NO144554B - Elektrisk telefonkrets. - Google Patents

Abstract

Elektrisk telefonkrets.

Description

Foreliggende oppfinnelse angår en elektronisk telefonkrets

som egner seg for bruk med en totråds telefonlinje omfattende en dynamisk mikrofon med lavt utgangssignal koplet til en for-forsterker. Utgangssignalet fra for-forsterkeren er koplet gjennom en første ekvaliseringskrets som reagerer på et ekvali-seringssignal som avhenger av likestrømmen på linjen, for å ekvalisere frekvens - og amplitudespekteret til det transmitterte signal uavhengig av telefonlinjens lengde eller tap. Utgangen fra ekvaliseringskretsene føres til en drivforsterker og som en første inngang til en elektronisk signalseparator eller hybridkrets. Utgangen fra drivforsterkeren er koplet til den to-tråds linje,

og som en annen inngang gjennom separatoren via et dempeledd. Utgangen fra separatoren er koplet til en mottagerforsterker via

en andre ekvaliseringskrets som også reagerer på ekvaliseringssig-nalet med å ekvalisere frekvensspekteret til det mottatte signal som en funksjon av linjens lengde. Tapet i dempeleddet er valgt slik at det tilsvarer forsterkningen til drivkretsen og isolerer derved det transmitterte signal samtidig som det fører det mottatte signal til mottagerforsterkeren. I. en foretrukken utførelse er det ekvaliserte signal likespenningstilførselen utledet fra selve telefonlinjen. Utgangsimepdansen til linjens drivkrets senkes under transmisjonen for å redusere følsomheten av separatorens isolasjon og dermed følsomheten overfor sidetonesignalet. Ulike kretser i enheten benytter seg av aktive belastninger og andre kretskomponenter for å gi et maksimalt dynamisk område i det overførte signal selv ved lave linjeklemmespenninger.

Foreliggende oppfinnelse angår som sagt elektroniske telefonkretser, og særlig en krets som automatisk tilpasser seg til et bredt område av ulike telefonlinjelengder, ulike linjetap og ulike driftstilstander. Konvensjonelle telefonkretser omfatter en kull-kornmikrofon,.en hybridtransformator, en dynamisk mottaker, og ulike komponenter som motstander, kondensatorer osv., og benyttes for å samvirke med en standard to-tråds telefonlinje og med mikrotele-fonen. På grunn av den passive natur til primærkomponentene, som f. eks. kullkornmikrofonen, har slike standard telefonkretser flere ulemper som f. eks. store dimensjoner, lav pålitelighet, vanskelig å tilpasse andre elektroniske telefonutstyr, og liten anvendelighet. Det er også tidligere kjent elektroniske telefonkretser og disse reduserer mange av de ovenfor nevnte ulemper samtidig som de frembyr en tilstrekkelig overføring- og mottagnings-forsterkning, og effektutgang til å muliggjøre bruk av dynamiske mikrofoner og telefoner med lav virkningsgrad i mikrotelefonene. Disse kjente elektroniske telefonkretser har imidlertid flere ulemper, idet de er kostbare, ømtålelige, og ennå viktigere, ikke lar seg tilpasse mange av de eksisterende telefonbruksområder eller anvendelser. F. eks. opptrer det tilpasningsproblemer i forhold til den relativt høye likespenning som fordres av den elektroniske kretsen som jo skal utlede sin effekt fra telefonlinjen. Dette forhindrer eller begrenser sterkt mulighetene for parallelldrift med konvensjonelt telefonutstyr. Videre vil den høye like-spenningsmotstand i disse tidligere kjente kretser, begrense den maksimale lengde på telefonlinjene som er knyttet til sentraler med konvensjo neit overvåkningsutstyr som krever et visst minimalt strømnivå for tilfredsstillende drift.

Det er tidligere kjent en telefonkrets med automatisk dempning og ekvalisering, både ved sending og mottagning av talesignalene i avhengighet av variasjoner i sløyfelengden. I denne forbindelse kan det vises til US pat. nr. 3.823.273, 3.786.200 og 3.789.155.

