er en bekvem løsning i tilfælde af en digital måling af fejlgraden. Overgangslinien mellem kurverne svarende til a = 0 og a = 1 ville så være vandret. Det ville ligeledes være muligt at for-10 mindske filterets båndbredde for en værdi af C/N, som er forskellig fra 10 dB. I almindelighed kan det overgangsforløb, som anses for mest velegnet mellem et pasbånd tæt ved optimum for analogdelen (når forholdet mellem bærebølgen og støjen er stor) og det optimale 15 pasbånd for digitaldelen, anvendes. I fig. 12 er for samme overgangsforløb som i fig. 11 vist forholdet mellem signalet og vægtet støj for luminanssignalet i billedsignalet som funktion af forholdet C/N mellem bærebølgen og støjen i det 27 MHz brede bånd. Det ses, at 20 den opnåede forøgelse under tærskelværdien er på omkring 2 dB for den maksimale indsnævring af pasbåndet.

I den udførelsesform af frekvensdemoduleringen med adaptiv filtrering som er vist i fig. 8, udføres filtrerings- og detekteringsfunktionerne af forskellige 25 organer. I den ændrede udførelsesform, som nu bliver beskrevet, udføres de samlede funktioner, som kræves til frekvensdemodulering med adaptiv filtrering, af organer med akustiske overfladebølger, som alle er anbragt på det samme substrat.

30 Det bør i denne forbindelse bemærkes, at der allerede i fransk patentskrift nr. 2.312.881 er foreslået en differential demodulator til demodulering af bølger, som er moduleret ved faseforskydning af digitaltog, især når faseforskydningen har to tilstande. Den 35 foreliggende opfindelse går videre end denne kendte teknik, eftersom den tilvejebringer en frekvensdemodulator,

O

18

DK 166188B

som tillader både sikring af demodulationen af digitaldelen og analogdelen af et signal og samtidig tillader adaptiv filtrering, som sikrer en optimal tilpasning af pasbåndet til forholdet mellem bærebølgen og støjen.

5 Den udførelsesform af opfindelsen, som er vist i fig. 13, kan udføres med en teknik svarende til den der er beskravet i det franske patentskrift nr. 2.312.881, hvorfor det er tilstrækkeligt her at give en kortfattet beskrivelse. I fig. 13 har de organer, som svarer til de 10 allerede beskrevne, samme henvisningsbetegnelser.

Det i fig. 13 viste kredsløbs indgang E modtager den modulerede bærebølge, som føres gennem en attenuator 44 og en forstærker 48 svarende til de tilsvarende organer i fig. 8. Kredsløbsdelen med akustiske overfladebølger 15 (angivet med den stiplede ramme 90 i figuren) omfatter et filter 60 med fast båndbredde ved -3 dB. Denne båndbredde W er på 27 MHz i det ovenfor betragtede eksempel. Filteret 60's udgangssignal deles mellem fire signalveje, i hvilke er indskudt forskellige forsinkelser på 20 Τ0,Τ0+Χ,Ί0+Τ+θ henholdsvis TO + Θ. De fire sig nalvejes udgangssignaler betegnes med SI, S2, S3 og S4. Signalerne S2 og S3 påtrykkes en elektrisk attenuator 92 med variabel forstærkningsfaktor mellem 0 og 1. Signalerne S2 og S3, som er dæmpet i samme forhold, tilføjes til 25 signaler SI henholdsvis S4 i summatorerne 62. De ved summatorerne 62's udgang opnåede signaler S5 og S6 føres gennem identiske kæder, som hver omfatter en forstærker 94 og en amplitudebegrænser 96: De ved begrænserne 96's udgang opnåede signaler er identiske, på nær forsinkelsen.

30 Det demodulerede signal opnås ved multiplicering af udgangssignalerne fra begrænserne 96 i et kredsløb 98 og derefter lavpasfiltrering i 72.

Den faste forsinkelse X fastsætter (som i det ovenfor omtalte tilfælde) filtrets båndbredde ved “3 dB, 35 som kan variere mellem W for a = 0 og = for a = 1.

