NO156190B - Effektfaktor-styreinnretning. - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en effektfaktor-styreinnretning for en trefaset vekselstrøms-induksjonsmotor som ikke har noen felles referanse-kontaktklemme gjennom hvilken alle fasestrømmer flyter, og som kan drives ved hjelp av sampling av fasestrøm og fasespenning.

I US-PS 4 052 648 er det beskrevet et effekt-reduksjonssystem for induksjonsmotorer hvor den effektive spenningstilførsel til motoren varieres direkte som en funksjon av belastningen. I dette patentskrift er det angitt at effektfaktoren for slike motorer varierer direkte med belastning, og at effektfaktoren for en mindre enn fullt belastet motor kan opprettholdes på et optimalt nivå ved å redusere den effektive spenning til motoren. Slik som beskrevet i patentskriftet, kan effekttilførselen til en motor varieres automatisk som en funksjon av belastning ved å forlange at motoren arbeider med en valgt éffektfaktor. Dette system har vært meget vellykket når det gjelder vesentlig reduksjon av effektforbruk, særlig i forbindelse med intermitterende belastede motorer og/eller der hvor linjespenningen fluktuerer, og det er blitt benyttet i stor utstrekning med hensyn til énfasemotorer.

Man har også prøvet anvendeligheten av dette

system på trefasemotorer hvor motorens "Y"-klemme eller felles referanseeffektklemme bringes ut av motoren og ér tilgjengelig for styreformål. Dette virket godt. I mange trefasemotorer, såsom en trekantviklet motor, har det imid-lertid vist seg at en felles referanseklemme ikke er tilgjengelig, dvs. en klemme gjennom hvilken det flyter strøm fra alle tre faser. Det viser seg videre at ganske enkelt å prøveta eller sample den ene av motorens tre faser og avlede et effektfaktor-styresignal fra dette, ikke er til-fredsstillende, da betydelige stabilitetsproblemer påtreffes.

Det er et formål med oppfinnelsen å tilveiebringe en forbedret effektfaktor-styreinnretning som spesielt kan tilpasses til trefasemotorer hvor det ikke er tilgjengelig noen klemme som er felles for alle faser, og hvor problemer med motorustabilitet overvinnes.

Ovennevnte formål oppnås med en styreinnretning av den innledningsvis angitte type som ifølge oppfinnelsen er

kjennetegnet ved at den omfatter

første, andre og tredje fasedeteksjonskretser for sampling av strømmen og spenningen i hver av de tre faser og tilveiebringelse av diskrete utgangssignaler som hvert varierer i overensstemmelse med forskjellen i fase mellom strømmen og spenningen,

en anordning for frembringelse av et effekt-f aktor-kommetndosignal,

en summasjons- og differansekrets for kombinasjon av de tre utgangssignaler fra deteksjonskretsene for ut fra disse å avlede et middelverdisignal og for å subtrahere kommandosignalet fra middelverdisignalet,

en integrasjonskrets som reagerer på subtraksjonssignalet for å tilveiebringe et styresignal, og

en styrekretsanordning som inneholder et antall brytere som reagerer på diskrete signaler og som individuelt er koplet i serie med hver faseinngang til motoren, idet hver bryter reagerer på styresignalet for å variere bryterens "på"-tid under hver syklus av inngangseffekt til en tilhørende motorfase som en direkte funksjon av belastning på motoren og/eller inngangsspenningsfluktuasjoner, hvorved en økning i forskjellen mellom størrelsen av den nevnte spenning og størrelsen av belastning anvendt på motoren kompenseres for ved hjelp av en reduksjon i effekt til motoren, slik at dennes virkningsgrad generelt forbedres.

Oppfinnelsen skal beskrives nærmere i det følgende i forbindelse med utførelseseksempler under henvisning til tegningene, der fig. 1 viser et elektrisk koplingsskjema av en utførelse av en innretning ifølge oppfinnelsen, fig. 2 viser et elektrisk koplingsskjema av fasedetektorene som benyttes i den på fig.

1 viste utførelse, fig. 3 viser en rekke bølgeformer

som illustrerer virkemåten for fasedetektoren på fig. 2, fig. 4 viser en rekke bølgeformer som illustrerer frembringelsen av triggerpulser i overensstemmelse

med kretsen på fig. 1, fig. 5 viser et elektrisk koplingsskjerna av en alternativ utførelse av oppfinnelsen, fig. 6 viser et elektrisk koplingsskjerna av fasedetektoren som benyttes i den på fig. 5 viste utførelse, og fig. 7 viser en rekke signalpulser som illustrerer frekvensen for påkopling av de triac-type-tyristorer som benyttes i kretsen som er vist på fig. 5.

