NO157400B - CONNECTOR FOR MODIFICATION OF THE DYNAMICS AREA OF AN INPUT SIGNAL. - Google Patents
CONNECTOR FOR MODIFICATION OF THE DYNAMICS AREA OF AN INPUT SIGNAL. Download PDFInfo
- Publication number
- NO157400B NO157400B NO812218A NO812218A NO157400B NO 157400 B NO157400 B NO 157400B NO 812218 A NO812218 A NO 812218A NO 812218 A NO812218 A NO 812218A NO 157400 B NO157400 B NO 157400B
- Authority
- NO
- Norway
- Prior art keywords
- circuit
- circuits
- signal
- threshold
- level
- Prior art date
Links
- 230000004048 modification Effects 0.000 title description 6
- 238000012986 modification Methods 0.000 title description 6
- 230000006835 compression Effects 0.000 claims description 107
- 238000007906 compression Methods 0.000 claims description 107
- 230000000694 effects Effects 0.000 claims description 33
- 230000009467 reduction Effects 0.000 claims description 16
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 claims description 15
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 14
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 14
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 14
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 12
- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 5
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000000284 resting effect Effects 0.000 claims description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 40
- 230000009471 action Effects 0.000 description 16
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 16
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 12
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 11
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 description 11
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 8
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 8
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 7
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 5
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 4
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 4
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 4
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 4
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 4
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 3
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 2
- 230000001186 cumulative effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 229910052732 germanium Inorganic materials 0.000 description 2
- GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N germanium atom Chemical compound [Ge] GNPVGFCGXDBREM-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 2
- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 208000019300 CLIPPERS Diseases 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 208000021930 chronic lymphocytic inflammation with pontine perivascular enhancement responsive to steroids Diseases 0.000 description 1
- 230000001447 compensatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000013329 compounding Methods 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000009795 derivation Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 230000036316 preload Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 230000002787 reinforcement Effects 0.000 description 1
- 230000000717 retained effect Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
- 230000007480 spreading Effects 0.000 description 1
- 230000036962 time dependent Effects 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
- 230000007306 turnover Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G7/00—Volume compression or expansion in amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G9/00—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control
- H03G9/02—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers
- H03G9/12—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices
- H03G9/18—Combinations of two or more types of control, e.g. gain control and tone control in untuned amplifiers having semiconductor devices for tone control and volume expansion or compression
Landscapes
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Signal Processing Not Specific To The Method Of Recording And Reproducing (AREA)
- Coupling Device And Connection With Printed Circuit (AREA)
- Measurement And Recording Of Electrical Phenomena And Electrical Characteristics Of The Living Body (AREA)
Description
Oppfinnelsen angår generelt koplings- eller kretsanordninger som endrer det dynamiske område av signaler, nemlig kompressorer som komprimerer det dynamiske område, og ekspandere som ekspanderer det dynamiske område. Oppfinnelsen er særlig nyttig for behandling av audio- eller lydsignaler, men er også anvendelig på andre signaler. The invention generally relates to switching or circuit devices that change the dynamic range of signals, namely compressors that compress the dynamic range, and expanders that expand the dynamic range. The invention is particularly useful for processing audio or sound signals, but is also applicable to other signals.
Kompressorer og ekspandere blir normalt benyttet sammen (kompandersystem) for å bevirke støyreduksjon. Signalet blir da komprimert før overføring eller innspilling og ekspandert etter mottagning eller avspilling fra overførings-kanalen. Kompressorer kan imidlertid benyttes alene for å redusere det dynamiske område, f.eks. for å passe til kapa-siteten av en overføringskanal, uten senere ekspansjon når det komprimerte signal er egnet for sluttformålet. Dessuten blir kompressorer alene benyttet i visse produkter, særlig audioprodukter som er ment bare å overføre eller innspille komprimerte radioprogrammer eller forinnspilte signaler. Ekspandere alene blir benyttet i visse produkter, særlig audioprodukter som er ment bare å motta eller avspille allerede komprimerte radioprogrammer eller forinnspilte signaler. Compressors and expanders are normally used together (compander system) to effect noise reduction. The signal is then compressed before transmission or recording and expanded after reception or playback from the transmission channel. Compressors can, however, be used alone to reduce the dynamic range, e.g. to fit the capacity of a transmission channel, without later expansion when the compressed signal is suitable for the end purpose. In addition, compressors alone are used in certain products, especially audio products that are only intended to transmit or record compressed radio programs or pre-recorded signals. Expanders alone are used in certain products, especially audio products that are intended only to receive or play already compressed radio programs or pre-recorded signals.
I visse produkter, særlig lydinnspillings- og lydavspillings-produkter, blir en eneste anordning ofte utformet for drift i omkoplingsbar modus, som kompressor for å innspille signaler og som ekspander for å avspille komprimerte radioprogrammer eller forinnspilte signaler. In certain products, particularly sound recording and sound playback products, a single device is often designed to operate in switchable mode, as a compressor for recording signals and as an expander for playing compressed radio programs or pre-recorded signals.
Graden av kompresjon eller ekspansjon kan uttrykkes The degree of compression or expansion can be expressed
i decibel (dB). For eksempel betyr en kompresjon på 10 dB at et inngangs-dynamikkområde på N dB er komprimert til et ut-gangsområde på (N-10) dB. I et støyreduksjonssystem sies en kompresjon på 10 dB etterfulgt av en komplementær ekspansjon på 10 dB å tilveiebringe en støyreduksjon på 10 dB. in decibels (dB). For example, a compression of 10 dB means that an input dynamic range of N dB is compressed to an output range of (N-10) dB. In a noise reduction system, a compression of 10 dB followed by a complementary expansion of 10 dB is said to provide a noise reduction of 10 dB.
Oppfinnelsen angår særlig en koplingsanordning for modifikasjon av det dynamiske område av et inngangssignal og som omfatter en første krets med en bilineær karakteristikk (hvor "lineær" i denne sammenheng betegner konstant forsterkning) som er sammensatt av The invention relates in particular to a switching device for modifying the dynamic range of an input signal and which comprises a first circuit with a bilinear characteristic (where "linear" in this context denotes constant gain) which is composed of
1) en lineær lavnivå-del opp til en terskel, 1) a linear low-level part up to a threshold,
2) en ikke-lineær (varierende forsterkning) 2) a non-linear (variable gain)
mellomnivådel, over terskelen og opp til et avslutningspunkt som tilveiebringer et forutbestemt, maksimalt kompresjonsforhold eller ekspansjonsforhold, og intermediate level part, above the threshold and up to a termination point which provides a predetermined maximum compression ratio or expansion ratio, and
3) en lineær høynivå-del med en forsterkning som 3) a linear high-level part with a gain that
er forskjellig fra lavnivådelens forsterkning. is different from the low-level part gain.
Karakteristikken betegnes som en bilineær karakteristikk fordi det er to deler med i hovedsaken konstant forsterkning. The characteristic is termed a bilinear characteristic because there are two parts with essentially constant gain.
I praksis er terskelen og avslutningspunktet ikke alltid veldefinerte "punkter". De to overgangsområder hvor mellomnivådelen går over i de lineære lavnivå- og høynivå-deler, kan begge variere i form fra en jevn kurve til en skarp kurve, avhengig av kompressorens og ekspanderens styre-karakteristikker. In practice, the threshold and termination point are not always well-defined "points". The two transition regions where the mid-level part transitions into the linear low-level and high-level parts can both vary in shape from a smooth curve to a sharp curve, depending on the control characteristics of the compressor and expander.
Det skal også påpekes at koplings- eller kretsanordninger med bilineære karakteristikker skjelnes fra to andre kjente kretsanordningsklasser, nemlig; (a) En logaritmisk eller ikke-lineær kretsanordning med enten fast eller varierende helling og uten noen lineær del, dvs. forsterkningen endres over hele det dynamiske område. (b) Kretsanordninger med en karakteristikk som har to eller flere deler av hvilke bare én del er lineær ("uni-lineær"). f It should also be pointed out that switching or circuit devices with bilinear characteristics are distinguished from two other known circuit device classes, namely; (a) A logarithmic or non-linear circuit with either fixed or varying slope and without any linear part, i.e. the gain changes over the entire dynamic range. (b) Circuit devices with a characteristic having two or more parts of which only one part is linear ("uni-linear"). f
En kretsanordning med en bilineær karakteristikk har spesielle fordeler og blir benyttet i stor utstrekning. Terskelen kan innstilles over inngangsstøynivået eller over-føringskanalens støynivå for å utelukke muligheten for at kretsen styres av støy. Høynivådelen med i hovedsaken konstant forsterkning unngår ikke-lineær behandling av høynivå-signaler som ellers ville innføre forvrengning. Når det dreier seg om et audiosignal, for hvilket kretsen må være stavelsesdannende eller syllabisk (engelsk: syllabic), tilveiebringer videre høynivådelen et område i hvilket man kan behandle de oversvingninger som opptrer med en syllabisk krets når signalnivået øker plutselig. Oversvingningene undertrykkes ved hjelp av klippende dioder eller liknende midler. Bare bilineære karakteristikker er i stand til å tilveiebringe denne kombinasjon av fordeler. A circuit arrangement with a bilinear characteristic has special advantages and is widely used. The threshold can be set above the input noise level or the transmission channel noise level to rule out the possibility that the circuit is controlled by noise. The high-level part with essentially constant gain avoids non-linear processing of high-level signals which would otherwise introduce distortion. In the case of an audio signal, for which the circuit must be syllable-forming or syllabic, the high-level part further provides an area in which to process the overshoots that occur with a syllabic circuit when the signal level increases suddenly. The over-oscillations are suppressed by means of clipping diodes or similar means. Only bilinear characteristics are capable of providing this combination of benefits.
Storparten av de kjente kretser med bilineær karakteristikk som for tiden er i bruk i konsument-audio-produkter, tilveiebringer 10 dB kompresjon og ekspansjon som er tilstrekkelig for mange formål. Dette etterlater imidlertid en viss støy som er hørbar for noen lyttere, og for best mulig gjengivelsesnøyaktighet er mer kompresjon og ekspansjon øns-ke.lig, f.eks. 20 dB. Det er vanskelig å tilveiebringe en så stor grad av kompresjon eller ekspansjon uten å støte på problemer som innvirker på signalets karakter. Most of the known circuits with bilinear characteristics currently in use in consumer audio products provide 10 dB of compression and expansion which is sufficient for many purposes. However, this leaves some noise that is audible to some listeners, and for the best possible reproduction accuracy, more compression and expansion is desirable, e.g. 20 dB. It is difficult to provide such a large degree of compression or expansion without encountering problems affecting the character of the signal.
Det er kjent og kommersielt tilgjengelig kretser som tilveiebringer en kompresjon eller ekspansjon på 20 dB, og også mer, men disse er vanligvis logaritmiske kretsanordninger med konstant helling i hvilke det er en konstant varierende forsterkning over hele det dynamiske område eller nesten hele det dynamiske område. Sådanne kretser lider av høyere forvrengning og større signaltilpasningsproblemer ved meget lave og meget høye signalnivåer enn de bilineære kretser i hvilke forsterkningsendringen er begrenset til en mel-lomdel av karakteristikken, og oversvingproblemer er mer alvorlige enn med kretsanordninger med bilineær karakteristikk. Kjente konstanthellingskompandere benytter kompresjonsforhold i området 1,5:2, 2:1 og 3:1, men 2:1 er mest vanlig. There are known and commercially available circuits which provide a compression or expansion of 20 dB and even more, but these are usually constant-slope logarithmic circuits in which there is a constantly varying gain over the entire dynamic range or nearly the entire dynamic range. Such circuits suffer from higher distortion and greater signal matching problems at very low and very high signal levels than the bilinear circuits in which the gain change is limited to an intermediate part of the characteristic, and overshoot problems are more severe than with circuit devices with a bilinear characteristic. Known constant slope companders use compression ratios in the range of 1.5:2, 2:1 and 3:1, but 2:1 is most common.
Kompresjonsforholdet er definert som forholdet mel-., lom det inkrementale inngangsdynamikkområde og det inkrementale utgangsdynamikkområde. Ekspansjonsforholdet for en komplementær ekspander er det inverse av kompresjonsforholdet. Dersom kompresjonsforholdet er 3:1, er ekspansjonsforholdet 1:3. Det er bekvemt å benytte begrepet med det inverse ekspansjonsforhold som for det nettopp gitte eksempel er 3:1, dvs. det svarer til kompresjonsforholdet. For enkelhets skyld vil den foreliggende beskrivelse stort sett være begrenset til kompresjonsforholdet, med den forutsetning at de samme betraktninger gjelder for ekspansjonsforholdet når passende endringer gjøres. The compression ratio is defined as the ratio between the incremental input dynamic range and the incremental output dynamic range. The expansion ratio for a complementary expander is the inverse of the compression ratio. If the compression ratio is 3:1, the expansion ratio is 1:3. It is convenient to use the term with the inverse expansion ratio, which for the example just given is 3:1, i.e. it corresponds to the compression ratio. For simplicity, the present description will be largely limited to the compression ratio, with the understanding that the same considerations apply to the expansion ratio when appropriate changes are made.
Et høyt kompresjonsforhold har en ulempe ved at det er vanskelig å sikre komplementaritet mellom kompressoren og ekspanderen. Spesielt fører nivåfeil eller feil i overførings- eller innspillingsmediets frekvensrespons til tilsvarende økede feil på ekspanderens utgang. A high compression ratio has a disadvantage in that it is difficult to ensure complementarity between the compressor and the expander. In particular, level errors or errors in the transmission or recording medium's frequency response lead to correspondingly increased errors at the expander's output.
Det er kjent (f.eks. US-PS 2 558 002, US-PS It is known (eg, US-PS 2,558,002, US-PS
4 061 874 og japansk patentpublikasjon 51-20124) å øke graden av tilgjengelig kompresjon ved å kople et antall kompressortrinn i kaskade. Disse kjente kretser (styrte impedansan-, ordninger, dioder, etc.) multipliserer kompresjonsforholdene •for de individuelle trinn slik at det resulterer i et høyt kompresjonsforhold, med den foran beskrevne ulempe. For eksempel vil én krets med et kompresjonsforhold på 2:1 og en ytterligere krets med et kompresjonsforhold på 3:1 gi et totalt forhold på 6:1. Det resulterende ekspansjonsforhold på 1:6 ville legge en tung byrde på overføringskanalens ens-artethet. En annen faktor er de krav som stilles til hvilken som helst krets som forårsaker den forsterkningsendring som er nødvendig for å tilveiebringe kompressor-ieller ekspander-karakteristikken. Det er forholdsvis lett å bringe en krets til å bevirke nøyaktige forsterkningsendringer over et område på 10 dB, men vesentlig vanskeligere å bringe den samme krets til å bevirke nøyaktige forsterkningsendringer over et område på 2 0 dB. Det er således vanskelig å tilveiebringe en styrt, reproduserbar karakteristikk for benyttelse i et kompandersystem. Den japanske patentpublikasjon 51-20124 konkluderer med at et antall serie-kompressorer (og ekspandere) ikke er egnet som et støyreduksjonssystem for gjengivelsessystemer med høy naturtrohet (high fidelity). 4,061,874 and Japanese Patent Publication 51-20124) to increase the degree of available compression by connecting a number of compressor stages in cascade. These known circuits (controlled impedance, arrangements, diodes, etc.) multiply the compression ratios of the individual stages so that a high compression ratio results, with the above described disadvantage. For example, one circuit with a compression ratio of 2:1 and a further circuit with a compression ratio of 3:1 will give a total ratio of 6:1. The resulting expansion ratio of 1:6 would place a heavy burden on the uniformity of the transmission channel. Another factor is the demands placed on any circuit that causes the gain change necessary to provide the compressor or expander characteristic. It is relatively easy to cause a circuit to effect precise gain changes over a range of 10 dB, but considerably more difficult to cause the same circuit to effect precise gain changes over a range of 20 dB. It is thus difficult to provide a controlled, reproducible characteristic for use in a compander system. Japanese Patent Publication 51-20124 concludes that a number of series compressors (and expanders) are not suitable as a noise reduction system for high fidelity reproduction systems.