Av disse er det førstnevnte mest interessant, da det som nevnt ovenfor, angår forholdene ved så vel sending som mottagning og fore-tar ekvaliseringen på automatisk måte. Imidlertid vil ekvaliseringen ved tidligere kjente metoder aldri bli fullgod. Særliq må det nevnes at man ikke får optimal ekvalisering både hva amplitude og frekvens angår.

Formålet med foreliggende oppfinnelse er å tilveiebrinae en

ny og forbedret ekvaliseringskrets med nær saqt optimal og perfekt ekvalisering av så vel amplitude- som frekvensrespons for aktuelle kabeldimensjoner og -lengder.

Dette oppnås ved å utforme telefonkretsen i overensstemmelse med de nedenfor fremsatte patentkrav.

Som prinsippløsning kan særlig nevnes at det samme driftspotensial som benyttes -For telef onkretsen også benyttes som inn-kommende styresignal for dempeleddene som påvirker am<p>litudene og frekvensene til telefonsignalene.

En krets i henhold til foreliggende oppfinnelse omfatter i tillegg til hva som tidligere er kjent fra elektroniske telefonkretser en elektronisk hybridkrets for å skille det mottatte signal fra det utsendte signal mmens det eliminerer forstyrrende sidetoner, korrekte likstrømsnivåer for telefonsentralens overvåkningsutstyr, relativt konstante mottagnings- og sendenivåer over hele området av konvensjonelle linjelengder, en god utnyttelse av tilgjengelig likespenningseffekt, uavhengighet av vekselspennings-karakteristikkene til linjene, og særlig viktig, en slik konstruksjon at man oppnår en fullstendig tilfredsstillende drift for likespenninger mellom det normale maksimum på 8,0 volt og helt

ned til 2,2 volt.

Ved en krets i henhold til foreliggende oppfinnelse oppnår

man således at man kan motta og sende ut telefonsignaler over en to-tråds linje. Kretsen omfatter dessuten fortrinnsvis utstyr for å tilveiebringe tilfredsstillende drift ved lave linjespeirninger, og en styring av utgangsimpedansen ,til en tilforordnet drivforsterker for å redusere den elektroniske hybridfølsomhet, og derfor følsom-heten for sidetonesignalet til linjeimpedansens karakteristikker.

For å gi en klarer forståelse av foreliggende oppfinnelse, vises til nedenstående detaljerte beskrivelse av et utførelses-eksempel og til de ledsagende tegninger hvor: Fig. 1 viser et kombinert skjemasjonsdiagram for en elektronisk telefonkrets i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, og Figurene 2-6 viser foretrukne utførelser av kretser benyttet i de ulike blokker av funksjonsdiagrammet i Fig. 1.

Fig. 1 viser et blokkdiagram for den elektroniske kretsen 10

i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. Kretsen 10 omfatter en dynamisk mikrofon 12 med lav utgang, eller en hvilken som helst egnet telefonsignalinngang, som f.eks. en datainnganq. Utgangen fra mikrofonen 12 koples til en forsterker 14 med.fast forsterkning og utgangen fra denn er koplet til et fast dempeledd 16 og til en senderdetektor 18. Utgangen fra detektoren 18 er koplet som en annen inngang til dempeleddet 16 og som en første inngang til utgangesimpedanskontrollen 20. Utgangen fra dempeleddet 16 er koplet som en første inngang til sendersignalekvaliserings-leddet 22 som kan ha form av et variabelt dempeledd som beskrevet mer fullstendig nedenfor. Utgangen fra ekvaliseringsleddet 22 er koplet til en annen forsterker 24 også med fast forsterkninqsgrad,

og utgangen fra denne er koplet til drivkretsen 26 for linjen og dessuten som en første inngang til det adderende knutepunkt 28. Utgangene fra linjens drivkrets 26 er koplet til en to-tråds telefonlinje 30 hvor lederne er benevnt som 30 a og 30 b, over en polaritetskontroll 32. Kretssiden til polaritetskontrollen 32 er koplet til kretsen over linjelederne 30a<1> og 30 b'.

Lederen 30 a' er koplet som en annen inngang til det adderende knutepunkt 28 over et fast dempeledd 34. Lederen 30 a<1> blir også koplet til jord over et filtreringsnettverk som omfatter et motstand R 1 og filterkondensator C 1 . Knutepunktet mellom motstanden R 1 og kondensatoren C 1 tjener som en kilde for driftsspenningen Vg for den elektroniske krets. Den andre siden av telefonlinjen er koplet til jord ved lederen 30 b<1> over en motstand R 2.