Idet det først henvises til fig. 1, drives en trefase-induksjonsmotor 10 via tyristor- eller SCR (styrte siliciumlikeretter)-anordninger 12, 14 og 16 fra en trefase-kraftledning som typisk tilveiebringer 220 eller 440 volt, 60 Hz, vekselstrøm til klemmer A, B og C. Den ene fase av et slikt signal er vist ved en spenningsbølgeform på fig. 3. Da SCR-anordningene sørger for ledning bare i én retning,

er en diode 18 koplet over hver SCR-anordning og polet for ledning i motsatt retning. Strømmen samples ved hjelp av strømsamplende transformatorer 26, 28 og 3 0 som er parallell-koplet med motstander 20, 22 og 24, idet hver av disse motstander er koplet i serie med en inngang til motoren 10. Transformatorene 26, 28 og 30 er individuelt koplet over den ene av disse motstander (via en primærvikling, som vist),

og med den ene sekundærklemme jordet tilveiebringer den andre sekundærklemme et diskret faset strømsignal-utgangssignal (som vist i bølgeformen C på fig. 3). En klemme X er knyttet til fasen A, en klemme z er knyttet til fasen C, og en klemme Y er knyttet til fasen B. Et effektfaktor-signal som er omvendt proporsjonalt med strøm-spenning-faseforskjellen for hvert av de tre faseinngangssignaler, oppnås separat ved hjelp av fasedetektorer 32, 34 og 36. Fasedetektoren 32 mottar et strømfølsomt signalsampel fra klemmen Z som representerer C-fasestrømmen, og et spennings-sigrial fra en transformator 38 som representerer A-C-fase-spenningen, og tilveiebringer et første fasedetektert utgangssignal på en klemme 40. Fasedetektoren 34 mottar et sampel fra klemmen Y som representerer B-fasestrømmen,

og et C-B-fasespenningssampel fra en transformator 42, og tilveiebringer et andre fasedetektert utgangssignal på klemmen 40. Fasedetektoren 36 mottar et A-fase-strømsignal-

sampel fra klemmen X og et B-A-fasespenningssampel fra en transformator 44, og tilveiebringer et tredje fasedeteksjons-signal på klemmen 40. De tre signaler, som er betegnet henholdsvis P^, V 2 og P3, fra de tre fasedetektorer er vist i bølgeformene F og G på fig. 3.

Fasedetektorene er identiske, og den ene er vist på fig. 2. Detektoren omfatter to konvensjonelle firkant-bølgekretser. Den ene er en spennings-firkantbølgeformer 5 0 som via en motstand 52 tilveiebringer en firkantbølge (bølgeform B på fig. 3) som reagerer på inngangsspenningen (bølgeform A på fig. 3). Den andre er en strøm-firkant-bølgeformer 56 som via en motstand 54 tilveiebringer en firkantbølge (bølgeform D på fig. 3) som representerer den negative halvsyklus av inngangsstrømmen (bølgeform C på fig. 3). Utgangssignalene fra de to bølgeformende kretser kombineres via motstandene 52 og 54. En diode 60 slipper gjennom bare den positive del av hvert utgangssignal til klemmen 40 som er felles for utgangssignalene fra alle tre fasedetektorer. Bølgeformen E illustrerer kombinasjons-prosessen og viser bølgeformen fra en eneste fasedetektor slik den ville opptre uten dioden 60, hvilken diode elimi-nerer de negative partier av bølgeformene. I deteksjons-prosessen er det vesentlig at hver fasedetektor frembringer en puls (f.eks. P-^ fra detektoren 32, P2 fra detektoren 34 og P^ fra detektoren 36) som i realiteten skrues "på" av forkanten eller stigeflanken av spenningsbølgeformen B og skrues "av" av bakkanten av bølgeformen D. Bredden av pulsen P^ (den har konstant amplitude) har således en tendens til å øke med en øket fasevinkel mellom strøm og spenning (således redusert effektfaktor), og til å avta i bredde med redusert fasevinkel (og således øket effektfaktor).