Det er også kjent (US-PS 3 902 131 og US-PS It is also known (US-PS 3,902,131 and US-PS
3 930 208) å kaskadekople et antall kompressortrinn som arbeider i gjensidig utelukkende frekvensområder. Selv om slike arrangementer muligens ikke resulterer i noen økning i kom-pres jonsforhold utover kompresjonsforholdet for et enkeltstående trinn, tilveiebringer de ikke noen økning i kompresjon. 3 930 208) to cascade a number of compressor stages working in mutually exclusive frequency ranges. Although such arrangements may not result in any increase in compression ratio beyond the compression ratio of a single stage, they do not provide any increase in compression.
Fra US-PS 3 969 680 er det kjent et automatisk dynamikk-kompandersystem med en kompresjonskrets hvis nytte-signalbane omfatter en første og en andre spenningsstyrt forsterker, slik at forskjellige karakteristikker kan tilveiebringes ved å velge en klemme på utgangen av henholdsvis den første og den andre forsterker som utgang. Den kjente anordning inneholder således to spenningsstyrte forsterkere i serie, men anordningen er forøvrig ikke relevant overfor anordningen ifølge den foreliggende oppfinnelse, da den ikke benytter kretser san har bilineære karakteristikker. From US-PS 3 969 680 an automatic dynamics compander system is known with a compression circuit whose useful signal path comprises a first and a second voltage-controlled amplifier, so that different characteristics can be provided by selecting a clamp on the output of the first and the other amplifier as output. The known device thus contains two voltage-controlled amplifiers in series, but the device is otherwise not relevant to the device according to the present invention, as it does not use circuits that have bilinear characteristics.
Fra DE-OS 2 038 973 er det kjent en kompanderkop-ling i hvilken det henholdsvis i en kompressor og en ekspander er anordnet en summasjonsforsterker til hvilken det analoge signal tilføres både på en lineær bane, direkte i kompressoren og invertert i ekspanderen, og også via minst ett par som er dannet av en inverterende amplitudehøypasskrets og en inverterende amplitudelavpasskrets og har lik absolutt grenseamplitude. Kretsanordningen omfatter motstander som bestemmer tersklene for diodebegrenser- og omformeranordninger. Tersklene for flere av de nevnte par er fortrinnsvis innbyrdes adskilt for å tilveiebringe en logaritmisk karakteristikk. From DE-OS 2 038 973 a compander coupling is known in which a summation amplifier is arranged in a compressor and an expander, respectively, to which the analogue signal is supplied both on a linear path, directly in the compressor and inverted in the expander, and also via at least one pair which is formed by an inverting amplitude high-pass circuit and an inverting amplitude low-pass circuit and has equal absolute limit amplitude. The circuitry includes resistors that determine the thresholds for diode limiter and converter devices. The thresholds for several of the aforementioned pairs are preferably separated from each other in order to provide a logarithmic characteristic.
Den ønskede karakteristikk oppnås ved benyttelse av en kombinasjon av kretser i parallell. Kretsanordningen benytter imidlertid ikke bilineære kretser for å oppnå større kompresjon eller ekspansjon uten økning av kompresjons- eller ekspansjonsforholdene. The desired characteristic is achieved by using a combination of circuits in parallel. However, the circuit arrangement does not use bilinear circuits to achieve greater compression or expansion without increasing the compression or expansion ratios.
I lys av de foregående betraktninger er formålet In light of the foregoing considerations, the purpose is
med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en øket grad av kompresjon eller ekspansjon uten noen uønsket stor økning i kompresjonsforholdet og uten å stille for store krav til noen krets som er innblandet i utførelse av en forsterkningsendring. with the present invention to provide an increased degree of compression or expansion without any undesired large increase in the compression ratio and without placing excessive demands on any circuit involved in performing a gain change.
Et ytterligere formål er å tilveiebringe en øket grad av audiokompresjon eller -ekspansjon uten å frembringe en uønsket stor økning i de oversving som frembringes under trasiente signaltilstander. A further object is to provide an increased degree of audio compression or expansion without producing an undesirably large increase in the overshoots produced during transient signal conditions.
En omhyggelig undersøkelse av bilineære kretser viser at de ikke bare har de foran oppregnede fordeler, men også en ytterligere fordel, nemlig en måte for løsning av problemet med høyt kompresjonsforhold og, når det dreier seg om audiokretser, også en måte for løsning av problemet med store oversving. A careful examination of bilinear circuits shows that they have not only the advantages listed above, but also a further advantage, namely a way of solving the problem of high compression ratio and, in the case of audio circuits, also a way of solving the problem of big swings.
Man bør merke seg at overlagringen av de lineære områder ikke forsterker kompresjonsforholdet i disse områder. Kompresjonsforholdet økes bare i det begrensede område i hvilket dynamisk virkning finner sted. Man har derfor funnet det mulig å adskille områdene med dynamisk virkning på en slik måte at man oppnår den nødvendige, totale økning i kompresjon, samtidig som man ikke endrer det totale, maksimale kompresjons- eller ekspansjonsforhold i vesentlig grad. It should be noted that the superimposition of the linear areas does not increase the compression ratio in these areas. The compression ratio is increased only in the limited area in which dynamic action takes place. It has therefore been found possible to separate the areas with dynamic effect in such a way that the necessary, total increase in compression is achieved, while at the same time not changing the total, maximum compression or expansion ratio to a significant extent.
Et ytterligere særtrekk ved dette arrangement er at det totale resultat er bilineært med alle de medfølgende fordeler. Den virkningsforskyvende mulighet med bilineære anordninger representerer således en ytterligere, hittil ikke-erkjent fordel ved denne klasse av anordning. A further distinctive feature of this arrangement is that the total result is bilinear with all the accompanying benefits. The effect-shifting possibility with bilinear devices thus represents a further, hitherto unrecognized advantage of this class of device.
De foran angitte formål oppnås med en koplingsanordning for modifikasjon av dynamikkområdet av et inngangssignal, hvilken anordning omfatter en første krets med en bi-lineær karakteristikk som består av en lavnivådel med i hovedsaken konstant forsterkning opp til et terskelnivå, en mellomnivådel, over terskelen, med varierende forsterkning som tilveiebringer et kompresjonsforhold eller ekspansjonsforhold som varierer mellom én ved endene av mellomnivådelen og en maksimalverdi mellom disse ender, og en høynivådel med i hovedsaken konstant forsterkning som er forskjellig fra lavnivådelens forsterkning, idet det foran den første krets, når det dreier seg om en kompressor for kringkastingssendere, om ønsket kan være anordnet en bredbåndskompressor eller bredbåndsbegrenser, og koplingsanordningen er ifølge oppfinnelsen kjennetegnet ved at den første krets er etterfulgt av minst én andre krets som også har en bilineær karakteristikk innenfor et frekvensområde som er felles for kretsene, idet mellomnivådelene av kretsenes karakteristikker innenfor et frekvensområde som er felles for kretsene, er innbyrdes for-skjøvet på en slik måte at det oppnås en forsterkningsendring over et større område av mellom-inngangsnivåer enn for noen av kretsene individuelt, og en øket forskjell mellom forsterkningene ved lave og høye inngangsnivåer, men med et totalt, maksimale kompresjons- eller ekspansjonsforhold som i kraft av forskyvningen i hovedsaken ikke er større enn forholdet for en eneste krets, og en total karakteristikk som også er bilineær. The aforementioned purposes are achieved with a switching device for modifying the dynamic range of an input signal, which device comprises a first circuit with a bi-linear characteristic consisting of a low-level part with essentially constant gain up to a threshold level, an intermediate-level part, above the threshold, with variable gain providing a compression ratio or expansion ratio varying between one at the ends of the mid-level section and a maximum value between these ends, and a high-level section of substantially constant gain different from the gain of the low-level section, in that in front of the first circuit, when a compressor for broadcast transmitters, if desired a broadband compressor or broadband limiter can be arranged, and the switching device is characterized according to the invention in that the first circuit is followed by at least one second circuit which also has a bilinear characteristic within a frequency range that is common to the circuits, as the mid-level parts of the circuits' characteristics within a frequency range common to the circuits are mutually offset in such a way that a gain change is achieved over a larger range of intermediate input levels than for any of the circuits individually, and an increased difference between the gains at low and high input levels, but with an overall maximum compression or expansion ratio that, by virtue of the displacement, is essentially no greater than the ratio for a single circuit, and an overall characteristic that is also bilinear.
Når det dreier seg om audiokretser, dersom kretsene har oversvingundertrykkende (begrensende) elementer, When it comes to audio circuits, if the circuits have overshoot suppressing (limiting) elements,
er det også mulig å forskyve kretsenes terskler sammen med forskyvningen av de syllabiske terskler. Oversvingene av lavnivå-kretsene, eller trinnene, reduseres tilsvarende, med minimalt, totalt oversving av de mange trinn. Dette står i motsetning til konvensjonelle, logaritmiske kompressorer i hvilke store oversving frembringes ifølge sakens natur. is it also possible to shift the circuit thresholds together with the shift of the syllabic thresholds. The overshoots of the low-level circuits, or stages, are reduced accordingly, with minimal overall overshoot of the many stages. This is in contrast to conventional, logarithmic compressors in which large overshoots are produced according to the nature of the matter.
Hver av kretsene kan innføre en forandring av signalets spektralinnhold, for eksempel en lavnivå-diskanthev-ning når det dreier seg om en kompressor. Hvert fortløpende trinn kan således påvirkes av et signal med gradvis varierende spektralinnhold. Når det dreier seg om komplekse signaler, har dette fordelen med spektral utbredelse av sjan-sene for feil i dekodingsfunksjonen..Når det dreier seg om en båndopptaker med en ujevn frekvensresponskarakteristikk for eksempel, reduserer spektralforskyvningstendensen den totale dynamikk og frekvensresponsfeilene i det dekodede resultat. Each of the circuits can introduce a change in the signal's spectral content, for example a low-level treble boost when a compressor is involved. Each successive step can thus be affected by a signal with gradually varying spectral content. When it comes to complex signals, this has the advantage of spectrally spreading the chances of errors in the decoding function. When it comes to a tape recorder with an uneven frequency response characteristic for example, the spectral shift tendency reduces the overall dynamics and frequency response errors in the decoded result.
Den grad av forskyvning som er nødvendig, skal The degree of displacement that is necessary shall
nå tas opp til overveielse. For enkelhets skyld refereres det til en seriekopling av to kompressorkretser. Kompresjonsforholdet for hver av de første og andre kretser vil stige fra én ved den respektive terskel til et maksimum, og dette vil bli kalt kompresjonsforholdets stigeflanke. Forholdet vil deretter falle tilbake til én, og dette vil bli kalt fallflanken. Strengt tatt kan fallflanken nærme seg én asymptotisk, men for alle praktiske formål kan den anses å ha nådd én når den befinner seg på en eller annen verdi som er forskjellig fra ~ én bare med et vilkårlig lite beløp. now taken up for consideration. For simplicity, reference is made to a series connection of two compressor circuits. The compression ratio for each of the first and second circuits will rise from one at the respective threshold to a maximum, and this will be called the rising edge of the compression ratio. The ratio will then fall back to one, and this will be called the falling edge. Strictly speaking, the falling edge can approach one asymptotically, but for all practical purposes it can be considered to have reached one when it is at some value that differs from ~one only by an arbitrarily small amount.
Forskyvningen av mellomnivådelene av de første og andre kretser resulterer i at fallflanken for den ene krets overlapper stigeflanken for den andre krets. I det minste som en første approksimasjon kan forskjellen mellom de to terskler gjøres slik at overlappingen av flankene resulterer i et totalt kompresjonsforhold som ikke i vesentlig grad overskrider det maksimale kompresjonsforhold for den ene eller den andre krets i seg selv. The displacement of the mid-level portions of the first and second circuits results in the falling edge of one circuit overlapping the rising edge of the other circuit. At least as a first approximation, the difference between the two thresholds can be made so that the overlap of the flanks results in a total compression ratio that does not significantly exceed the maximum compression ratio for one or the other circuit itself.
Terskelen for den andre krets er fortrinnsvis lavere enn terskelen for den første krets (dersom mer enn The threshold for the second circuit is preferably lower than the threshold for the first circuit (if more than
to kretser benyttes, har hver ytterligere krets fortrinnsvis en gradvis lavere terskel) når det dreier seg om en kompressor, og omvendt når det dreier seg om en ekspander. I prinsipp kan rekkefølgen reverseres, slik at den første kompres-sorkrets har den laveste terskel. Når det dreier seg om two circuits are used, each additional circuit preferably has a progressively lower threshold) when it is a compressor, and vice versa when it is an expander. In principle, the order can be reversed, so that the first compressor circuit has the lowest threshold. When it comes down to it
mer enn to kretser, kan rekkefølgen av terskelnivåer blant disse i prinsipp omkastes og anordnes i hvilken som helst rekkefølge så lenge kretsenes mellomnivådeler er riktig for-skjøvet . more than two circuits, the order of threshold levels among these can in principle be reversed and arranged in any order as long as the circuits' mid-level parts are properly offset.
Den ideelle forskyvning anses således for å være den som forårsaker at fallflanken for den ene krets overlapper stigeflanken- for den andre krets for å begrense, så langt som mulig, det nivåområde i hvilket dynamisk virkning opptrer i den totale, seriekoplede anordning, samtidig som man unngår en vesentlig økning i det maksimale kompres-sjons- eller ekspansjonsforhold utover det maksimale kompresjons- eller ekspansjonsforhold for en enkeltstående anordning. Dersom da for eksempel det maksimale kompresjonsforhold for hver krets er 2:1, vil kompresjonsforholdet for det totale kretsarrangement stige til 2:1, opprettholde denne verdi over overlappingen og deretter falle tilbake til én. Ideelt sett er det således i det hele tatt ingen økning over forholdet på 2:1, i motsetning til de tidligere kjente arrangementer med kaskadekoplede kompressortrinn som multipliserer forholdene til 4:1. The ideal offset is thus considered to be that which causes the falling edge of one circuit to overlap the rising edge of the other circuit in order to limit, as far as possible, the level range in which dynamic action occurs in the total, series-connected device, while at the same time avoids a significant increase in the maximum compression or expansion ratio beyond the maximum compression or expansion ratio for a single device. If, for example, the maximum compression ratio for each circuit is 2:1, the compression ratio for the total circuit arrangement will rise to 2:1, maintain this value over the overlap and then fall back to one. Ideally, there is thus no increase at all above the ratio of 2:1, in contrast to the previously known arrangements with cascaded compressor stages which multiply the ratio to 4:1.
I praksis kan det være vanskelig å oppnå en optimal overlapping ved alle frekvenser, men det kan innses at det totale, maksimale kompresjonsforhold, forutsatt at det gjøres en rimelig tilnærmelse til det ideelle, kan hindres fra å stige overdrevent over 2:1 i det gitte eksempel. I et praktisk kretsarrangement kan det muligens stige til 2,5:1. In practice it may be difficult to achieve an optimum overlap at all frequencies, but it can be realized that the overall maximum compression ratio, provided a reasonable approximation is made to the ideal, can be prevented from rising excessively above 2:1 in the given Example. In a practical circuit arrangement, it could possibly rise to 2.5:1.
Et lavt, maksimalt kompresjonsforhold (f.eks. 1,5:1) tillater en ekspander å følge kompressoren mer lettvint for å tilveiebringe god komplementaritet med signalkanaler som har noe upålitelige forsterkninger og/eller frekvensresponser. A low maximum compression ratio (eg 1.5:1) allows an expander to follow the compressor more easily to provide good complementarity with signal channels that have somewhat unreliable gains and/or frequency responses.
Et lavt kompresjonsforhold sprer imidlertid den dynamiske virkning over et større område av nivåer, hvilket forårsaker større følsomhet for støymodulasjon for en gitt maksimal grad av støyreduksjonsforhold ved forsterkning ved lave og høye inngangsnivåer. Det er således et kompromiss mellom uønskede virkninger forårsaket både av høye og lave kompresjonsforhold. Det ideelle kompresjonsforhold vil følgelig avhenge av system-miljøet og systemkonstruksjonsmålene. However, a low compression ratio spreads the dynamic effect over a greater range of levels, causing greater sensitivity to noise modulation for a given maximum degree of gain noise reduction ratio at low and high input levels. There is thus a compromise between undesirable effects caused by both high and low compression ratios. The ideal compression ratio will therefore depend on the system environment and system design goals.