Lederen 30 b<1> er også koplet som en annen inngang til utgangs-impedansens styring 20. Utgangen fra impedansestyringen 20

koples til linjens drivkrets 26. Inngangen til linjens drivkrets 26 er også koplet via tråden 36 som en andre inngang til det adderte knutepunkt 28. Utgangen fra det adderte knutepunkt er koplet som en første inngang -til det variable dempeledd 38. Utgangen fra dempeleddet 38 blir også koplet til en akustisk

utgang 40 over en mottakerforsterker 42 med fast forsterkningsgrad.

Endelig blir driftpotesialet Vg også koplet som en andre inngang inngang til dempeleddene 22, 38 over hver sin av trådene 44 og 46.

Virkemåten for den elektroniske telefonkrets 10 i fig. 1 ér som forklart nedenfor. Den primære funksjonen til nettverket 10

er som det nedenfor vil bli mer grundig forklart under henvisning til de detaljerte kretsene i fig. 2-6, å benytte den likespenning som er tilgjengelig ved kretsens avslutning til telefonlinjen på en styrt måte for å tilfredsstille kravene til: - minimal likestrømsbelastning for en gitt sløyfemotstand for å sikre en korrekt drift av sentralens overvåkningsutstyr, - tilveiebringelse av en forspent likespenning eller et driftspotensial for linjens drivforsterker og mottakerforsterker for å sikre et tilfredsstillende dynamisk område under alle spesifiserte

driftstilstander, og

- å tilveiebringe et likes<p>enningssignal som nøyaktig avspeiler likestrømmen i linjen slik at dette likespenningssignal kan benyttes for å ekvalisere tapene over et gitt område av linjetap.

Idet linjens drivforsterker 26 tilveiebringer hoveddelen av telefonlinjestrømmen, vil den dominerende innflytelse fordelaktig kunne utnyttes til å tilveiebringe et stabilt og reproduserbart strømforbruk som kan justeres slik at kretsens strømbehov tilfreds-stiller gitte spesifikasjoner.

Likespent tilførselsspenning eller driftspotensial Vg for kretsen 10 tilveiebringes fortrinnsvis av et enkelt RC filter som omfatter motstanden R 1 og kondensator Cl. I en utførelse ble motstanden R 1 valgt lik 360 ohm, og kondensatoren C 1 ble valgt lik 220 mF. For en typisk telefonlinje varierer potensialet Vg fra et minimum på 0.8 til et maksimum på 2.2 V, avhengig av telefonlinjens sløyfemotstand. Da dette avledende potensial Vg er en nøyaktig indikestrøm og derfor også for linjens likestrøm, benyttes den i overensstemmelse med en utførelse av foreliggende oppfinnelse for å styre forsterkningen av dempeleddene 22 og 38

for å utligne kabeltap. Videre blir de ulike forsterkningstrinn i fig. 1 konstruert slik at de arbeider med en stabil sløyfeforsterk-ning over det tilgjengelige området av driftspotensialet V . Som det vil bli beskrevet nedenfor i detalj under henvisning til

de resterende figurer, ble verdien av motstanden R 1 valgt for å optimalisere det dynamiske området for de utsendte og mottatte signaler selv ved meget lave klemmespenninger. Videre er de ulike trinn som ikke bidrar direkte til å motta eller sende ut effekt, konstruert slik at de vil bruke et minimum av likestrøm, og konstruksjonen egner seg derfor for drift ved lave likespenninger i overensstemmelse med prinsippet for foreliggende oppfinnelse.