Dersom det som angitt antas at pulsen P^ representerer utgangssignalet fra fasedetektoren 32, illustrerer bølgeformene F og G det relative tidsnærvær av utgangspulse-ne V2 og P^ fra fasedetektorene 34 hhv. 36. Når utgangssignalene bringes sammen ved klemmen 40, illustrerer bølgefor-men G på fig. 3 de kombinerte signaler i dette punkt.

Dette sammensatte signal blir det grunnleggende tilbake-koplings-styresignal, og slik det vil bemerkes, er dette et signal av pulser med en repetisjonsfrekvens på 180 Hz. Dette står i motsetning til tidligere kretsløsninger hvor det benyttes et eneste fasedetektert utgangssignal (fra den ene av de tre faser), hvilket selvsagt ville ha hatt en frekvens på enten 60 Hz eller 120 Hz avhengig av om det blir benyttet halvbølge- eller helbølgedeteksjon.

Det neste trinn i overensstemmelse med oppfinnelsen er å utføre en kondisjonering eller tilpasning av styresignalet hvor dettes likestrømsegenskaper må være forenlige med SCR-triggerkretsen og likevel ha en frekvensrespons opp til av størrelsesorden 20 Hz. Styresignalet tilføres til den inverterende inngang til en operasjonsforsterker 64 i en signaltilpasser eller integrerende krets 66, sammen med et effektfaktor-kommandosignal som tilføres via en motstand 68 fra et potensiometer 70. Potensiometeret 70 er negativt forspent for å tilveiebringe et differanse- eller subtrak-sjonssignal i forhold til det positive signal som utvikles på fasedetektorens utganger. Signaltilpasning utføres ved hjelp av et inverst tilbakekoplingsnettverk som består av to kretser, idet den ene er en kondensator 72 som er koplet mellom operasjonsforsterkerens 64 utgang og inverterende inngang, og den andre består av en seriekombinasjon av en kondensator 74 og en motstand 7 6 som er koplet mellom disse to punkter. Tilbakekoplingsnettverket er i prinsipp et integrasjons- eller sakkingsnettverk. Kombinasjonen av motstanden 76 (ca. 15 kfi) og kondensatoren 74 (ca. 5 yF) er i begynnelsen effektiv (ved 0 frekvens) for å begynne å tilveiebringe en sakkingseffekt. Ved ca. 2 Hz begynner sakkingstilstanden å avta etter hvert som verdien av motstanden 76 begynner å ha en dominerende virkning over kondensatoren 74. Ved ca. 20 Hz begynner kondensatoren 7 2

(ca. 0,68 yF) å være effektiv for på nytt å bevirke en mar-kert sakkings- eller forsinkelsesvirkning. Det resulterende signal er et forholdsvis jevnt signal som representerer integralet av de sammensatte utgangssignaler fra fasedetektorene minus kornmandosignalet. Signalet, slik det benyttes, er representert ved sampelsignalbølgeformene S^ og S2 som

vist på fig. 4. Det er vesentlig at selv om signalene har et forholdsvis jevnt og konstant nivå som nærmer seg den midlere normalverdi som er til stede, må signalet reagere på signalendringer som følger med endringer i motorbelast-ning, og som typisk krever en signalrespons oppover til ca.

20 Hz. Dette oppnås ved hjelp av den viste krets.

Ettersom styreinnretningen ifølge oppfinnelsen

har den virkning å tilveiebringe en meget lav RMS- eller effektivverdi av spenningen til motoren 10 i dennes normale, roterende, men ubelastede tilstand, og en sådan spenning ville være utilstrekkelig til å tilveiebringe en startspen-ning til motoren, er det sørget for en anordning for å sikre at belastnings- eller effektfaktor-styresignalet er ineffektivt inntil motoren er brakt opp til driftshastighet. Dette oppnås ved hjelp av en forsinkelseskrets som består

av en kondensator 77 som er koplet til den positive eller ikke-inverterende inngang til operasjonsforsterkeren 64,

en motstand 78 som er koplet mellom denne inngang og jord, og en motstand 80 i serie med kondensatoren 77 og en +15 volts effektforsyning (som vist). Ved tilførsel av energi til motoren 10, og på samme tid til forspenningstilførselen (ikke vist) som sørger for alle forspenninger for kretsen på fig. 1, har en innledende ladestrøm gjennom motstandene 78 og 80 en verdi som er tilstrekkelig til å oppheve et maksimalt inngangssignal som tilføres til forsterkerens 64 negative inngang i en periode på flere sekunder. Motoren 10 bringes således opp til driftshastighet før dens inngangsspenning kan bli effektivt redusert i overensstemmelse med den beskrevne styremodus.