Evnen til å forskyve bilineære trinn utstyrer konstruktøren med en ytterligere måte på hvilken en total krets kan optimaliseres. Når dette gjøres, kan formene på kompresjonskarakteristikkene for individuelle trinn utformes med forskyvning spesielt i tankene. Det tas også hensyn til kretsenes transientkarakteristikker, og man benytter fortrinnsvis anledningen til å forskyve oversving-under-trykkelsesterskléne i audiokompressorer og -ekspandere slik at det resulterer i minimalt total-oversving. The ability to shift bilinear stages provides the designer with an additional means by which an overall circuit can be optimized. When this is done, the shapes of the compression characteristics for individual stages can be designed with displacement specifically in mind. Consideration is also given to the transient characteristics of the circuits, and the opportunity is preferably used to shift the overshoot suppression thresholds in audio compressors and expanders so that minimal overall overshoot results.
En velkjent type krets som kalles "glidebånd"-krets, ("sliding band") og som kan benyttes for hver av de første og andre kretser, frembringer den spesielle, ønske-lige karakteristikk for tilfellet med høyfrekvens-audiokompresjon eller -ekspansjon ved anvendelse av høyfrekvens-hevning (for kompresjon) eller høyfrekvenssenkning (for ekspansjon) ved hjelp av et høypassfilter med en variabel, nedre hjørnefrekvens. Etter hvert som signalnivået i høy-frekvensbåndet øker, glir filterets hjørnefrekvens oppover slik at det hevede eller senkede bånd innsnevres og det nyttige signal utelukkes fra hevningen (boost) eller senkningen (cut). Eksempler på sådanne kretser finnes i US-PS A well-known type of circuit called a "sliding band" circuit, which can be used for each of the first and second circuits, produces the special, desirable characteristic for the case of high frequency audio compression or expansion when using of high-frequency boosting (for compression) or high-frequency lowering (for expansion) using a high-pass filter with a variable lower corner frequency. As the signal level in the high-frequency band increases, the filter's corner frequency shifts upwards so that the raised or lowered band is narrowed and the useful signal is excluded from the boost or cut. Examples of such circuits can be found in US-PS
Re 28 426, US-PS 3 757 254, US-PS 4 072 914, US-PS 3 934 190 Re 28,426, US-PS 3,757,254, US-PS 4,072,914, US-PS 3,934,190
og japansk patentsøknad nr. 55529/71. and Japanese Patent Application No. 55529/71.
Hver av de første og andre kretser kan følgelig være en sådan "glidebånd"-krets. I prinsipp kan de ubeve-gelige hjørnefrekvenser for de to glidebåndkretser være forskjellige, og dette kan benyttes til å tilveiebringe en grad av kompresjon eller ekspansjon som er høyere i én del av det behandlede frekvensbånd enn i en annen. I overensstemmelse med en viktig videreutvikling av oppfinnelsen gjøres imidlertid hjørnefrekvensene i hovedsaken identiske. Dette fører til fordelen med skarpere sondring eller skjelning mellom det frekvensområde hvor hevning eller senkning anvendes og det område hvor det ikke anvendes, og følgelig en skarpere skjelning mellom det område hvor støy-reduksjon ikke lenger finner sted, på grunn av tilsynekoms-ten av et betydelig, nyttig signal, og det område hvor støy-reduksjon forblir effektiv. Accordingly, each of the first and second circuits may be such a "sliding band" circuit. In principle, the stationary corner frequencies for the two sliding band circuits can be different, and this can be used to provide a degree of compression or expansion that is higher in one part of the treated frequency band than in another. In accordance with an important further development of the invention, however, the corner frequencies are essentially made identical. This leads to the advantage of a sharper distinction or distinction between the frequency range where raising or lowering is used and the area where it is not used, and consequently a sharper distinction between the area where noise reduction no longer takes place, due to the appearance of a significant, useful signal, and the area where noise reduction remains effective.
På den annen side er det også godt kjent kretser On the other hand, there are also well-known circles
i hvilke frekvensspektret er oppdelt i et antall bånd ved hjelp av tilsvarende båndpassfiltre, og kompresjonen eller ekspansjonen utføres i hvert bånd ved hjelp av en forsterk-ningsstyreanordning (enten en automatisk reagerende begrens-ningsanordning av diodetype eller en styrt begrensningsan-ordning) når det dreier seg om en kompressor, med én eller annen form for resiprok eller komplementær krets som ekspander. Eksempler på sådanne kretser finnes i US-PS 3 846 719. Disse splittbånd- eller multibånd-kretser har fordelen med uavhengig virkning i de forskjellige frekvensbånd, og dersom denne egenskap kreves, kan sådanne kretser benyttes som de første, andre eller ytterligere trinn i kretsanordningen ifølge oppfinnelsen. in which the frequency spectrum is divided into a number of bands by means of corresponding band-pass filters, and the compression or expansion is carried out in each band by means of a gain control device (either an automatically responding diode-type limiter or a controlled limiter) as it turns itself a compressor, with some form of reciprocal or complementary circuit that expands. Examples of such circuits can be found in US-PS 3,846,719. These split-band or multi-band circuits have the advantage of independent action in the different frequency bands, and if this property is required, such circuits can be used as the first, second or further stages of the circuit arrangement according to the invention.
I prinsipp kan den ene av de første og andre kretser være en multibåndkrets og den andre kan være en glide-båndkrets. Dette vil være av interesse i en spesiell situasjon i hvilken man for eksempel ønsker å øke graden av kompresjon eller ekspansjon i én del av det totale frekvensbånd, idet glidebåndkretsen og én eller flere av de bånd-splittende kanaler virker over denne del av frekvensbåndet. In principle, one of the first and second circuits may be a multi-band circuit and the other may be a sliding-band circuit. This will be of interest in a special situation in which, for example, one wishes to increase the degree of compression or expansion in one part of the total frequency band, as the sliding band circuit and one or more of the band-splitting channels operate over this part of the frequency band.
Det er kjent å konstruere bilineære kompressorer og ekspandere av både glidebånd- og splittbånd-typen, ved bruk av bare en eneste signalbane. Imidlertid foretrekkes det vanligvis å konstruere sådanne anordninger ved tilveie-bringelse av en hovedsignalkrets som er lineær med hensyn til dynamisk område, med en kombinasjonskrets i hovedkretsen, og en ytterligere krets som avleder et inngangssignal fra inngangen til eller utgangen fra den ytterligere krets og har sin utgang koplet til kombinasjonskretsen. Den ytterligere krets omfatter en begrenser (selv-virkende eller styrt), og det begrensede signal, fra den ytterligere krets forsterker (boosts) hovedkretssignalet i kombinasjonskretsen i tilfelle av kompresjon, men motvirker (bucks) hovedkretssignalet i tilfelle av ekspansjon. Den ytterligere banes begrensede signal er mindre enn hovedbanens signal i den øvre del av inngangsdynamikkområdet. Hovedkretsen og den ytterligere krets er fortrinnsvis og mest bekvemt separat identifiser-bare signalbaner. It is known to construct bilinear compressors and expanders of both sliding band and split band type, using only a single signal path. However, it is usually preferred to construct such devices by providing a main signal circuit which is linear with respect to dynamic range, with a combinational circuit in the main circuit, and an additional circuit which diverts an input signal from the input to or output of the additional circuit and has its output connected to the combination circuit. The additional circuit comprises a limiter (self-acting or controlled), and the limited signal from the additional circuit boosts the main circuit signal in the combination circuit in the case of compression, but bucks the main circuit signal in the case of expansion. The additional path's limited signal is smaller than the main path's signal in the upper part of the input dynamic range. The main circuit and the additional circuit are preferably and most conveniently separately identifiable signal paths.
Sådanne kjente kompressorer og ekspandere er særlig fordelaktige da de muliggjør at den ønskede type av over-føringskarakteristikk kan etableres på nøayktig måte uten problemer med høynivåforvrengning. Lavnivådelen med i hovedsaken konstant forsterkning etableres ved å gi den ytterligere bane en terskel over støynivået. Under denne terskel er den ytterligere bane lineær. Mellomnivådelen dannes av det område over hvilket den ytterligere banes begrensningsvirk-ning blir delvis effektiv, og høynivådelen med i hovedsaken konstant forsterkning oppstår etter at begrenseren er blitt helt effektiv, slik at den ytterligere banes signal fort-setter å øke og blir neglisjerbart sammenliknet med hovedbanesignalet. I den høyeste del av inngangsdynamikkområdet er kretsanordningens utgangssignal effektivt sett bare det signal som overføres av den lineære hovedbane, dvs. lineær med hensyn til dynamisk område. I dobbeltbane-audiokretser er tilveiebringelsen av oversving-undertrykkelse særlig bekvem. Such known compressors and expanders are particularly advantageous as they enable the desired type of transfer characteristic to be established accurately without problems of high level distortion. The low-level part with essentially constant amplification is established by giving the additional path a threshold above the noise level. Below this threshold, the further trajectory is linear. The intermediate level part is formed by the area over which the additional path's limiting effect becomes partially effective, and the high level part with essentially constant amplification occurs after the limiter has become fully effective, so that the additional path's signal continues to increase and is negligibly compared to the main path signal . In the highest part of the input dynamic range, the output signal of the circuit is effectively only the signal transmitted by the main linear path, i.e. linear with respect to dynamic range. In dual-path audio circuits, the provision of overshoot suppression is particularly convenient.
En iboende fordel med seriekoplede trinn som har innbyrdes forskjøvne, syllabiske (stasjonære) terskler i motsetning til et eneste trinn som har den samme lavnivåforsterkning eller maksimale kompresjonsvirkning, er at det oversving som frembringes av de innbyrdes forskjøvne serietrinn, med den samme oversvingundertrykkelsesterskel i hvert av de forskjøvne serietrinn og i det eneste trinn, er vesentlig mindre enn det som frembringes av det eneste trinn. An inherent advantage of series-connected stages having mutually offset syllabic (stationary) thresholds, as opposed to a single stage having the same low-level gain or maximum compression effect, is that the overshoot produced by the mutually offset series stages, with the same overshoot suppression threshold in each the shifted series stages and in the single stage, is significantly less than that produced by the single stage.
I arrangementet med de innbyrdes forskjøvne serietrinn er forsterkningen spredt blant de mange trinn, og således må hvert trinn tilveiebringe mindre forsterkning enn det enkeltstående trinn tilveiebringer. Følgelig er det oversving som frembringes av det første trinn i serietrinn-arrangementet, nødvendigvis mindre enn det som frembringes av det enkeltstående trinn, og hvert trinn i seriearrange-mentet må tilveiebringe mye mindre kompresjon enn det enkeltstående trinn. Det maksimale oversving-utgangssignal fra hvilket som helst trinn, enten det er ett av serietrinnene eller det enkeltstående trinn, er i hovedsaken uavhengig av inngangssignalnivået (den ikke-lineære oversvingundertrykkel-sesmekanisme begrenser det maksimale oversving som er mulig). In the arrangement with the mutually staggered series stages, the amplification is spread among the many stages, and thus each stage must provide less amplification than the individual stage provides. Consequently, the overshoot produced by the first stage in the series stage arrangement is necessarily less than that produced by the single stage, and each stage in the series arrangement must provide much less compression than the single stage. The maximum overshoot output from any stage, whether one of the series stages or the single stage, is essentially independent of the input signal level (the non-linear overshoot suppression mechanism limits the maximum overshoot possible).
Arrangementet av innbyrdes forskjøvne serietrinn har også mindre oversving enn det enkeltstående trinn på grunn av at det første trinn i det forskjøvne serietrinn-arrangement, som må ta seg av den største endring i signalnivå, frembringer det største oversving i serietrinnene. Det eller de etterfølgende trinn må behandle et signal som allerede er blitt utsatt for oversvingundertrykkelsesmekanismen i det foregående trinn. Dessuten, til forskjell fra stasjonære signaler som er utsatt for den normale forsterknings-sammensettende virkning av de forskjøvne serietrinn, er høy-nivåoversving i hovedsaken uavhengige av inngangssignalnivået og adderes lineært blant serietrinnene. Oversvingvirkningen sammensettes ikke når seriekoplede trinn benyttes. Det totale oversving fra den forskjøvne seriekopling av trinn er således vesentlig mindre enn den som frembringes av et eneste trinn. The staggered series stage arrangement also has less overshoot than the single stage because the first stage in the staggered series stage arrangement, which has to deal with the largest change in signal level, produces the largest overshoot in the series stages. The subsequent stage(s) must process a signal that has already been subjected to the overshoot suppression mechanism of the previous stage. Also, unlike stationary signals which are subject to the normal gain compounding effect of the shifted series stages, high-level overshoots are essentially independent of the input signal level and add linearly among the series stages. The overshoot effect is not compounded when series-connected stages are used. The total overshoot from the staggered series connection of stages is thus significantly smaller than that produced by a single stage.
En ytterligere forbedring ved oversvingundertryk-kelse tilveiebringes ved forskyvning av oversvingundertryk-kelses-terskelnivåene i de seriekoplede trinn. Virkningen er å redusere ytterligere oversvingbidraget fra trinnet eller trinnene etter det første trinn, slik at det totale oversving i det forskjøvne seriearrangement reduseres enda mer. A further improvement in overshoot suppression is provided by shifting the overshoot suppression threshold levels in the series-connected stages. The effect is to further reduce the overshoot contribution from the stage or stages after the first stage, so that the total overshoot in the staggered series arrangement is further reduced.
Enda en ytterligere forbedring ved oversvingunder-trykkelse tilveiebringes ved å utforme de innbyrdes forskjøvne trinn som dobbeltbanetrinn. Oversvingfordelen i en dobbelt-banekompressor forbedres når sidebane- eller sidekjedebidraget reduseres i forhold til hovedbanebidraget. Oppsplitting av virkningen i flere trinn oppnår dette. Even a further improvement in overshoot suppression is provided by designing the mutually offset steps as double track steps. The overshoot advantage in a dual path compressor is improved when the side path or side chain contribution is reduced relative to the main path contribution. Splitting the impact into several steps achieves this.
Eksempler på kjente dobbeltbanekretser finnes i US-PS 3 846 719, US-PS 3 903 485 og US-PS Re 28 426. Det er også kjent analoge kretser som oppnår de samme resultater, men hvor den ytterligere bane har egenskaper som er inverse i forhold til begrenseregenskaper, og den ytterligere banes utgangssignal motvirker hovedbanens signal for kompresjon og forsterker hovedbanens signal for ekspansjon (US-PS 3 828 280 og US-PS 3 875 537). Examples of known dual-path circuits can be found in US-PS 3,846,719, US-PS 3,903,485 and US-PS Re 28,426. Analogous circuits are also known which achieve the same results, but where the additional path has properties that are inverse in relative to limiter characteristics, and the additional path's output signal counteracts the main path's signal for compression and amplifies the main path's signal for expansion (US-PS 3,828,280 and US-PS 3,875,537).
Hvilke som helst av disse kjente, bilineære kretser kan følgelig benyttes som de første og andre kretser i kretsanordningen ifølge oppfinnelsen for å oppnå de fordeler som er en naturlig del av denne, og også for å tilveiebringe en god måte for å etablere den ønskede grad av forskyvning. Dette gjøres ved å innstille tersklene og. de dynamiske områder for de to ytterligere baner på riktig måte. Any of these known bilinear circuits can therefore be used as the first and second circuits in the circuit arrangement according to the invention to achieve the advantages that are a natural part of it, and also to provide a good way to establish the desired degree of displacement. This is done by setting the thresholds and. the dynamic ranges of the two additional paths correctly.