Under henvisning til de ulike trinn i nettverket 10 som er vist i fig. 1, ser man at det utsendte signal fra den dynamiske omformer eller mikrofon 12, føres over forsterkeren 14, dempeleddene 16 og 22, og forsterkerne 24 og 26. Den totale utsendte frekvensrespons bestemmes primært av mikrofonen 12, forsterkeren 14 og 'senderens ekvaliserende dempeledd 22. Forsterkeren 14 blir valgt slik at den har en fast forsterkning og i en foretrukken utførelse gir den en forsterkning på 24 dB ved 1 kHz. Dempeleddet 16 styres av senderdetektoren 18 for å gi enten 0 eller 10 dB i tap. Det vil si når et utsendt signal som er større enn det gitte terskelnivå tilveiebringes av mikrofonen 12, føler senderdetektoren 18 dette utsendte nivå og kopler dempeleddet 16 slik at 0 tap oppnås. Senderdetektoren 18 er fortrinnsvis en detektor som detekterer vekselstrømsnivået og har en hurtig respons og langsom utløsning og virker til å redusere bakgrunnsstøyen under mottagningsforhold for kretsen 10 i fig. 1. Senderdetektoren 18 virker også til å styre utgangen fra impedansekontrollen 20.

Dempeleddet 22 fremviser en variabel dempning og frekvensrespons som varier som en funksjon av driftspotensialet V .

Således tilveiebringer dempeleddet 22 ekvalisering under sending,/., både for amplitude og frekvens, og for et bredt område av ulike kabeltap. Dempeleddet 22 benyttes også for å begrense utsendt forsterkning når likespenningen eller driftspotensialet Vg er svært lavt, og hindrer derved klipping ved nivåer som tilsvarer normal taleinformasjon.

Som tidligere antatt kan driftspotensialet Vg variere fra et maksimum på 2.2 volt, om tilsvarer en telefonlinje med omtrent 0 tap og ned til 0.8 V som tilsvarer maksimale tap i linjen og minimum driftsspenning fra kretsen 10, som benyttet i en foretrukken utførelse av foreliggende oppfinnelse. Dempningen som tilveiser bringes av dempeledd 22 har sitt minimum når Vg ligger i området fra 1,1 til 1.15 V. Dette området tilsvarer typisk en total sløyfemotstand på henholdsvis 2650 - 2200 ohm, i et typisk 48 V system. Når Vg øker fra 1.15 til 2.2 V, og hvor 2.2 v er den maksimale spenning som tilsvarer en linje med omtrent 0 tap, vil den midlere dempning som tilveiebringes av dempeledd 22 øke til sin maksimalverdi. På den annen side vil en reduksjJ on av Vs fra 1.2 V til den minimale driftspenning for systemet som er 0.8 V, også forårsake at dempningen som tilveiebringes av dempeledd 22 øker. Denne økningen i dempning over det lavspente området tilveiebringes for å gi en tilsvarende reduksjon av den utsendte forsterkning i omtrent samme grad som det utsendte dynamiske området avtar. Følgelig har dette den ønskelige virkning at man beholder en margin av det dynamiske området over det normale talenivå, og derved hindres distorsjon som kunne forårsakes av klipping. Følgelig arbeider den elektroniske kretsen i overens-» stemmelse med foreliggende oppfinnelse med god gjengivelse og med en avpasset redusert forsterkning, ned til den minste likespenning som kan foreligge på kretsen (omtrent 2.2V), som også tilsvarer det minste driftspotensial på 0.8 V. Således oppnås parallelldrift med andre kretser som også kan omfatte konvensjonelle kretser,

ved lengre telefonlinjelengder og ved tilsvarende lav likespenning på linjen.

Som nettopp beskrevet vil en økning av driftspotensialet Vg fra 1.15 til 2.2 V forårsake at den midlere dempning øker til et maksimum. Karakteristikken for dempeledd 22 er valgt slik at dempningen i den øvre del av frekvensspektret øker hurtigere med Vg enn ved den nedre enden av frekvensspektret. Sagt på en annen måte blir svekningen av høyfrekvensen mer markert for høye vrdier av V . Denne dempningen i avhengighet av frekvenskarakteri-stikken er slik avveiet at den vil gi en nær perfekt ekvalisering av det utsendte signal både hva amplitude og frekvens angår,

for en kabel med ledere på 0,4 mm i diameter og med en lengde fra 0 - 6,5 km og matet av en spenningskilde på 48 V over en 400 ohm brokrets.

Forsterkeren 24 virker som en bredbåndskrets med en fast forsterkning som øker relativt svake utgangssignaler fra dempeleddet 22 tilstrekkelig til å drive linjens drivkrets 26 og å tilveiebringe et brukbart signal for inngangen til filterkretsen 28 ved inngangstråden 36. Da forsterkeren 24 ikke direkte bidrar til effektutgangen fra kretsen 10, vil den imidlertid som ovenfor beskrevet fremstilles som en krets med lavt strømforbruk..