Forsinkelsen Θ fastsætter på sin side båndbredden B mellem frekvensdetektorens spidser. Der gælder B = 1/2Θ.

DK 166188B

19

O

Forsinkelserne Tog Θ skal opfylde betingelserne:

'C = N/fO

Θ - (2 P + 1)/4 fO, hvor N og B er hele tal.

5 Styringen af a kan udføres med et kredsløb 58, som er identisk med det i fig. 9 viste.

Den del af kredsløbet i fig. 13, som frembringer de akustiske overfladebølger, kan have den skematisk i fig. 14 viste udformning. Kredsløbet omfatter en tovejβίο indgangsomsætter 100 og fire ens udgangsomsættere 101. Indgangsomsætteren 100's indbyrdes indskudte kamme har fingre med variable længder for at opnå den ønskede frekvensgang skurve. Afstandene LI, L2, L3 og L4 mellem indgangsomsætteren 100 og de omsættere 101, som afgiver 15 udgangssignalerne SI, S2, S3 og S4, har følgende værdier: LI = VTo L2 = V (To + T) L3 = V (fo +f+ Θ) L4 = V (ΤΌ + Θ) , 20 hvor V er overfladebølgernes hastighed.

I det i fig. 13 viste tilfælde såvel som i det i fig. 8 viste tilfælde kan attenuatoren 92 omfatte en elektronisk attenuator med en PIN diode. Effektdelerne og summa torerne kan være af kendt art: I f.eks. de 25 i fig. 7 og fig. 8 viste tilfælde kan der som effektdeler og som summa tor 62 anvendes samme kredsløb PSC 2-1 fra MCL.

Blandt de fordele, som tillader opnåelse af den duobinære kodning af dataene ved en takt på 10,125 Mbit/s, bør omtales muligheden af at sikre modtagelsen af en således 30 kodet radioudsendelse ved enkel tilføjelse af et supplerende modul til et kendt fjernsynsapparat. Dataenes duobinære kodnings ringe følsomhed overfor amplitude/frekvenssvaret ved høje frekvenser tillader i virkeligheden at den kan tilpasses en begrænsning af pasbåndet. Dette kan for-35 mindskes til 4 MHz uden mærkbar forringelse af signalet.

Som angivet i fig. 15 er det under disse forhold muligt

DK 166188B

O

20 at behandle det modulerede signal i et kendt fjernsynsapparat 102's radiofrekvenstrin (højfrekvens og mellemfrekvens) . Det opnåede videosignal modtages fra fjernsynstilslutningsstikket og dekodes og demoduleres derefter 5 i et modul 104, som afgiver lydsignaler, R, G, B farvefjernsynssignaler og linie- og delbilledsynkroniserings-signaler. Disse signaler føres tilbage til fjernsynstilslutningsstikket 106, hvilket muliggør at eksisterede apparater kan tilpasses til modtagelse af udsendelser af 10 typen MAC/packet til mindre omkostninger.

15 20 25 30 35

Claims (14)

1. Fjernsynsmodtager i et fjernsynssystem med tids-multipleksing af analoge billedsignaler og rækker af duobi-nært kodede digitale data, som overføres i linie- og delbil- 5 ledslukkeintervallerne og grupperes i pakker, indbefattende lyd- og synkroniseringssignaler, hvor den analoge dels frekvensomfang er større end den digitale dels, og hvor fjernsynsmodtageren omfatter to separate kanaler (110, 112), som er knyttet til billedsignalet, henholdsvis det digitale 10 signal, kendetegnet ved, at indbefatte en enkelt frekvensdemodulator for det analog og det digitale signal, som er anbragt opstrøms for de to kanaler, og med et indgangsfilter (50), hvis båndbredde er indstillet eller er indstillelig til en værdi, som er optimal for det analoge 15 signal, når dette har et stort signal-støjforhold, og en værdi, som er optimal for det digitale signal.

2. Fjernsynsmodtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at indgangsfiltret er manuelt indstilleligt. 20

3. Fjernsynsmodtager ifølge krav l, kendetegnet ved, at filteret (50) er adaptivt, og at der er tilvejebragt organer til automatisk indstilling af dets båndbredde som reaktion på støjen eller fejlgraden på grund af 25 støjen mellem en værdi, som er tæt ved den optimale værdi for analogsignalet, og en lavere værdi, som er optimal for det digitale signal.