Slik som foran nevnt, er det ikke vesentlig å danne den ønskede form for bilineær karakteristikk ved hjelp av sådanne "dobbeltbane"-teknikker. Det eksisterer alterna-tiver som arbeider med enkeltbaner, slik som beskrevet i f.eks. US-PS 3 757 254, US-PS 3 967 219, US-PS 4 072 914, US-PS 3 909 733 og japansk patentsøknad nr. 55529/71. Selv om disse alternative kretser vanligvis ikke er i stand til å frembringe så gode resultater som dobbeltbanekretser, As previously mentioned, it is not essential to form the desired form of bilinear characteristic by means of such "double track" techniques. There are alternatives that work with single lanes, as described in e.g. US-PS 3,757,254, US-PS 3,967,219, US-PS 4,072,914, US-PS 3,909,733 and Japanese Patent Application No. 55529/71. Although these alternative circuits are usually not capable of producing as good results as dual-path circuits,
eller kan være mindre bekvemme og dermed mindre økonomiske, kan de frembringe i det vesentlige ekvivalente resultater. Følgelig kan disse kjente kretser også benyttes som én eller flere av kretsene i en koplingsanordning ifølge oppfinnelsen. Dersom det ønskes, kan den ene av de første og andre kretser være en dobbeltbanekrets og den andre en enkeltbanekrets. or may be less convenient and thus less economical, they may produce substantially equivalent results. Consequently, these known circuits can also be used as one or more of the circuits in a switching device according to the invention. If desired, one of the first and second circuits can be a double-track circuit and the other a single-track circuit.
Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende i forbindelse med utførelseseksempler under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser et eksempel på et kurvesett som viser komplementære, bilineære kompresjons- og ekspansjons-karakteristikker, fig. 2 er et blokkskjema som viser oppfinnelsen i generelle vendinger, fig. 3 viser et eksempel på en grafisk fremstilling av områdene med dynamisk virkning og hvordan disse kan adskilles i seriekoplede kompressorer eller ekspandere, fig. 4 viser en ytterligere forenklet form for fig. 3, fig. 5 viser en rekke idealiserte, bilineære karakteristikk-kurver som illustrerer en generell teknikk for forskyvning av tersklene til seriekretser, fig. 6 viser et koplingsskjerna av en tidligere kjent glidebåndkompressor, fig. 7 viser et koplingsskjerna av en tidligere kjent glide-båndekspander, fig. 8 viser et koplingsskjerna av en modifikasjon av fig. 6 og 7, fig. 9 er en kurveregistrering som viser responsen under kompresjonsterskelen for to seriekom-pressorer og -ekspandere ifølge en utførelse av oppfinnelsen, fig. 10 er en kurveregistrering som viser responsen under kompresjonsterskelen for en tidligere kjent kompressor og ekspander ifølge fig. 6, 7 og 8, fig. 11 viser en kurveregistrering av inngangs-utgangs-responsen som funksjon av frekvensen for en kompressor som har serieanordninger ifølge en utførelse av oppfinnelsen, fig. 12 viser en kurveregistrering av inngangs-utgangs-responsen som funksjon av frekvensen for en tidligere kjent kompressor som har en eneste anordning, fig. 13 - 15 viser en rekke probetonekuryer som illustrerer glidebåndvirkningen av en utførelse av oppfinnelsen og av kretsen på fig. 6 og 8, fig. 16 viser karakteristiske kurver under kompresjonsterskelen for en ytterligere utførelse av oppfinnelsen, fig. 17 viser karakteristiske kurver av liknende art som kurvene på fig. 11, men for en ytterligere utførelse av oppfinnelsen, og fig. 18 viser karakteristiske kurver av liknende art som kurvene på fig. 11 og 17, men viser overdreven bunting (bunching). The invention will be described in more detail in the following in connection with design examples with reference to the drawings, where fig. 1 shows an example of a set of curves showing complementary, bilinear compression and expansion characteristics, fig. 2 is a block diagram showing the invention in general terms, fig. 3 shows an example of a graphical presentation of the areas with dynamic effect and how these can be separated in series-connected compressors or expanders, fig. 4 shows a further simplified form of fig. 3, fig. 5 shows a series of idealized bilinear characteristic curves illustrating a general technique for shifting the thresholds of series circuits, FIG. 6 shows a connection core of a previously known sliding belt compressor, fig. 7 shows a connection core of a previously known slide band expander, fig. 8 shows a connection core of a modification of fig. 6 and 7, fig. 9 is a curve recording showing the response below the compression threshold for two series compressors and expanders according to an embodiment of the invention, fig. 10 is a curve recording showing the response below the compression threshold for a previously known compressor and expander according to fig. 6, 7 and 8, fig. 11 shows a curve recording of the input-output response as a function of frequency for a compressor having series devices according to an embodiment of the invention, fig. 12 shows a curve recording of the input-output response as a function of frequency for a previously known compressor having a single device, fig. 13-15 show a series of probe tone couriers illustrating the sliding band effect of an embodiment of the invention and of the circuit of FIG. 6 and 8, fig. 16 shows characteristic curves below the compression threshold for a further embodiment of the invention, fig. 17 shows characteristic curves of a similar nature to the curves in fig. 11, but for a further embodiment of the invention, and fig. 18 shows characteristic curves of a similar nature to the curves in fig. 11 and 17, but show excessive bunching.
Eksempler på bilineære, komplementære kompresjons-og ekspansjons-overføringskarakteristikker (ved en spesiell frekvens) er vist på fig. 1 som (for kompresjonskarakteri-stikken) viser lavnivådelen med i hovedsaken konstant forsterkning, terskelen, den del hvor dynamisk virkning opptrer, avslutningspunktet, og høynivådelen med i hovedsaken konstant forsterkning. Examples of bilinear, complementary compression and expansion transfer characteristics (at a particular frequency) are shown in fig. 1 which (for the compression characteristic) shows the low-level part with essentially constant gain, the threshold, the part where dynamic action occurs, the termination point, and the high-level part with essentially constant gain.
Fig. 2 viser den foreliggende oppfinnelse i generelle vendinger: En første bilineær kompressor 2 mottar inngangsinformasjonen og tilfører sitt utgangssignal til en seriekoplet, andre bilineær kompressor 4 hvis utgangssignal tilføres til en støybelastet, informasjonsoverførende kanal N. To seriekoplede, bilineære ekspandere 6 og 8 mottar inngangssignalet fra kanalen N ved ekspanderen 6 og tilveiebringer en støyreduksjonssystem-utgang på utgangen av ekspanderen 8. Områdene med dynamisk virkning for serieanord-ningene er adskilt eller forskjøvet i forhold til hverandre innenfor det frekvensområde som er felles for anordningene. Selv om figuren viser to anordninger på hver side av infor-masjonskanalen N, kan to eller flere benyttes, og oppfinnelsen regner med to eller flere seriekoplede, bilineære kompressorer eller ekspandere. Ved utforming som et komplementært støyreduksjonssystem tilveiebringes like antall av seriekoplede, bilineære kompressorer og ekspandere. Fig. 2 shows the present invention in general terms: A first bilinear compressor 2 receives the input information and supplies its output signal to a series-connected, second bilinear compressor 4 whose output signal is supplied to a noise-laden, information-transmitting channel N. Two series-connected, bilinear expanders 6 and 8 receive the input signal from channel N at the expander 6 and provides a noise reduction system output at the output of the expander 8. The areas of dynamic effect for the series devices are separated or shifted relative to each other within the frequency range that is common to the devices. Although the figure shows two devices on each side of the information channel N, two or more can be used, and the invention envisages two or more series-connected bilinear compressors or expanders. When designed as a complementary noise reduction system, an equal number of series-connected, bilinear compressors and expanders are provided.
Rekkefølgen av trinn som har spesielle karakteristikker i kompressoren, reverseres i ekspanderen. For eksempel er det siste trinn i ekspanderen komplementært til det første trinn i kompressoren i alle henseender, både med hensyn til stasjonær (steady state) og tidsavhengig, dynamisk respons (frekvens-, fase- og transientrespons under alle signalnivå- og dynamikk-tilstander). The sequence of stages that have special characteristics in the compressor is reversed in the expander. For example, the last stage of the expander is complementary to the first stage of the compressor in all respects, both with regard to steady state and time-dependent, dynamic response (frequency, phase and transient response under all signal level and dynamics conditions) .
Et eksempel på en grafisk fremstilling av separa-sjonen eller forskyvningen for to bilineære anordninger er vist på fig. 3 som viser kompresjonsforhold som funksjon av inngangsamplitudenivå (horisontal akse) for en kompressor eller ekspander som arbeider på en spesiell frekvens. For klarhetens skyld er kurvene vist i idealisert form. Som en praktisk sak er kurvene noe asymmetriske i praktiske utfø-relser av søkerens støyreduksjonssystemer av type A og type B (US-PS 3 846 719 hhv. US-PS Re 28 426). Kurve 12 refererer seg til den dynamiske virkning av én kompressor eller ekspander (høynivåtrinnet). Kurve 10 gjelder for en ytterligere kompressor eller ekspander (lavnivåtrinnet) med et adskilt område med dynamisk virkning. Dersom høynivåtrinnet er først i rekken av kompressorer (det andre i rekken av ekspandere), representerer kurve 12 variasjonene i kompresjonsforhold for det første (kompressor-) trinn som en funksjon av inngangsnivået til det første trinn, og kurve 10 representerer variasjonen av kompresjonsforholdet for det andre (kompressor-) trinn som en funksjon av inngangsnivået til det første trinn. De øvre kurver gjelder for kompressorer og de nedre kurver for ekspandere. I dette eksempel er områdene med virkning som reaksjon på inngangsamplitudenivå adskilt, slik at produktet av de to kurver resulterer i en total karakteristikk med et kompresjonsforhold eller ekspansjonsforhold som ikke overstiger 2:1 (1:2) mellom de to maksimal-kompresjonspunkter 10a og 12a (10b og 12b) for de to anordninger. An example of a graphical presentation of the separation or displacement for two bilinear devices is shown in fig. 3 which shows compression ratio as a function of input amplitude level (horizontal axis) for a compressor or expander operating at a particular frequency. For clarity, the curves are shown in idealized form. As a practical matter, the curves are somewhat asymmetric in practical implementations of the applicant's noise reduction systems of type A and type B (US-PS 3 846 719 and US-PS Re 28 426 respectively). Curve 12 refers to the dynamic effect of one compressor or expander (the high level stage). Curve 10 applies to a further compressor or expander (the low-level stage) with a separate area of dynamic action. If the high-level stage is first in the series of compressors (second in the series of expanders), curve 12 represents the variations in compression ratio of the first (compressor) stage as a function of the input level of the first stage, and curve 10 represents the variation of the compression ratio of the second (compressor) stage as a function of the input level of the first stage. The upper curves apply to compressors and the lower curves to expanders. In this example, the regions of action in response to input amplitude level are separated, so that the product of the two curves results in a total characteristic with a compression ratio or expansion ratio not exceeding 2:1 (1:2) between the two maximum compression points 10a and 12a (10b and 12b) for the two devices.
Selv ved to anordninger i serie vil således ende-driftsområdene fremdeles forbli faste, idet de maksimale kompresjons- og ekspansjonsforhold ikke økes . utover de maksimale kompresjons- og ekspansjonsforhold for enkeltstående anordninger, og fordelene med enkeltstående, bilineære anordninger bibeholdes. Eventuelle feil som opptrer innenfor området med dynamisk virkning og som er forårsaket av de seriekoplede anordninger, skulle således ikke overskride feilene med en enkeltstående anordning. Even with two devices in series, the end operating ranges will thus still remain fixed, as the maximum compression and expansion ratios are not increased. beyond the maximum compression and expansion ratios of single devices, and the advantages of single bilinear devices are retained. Any errors that occur within the area of dynamic effect and that are caused by the series-connected devices should thus not exceed the errors with a single device.
De fleste bilineære anordninger bestemmer de faste endeområder med konstant forsterkning ved hjelp av faste, forinnstilte kretselementer, såsom motstander og kondensatorer, som i sin natur er stabile og ikke kan inn-føre dynamiske feil, bølgeformforvrengninger og liknende. Eventuelle dynamisk aktive deler av kretsene kan følgelig innføre signalfeil bare i et overgangs-driftsområde mellom de.lineære områder med konstant forsterkning. Most bilinear devices determine the fixed end regions with constant gain by means of fixed, preset circuit elements, such as resistors and capacitors, which are inherently stable and cannot introduce dynamic errors, waveform distortions and the like. Any dynamically active parts of the circuits can consequently introduce signal errors only in a transitional operating range between de.linear ranges with constant gain.
Man bør merke seg at den dynamiske virkning for en konvensjonell, logaritmisk kompressor eller ekspander, It should be noted that the dynamic performance of a conventional, logarithmic compressor or expander,
i fremstillingen på fig. 3 blir en rett linje. For eksempel er linjen 11 karakteristikken for en 2:1-kompressor, og linjen 13 er karakteristikken for en 1:2-ekspander. I denne analyse er det klart at det ikke er noen mulighet for sepa-rasjon eller forskyvning av virkningene av sådanne anordninger. in the preparation in fig. 3 becomes a straight line. For example, line 11 is the characteristic of a 2:1 compressor, and line 13 is the characteristic of a 1:2 expander. In this analysis it is clear that there is no possibility of separation or displacement of the effects of such devices.
For analyseformål og for å oppnå en første ordens approksimasjon av nødvendige terskelnivåer for å tilveiebringe optimal forskyvning i overensstemmelse med oppfinnelsen, er det nyttig å idealisere fig. 3 enda mer. Det antas derfor at hver kompressor (og ekspander) umiddelbart oppnår sitt maksimale kompresjonsforhold ved et terskelnivå og opprettholder dette forhold inntil den når et avslutningspunkt ved et høyere nivå hvor dens dynamiske virkning plutselig stopper. En rekke kompressorer og ekspandere som er fremstilt på samme måte som på fig. 3, fremkommer da som fortløpende, rektangulære kurver, slik som vist på fig. 4. Som et eksempel er tre bilineære, karakteristiske kompressorer og ekspandere koplet i serie. Lavnivåanord-ningen, som fortrinnsvis er den tredje kompressor (første ekspander), har den laveste terskel (T^) vist ved -62 dB, For purposes of analysis and to obtain a first order approximation of required threshold levels to provide optimal displacement in accordance with the invention, it is useful to idealize FIG. 3 even more. It is therefore assumed that each compressor (and expander) immediately achieves its maximum compression ratio at a threshold level and maintains this ratio until it reaches a termination point at a higher level where its dynamic action suddenly stops. A series of compressors and expanders manufactured in the same manner as in fig. 3, then appear as continuous, rectangular curves, as shown in fig. 4. As an example, three bilinear, characteristic compressors and expanders are connected in series. The low level device, which is preferably the third compressor (first expander), has the lowest threshold (T^) shown at -62 dB,
og sitt avslutningspunkt (F^) ved -46 dB som er terskelen (T2) for mellomnivåtrinnet. Mellomnivåtrinnet har sitt avslutningspunkt (F2) ved -30 dB som er terskelen (T^) for høynivåtrinnet. Høynivåtrinnet har sitt avslutningspunkt (F^) ved -14 dB. Alle nivåer er referert til det totale eller generelle inngangssignal. Det er videre antatt at hvert trinn har en forsterkning på 8 dB og et maksimalt kompresjonsforhold på 2:1. and its termination point (F^) at -46 dB which is the threshold (T2) for the intermediate level step. The intermediate level stage has its termination point (F2) at -30 dB which is the threshold (T^) for the high level stage. The high-level stage has its termination point (F^) at -14 dB. All levels are referenced to the total or general input signal. It is further assumed that each stage has a gain of 8 dB and a maximum compression ratio of 2:1.
Fig. 5 viser idealiserte karakteristikk-kurver (totalt inngangssignal som funksjon av utgangssignal) for kompresjon basert på eksemplet på fig. 4 (speilbilde-ekspansjonskurvene er for klarhetens skyld utelatt). Figuren viser hvordan den dynamiske virkning for hvert trinn opptrer ved siden av virkningen for det tilstøtende trinn, hvilket resulterer i et totalt kompresjonsforhold på 2:1 samtidig som det oppnås en kompresjon på 24 dB. Fig. 5 shows idealized characteristic curves (total input signal as a function of output signal) for compression based on the example of fig. 4 (the mirror image expansion curves are omitted for clarity). The figure shows how the dynamic effect of each stage acts alongside the effect of the adjacent stage, resulting in a total compression ratio of 2:1 while achieving a compression of 24 dB.