Linjens drivforsterker 26 tilveiebringer i tillegg til at den etablerer og dominerer likestrømskarakteristikkene for kretsen også tilstrekkelig effekt til det utsendte signal slik at dette kan drive telefonlinjen og etablere den nødvendige vekselstrømsimpe-dans for kretsen. Forsterkeren 26 er fortrinnsvis en relativt bredbåndet krets med en svært høy forsterkning i åpen tilstand. Dette er gjort slik at de ulike driftskarakteristikker for forsterkeren 26 kan fastlegges av passive, ytre tilbakekoplede komponenter, som f. eks. mostander og selve telefonlinjen. Utgangsimpedansen for forsterkeren 26 fastlegges ved å benytte strømtilbakekopling fra den avfølende motstand R 2 og i forbindelse med en viss grad av spenningstilbakekopling. Motstanden R 2 har typisk en svært lav verdi, og i en laboratoriemodell var motstanden R 2 lik 3 ohm.

Klemmeimpedansen for kretsen 10 (hvilken impedans fastlegger returtapene i systemet) fastlegges av utgangsimpedansen RQ til forsterkeren 26. Som tidligere omtalt blir utgangsimpedansen fra forsterkeren 26 fastlagt av spennings- og strømtilbakekoplingen rundt forsterkeren 26. Dette vil også bli beskrevet i mer detalj nedenfor. Utgangsimpedans i styringskrets 20 virker til å kople en del av den tilbakekoplede kretsen i forsterkeren 26 for derved å justere utgangsimpedans RQ til én av to verdier. Det vil si at forsterkeren 26 samvirker med en verdi på RQ under sending (typisk 300 ohm) og med en annen verdi under drift som mottaker (typisk 900 ohm). Sende- eller mottakingstilstand fastlegges av senderdetektoren 18. Som forklart mer fullstendig nedenfor, benyttes teknikken med to impedansenivåer for å redusere følsomheten av sidetonesignalet i forhold til de ulike forekommende linjeimpedanser.

Det vil si at returtap under mottakningstilstand med den høyeste impedans, er nær perfekt under mottaking men dårlig under sending. Følgelig har linjens lengde svært liten innvirkning på terminal-impedansen.

Den elektroniske hybridfunksjonen, som atskiller det mottatte signal fra det totale utsendte og mottatte signal ved telefonlinjen og fører det mottatte signal til mottakerforsterkeren, oppnås ved hjelp av forsterkeren 26, dempeleddet 34 og det adderende knutepunkt 28. Den aktuelle signalatskillelse eller filtrering tilveiebringes ved det adderende knutepunkt 28. Signalet som tilveiebringes ved inngangstråden 36 fra utgangen av forsterkeren 24 er ganske enkelt det utsendte signal, på grunn av den lave utgangsimpedans fra forsterkeren 24 og isolasjonen av det mottatte signal tilveiebragt av forsterkeren 26. Forsterkeren 26 forsterker og inverterer dette utsendte signal med en faktor på K. Utgangen fra forsterkeren 26, KT og det mottatte signal R X bli dempet av dempeledd 34 med en faktor lik l/k. Således reduserer dempeledd 34 utgangen fra forsterkeren 26 slik at man får om trent samme amplitude som for utgangssignalet ved utgangen fra forsterkeren 24. Følgelig opphever diss to signaler hverandre i det adderende knutpunkt 28

og bare et dempet, mottatt signal gjenblir.

Således benyttes forsterkeren 26 og dempeleddet 34 til å frembringe sendersignaler ved inngangen av det adderende knutepunkt 28 med like amplituder og motsatte polariteter for alle linjetilstander over det aktuelle frekvensområdet. Skjønt denne funksjonen ikke kan utføres fullstendig perfekt, vil det likevel være ønskelig med en rest avdet utsendte signal for å tilveiebringe en sidetone. I virkeligheten ville et idéelt nettverk frembringe en sidetone med et idéelt nivå uavhengig av eller uten hensyn til linjetilstandene. Som mer detaljert diskutert nedenfor, oppnår man med en elektronisk telefonkrets 10 i henhold til foreliggende oppfinnelse, en stor grad av uavhengighet fra linjens tilstander ved hjelp av den spesielle konstruksjon av dempeledd 34 og forsterker 26. I en konstruksjonsutførelse besto dempeleddet 34 av en resistiv spenningsdeler og et RC faseforskyvningsnettverk som kan optimaliseres til å gi en maksimal kompensasjon over talefrek-vensområdet for 1800 ohm ved en linje på 0,44 mm i diameter.