4. Fjernsynsmodtager ifølge krav 3, kendeteg-30 net ved, at filteret omfatter en del med fast pasbånd, som er lig med den optimale værdi for analogdelen af signalet, efterfulgt af en indstillelig del, der omfatter en parallelforbindelse af en direkte signalvej og en signalvej, der omfatter en fast forsinkelse (64) og en regulerbar at-35 tenuator (66), idet de to signalveje er forbundet med en adderingskreds (62). 22 DK 166188B

5. Fjernsynsmodtager ifølge krav 3 eller 4, kendetegnet ved, at organerne (58) til automatisk indstilling af båndbredden måler støjens frekvenstæthed efter 5 demodulering i et smalt frekvensbånd.

6. Fjernsynsmodtager ifølge krav 4, kendetegnet ved, at organerne til automatisk indstilling af båndbredden måler fejlgraden for digitalsignalets bit og frem- 10 bringer en med fejlgraden voksende spænding til styring af attenuatoren.

7. Fjernsynsmodtager ifølge krav 3, kendetegnet ved, at det adaptive filter er et digitalt filter 15 med tre koefficienter.

8. Fjernsynsmodtager ifølge krav 3,kendetegne t ved, at organerne til automatisk indstilling af båndbredde er indrettede til at indsnævre båndet til en stør- 20 relse, som netop er tilstrækkelig til at forhindre, at signal-støj -forholdet bliver mindre end en forud fastsat værdi.

9. Fjernsynsmodtager ifølge krav 1-8, kendetegnet ved, at signalvejen til behandling af billed- 25 signalet omfatter et lavpasfilter (116), og signalvejen til behandling af digitalsignalet, som er parallelforbundet med den første signalvej, omfatter et lavpasfilter (118) med en båndbredde som er forskellig fra det første filters.

10. Fjernsynsmodtager ifølge krav 1-8, kende tegnet ved, at demodulatoren forsyner et adaptivt lavpasfilter, som kan indstilles som funktion af signalstøj forholdet.

11. Fjernsynsmodtager ifølge krav 10, kende tegnet ved, at lavpasfilteret er indrettet til at 23 DK 166188B afgive et signal med et niveau som er uafhængigt af båndbredden .

12. Fjernsynsmodtager ifølge krav 1, kendeteg-5 net ved, at filteret har en båndbredde, som er mindre end den optimale værdi til demodulation af analogsignalet.

13. Fjernsynsmodtager ifølge krav 1 eller 2, kendetegnet ved, at den på samme substrat 10 omfatter: et fast filter (60) med en båndbredde svarende til analogsignalets frekvensomfang, hvis udgang er forbundet med fire parallelforbundne signalveje, hvor hver signalvej omfatter en for samtlige signalveje fælles indgangsomsætter (100) og en udgangsomsætter (101), idet i5 to af signalvejene, som udgør et første par for hvilket forsinkelserne er TO + X og Ύ 0 (hvor Ύθ er en fast men vilkårlig værdi, ogTer en værdi svarende til en filtrering med et pasbånd som er smallere end det faste filters), er forbundet med en første summeringskreds 20 (62), mens de to andre signalveje, som udgør et andet par,for hvilket forsinkelserne er T 0 + 0 +*t og ‘tO + Θ (hvor Θ fastsætter båndbredden for frekvensdetekteringen), er forbundet med en anden summeringskreds (62), idet de to summeringskredse ved hjælp af pågældende begrænsere O ζ (96), forsyner indgangene på en multiplikator (98), hvis udgangssignal er genstand for en lavpasfiltrering (72).

14. Demodulator ifølge krav 13, kendetegnet ved, at signalvejene svarende til forsinkelserne TO +'IT og 'to + θ +T hver omfatter en attenuator (92) og et 30 kredsløb (58) til styring af dæmpningsgraden som funktion af signal-støjforholdet efter lavpasfiltrering (72). 35