Basert på observasjoner av fig. 4 og 5 angir en eneste likning sammenhengen mellom terskelnivå T, avslutningspunkt F, maksimalt kompresjonsforhold C og forsterkning G for et vilkårlig spesielt trinn: Based on observations of fig. 4 and 5, a single equation states the relationship between threshold level T, termination point F, maximum compression ratio C and gain G for any particular step:
Ved benyttelse av denne likning kan terskelnivåene for hvert trinn bestemmes som en noenlunde nøyktig approksimasjon ved hjelp av en iterativ metode. Dersom det for eksempel ønskes et totalt avslutningspunkt (F^) på -14 dB med en trinnforsterkning på 8 dB og et maksimalt kompresjonsforhold på 2, viser likningen at høynivåterskelen (T-^) er -30 dB. Denne verdi benyttes da som avslutningspunktet (F2) for mellomnivåtrinnet for å bestemme at dettes terskel skal være -4 6 dB, og så videre. Hvert trinn henvises således tilbake til resultatet for det foregående trinn i denne analyse. Den beregnede terskel er imidlertid den totale terskel referert til inngangen av rekken. For å oppnå terskelen for en spesiell krets referert til dens egen inngang, tas det hensyn til den kumulative signalfor-sterkning opp til dette punkt. For eksempel er terske- By using this equation, the threshold levels for each step can be determined as a fairly accurate approximation using an iterative method. For example, if a total termination point (F^) of -14 dB is desired with a step gain of 8 dB and a maximum compression ratio of 2, the equation shows that the high-level threshold (T-^) is -30 dB. This value is then used as the end point (F2) for the intermediate level step to determine that its threshold should be -4 6 dB, and so on. Each step is thus referred back to the result for the previous step in this analysis. The calculated threshold is, however, the total threshold referred to the input of the row. To obtain the threshold for a particular circuit referenced to its own input, account is taken of the cumulative signal gain up to this point. For example, threshing-
len for trinnet med lavest nivå på fig. 5 lik -46 dB når det refereres til inngangen til dette trinn. len for the step with the lowest level in fig. 5 equal to -46 dB when referring to the input of this stage.
Likningen kan også løses med hensyn på avslutningspunktet F, kompresjonsforholdet C eller forsterkningen G. Konstruktøren kan således bestemme sine kretsparamet^-re basert på hans konstruksjonsmål. Slike mål kan omfatte krav om at det laveste nivås terskel skal ligge over støy-minimumsgrensen, at det høyeste nivås avslutningspunkt skal være tilstrekkelig lavt til å tillate bruk av oversvingbe-skyttelse, og at det totale, maksimale kompresjonsforhold ikke skal overskride en spesiell verdi. The equation can also be solved with regard to the termination point F, the compression ratio C or the gain G. The designer can thus determine his circuit parameters based on his design goals. Such targets may include requirements that the lowest level threshold should be above the noise minimum limit, that the highest level termination point should be sufficiently low to allow the use of overshoot protection, and that the total maximum compression ratio should not exceed a particular value.
I praktiske kretser er terskelen og avslutningspunktet ikke alltid veldefinerte punkter, slik det er tilfelle i denne analyse. Slik som omtalt innledningsvis, In practical circles, the threshold and termination point are not always well-defined points, as is the case in this analysis. As mentioned in the introduction,
kan de områder i hvilke mellomnivådelen av karakteristikken går over i de lineære lavnivå- og høynivå-deler, være jevne eller skarpe avhengig av karakteristikkene for de kretser som styrer den dynamiske virkning. I praksis vil således terskelområdet for én krets overlappe avslutningspunkt-området for en annen krets. the areas in which the mid-level part of the characteristic transitions into the linear low-level and high-level parts may be smooth or sharp depending on the characteristics of the circuits controlling the dynamic effect. In practice, the threshold area for one circuit will thus overlap the termination point area for another circuit.
Betraktning av ovenstående likning og av fig. 5 viser at for det spesielle tilfelle med et kompresjonsforhold på 2:1 tilveiebringes halvparten av terskelforskyvnin-gen ved hjelp av signalforsterkningene for trinnene, og at den andre halvpart må tilveiebringes ved hjelp av en endret forspenning på styreelementet og/eller en endret styreforsterker-forsterkning (øket forsterkning for lavere terskel). For kompresjonsforholdene 1,5:1 og 3:1 tilveiebringes på liknende måte 1/3 henholdsvis 2/3 av forskyvningen ved hjelp av trinnforsterkningene, og 2/3 hhv. 1/3 av forskyvningen må tilveiebringes ved hjelp av styrekretsene. Consideration of the above equation and of fig. 5 shows that for the special case with a compression ratio of 2:1, half of the threshold shift is provided by means of the signal amplifications for the steps, and that the other half must be provided by means of a changed bias on the control element and/or a changed control amplifier gain (increased gain for lower threshold). For the compression ratios 1.5:1 and 3:1, 1/3 and 2/3 respectively of the displacement is provided in a similar way by means of the step reinforcements, and 2/3 respectively. 1/3 of the displacement must be provided by the control circuits.
På både fig. 1 og 5 er 0 dB et nominelt maksimum eller referansenivå. I praksis tilveiebringes en fri høyde på ca. 10 - 20 dB over 0 dB-nivået. On both fig. 1 and 5, 0 dB is a nominal maximum or reference level. In practice, a free height of approx. 10 - 20 dB above the 0 dB level.
Slik som foran nevnt, er det vanligvis å foretrek-ke at høynivåtrinnet er det første i en kompressorrekke og at lavnivåtrinnet er det siste. Et reversert arrangement er imidlertid også mulig. I det reverserte tilfelle trenger det første trinns styreforsterker en høy forsterkning for å oppnå den nødvendige, lave terskel. Denne lave terskel gjelder da selv ved nærvær av høynivåsignaler, hvilket vanligvis fører til dårlig støymodulasjonsytelse for det totale system når det dreier seg om glidebånd-systemer ifølge den kjente teknikk. I dette reverserte arrangement må hvert trinn tilveiebringe tilstrekkelig styreforsterker-forsterkning til å oppnå den terskel som kreves for dette trinn. Hver terskel er videre i hovedsaken fast og uavhengig av operasjonen av de andre trinn. Dette er en følge av det faktum at signalforsterkningen for hvert tidligere trinn har falt i hovedsaken til én når terskelen nås for det tilsvarende, påfølgende trinn. Beregningen av de terskler som kreves for optimal forskyvning i det reverserte tilfelle, er den samme som beregningen i det foretrukne tilfelle. Terskelen for hvert trinn referert til dets egen inngang blir imidlertid den samme som den totale terskel. As previously mentioned, it is usually preferred that the high-level stage is the first in a compressor series and that the low-level stage is the last. However, a reversed arrangement is also possible. In the reversed case, the first stage control amplifier needs a high gain to achieve the required low threshold. This low threshold then applies even in the presence of high-level signals, which usually leads to poor noise modulation performance for the overall system when it comes to sliding band systems according to the known technique. In this reversed arrangement, each stage must provide sufficient control amplifier gain to achieve the threshold required for that stage. Furthermore, each threshold is essentially fixed and independent of the operation of the other steps. This is a consequence of the fact that the signal gain for each previous step has essentially dropped to one when the threshold is reached for the corresponding subsequent step. The calculation of the thresholds required for optimal displacement in the reversed case is the same as the calculation in the preferred case. However, the threshold of each step referred to its own input will be the same as the total threshold.
I motsetning til den reverserte situasjon er det i det foretrukne arrangement (i hvilket høynivåtrinnet er først i kompressorkjeden og lavnivåtrinnet er sist), en nyttig vekselvirkning mellom trinnforsterkningene og tersklene. Tersklene for nedstrømstrinnene bestemmes delvis av signalforsterkningene for de foregående trinn. I et 2-trinns system med en lavnivåforsterkning på 10 dB pr. trinn er således styreforsterker-forsterkningskravet for det andre trinn redusert med 10 dB, i kraft av lavnivå-signalforsterkningen for det første trinn. Når et høynivåsignal fremkommer, elimineres 10 dB-forsterkningen for det første trinn og terskelen for lavnivåtrinnet heves effektivt med 10 dB. Med glidebåndkompandere forbedrer dette støymodu-lasjonsytelsen av støyreduksjonsvirkningen. In contrast to the reversed situation, in the preferred arrangement (in which the high-level stage is first in the compressor chain and the low-level stage is last), there is a useful interaction between the stage gains and the thresholds. The thresholds for the downstream stages are determined in part by the signal gains of the preceding stages. In a 2-stage system with a low-level gain of 10 dB per stage, the control amplifier gain requirement for the second stage is thus reduced by 10 dB, by virtue of the low-level signal gain for the first stage. When a high-level signal appears, the 10 dB gain for the first stage is eliminated and the threshold for the low-level stage is effectively raised by 10 dB. With sliding band companders, this improves the noise modulation performance of the noise reduction effect.
I det foretrukne arrangement er forsterkningene for alle foregående trinn helt effektive opp til terskelen for hvilket som helst spesielt, etterfølgende trinn. I motsetning til det foran beskrevne system med reversert rekkefølge, drar således det foretrukne arrangement størst fordel av de virkende signalforsterkninger for de individuelle trinn. Således gjelder: 1. Under signaltilstander med meget lavt nivå In the preferred arrangement, the gains for all preceding stages are fully effective up to the threshold of any particular subsequent stage. In contrast to the previously described system with reversed order, the preferred arrangement thus takes the greatest advantage of the effective signal amplifications for the individual steps. This applies: 1. During signal conditions with a very low level
(sub-terskelnivå) reduseres styreforsterker-forsterkningskravet for hvert trinn med et beløp som er lik de kumulative signalforsterkninger for alle foregående trinn. I eksemplet på fig. 5 blir således den styreforsterker-forsterkning som er nødvendig for trinnet med lavest nivå, for å oppnå en terskel på -62 dB, redusert med 16 dB i forhold til den som ville være nødvendig dersom trinnet arbeidet uavhengig eller i den reverserte konfigurasjon som er beskrevet foran. På liknende måte blir styre-forsterkerforsterkningen for midtnivåtrinnet redusert med 8 dB, hvilket således fører til den mest økonomiske krets. (sub-threshold level), the control amplifier gain requirement for each stage is reduced by an amount equal to the cumulative signal gains of all previous stages. In the example of fig. 5, the control amplifier gain required for the lowest level stage to achieve a threshold of -62 dB is thus reduced by 16 dB compared to that which would be required if the stage operated independently or in the reversed configuration described in front of. Similarly, the control amplifier gain for the mid-level stage is reduced by 8 dB, thus leading to the most economical circuit.
2. En signalavhengig, variabel terskelvirkning 2. A signal-dependent, variable threshold effect
oppnås, slik at støymodulasjonsvirkningene med glidebåndtrinn reduseres. De effektive terskler for lavnivåtrinnene blir gradvis hevet med økende signalnivå ved en spesiell frekvens. Med høye signalnivåer (på den lineære høynivådel av over-føringskarakteristikken) blir den effektive terskel for trinnet med lavest nivå hevet med et nivå som er lik alle lavnivå (sub-terskel)-trinnfor-sterkninger opp til dette punkt. I eksemplet på fig. 5 blir således terskelen for trinnet med lavest nivå, normalt -62 dB under signaltilstander med lavt nivå, hevet med 16 dB, til -4 6 dB, under signaltilstander med høyt nivå. På liknende måte blir terskelen for midtnivåtrinnet hevet til is achieved, so that the noise modulation effects with sliding band steps are reduced. The effective thresholds for the low-level steps are gradually raised with increasing signal level at a particular frequency. With high signal levels (on the high-level linear portion of the transfer characteristic), the effective threshold of the lowest-level stage is raised by a level equal to all low-level (sub-threshold) stage gains up to that point. In the example of fig. 5, the threshold for the lowest level step, normally -62 dB under low level signal conditions, is thus raised by 16 dB, to -4 6 dB, under high level signal conditions. In a similar way, the threshold for the middle level step is raised to
-38 dB. -38 dB.
I en første praktisk utførelse av oppfinnelsen, hvor det benyttes serie-glidebåhdanordninger, er kompressoren 2 og ekspanderen 8 på fig. 2 i det vesentlige glidebånd-anordninger av standard B-type, som angitt i US-PS Re 28 426, mens kompressoren 4 og ekspanderen 6 har modifiserte respons-karakteristikker. Man har funnet at det, med den støy som genereres av kassettbånd, oppnås et brukbart resultat når den andre anordning (i kompressormodusen) ikke bare har en forskjøvet inngangsamplitudenivårespons, men også har en grensefrekvens som ligger ca. to til tre oktaver lavere enn grensefrekvensen for en anordning av standard B-type. Nærmere bestemt blir terskelnivåene på den andre anordning senket, både for de syllabiske filtre/begrensere og for oversving-undertrykkelsesbegrenseren, for å bevirke forskyvning, og hjørnefrekvensen for det faste filter senkes med to til tre oktaver. In a first practical embodiment of the invention, where series slide-bar devices are used, the compressor 2 and the expander 8 in fig. 2 essentially slide belt devices of the standard B type, as set forth in US-PS Re 28,426, while the compressor 4 and the expander 6 have modified response characteristics. It has been found that, with the noise generated by cassette tapes, a usable result is obtained when the second device (in compressor mode) not only has a shifted input amplitude level response, but also has a cutoff frequency of about two to three octaves lower than the cut-off frequency of a standard B-type device. Specifically, the threshold levels on the second device are lowered, both for the syllabic filters/limiters and for the overshoot suppression limiter, to effect offset, and the corner frequency of the fixed filter is lowered by two to three octaves.
Detaljer ved B-type-kretsen er vist på fig. 6, 7 og 8 som er de samme figurer som fig. 4, 5 og 10 i US-PS Details of the B-type circuit are shown in fig. 6, 7 and 8 which are the same figures as fig. 4, 5 and 10 in US-PS
Re 28 426, og ytterligere detaljer ved disse kretser, deres virkemåte og teori er angitt i det nevnte patentskrift. Re 28,426, and further details of these circuits, their operation and theory are set out in the said patent document.
Den følgende beskrivelse av fig. 6, 7 og 8 er tatt fra US-PS Re 28 426. The following description of fig. 6, 7 and 8 are taken from US-PS Re 28,426.
Kretsen på fig. 6 er spesielt konstruert for inn-bygging i innspillingskanalen i en konsument-båndopptaker, idet to sådanne kretser er nødvendig for en stereo-opptaker. Inngangssignalet tilføres ved en klemme 10 til et emitter-følgertrinn 12 som tilveiebringer et lavimpedanssignal. Dette signal tilføres for det første via en direkte gjennom-gående hovedbane som utgjøres av en motstand 14, til en ut-gangsklemme 16, og for det andre via en ytterligere bane hvis siste element er en motstand 18 som også er koplet til klemmen 16. Motstandene 14 og 18 adderer utgangssignalene fra hovedbanen og den ytterligere bane for å tilveiebringe den nødvendige kompresjonslov. The circuit of fig. 6 is specially designed for installation in the recording channel of a consumer tape recorder, since two such circuits are necessary for a stereo recorder. The input signal is supplied at a terminal 10 to an emitter follower stage 12 which provides a low impedance signal. This signal is supplied firstly via a direct through main path which is constituted by a resistor 14, to an output terminal 16, and secondly via a further path whose last element is a resistor 18 which is also connected to the terminal 16. Resistors 14 and 18 add the output signals from the main path and the additional path to provide the required compression law.
Den ytterligere bane består av et fast filter 20, et filter 22 med variabel avskjæring omfattende en FET-transistor 24 (idet disse utgjør filter/begrenser-enheten), og en forsterker 2 6 hvis utgang er koplet til en dobbel diodebegrenser eller klipper 28 og til motstanden 18. Den ikke-lineære begrenser undertrykker oversving av utgangs-signalet med plutselig økende inngangssignaler. Forsterkeren 26 øker signalet i den ytterligere bane til et slikt nivå at kneet i karakteristikken til begrenseren eller oversvingundertrykkeren 28, som består av siliciumdioder, er effektivt ved det riktige signalnivå under transiente tilstander. Den effektive terskel for oversvingundertrykkeren ligger noe over terskelen for den syllabiske filter/begrenser-enhet. Motstandene 14 og 18 er proporsjonert slik at den nødvendige, kompenserende dempningsgrad da tilveiebringes for signalet i den ytterligere bane. The further path consists of a fixed filter 20, a variable cut-off filter 22 comprising a FET transistor 24 (these constituting the filter/limiter unit), and an amplifier 26 whose output is coupled to a dual diode limiter or clipper 28 and to the resistor 18. The non-linear limiter suppresses overshoot of the output signal with suddenly increasing input signals. The amplifier 26 boosts the signal in the further path to such a level that the knee in the characteristic of the limiter or overshoot suppressor 28, which consists of silicon diodes, is effective at the correct signal level during transient conditions. The effective threshold of the overshoot suppressor is slightly above the threshold of the syllabic filter/limiter unit. The resistors 14 and 18 are proportioned so that the necessary, compensatory degree of attenuation is then provided for the signal in the further path.