Dette er den uheldigste tilstand for sidetonereduksjon, idet dempeleddene 22 og 38 virker til å gi maksimale forsterkninger i dette området. På den annen side søker imidlertid reduksjonen i forsterkning, som tilveiebringes av dempeleddene 22 og 38 ved svært lange eller svært korte linjelengder, å redusere de respektive forsterkninger og derved å forenkle kompensasjonskravene.

Idéelt sett vil forsterkeren 26 funksjonere som en perfekt spenningskilde, dvs. med en utgangsimpedans lik 0. I dette tilfelle kan dempeleddet 34 derved justeres til nøyaktig å kompensere for den konstante spenningsforsterkning til forsterkeren 26 og derved vil man få en idéell oppnevning. Imidlertid er det kjent innen denne teknikken at slike idéelle karakteristikker ikke kan oppnås idet utgangen fra forsterkeren 26 ligger tvers over telefonlinjen og forøvrig etablerer nettverkets impedans, dvs. at det mottatte signal nødvendigvis må fremkomme, eller bli utviklet tvers over utgangsimpedansen av forsterkeren 26. Da imidlertid klemmeimpedansen for minimale returtap, (dvs. impedansetilpasning)

er mest kritisk når et signal mottas, kan denne variasjonen av de kritiske omstendigheter benyttes med fordel, i overensstemmelse med prinsippene for foreliggende oppfinnelse for å redusere følsomheten like overfor sidetonesignaler for telfonlinjens impedansvariasjoner. Dette ledsages av omkoplingen mellom to impedansenivåer i konstruksjonen av forsterkeren 26. For å re-alisere dette kan utgangsimpedansen fra forsterkeren 26 i praksis settes lik 900 ohm. (som er standard for typiske telefonlinjeimpedan-ser) under mottaking og standby eller ledige perioder. Følgelig tillater denne verdi på mottaksimpedansen at det mottatte signalet utvikler normale spenningsnivåer over kretsklemmene og gir derved nær optimal tilpasning.

Hvis imidlertid kretsimpedansen eller RQ ble opprettholdt

ved 900 ohm under utsendelse, ville spenningsforsterkningen for forsterkeren 26 være en funksjon av telefonlinjens impedans, og sidetonenivåene ville variere sterkt med ulike kabellengder.

Derfor blir i overensstemmelse med en utførelse av foreliggende oppfinnelse kretsimpedansen RQ omkoplet til omtrent 300 ohm under utsending, og dette bringer forsterkeren 23 betraktelig nærmere å være en idéell perfekt spenningskilde. Det skal nå bemerkes at .

en motstand RQ på 3 00 ohm, reduserer virkningene av telefonlinje-impedansens variasjoner på spenningsf orsteifkningen til forsterkeren 26, og sidetonenivåene forblir praktisk talt konstante for ulike

kabellengder. Man har funnet at denne teknikken reduserer sidetone-variasjonene i forhold til linjeimpedansen med omtrent 6 dB.

Dette er svært gunstig under uheldige impedansetilstander som f.eks. ved parallell drift med konvensjonelle telefonkretser. Videre har man funnet at sidetoneforandringér mellom mottaknings-og sendertilstand kan neglisjeres på grunn av den reduserte senderforsterkning under mottakningsdrift, hvilket tilveiebringes. av dempeledd 16. Det vil si at den reduserte forsterkning omtrent opphever den nedjusterte opphevelse som finner sted ved det adderende knutepunkt 28 på grunn av økningen av verdien til RQ

fra 300 til 900 ohm nivå.