SCR-triggesignaler utvikles ved hjelp av sammen-likningen av operasjonsforsterkerens 64 utgangsstyre-signaler (f.eks. og S2 på fig. 4) og rampeformede signaler r. Et rampesignal for hver fase utvikles ved hjelp av den ene av konvensjonelle rampegeneratorer 84, 86 og 88 som reagerer på A-C-, C-B- og B-A-fasespenningene fra respektive av transformatorene 38, 42 og 44. Rampeutgangssignalene r fra disse generatorer er illustrert med heltrukne linjer i respektive av bølgeformene A, B og C på fig. 4 og tilføres separat til konvensjonelle sammenliknere 90, 92 og 94 sammen med et styresignal fra operasjonsforsterkeren 64. Under drift tilveiebringer en sammenlikner et pulsutgangssignal når styresignalets nivå, f.eks. den strektegnede linje S-^

på fig. 4, skjærer rampesignalets forkant. Når et styresignal S-^ tilføres til sammenliknerne, frembringes således utgangspulser som er vist i bølgeformene D, E og F på fig. 4. Disse pulser, som resulterer i trigging eller utløsning av tyristorene, opptrer én gang pr. syklus, og representerer således en halvbølge-driftsmodus. De forholdsvis smale triggepulser som er vist som bølgeformene D, E og F, frembringer forholdsvis korte "påkoplings"-tider for SCR-anordningene 12, 14 og 16, og frembringer således en forholdsvis lav RMS-inngangsspenning til motoren 10. Denne driftstil-stand vil i begynnelsen ha blitt fremkalt av fasedetektorer som detekterer en nedadforskyvning i effektfaktor (ved en oppadforskyvning i strøm-spennings-fasevinkel) som opptrer når motorbelastningen reduseres. Det resulterende utgangssignal fra operasjonsforsterkeren 64 vil frembringe en RMS-inngangsspenning for motoren som vil forårsake en likevekt mellom de kommando-effekfaktorer som bestemmes av forspen-ningsutgangssignalet fra potensiometeret 70 og det inte-grerte utgangssignal fra fasedetektorene.

Den egentlige styring av strøm-påkoplingsperiodene for SCR-anordningene utføres av porter 96, 98 og 100 som slipper gjennom høyfrekvenssignaler som reaksjon på utgangssignalene fra sammenliknerne. Disse porter er elektroniske brytere og virker slik at de styrer høyfrekvenssignalet (f.eks. 10 kHz) fra en oscillator 102 gjennom primærviklin-gene i transformatorer 104, 106 og 108 til SCR-anordningene. En motstand 110 og en diode 112 er koplet i serie over hver transformators primærvikling for å undertrykke induktive spenninger til et sikkert nivå som er forenlig med de benyt-tede halvlederkretser. Transformatorenes 104, 106 og 108 sekundærviklinger er koplet i serie med en diode 114 mellom SCR-anordningenes 12, 14, 16 styreelektrode og katode. Påkoplingsperiodene for SCR-anordningene følger periodene til pulsutgangssignalene fra sammenliknerne (som vist i bølge-formene D-I). Bølgeformene G-I, som frembringes av styresignalet S2, illustrerer påkoplingsperiodene for en moderat til kraftig belastet motor, i motsetning til bølgeformene D-F som indikerer en svakt belastet eller ubelastet motor.

Fig. 5 viser en modifisert utførelse av oppfinnelsen hvor det i stedet for SCR-anordninger er benyttet to-veis Triac'er 210, 211 og 212. Like komponenter på fig. 1 og 5 har like henvisningsbetegnelser. En motstand 213 og en kondensator 214 er på konvensjonell måte koplet i serie over effektklemmene for hver av Triac'ene for å stabilisere disses drift. Da Triac'ene kan styres under begge inngangseffekt-halvsykluser, er det nødvendig å tilveiebringe hel-bølgestyring, og rampegeneratorer 116, 118 og 120 er derfor vist å være 120 Hz-anordninger. Likeledes er fasedetektorer 12 2, 124 og 126 helbølgeanordninger, og hver er anordnet som vist på fig. 6.

Som vist på fig. 6, omfatter hver fasedetektor

to motsatt fasede spennings-firkantbølgekretser 128 og 13 0 og to motsatt fasede strøm-firkantbølgekretser 132 og 134. Utgangssignalene fra spennings-firkantbølgekretsen 128 og strøm-firkantbølgekretsen 132 summeres via motstander 136 og 138, og summen likerettes ved hjelp av en diode 140.