Utgangen fra forsterkeren 2 6 er også koplet til The output from the amplifier 2 6 is also connected
en forsterker 30 hvis utgangssignal likerettes ved hjelp av en germaniumdiode 31 og integreres ved hjelp av et glattings-filter 32 for å tilveiebringe styrespenningen for FET-transistoren 24. an amplifier 30 whose output signal is rectified by means of a germanium diode 31 and integrated by means of a smoothing filter 32 to provide the control voltage for the FET transistor 24.
Det benyttes enkle RC-filtre, selv om ekvivalente LC- eller LCR-filtre kunne benyttes. Det faste filter 20 tilveiebringer en grensefrekvens på 1700 Hz, under hvilken avtagende kompresjon finner sted. Filteret 22 omfatter en seriekondensator 34 og en shuntmotstand 36 etterfulgt av en seriemotstand 38 og FET-transistoren 24, med transistorens kilde-sluk-bane koplet som en shuntmotstand. Under hviletilstander med null signal på FET-transistorens 24 styre-elektrode. er transistoren strupt og oppviser i hovedsaken uendelig impedans. Tilstedeværelsen av motstanden 38 kan da ignoreres. Filterets 22 grensefrekvens er således 800 Hz, altså en frekvens som ligger vesentlig under grensefrekvensen for det faste filter 20. Simple RC filters are used, although equivalent LC or LCR filters could be used. The fixed filter 20 provides a cut-off frequency of 1700 Hz, below which tapering compression takes place. The filter 22 comprises a series capacitor 34 and a shunt resistor 36 followed by a series resistor 38 and the FET transistor 24, with the source-drain path of the transistor connected as a shunt resistor. During rest states with zero signal on the FET transistor's 24 control electrode. the transistor is choked and exhibits essentially infinite impedance. The presence of the resistor 38 can then be ignored. The cutoff frequency of the filter 22 is thus 800 Hz, i.e. a frequency that is significantly below the cutoff frequency of the fixed filter 20.
Når signalet på FET-transistorens 24 styreelektro-de øker tilstrekkelig til at transistorens motstand faller til mindre enn f.eks. 1 k£2, shunter motstanden 38 på effektiv måte motstanden 36, og grensefrekvensen stiger slik at filterets passbånd innsnevres markant. Stigningen i grensefrekvens er selvsagt en gradvis virkning. When the signal on the FET transistor's 24 control electrode increases sufficiently for the transistor's resistance to drop to less than, e.g. 1 k£2, resistor 38 effectively shunts resistor 36, and the cut-off frequency rises so that the filter's passband narrows markedly. The increase in cut-off frequency is of course a gradual effect.
Benyttelsen av en FET-transistor er bekvemt da en sådan anordning, innenfor et passende, begrenset område av signalamplituder, virker i hovedsaken som en lineær motstand (for signaler av den ene eller den andre polaritet) hvis verdi bestemmes av styrespenningen på styreelektroden. The use of a FET transistor is convenient as such a device, within a suitable, limited range of signal amplitudes, essentially acts as a linear resistance (for signals of one or the other polarity) whose value is determined by the control voltage on the control electrode.
Motstanden 3 6 og FET-transistoren 2 4 er ført tilbake til et innstillbart uttak 4 6 på en spenningsdeler som omfatter en temperaturkompenserende germaniumdiode 48. Uttaket 46 muliggjør at filterets 22 kompresjonsterskel kan reguleres. The resistor 3 6 and the FET transistor 2 4 are fed back to an adjustable outlet 4 6 on a voltage divider which includes a temperature-compensating germanium diode 48. The outlet 46 enables the compression threshold of the filter 22 to be regulated.
Forsterkeren 26 omfatter komplementære transisto-rer som gir høy inngangsimpedans og lav utgangsimpedans. The amplifier 26 comprises complementary transistors which provide high input impedance and low output impedance.
Da forsterkeren driver diodebegrenseren 28, er en begrenset utgangsimpedans nødvendig og blir tilveiebrakt av en kop-lingsmotstand 50. Som allerede nevnt, er diodene 28 siliciumdioder og har et skarpt kne rundt 1/2 volt. Since the amplifier drives the diode limiter 28, a limited output impedance is required and is provided by a coupling resistor 50. As already mentioned, the diodes 28 are silicon diodes and have a sharp knee around 1/2 volt.
Signalet på begrenseren og dermed på motstanden The signal on the limiter and thus on the resistor
18 kan kortsluttes til jord ved hjelp av en bryter 53.når det er nødvendig å sette kompressoren ut av virkning. 18 can be short-circuited to earth by means of a switch 53. when it is necessary to put the compressor out of action.
Forsterkeren 30 er en NPN-transistor med et emitter-tidskonstantnettverk 52 som gir øket forsterkning ved høye frekvenser. Sterke høyfrekvenser (f.eks. et .cymbal skrall) vil derfor føre til rask innsnevring av det bånd i hvilket kompresjon finner sted, slik at signalforvrengning unngås. The amplifier 30 is an NPN transistor with an emitter time constant network 52 which provides increased amplification at high frequencies. Strong high frequencies (eg a cymbal rattle) will therefore lead to a rapid narrowing of the band in which compression takes place, so that signal distortion is avoided.
Forsterkeren er koplet til glattingsfilteret 32 The amplifier is connected to the smoothing filter 32
via den likerettende diode 31. Filteret omfatter en seriemotstand 54 og en shuntkondensator 56. Motstanden 54 er shuntet av en siliciumdiode 58 som tillater hurtig oppladning av kondensatoren 55 for raskt angrep, kombinert med god glatting under stasjonære tilstander. Spenningen på kondensatoren 56 tilføres direkte til FET-transistorens 24 styre-elektrode. via the rectifying diode 31. The filter comprises a series resistor 54 and a shunt capacitor 56. The resistor 54 is shunted by a silicon diode 58 which allows rapid charging of the capacitor 55 for fast attack, combined with good smoothing under stationary conditions. The voltage on the capacitor 56 is supplied directly to the control electrode of the FET transistor 24.
Et komplett koplingsskjerna av den komplementære ekspander er vist på fig. 7, men en fullstendig beskrivelse er ikke nødvendig da i hovedsaken hele kretsen er identisk med fig. 6, og komponentverdier er derfor for størstedelen ikke vist på fig. 7. A complete coupling core of the complementary expander is shown in fig. 7, but a full description is not necessary as essentially the entire circuit is identical to fig. 6, and component values are therefore for the most part not shown in fig. 7.
Forskjellene mellom fig. 6 og 7 er som følger: The differences between fig. 6 and 7 are as follows:
På fig. 7 avleder den ytterligere bane sitt inngangssignal fra utgangsklemmen 16a, forsterkeren 26a er inverterende, og de signaler som kombineres av motstandene 14 og 18, tilføres til inngangen (basisen) av emitter-følgeren 12 hvis utgang (emitter) er koplet til klemmen 16a. For å sikre lav drivimpedans, er inngangsklemmen 10a koplet til motstanden 14 via en emitterfølger 60. Det må tas passende forholdsregler for å hindre forspenningsvirkning (bias getting) i ekspanderen. In fig. 7, the further path derives its input signal from the output terminal 16a, the amplifier 26a is inverting, and the signals combined by the resistors 14 and 18 are supplied to the input (base) of the emitter follower 12 whose output (emitter) is connected to the terminal 16a. To ensure low drive impedance, the input terminal 10a is connected to the resistor 14 via an emitter follower 60. Appropriate precautions must be taken to prevent bias getting in the expander.
Forsterkeren 26a gjøres inverterende ved å ta utgangen fra emitteren i stedet for kollektoren i y den andre (PNP-) transistor. Denne endring medfører skifting av 10 k£3 motstanden 62 (fig. 6) fra kollektoren til emitteren, hvilket automatisk gir en passende utgangsimpedans for å drive begrenseren. Motstanden 50 er derfor utelatt på The amplifier 26a is made inverting by taking the output from the emitter instead of the collector of the second (PNP) transistor. This change involves shifting the 10k£3 resistor 62 (Fig. 6) from the collector to the emitter, which automatically provides a suitable output impedance to drive the limiter. The resistor 50 is therefore left out
fig. 7. fig. 7.
Det skal bemerkes at det ved trimming av et komplett støyreduksjonssystem er viktig å ha like signalnivåer på transistorenes 12 emittere i både kompressor og ekspander. Måleklemmer M er vist koplet til disse emittere. It should be noted that when trimming a complete noise reduction system, it is important to have equal signal levels on the transistors' 12 emitters in both compressor and expander. Measuring terminals M are shown connected to these emitters.
Fig. 8 viser en foretrukket krets for erstatning av kretsen mellom punktene A, B og C på fig. 6 og 7. Når FET-transistoren 2 4 er strupt, er det andre RC-nettverk 22 uvirksomt, og det første RC-nettverk 20 bestemmer da den ytterligere banes respons. Den forbedrede krets kombinerer fasefordelene med å ha bare en eneste RC-seksjon under hviletilstander, med dempningskarakteristikken på 12 dB pr. oktav for et to-seksjons RC-filter under signaltilstander. Fig. 8 shows a preferred circuit for replacing the circuit between points A, B and C in fig. 6 and 7. When the FET transistor 2 4 is choked, the second RC network 22 is inactive, and the first RC network 20 then determines the response of the further path. The improved circuit combines the phase advantages of having only a single RC section under quiescent conditions, with the attenuation characteristic of 12 dB per octave for a two-section RC filter under signal conditions.
I den praktiske krets, hvor det benyttes FET-transistorer av typen MPF 194, er motstanden 36a på 39 kQ nødvendig for å tilveiebringe en begrenset kildeimpedans for å arbeide inn i FET-transistoren. På denne måte blir kompresjonsforholdet ved alle frekvenser og nivåer holdt på et maksimum på ca. 2. Motstanden 36a på 39 kfi tjener den samme kompresjonsforholdbegrensende funksjon i den forbedrede krets som motstanden 36 i kretsen på fig. 6 In the practical circuit, where FET transistors of the MPF 194 type are used, the 39 kQ resistor 36a is necessary to provide a limited source impedance to work into the FET transistor. In this way, the compression ratio at all frequencies and levels is kept at a maximum of approx. 2. The 39 kfi resistor 36a serves the same compression ratio limiting function in the improved circuit as the resistor 36 in the circuit of FIG. 6
eller 7. Denne motstand tilveiebringer dessuten en lav-frekvensbane for signalet. or 7. This resistor also provides a low-frequency path for the signal.
Modifikasjoner av fig. 6, 7 og 8 skal beskrives Modifications of fig. 6, 7 and 8 must be described
i det følgende. in the following.
I den første praktiske utførelse av oppfinnelsen benytter kompressoren 4 og ekspanderen 6 på fig. 2, slik som foran nevnt, anordninger av den på fig. 6, 7 og 8 viste type med modifiserte karakteristikker. Den endrede grensefrekvens og reduserte terskel oppnås henholdsvis ved å modifisere karakteristikkene for det faste filter (det faste filter 20 på fig. 6) og også styreforsterkerens forsterkning- ved å endre dens forkorreksjons-karakteristikker (emitter-tidskonstantnettverket 52 i forsterkeren 30 på fig. 6). Oversving-undertrykkerens terskel senkes ved anvendelse av passende DC-forspenninger (i fremoverretningen) på diodene 28. Impedansen til det variable filter (det variable filter 22 på fig. 6 og 8) etterlates In the first practical embodiment of the invention, the compressor 4 and the expander 6 in fig. 2, as mentioned above, arrangements of the one in fig. 6, 7 and 8 showed type with modified characteristics. The changed cut-off frequency and reduced threshold are respectively achieved by modifying the characteristics of the fixed filter (the fixed filter 20 in Fig. 6) and also the gain of the control amplifier by changing its pre-correction characteristics (the emitter-time constant network 52 in the amplifier 30 in Fig. 6 ). The threshold of the overshoot suppressor is lowered by applying suitable DC biases (in the forward direction) to the diodes 28. The impedance of the variable filter (the variable filter 22 of Figs. 6 and 8) is left
i det vesentlige uendret for å bibeholde en passende tilpasning til karakteristikkene for tilgjengelige, spennings-styrbare, variable kretselementer. Passende modifikasjoner av B-type-glidebåndkretsen som er vist på fig. 6, 7 og 8, er å endre verdien av motstanden på 3,3 k£2 i det faste filter 20 til en verdi på 18 kn for å senke dets grensefrekvens to til tre oktaver. For å øke styreforsterker-forsterkningen, økes verdien av kondensatoren i forsterkerens 30 emitter-tidskonstantnettverk 52 fra 0,15 til 0,60 uF (eller fra 0,1 til 0,4 yF dersom den antydede verdi på substantially unchanged to maintain a suitable fit to the characteristics of available voltage controllable variable circuit elements. Suitable modifications of the B-type sliding band circuit shown in FIG. 6, 7 and 8, is to change the value of the resistance of 3.3 k£2 in the fixed filter 20 to a value of 18 kN to lower its cut-off frequency two to three octaves. To increase the control amplifier gain, the value of the capacitor in the amplifier 30 emitter-time constant network 52 is increased from 0.15 to 0.60 µF (or from 0.1 to 0.4 µF if the implied value of
0,1 uF benyttes). Forspenninger på ca. pluss og minus 1/4 volt i fremoverretningen påtrykkes på siliciumdiodene 28, slik at oversving-undertrykkelsesnivået reduseres med flere decibel. 0.1 uF is used). Preloads of approx. plus and minus 1/4 volt in the forward direction are applied to the silicon diodes 28, so that the overshoot suppression level is reduced by several decibels.
Det variable filter 22 har en all-pass-frekvens-karakteristikk som reaksjon på hvile-styrespenningen, og således senkes den totale filter-avskjæring med to til tre oktaver. En økning av kondensatorverdien i styreforsterkerens 30 emitternettverk øker forsterkerens forsterkning ved hvilken som helst gitt frekvens. Slik som beskrevet foran og i US-PS Re 28 426, stiger det variable RC-filters 22 grensefrekvens når styrespenningen (fra forsterkeren 30, likeretteren 31 og glattingsfilteret 32) øker. Med større kapasitetsverdier i nettverket 52 reagerer således det variable filter ved å bevege seg oppover i frekvens fra sin hvileverdi som reaksjon på signaler med lavere nivå, slik at nivåresponsen eller terskelen forskyves i forhold til nivåresponsen eller terskelen i den umodifiserte B-type-krets. The variable filter 22 has an all-pass frequency characteristic in response to the quiescent control voltage, and thus the total filter cut-off is lowered by two to three octaves. Increasing the capacitor value in the control amplifier's 30 emitter network increases the amplifier's gain at any given frequency. As described above and in US-PS Re 28,426, the variable RC filter 22's cut-off frequency rises as the control voltage (from the amplifier 30, the rectifier 31 and the smoothing filter 32) increases. Thus, with larger capacity values in the network 52, the variable filter reacts by moving upwards in frequency from its resting value in response to signals with a lower level, so that the level response or threshold is shifted in relation to the level response or threshold in the unmodified B-type circuit.
Nivåresponsen kan forskyves på tallrike måter i tillegg til å endre styreforsterkerens emitternettverk. Andre muligheter omfatter endring av forspenningen på styreelementet, endring av styreforsterkerens forsterkning på annen måte, endring av de relative signalnivåer mellom filterbanen og styresignal-avledningsbanen, og så videre. The level response can be shifted in numerous ways in addition to changing the control amplifier's emitter network. Other possibilities include changing the bias voltage of the control element, changing the gain of the control amplifier in some other way, changing the relative signal levels between the filter path and the control signal derivation path, and so on.
Visse detaljer ved kretsen på fig. 6, 7 og 8 har utviklet seg i årenes løp og mer moderne former av kretsen er blitt publisert og er velkjente i teknikken. Henvisnin-gen til den spesielle krets i US-PS Re 28 426 er benyttet for bekvemmelighet i fremstillingen. Fig. 9 viser en virkelig kurveregistrerings-opptegning av respons under kompresjonsterskelen for de to seriekoplede kompressorer, idet den første er modifisert slik som beskrevet foran, og ekspanderresponsen er også vist. Sammenlikn denne figur med fig. 10 (som svarer til fig. 12 i US-PS Re 28 426) som viser en virkelig kurveregi-strerings-opptegning av respons under kompresjonsterskelen for en enkeltstående kompressor eller ekspander ifølge fig. 6, 7 og 8. Fig. 11 viser en kurveregistrering (chart recording) av inngangs-utgångs-responsen av serie-kompres-sorene som en funksjon av frekvensen. Inspeksjon av respons-opptegningene viser de to dynamiske områder for kurvene som indikerer de to forskjøvne virkningsområder. Selv om obser-verbarheten av de dynamiske områder i disse kurver er nyttig for å vise den forskjøvne virkning av anordningene, foretrekkes det i praksis at kurvene er så jevne som mulig, uten merkbare dynamiske områder eller "humper". Parallelle lin-jer A og B er trukket gjennom terskelområdene, idet linjen A refererer seg til standardkretsen og linjen B til den modifiserte krets. Sammenlikn disse kurver med fig. 12 Certain details of the circuit in fig. 6, 7 and 8 have evolved over the years and more modern forms of the circuit have been published and are well known in the art. The reference to the special circuit in US-PS Re 28,426 is used for convenience in the preparation. Fig. 9 shows a real curve recording plot of response below the compression threshold for the two series-connected compressors, the first being modified as described above, and the expander response is also shown. Compare this figure with fig. 10 (corresponding to FIG. 12 of US-PS Re 28,426) which shows a real curve recording plot of response below the compression threshold for a single compressor or expander according to FIG. 6, 7 and 8. Fig. 11 shows a chart recording of the input-output response of the series compressors as a function of frequency. Inspection of the response plots shows the two dynamic ranges for the curves indicating the two shifted ranges of action. Although the observability of the dynamic ranges in these curves is useful in showing the offset effect of the devices, in practice it is preferred that the curves be as smooth as possible, without noticeable dynamic ranges or "bumps". Parallel lines A and B are drawn through the threshold areas, line A referring to the standard circuit and line B to the modified circuit. Compare these curves with fig. 12
(som svarer til fig. 12 i US-PS Re 28 426) som viser liknende responskurver for en enkeltstående, umodifisert B-type-glidebåndkompressor. Fig. 11 viser at kompressoren som omfatter serie-anordninger, tilveiebringer i hovedsaken dobbelt så mye kompresjon som er fordelt over et større frekvens- og nivåområde. (corresponding to Fig. 12 of US-PS Re 28,426) showing similar response curves for a single, unmodified B-type scroll compressor. Fig. 11 shows that the compressor which includes series devices provides essentially twice as much compression which is distributed over a larger frequency and level range.
Den variable båndvirkning av serie-anordningene med forskjøvet virkning kan sees på fig. 13 og 14 som viser en kurveskriver-probetonerespons (chart recorder probe tone response) av de seriekoplede kompressorer. Sammenlikn disse figurer med fig. 15 (som svarer til fig. 15 i US-PS The variable band action of the series devices with staggered action can be seen in fig. 13 and 14 showing a chart recorder probe tone response of the series-connected compressors. Compare these figures with fig. 15 (corresponding to Fig. 15 of US-PS
Re 28 426) som viser en virkelig kurveregistrering som er oppnådd fra kretsen på fig. 6 med inkorporering av kretsen på fig. 8. Den variable båndvirkning er vist ved oppteg-ning av kompressor-frekvensresponsen ved hjelp av en lavnivå-probetone (hvis nivå ligger under kompressorterskelen) ved nærvær av et høynivåsignal, idet probe- eller føler-tonen detekteres på kompressorens utgang ved hjelp av et sporingsfilter.(tracking filter). Høynivåsignalet bringer kompressorkretsen til å operere, idet diagrammet viser virkningen på filterets omslagsfrekvens (turnover frequency). Re 28,426) which shows a real curve recording obtained from the circuit of FIG. 6 incorporating the circuit of FIG. 8. The variable band effect is shown by recording the compressor frequency response by means of a low-level probe tone (whose level is below the compressor threshold) in the presence of a high-level signal, the probe or sensor tone being detected at the output of the compressor by means of a tracking filter. The high-level signal causes the compressor circuit to operate, as the diagram shows the effect on the filter's turnover frequency.
Fig. 13 viser responsen for én probetone ved Fig. 13 shows the response for one probe tone at
-65 dB og 200 Hz signaltoner ved nivåer som strekker seg fra -28 dB og under til +10 dB. Fig. 14 gjelder for en 500 Hz signaltone ved nivåer som strekker seg fra -34 dB -65 dB and 200 Hz signal tones at levels ranging from -28 dB and below to +10 dB. Fig. 14 applies to a 500 Hz signal tone at levels ranging from -34 dB
og under til +10 dB. and below to +10 dB.
I en ytterligere praktisk utførelse av oppfinnelsen som gir forbedret ytelse, er både kompressoren 2 og ekspanderen 8 på fig. 2 modifikasjoner av standard B-type-anordninger. Begge serieanordninger har sine hjørnefre-kvenser senket med to oktaver for å tilveiebringe en skarpt stigende lavnivåresponskarakteristikk. Forskyvning av den dynamiske virkning tilveiebringes ved å redusere tersklene (både syllabisk og oversving-undertrykkelse) for den andre (i kompressormodusen) anordning. In a further practical embodiment of the invention which provides improved performance, both the compressor 2 and the expander 8 in fig. 2 modifications of standard B-type devices. Both series devices have their corner frequencies lowered by two octaves to provide a sharply rising low-level response characteristic. Displacement of the dynamic effect is provided by reducing the thresholds (both syllabic and overshoot suppression) of the other (in compressor mode) device.
Et særtrekk og en nyttig fordel ved oppfinnelsen er at frekvensresponsene for de individuelle kretser set-tes sammen eller blandes. Dersom den mest skarpt eller plutselig stigende støyreduksjonskarakteristikk ønskes, oppnås dette ved å benytte kretser som har de samme lav- A distinctive feature and a useful advantage of the invention is that the frequency responses for the individual circuits are put together or mixed. If the most sharply or suddenly rising noise reduction characteristic is desired, this is achieved by using circuits that have the same low-
i in
nivå (hvile)-frekvensresponskarakteristikker. level (rest) frequency response characteristics.
I den forbedrede utførelse resulterer følgelig valget av identiske filterkarakteristikker ved ca. 2 oktaver under karakteristikken for den normale B-type-anordning, Consequently, in the improved embodiment, the selection of identical filter characteristics results in approx. 2 octaves below the characteristic of the normal B-type device,
1 en karakteristikk som stiger raskt over ca. 300 Hz. Systemet blir således i stand til å oppnå en vesentlig støy-xeduksjon i det kritiske område fra 300 Hz til 2 kHz, et område i hvilket båndstøy er merkbar så snart støy over 2 kHz er blitt redusert. Det er et neglisjerbart, hørbart støybidrag fra båndet under ca. 3 00 Hz. Ved å tilveiebringe bare minimal støyreduksjonsyirkning under 300 Hz, unngår systemet manipulasjonen av fundamentale signalfrekvenser og forbedrer systemets komplementaritet i praktiske båndopp-takere som for eksempel kan ha frekvensresponsfeil på grunn av hodeujevnheter og liknende. Ved å unngå kompresjonen av lavfrekvenssignaler, forbedres videre systemkompatibiliteten på grunn av at hevningen av lavfrekvenssignalene ville 1 a characteristic that rises rapidly above approx. 300 Hz. The system is thus able to achieve a significant noise reduction in the critical range from 300 Hz to 2 kHz, a range in which band noise is noticeable as soon as noise above 2 kHz has been reduced. There is a negligible, audible noise contribution from the band below approx. 300 Hz. By providing only minimal noise reduction effort below 300 Hz, the system avoids the manipulation of fundamental signal frequencies and improves the system's complementarity in practical tape recorders which may for example have frequency response errors due to head unevenness and the like. By avoiding the compression of low frequency signals, system compatibility is further improved due to the fact that the boost of the low frequency signals would
resultere i sjenerende rummel og bassforsterkning når kodede bånd spilles på systemer som ikke har komplementære ekspandere. result in annoying rumble and bass boost when encoded tapes are played on systems that do not have complementary expanders.
Idet det på nytt henvises til fig. 6 og 8, blir motstanden i det faste filter 20 i begge de to serieanordninger i den praktiske utførelse som diskuteres, endret fra Referring again to fig. 6 and 8, the resistance in the fixed filter 20 in both of the two series devices in the practical embodiment under discussion is changed from
i in
3,3 kfi til 13 kfi, hvilket forårsaker at den totale, lavere grensefrekvens for filtrene 20 og 22 forskyver seg ca. 2 oktaver lavere til ca. 375 Hz. I den andre anordning blir kondensatoren i styreforsterkerens 30 emitternettverk 52 øket i verdi med en faktor på ca. 4, slik som i den foran beskrevne utførelse. Dette resulterer i en forskyvning av terskelnivåer på grovt 10 - 15 dB (avhengig av signalnivå og signalfrekvens). Passende forspenning innføres i diode-begrenserkretsen 28 for å senke oversving-undertrykkelsesnivået. 3.3 kfi to 13 kfi, which causes the overall lower cutoff frequency of filters 20 and 22 to shift approx. 2 octaves lower to approx. 375 Hz. In the second arrangement, the capacitor in the emitter network 52 of the control amplifier 30 is increased in value by a factor of approx. 4, as in the embodiment described above. This results in a shift in threshold levels of roughly 10 - 15 dB (depending on signal level and signal frequency). Appropriate biasing is applied to the diode limiter circuit 28 to lower the overshoot suppression level.
I en modifikasjon av den sist beskrevne, praktiske utførelse kan kondensatoren 34 i filteret 22 økes i verdi til 0,01 pF for å fremme overensstemmelsen i karakteristikker fra enhet til enhet og å forbedre støymodulasjons-karakteristikkene. Som følge av de i hovedsaken like tidskonstanter for det faste filter 20 og det variable filter 22, blir arrangementet i dette tilfelle ekvivalent med et énpolet, variabelt filter, og det faste filter kan elimineres. I dette tilfelle plasseres motstanden 36a (som har en verdi på 47 kfi i moderne former, for B-type-kretsen) i parallell med FET-transistorens 24 kilde-sluk-bane for å tilveiebringe en hvile-hjørnefrekvens på ca. In a modification of the last described, practical embodiment, the capacitor 34 in the filter 22 can be increased in value to 0.01 pF to promote the consistency of characteristics from unit to unit and to improve the noise modulation characteristics. As a result of the essentially equal time constants for the fixed filter 20 and the variable filter 22, the arrangement in this case becomes equivalent to a single-pole, variable filter, and the fixed filter can be eliminated. In this case, the resistor 36a (which has a value of 47 kfi in modern forms, for the B-type circuit) is placed in parallel with the source-drain path of the FET transistor 24 to provide a quiescent corner frequency of about
375 Hz. Det er imidlertid ønskelig å bibeholde det faste filter i høynivåkretsen, slik at kretsen kan omkoples for å arbeide alene som en standard B-type-krets. 375 Hz. However, it is desirable to retain the fixed filter in the high-level circuit, so that the circuit can be switched to work alone as a standard B-type circuit.
Som en praktisk detalj vil et konsumentprodukt som inneholder de praktiske systemer som nettopp er beskrevet, være kompatibelt med eksisterende, ikke-kodet og B-type-kodet "programvare" (f.eks. bånd og FM-radioprogrammer). As a practical detail, a consumer product incorporating the practical systems just described would be compatible with existing non-coded and B-type coded "software" (eg tapes and FM radio programs).
De forbedrede systemer omfatter en standard B-type-anordning og kan følgelig omkoples til å arbeide som en B-type-anordning for full kompatibilitet. Når det på den annen side blir tilgjengelig innspilte bånd som er kodet med det forbedrede system, kan eksisterende konsumentsystemer av B-typen observere overdreven høyfrekvensinformasjon eller "klarhet", hvilket kan behandles ved å justere høyfrekvens-tonekontrollen på samme måte som ikke-utstyrte konsumentsystemer for tiden behandler B-type-kodet programvare. The improved systems include a standard B-type device and can therefore be switched to work as a B-type device for full compatibility. On the other hand, when recorded tapes encoded with the improved system become available, existing B-type consumer systems may observe excessive high-frequency information or "clarity", which can be addressed by adjusting the high-frequency tone control in the same way as non-equipped consumer systems currently processing B-type encoded software.
Den standard B-type-krets som er beskrevet i US-PS Re 28 426, har et maksimalt kompresjonsforhold på ca. 2:1. Dette kompresjonsforhold har vist seg å være et godt praktisk valg for konsumentkassettbånd-kompandersystemer. The standard B-type circuit described in US-PS Re 28,426 has a maximum compression ratio of approx. 2:1. This compression ratio has proven to be a good practical choice for consumer cassette tape compander systems.
I de seriekoplede kretser i de utførelser som er beskrevet foran, bibeholder hver krets et maksimalt kompresjonsforhold på ca. 2:1, og det maksimale kompresjonsforhold for den totale kombinasjon av seriekretser er ca. 2:1 ved de fleste inngangssignalnivåer og -frekvenser. I praktiske utførel-ser ér det imidlertid vanskelig å unngå noe større forhold, f.eks. 2,5:1, i et lite område av nivåer og frekvenser. Dette kan aksepteres dersom kompresjonsforholdet ikke er mer enn ca. 2,5:1 (eller ca. 1 1/4 ganger kompresjonsforholdet for hver krets), og .dersom det område av nivåer og frekvenser i hvilket det opptrer, ikke er stort. In the series-connected circuits in the designs described above, each circuit maintains a maximum compression ratio of approx. 2:1, and the maximum compression ratio for the total combination of series circuits is approx. 2:1 at most input signal levels and frequencies. In practical implementations, however, it is difficult to avoid somewhat larger conditions, e.g. 2.5:1, in a small range of levels and frequencies. This can be accepted if the compression ratio is not more than approx. 2.5:1 (or about 1 1/4 times the compression ratio for each circuit), and .if the range of levels and frequencies in which it occurs is not large.
En annen spesiell utførelse av oppfinnelsen som er vist generelt på fig. 2, er å utforme én kompressor og ekspander som en splittbåndanordning, slik som beskrevet i US-PS 3 846 719 og US-PS 3 903 485, og den andre kompressor og ekspander som en glidebåndanordning. En passende splittbånd- eller multibåndanordning er beskrevet i "Journal of the Audio Engineering Society", Vol. 15, nr. 4, o'ktober 1967, s. 383 - 388. Splittbåndanordninger i overensstemmelse med parametrene i denne artikkel er blitt velkjente som A-type-anordninger. Another particular embodiment of the invention shown generally in FIG. 2, is to design one compressor and expander as a split belt device, as described in US-PS 3,846,719 and US-PS 3,903,485, and the other compressor and expander as a sliding belt device. A suitable split-band or multi-band arrangement is described in "Journal of the Audio Engineering Society", Vol. 15, No. 4, October 1967, pp. 383 - 388. Split-band arrangements conforming to the parameters of this article have become well known as A -type devices.
I en praktisk utførelse mottar en A-type-kompres- In a practical embodiment, an A-type compressor receives
i in
sor et flatt inngangssignal og tilfører sitt utgangssignal til en spesielt tilpasset glidebåndanordning. Det er sær^ lig fordelaktig å anbringe A-type-anordningen slik at den mottar et ubehandlet inngangssignal da den er konstruert for å behandle et flatt inngangssignal. Anbringelse av glidebåndanordningen først ville ha ulempen med endring av det flate inngangssignal til en form som er mindre egnet som inngangssignal for A-type-anordningen. På gjengivelses-siden mottar glidebåndekspanderen signalet fra kanalen N, behandler dette og tilfører det til A-type-ekspanderen. sor a flat input signal and supplies its output signal to a specially adapted sliding band device. It is particularly advantageous to place the A-type device so that it receives an unprocessed input signal as it is designed to process a flat input signal. Placing the sliding band device first would have the disadvantage of changing the flat input signal to a form less suitable as an input signal for the A-type device. On the reproduction side, the sliding band expander receives the signal from channel N, processes it and supplies it to the A-type expander.