På liknende måte summeres utgangssignalene fra spennings-firkantbølgekretsen 130 og strøm-firkantbølgekretsen 134 via et liknende par av motstander 136 og 138 og likerettes av en diode 140. Til slutt fremkommer de likerettede utgangssignaler fra firkantbølgekretsene på den felles klemme 142 til hvilken alle fasedetektorutgangssignaler er tilkop-let som vist på fig. 5. Disse utgangssignaler, av hvilke det finnes to for hver inngangssignal-halvsyklus til hver fase, er vist på fig. 7 som viser at det i en tidsperiode på én syklus med 60 Hz strøm, en periode på 0,016 sekunder, opptrer seks utgangspulser. Det tilveiebringes således dobbelt så mange utgangspulser som med kretsen på fig. 1.

I kraft av dette utgangssignal med høyere frekvens, en frekvens på 360 Hz sammenliknet med 180 Hz for kretsen på fig. 1, er tidskonstantegenskapene for den signaltilpassende eller integrerende krets 150 forskjellige fra egenskapene til signaltilpasseren 66 i kretsen på fig. 1. Signaltilpasseren 150 omfatter tre inverse tilbakekoplingskretser mellom utgangen og inngangen av en operasjonsforsterker 151, idet én krets består av en kondensator 152, én består av en kondensator 154 i serie med en motstand 156, og én består av motstander 158 og 160 og en mellomliggende kondensator 162 som er koplet til jord. Kondensatoren 152 har typisk en verdi på 0,15 yF, eller fra 0,12 til 0,18 yF. Kondensatoren 154 har typisk en verdi på 20 yF, eller fra 18 til 22 yF. Motstanden 156 har typisk en verdi på 12 kfi, eller i området fra 10 til 50 k£2. Motstandene 158 og 160 har typisk like verdier på 18 kfl, eller i området fra 16 til 20 kfi, og kondensatoren 162 har typisk en verdi på 3 yF, eller i området fra 2 til 4 yF. Under drift tilveiebringer kondensatoren 152 et lavpassfilter for å utglatte firkantbølge-tilbakekoplingsstyresignalet. Kondensatorene 162 og 154

og motstandene 156, 158 og 160 tilveiebringer et forsprangs-forsinkelses-forsprangs-nettverk som er nødvendig for å stabilisere lukket-sløyfe-styresignalet.

Utgangssignalet fra operasjonsforsterkeren 151 tilføres til sammenliknerne 90, 92 og 94 som virker på samme måte som deres motstykker på fig. 1, bortsett fra at de sammenlikninger som utføres av hver, skjer med en hastig-het på 120 Hz. Utgangssignalene fra sammenliknerne styrer portene 96, 98 og 100 for å tilføre høyfrekvens-triggesignaler til Triac'ene 210, 211 og 212 under en del av hver hålvsyklus (i stedet for bare én gang for hver syklus som på fig. 1) slik som bestemt av belastningen på motoren 10, for å utføre effektfaktorstyring slik som foran beskrevet.

En ytterligere forskjell mellom innretningene på fig. 1 og 5 ligger i rekkefølgen av spenningssignal-inngangsforbindelsene. På fig. 5 oppnås således spenningsinngangssignalet til fasedetektoren 122 fra A-B-fasen, B-C-fasens spenningsinngangssignal tilføres til fasedetektoren 124, og C-A-fasens spenningsinngangssignal tilføres til fasedetektoren 126. Spenningsinngangssignalet til hver av fasedetektorene og rampegeneratorene på fig. 5 forskyves dessuten ved hjelp av en RC-krets som består av motstander 130, 132 og en kondensator 134 som forårsaker en forsinkelse på ca. 40° av strømmen i forhold til spenningen. Man har funnet at en faseforsinkelse på 40° frembringer den optimale forsinkelse av triggerpulsene som kreves for påkopling av Triac'ene.

Begge de viste utførelser av oppfinnelsen tilveie-

bringer en jevn strøminngangsstyring til motoren 10 og til-

veiebringer en effektfaktorregulering av inngangseffekten som en funksjon av belastning og/eller linjespenningsfluktua-

sjoner uten vesentlig motorustabilitet.