Fig. 16 viser liknende kurver som fig. 9 for lavnivå-signalresponsen for:en A-type-kompressor alene, glidebåndkompressoren alene!og den kombinerte kompressor-respons. Ekspansjonsresponskurvene er komplementære på tilsvarende måte som på fig. 9. A-type-anordningen tilveiebringer en kompresjon på 10 dB opp til ca. 5 kHz, over hvilken frekvens økningen i nivå stiger jevnt til 14 dB Fig. 16 shows similar curves as fig. 9 for the low-level signal response for: an A-type compressor alone, the sliding band compressor alone!, and the combined compressor response. The expansion response curves are complementary in a similar way as in fig. 9. The A-type device provides a compression of 10 dB up to approx. 5 kHz, above which frequency the increase in level rises steadily to 14 dB
ved 15 kHz. Denne stigende respons av A-type-karakteristikken benyttes til å desensibilisere glidebåndkarakteristikken ved høye frekvenser (se høyfrekvensdelen av "glidebånd"-kurven på fig. 16). Dette er fordelaktig for å redusere virkningene av høyfrekvens-kanalresponsusikkerheter som skal beskrives nærmere i det følgende. Den kombinerte responskurve klatrer således jevnt opp til 20 dB hvor den holder seg i hovedsaken flat til ca. 14 kHz hvor den faller at 15 kHz. This rising response of the A-type characteristic is used to desensitize the sliding band characteristic at high frequencies (see the high frequency portion of the "sliding band" curve in Fig. 16). This is advantageous for reducing the effects of high frequency channel response uncertainties which will be described in more detail below. The combined response curve thus climbs steadily up to 20 dB, where it remains essentially flat until approx. 14 kHz where it falls
av. Glidebåndanordningen er konstruert for å ha drifts-terskler og resulterende områder med dynamisk virkning som ligger godt klar av tersklene og områdene for A-type-kretsen. of. The slider device is designed to have operating thresholds and resulting areas of dynamic action that are well clear of the thresholds and areas of the A-type circuit.
Fig. 17 viser en rekke responskurver ved forskjellige nivåer for de seriekoplede A-type- og glidebånd-kompressorer. Disse kurver fremviser den samme type infor-masjon som fig. 11. Det skraverte område C angir generelt de dynamiske områder som skriver seg fra virkning av A-type-anordningen, og det skraverte område D angir virkningen av glidebåndanordningen. Dette arrangement resulterer i et maksimalt kompresjonsforhold som ved hvilket som helst nivå eller hvilken som helst frekvens ikke overskrider ca. 2:1 Fig. 17 shows a series of response curves at different levels for the series-connected A-type and sliding belt compressors. These curves display the same type of information as fig. 11. The shaded area C generally indicates the dynamic ranges resulting from the action of the A-type device, and the shaded area D indicates the action of the sliding band device. This arrangement results in a maximum compression ratio which at any level or frequency does not exceed approx. 2:1
og derfor er forholdsvis fritt for feilforsterkningsvirknin-ger i praktiske båndinnstillingskanaler. and is therefore relatively free from error amplification effects in practical band tuning channels.
Man vil forstå at en standard A-type-anordning i eksempeløyemed er koplet i serie med en spesiell glidebåndanordning. I prinsipp kan imidlertid A-type-anordningen modifiseres for å forskyve sine områder med dynamisk virkning for å tilveiebringe den beste tilpasning til virknings-områdene for glidebåndanordningen. It will be understood that a standard A-type device for example purposes is connected in series with a special sliding belt device. In principle, however, the A-type device can be modified to shift its areas of dynamic action to provide the best fit to the areas of action of the sliding belt device.
Den nøyaktige grad av forskyvning som er nødvendig 1 denne og andre utforminger som er beskrevet i det foregående, vil avhenge av parametrene for de benyttede signal-behandlingsanordninger. Formålet med forskyvning av områdene med dynamisk virkning er å minimere opphopnings- eller "buntings"-virkninger (bunching effeets) i responskurvene. Bunting er en indikasjon på store kompresjons- eller ekspansjonsforhold. Se for eksempel fig. 18 som viser overdreven bunting, dvs. ved noen frekvenser og nivåer resulterer en endring på 10 dB i inngangsnivå i en endring på 2 1/2 dB i utgangsnivå, et forhold på 4:1. Optimalt, med riktig forskyvning, blir et forhold på 2:1 aldri vesentlig overskredet i et kassettkompandersystem over det meste av området av nivåer og frekvenser. I andre typer av over-føringssystemer kan høyere kompresjonsforhold.være aksep-table. The exact degree of displacement required in this and other designs described above will depend on the parameters of the signal processing devices used. The purpose of shifting the areas of dynamic effect is to minimize bunching effects in the response curves. Bunching is an indication of large compression or expansion ratios. See, for example, fig. 18 which shows excessive bunching, i.e. at some frequencies and levels a 10 dB change in input level results in a 2 1/2 dB change in output level, a ratio of 4:1. Optimally, with proper offset, a ratio of 2:1 is never significantly exceeded in a cassette compander system over most of the range of levels and frequencies. In other types of transmission systems, higher compression ratios may be acceptable.
Claims (13)
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US16395080A | 1980-06-30 | 1980-06-30 | |
US18077180A | 1980-08-22 | 1980-08-22 |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
NO812218L NO812218L (en) | 1982-01-04 |
NO157400B true NO157400B (en) | 1987-11-30 |
NO157400C NO157400C (en) | 1988-03-09 |
Family
ID=26860115
Family Applications (3)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
NO812218A NO157400C (en) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | CONNECTOR FOR MODIFICATION OF THE DYNAMICS AREA OF AN INPUT SIGNAL. |
NO812216A NO157398C (en) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | CLUTCH DEVICE FOR REDUCING MEDIA OVERLOAD EFFECTS ISIGNAL RECORDING AND SIGNAL TRANSFER SYSTEMS |
NO812217A NO157399C (en) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | SIGNAL COMPRESSOR AND CONNECTING SIGNAL EXPANDS FOR USE IN ETSIGNAL TRANSMISSION SYSTEM. |
Family Applications After (2)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
NO812216A NO157398C (en) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | CLUTCH DEVICE FOR REDUCING MEDIA OVERLOAD EFFECTS ISIGNAL RECORDING AND SIGNAL TRANSFER SYSTEMS |
NO812217A NO157399C (en) | 1980-06-30 | 1981-06-29 | SIGNAL COMPRESSOR AND CONNECTING SIGNAL EXPANDS FOR USE IN ETSIGNAL TRANSMISSION SYSTEM. |
Country Status (17)
Country | Link |
---|---|
KR (4) | KR880000106B1 (en) |
AT (3) | AT372796B (en) |
AU (3) | AU545125B2 (en) |
BR (3) | BR8104158A (en) |
CH (3) | CH654703A5 (en) |
DE (3) | DE3125788A1 (en) |
DK (3) | DK168806B1 (en) |
ES (3) | ES503497A0 (en) |
FI (3) | FI74368C (en) |
GB (3) | GB2079112B (en) |
HK (3) | HK28285A (en) |
IT (3) | IT1137985B (en) |
MY (3) | MY8501147A (en) |
NL (3) | NL190214C (en) |
NO (3) | NO157400C (en) |
SE (3) | SE447525B (en) |
SG (3) | SG4385G (en) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4736433A (en) * | 1985-06-17 | 1988-04-05 | Dolby Ray Milton | Circuit arrangements for modifying dynamic range using action substitution and superposition techniques |
US4815068A (en) * | 1987-08-07 | 1989-03-21 | Dolby Ray Milton | Audio encoder for use with more than one decoder each having different characteristics |
US5651028A (en) * | 1995-05-09 | 1997-07-22 | Unisys Corporation | Data transmission system with a low peak-to-average power ratio based on distorting frequently occuring signals |
US5793797A (en) * | 1995-05-09 | 1998-08-11 | Unisys Corporation | Data transmisson system with a low peak-to-average power ratio based on distorting small amplitude signals |
DE10011193B4 (en) * | 2000-03-08 | 2004-02-05 | Sennheiser Electronic Gmbh & Co. Kg | Compander system with a compressor circuit and an expander circuit |
Family Cites Families (21)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US28426A (en) * | 1860-05-22 | Shortening tires | ||
US2558002A (en) * | 1939-10-24 | 1951-06-26 | Int Standard Electric Corp | Volume compression system |
US3022473A (en) * | 1959-08-18 | 1962-02-20 | Bell Telephone Labor Inc | Signal recovery circuits |
US3903485A (en) * | 1968-01-10 | 1975-09-02 | Ray Milton Dolby | Compressors, expanders and noise reduction systems |
GB1253031A (en) * | 1968-01-10 | 1971-11-10 | ||
US3846719A (en) * | 1973-09-13 | 1974-11-05 | Dolby Laboratories Inc | Noise reduction systems |
USRE28426E (en) * | 1968-11-01 | 1975-05-20 | Signal compressors and expanders | |
US3757254A (en) * | 1970-06-05 | 1973-09-04 | Victor Co Ltd | N system noise reduction system and apparatus using a compression and expansio |
GB1390341A (en) * | 1971-03-12 | 1975-04-09 | Dolby Laboratories Inc | Signal compressors and expanders |
GB1367002A (en) * | 1971-04-06 | 1974-09-18 | Victor Company Of Japan | Compression and/or expansion system and circuit |
US3875537A (en) * | 1972-05-02 | 1975-04-01 | Dolby Laboratories Inc | Circuits for modifying the dynamic range of an input signal |
GB1432763A (en) * | 1972-05-02 | 1976-04-22 | Dolby Laboratories Inc | Compressors expanders and noise reduction systems |
US3934190A (en) * | 1972-09-15 | 1976-01-20 | Dolby Laboratories, Inc. | Signal compressors and expanders |
CA1000617A (en) * | 1973-05-17 | 1976-11-30 | Ray M. Dolby | Compressors, expanders and noise reduction systems |
US3971405A (en) * | 1974-07-15 | 1976-07-27 | Parker-Hannifin Corporation | Pressure controlled hydrant valve coupler |
US3930208A (en) * | 1974-08-29 | 1975-12-30 | Northern Electric Co | A-C signal processing circuits for compandors |
US3902131A (en) * | 1974-09-06 | 1975-08-26 | Quadracast Systems | Tandem audio dynamic range expander |
JPS51127608A (en) * | 1975-04-30 | 1976-11-06 | Victor Co Of Japan Ltd | Signal transmitting unit |
US4061874A (en) * | 1976-06-03 | 1977-12-06 | Fricke J P | System for reproducing sound information |
DE2803751C2 (en) * | 1978-01-28 | 1982-06-09 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Circuit for automatic dynamic compression or expansion |
JPS5552971A (en) * | 1978-10-16 | 1980-04-17 | Mitsubishi Electric Corp | Simulator for radar indicator |
-
1981
- 1981-06-26 DK DK282981A patent/DK168806B1/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-26 DK DK282881A patent/DK172325B1/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-26 DK DK282581A patent/DK156356C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 GB GB8119972A patent/GB2079112B/en not_active Expired
- 1981-06-29 ES ES503497A patent/ES503497A0/en active Granted
- 1981-06-29 SE SE8104063A patent/SE447525B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 GB GB8119973A patent/GB2079113B/en not_active Expired
- 1981-06-29 SE SE8104061A patent/SE447524B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 ES ES503496A patent/ES503496A0/en active Granted
- 1981-06-29 NO NO812218A patent/NO157400C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 NL NLAANVRAGE8103122,A patent/NL190214C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 NL NLAANVRAGE8103124,A patent/NL189988C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 FI FI812024A patent/FI74368C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 FI FI812026A patent/FI76456C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 NO NO812216A patent/NO157398C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 NO NO812217A patent/NO157399C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 FI FI812025A patent/FI79428C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 SE SE8104062A patent/SE450985B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 ES ES503493A patent/ES8300233A1/en not_active Expired
- 1981-06-29 NL NL8103123A patent/NL192652C/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-29 GB GB8119974A patent/GB2079114B/en not_active Expired
- 1981-06-30 DE DE19813125788 patent/DE3125788A1/en active Granted
- 1981-06-30 CH CH4293/81A patent/CH654703A5/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 KR KR1019810002351A patent/KR880000106B1/en active
- 1981-06-30 BR BR8104158A patent/BR8104158A/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 KR KR1019810002350A patent/KR880000105B1/en active
- 1981-06-30 AT AT0291581A patent/AT372796B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 AU AU72394/81A patent/AU545125B2/en not_active Expired
- 1981-06-30 KR KR1019810002352A patent/KR840002491B1/en active
- 1981-06-30 BR BR8104156A patent/BR8104156A/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 AT AT0291681A patent/AT386911B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 CH CH4294/81A patent/CH660653A5/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 IT IT22650/81A patent/IT1137985B/en active
- 1981-06-30 AU AU72393/81A patent/AU544888B2/en not_active Expired
- 1981-06-30 IT IT22652/81A patent/IT1137987B/en active
- 1981-06-30 AT AT0291481A patent/AT386304B/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 AU AU72365/81A patent/AU546641B2/en not_active Expired
- 1981-06-30 IT IT22651/81A patent/IT1137986B/en active
- 1981-06-30 BR BR8104157A patent/BR8104157A/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 DE DE19813125790 patent/DE3125790A1/en active Granted
- 1981-06-30 CH CH4292/81A patent/CH662684A5/en not_active IP Right Cessation
- 1981-06-30 DE DE3125789A patent/DE3125789C2/en not_active Expired
-
1984
- 1984-09-19 KR KR1019840005735A patent/KR840002492B1/en not_active IP Right Cessation
-
1985
- 1985-01-16 SG SG43/85A patent/SG4385G/en unknown
- 1985-01-16 SG SG45/85A patent/SG4585G/en unknown
- 1985-01-16 SG SG42/85A patent/SG4285G/en unknown
- 1985-04-04 HK HK282/85A patent/HK28285A/en not_active IP Right Cessation
- 1985-04-04 HK HK284/85A patent/HK28485A/en not_active IP Right Cessation
- 1985-04-04 HK HK283/85A patent/HK28385A/en not_active IP Right Cessation
- 1985-12-30 MY MY1147/85A patent/MY8501147A/en unknown
- 1985-12-30 MY MY1149/85A patent/MY8501149A/en unknown
- 1985-12-30 MY MY1148/85A patent/MY8501148A/en unknown
Also Published As
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4490691A (en) | Compressor-expander circuits and, circuit arrangements for modifying dynamic range, for suppressing mid-frequency modulation effects and for reducing media overload | |
US4281295A (en) | Noise reducing apparatus | |
US3967219A (en) | Signal compressors and expanders | |
US4539526A (en) | Adaptive signal weighting system | |
JPS6144420B2 (en) | ||
DK143150B (en) | SIGNAL COMPRESSOR OR EXPAND TO AUDIO NOISE REDUCTION | |
US3828280A (en) | Compressors, expanders and noise reduction systems | |
US4370681A (en) | Gain control circuit for noise reduction system | |
US4177356A (en) | Signal enhancement system | |
US4609878A (en) | Noise reduction system | |
US4498060A (en) | Circuit arrangements for modifying dynamic range using series arranged bi-linear circuits | |
US4498055A (en) | Circuit arrangements for modifying dynamic range | |
NO157400B (en) | CONNECTOR FOR MODIFICATION OF THE DYNAMICS AREA OF AN INPUT SIGNAL. | |
US6728381B1 (en) | Noise reducing circuit | |
US3803496A (en) | Receiving apparatus | |
NL192905C (en) | Circuit arrangement for modifying the dynamics magnitude of input information signals. | |
KR900000483B1 (en) | Circuit arrangements for modifying dynamic range | |
US7397873B2 (en) | Adaptive signal weighting system | |
JPS6333807B2 (en) | ||
JPH0243381B2 (en) | ||
US3978423A (en) | Dynamic expander | |
CA1219809A (en) | Audio compressors and expanders | |
CA1201388A (en) | Improvements in audio compressors and expanders | |
KR930000772Y1 (en) | Linear audio frequency improving circuit | |
GB2068197A (en) | Noise reduction circtuits |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
MK1K | Patent expired |
Free format text: EXPIRED IN JUNE 2001 |