Claims (5)

1. Effektfaktor-styreinnretning for en trefaset vekselstrøms-induksjonsmotor som ikke har noen felles referanse-kontaktklemme gjennom hvilken alle fasestrømmer flyter, og som kan drives ved hjelp av sampling av fase-strøm og f asespenning, karakterisert ved at den omfatter første, andre og tredje fasedeteksjonskretser (32, 34, 36; 122, 124, 126) for sampling av strømmen og spenningen i hver av de tre faser og tilveiebringelse av diskrete utgangssignaler som hvert varierer i overens-

stemmelse med forskjellen i fase mellom strømmen og spenningen , en anordning (68, 70) for frembringelse av et effektfaktor-kommandosignal, en summasjons- og differansekrets (40; 142) for kombinasjon av de tre utgangssignaler fra deteksjonskretsene for ut fra disse å avlede et middelverdisignal og for å subtrahere kommandosignalet fra middelverdisignalet. en integrasjonskrets (64, 66; 150, 151) som reagerer på subtraksjonssignalet for å tilveiebringe et styresignal, og en styrekretsanordning (84, 86, 88, 90, 92, 94; 116, 118, 120, 90, 92, 94) som inneholder et antall brytere (12, 14, 16; 210, 211, 212) som reagerer på diskrete signaler og som individuelt er koplet i serie med hver faseinngang til motoren (10), idet hver bryter reagerer på styresignalet for å variere bryterens "på"-tid under hver syklus av inngangseffekt til en tilhørende motorfase som en direkte funksjon av belastning på motoren og/eller inngangsspenningsfluktuasjoner, hvorved en økning i forskjellen mellom størrelsen av den nevnte spenning og størrelsen av belastning anvendt på motoren kompenseres for ved hjelp av en reduksjon i effekt til motoren, slik at dennes virkningsgrad generelt forbedres.

2. Styreinnretning ifølge krav 1, karakterisert ved at hver bryter omfatter en tyristor (12, 14, 16) og at en motsatt polarisert likeretter (18) er koplet over hver tyristor-anordning, at hver fasedeteksjonskrets (32, 34, 36) sampler en halvsyklus av elektrisk strøm og spenning, og at summasjons- og inte-gras jonskretsen (64, 66) omfatter en krets (72, 74, 76) for utførelse, med en økning i frekvens, av en sakkingsfunksjon, deretter en redusert sakkingsfunksjon og til slutt en øket sakkingsfunksjon, hvorved motordriftens stabilitet økes.

3. Styreinnretning ifølge krav 2, karakterisert ved at styrekretsen omfatter en halv-bølgesignal-rampegenerator (84, 86, 88) og en sammenlikner (90, 92, 94) for hver fase, at hver sammenlikner omfatter en krets som reagerer på middelverdisignalet og et signal fra den ene av rampegeneratorene ( 84, 86, 88), for å tilveiebringe et portstyresignal med en bredde som varierer i omvendt forhold som en funksjon av middel-verdisignalets amplitude, og at det er anordnet en høy-f rekvenssignal- og portstyrekrets (96, 98, 100) som reagerer på portstyresignalene fra sammenliknerne (90, 92, 94) for individuelt å tilføre høyfrekvenssignalet som et "påkoplings"-signal til tyristor-anordningene.

4. Styreinnretning ifølge krav 1, karakterisert ved at hver bryter omfatter en Triac (210, 211, 212), at hver fasedeteksjonskrets (120, 124, 126) sampler begge halvsykluser av et vekselstrømsignal til en tilhørende fase, og at summasjons- og integrasjons-kretsen (150, 151) omfatter kretser (152-160) for utfør-else, med en økning i frekvens, av en sakkingsfunksjon, deretter en redusert sakkingsfunksjon, og til slutt en øket sakkingsfunksjon, hvorved motordriftens stabilitet økes.

5. Styreinnretning ifølge krav 4, karakterisert ved at styrekretsen omfatter en hel-bølgesignal-rampegenerator (116, 118, 120) og en sammenlikner (90, 92, 94) for hver fase, at hver sammenlikner omfatter en krets som reagerer på middelverdisignalet og et signal fra den ene av rampegeneratorene (116, 118, 120), for å tilveiebringe et portstyresignal med en bredde som varierer som en invers funksjon av middelverdisignalet, og at det er anordnet en høyf rekvenssignal- og portstyrekrets (96, 98, 100) som reagerer på portstyresignalene fra sammenliknerne for individuelt å tilføre høyfrekvenssignalet som et "påkoplings"-signal til Triac'ene (210, 211, 212).