Utgangen fra det adderende knutepunkt 28 er det mottatte signal pluss sidetonesignalet. Det ekvaliserende dempeledd 38

for mottakeren som funksjonsmessig og struktuelt er lik dempeledd 22, ekvaliserer det mottatte signal både hva amplitude og frekvens angår for ulike kabellengder. I en konstruksjonsutførelse ble dempeledd 38 valgt til å gi praktisk talt identisk drift med dempeledd 22, mellom 0 og 1800 ohm i telefonlinjemotstand. Tapene til dempeledd 38 har sitt minimum når motstanden til telefonlinjen er omtrent 1800 ohm, imidlertid vil tapene til dempeledd 38, i mot-setning til det som er tilfelle for dempeledd 22, forbli på sitt minimumnivå når telefonlinjens motstand eller den effektive lengde av telefonlinjen øker fra 1800 ohm, det vil si når likespenningen reduseres.

Endelig tilveiebringer forsterkeren 4 2 en fast forsterkning

og forforsterker den relativt lave mottatte signalutgang fra dempeledd 38 til et nivå som er tilstrekkelig til å drive utgangsomformeren 40. En relativt høy forsterkning kreves i dette trinnet for å overvinne tapene som introduseres av dempeledd 34 før adderingsknutepunkt 28. Som det nedenfor vil bli forklart i detalj under henvisning til de mer fullstendige kretsfigurer, fremviser likestrømskarakteristikken for forsterkeren 42 et maksimalt spenningsutsving over utgangsomformeren 40 for et hvilket som helst utgangspotensial V .

I figur 2 er det vist et skjematisk diagram for forsterkeren 14, dempeledd 16 og senderens ekvaliseringsstyring 22 egnet for bruk i den elektroniske telefonkrets 110 i fig. 1. Forsterkeren 14 omfatter ét konvensjonelt felles emitterforsterkertrinn som i en konstruksjonsutførelse gir en forsterkning på 24 dB. Imidlertid blir strømforsyningen til transistorene 0 1 til forsterkeren 14 frembragt av en konstant strømbelastet transistor Q 2. Det vil si at Q 1 er en aktiv konstant strømbelastning som frembringer en betydelig hvilestrøm (likestrøm) til kollektoren til Q 1 (noe som er nødvendig for å oppnå lav støy og tilstrekkelig forsterkning ved lave verdier av V ) uten belastning av vekselstrømsignalet.

Det vil si at transistoren Q 2 utgjør en høyvekselstrømsimpedans mens den forsyner transistoren Q 1 med en strø av et betydelig høyt nivå. Transistoren Q 2 blir forspent til drift som en konstant strømkilde ved hjelp av den strømspeilende diode D 1. Potensialet som denne dioden gir til basiselektroden til transistoren Q 2, er også gjort tilgjengelig som et speilvendt strøm-signal til den aktive belastning eller den konstante strømkilde-transistoren i de andre kretsene til den elektroniske telefonkrets.

Inngangssignalet som tilveiebringes av omformeren 12 koples også til senderdetektoren 18 ved hjelp av forsterkeren 14. Detektoren 18 tilveiebringer en logisk "1" ved sin utgang for mottaking aeller normale tilstander, og en logisk "0" for sender-modus. Flere ulike kretsløsninger kan tenkes for detektor 18.

Men i alle tilfelle funksjonerer den fortrinnsvis som en hurtig innkoppelbar og langsomt utløsbar koplingsanordning og o<p>pviser derved en praktisk talt udetekterbar styring av senderforsterkning og utgangsimpedans. Utgangen fra detektoren 18 er koplet til utgangsimpedansstyringen 20 og til inngangen eller basiselektroden til transistoren Q 3 til dempeledd 16. Det kan sees at når detektoren 18 fremviser sin logiske 1-utgang, så vil transistoren Q 3 være forspenttil ledende tilstand og derved shunte en del av utgangssignalet fra forsterkeren 14 til jord gjennom hovedelektroden til transsitoren Q 3.

Dempeleddet 22 for senderekvalisering omfatter en topolét filter/dempeleddanordning som gjør av bruk av den dynamiske motstand til diodene som forsterkningsstyrende elementer. Strømmen som skyldes det utsendte audiosignal flyter gjennom motstanden R 101 bg motstanden R 102. Formen på dempeleddets frekvensrespons forårsakes av kondensatoren C 101 i kombinasjon med dioden D 101

og kondensatoren C 102 i kombinasjon med diodn D 102 som funksjonerer slik at den shunter det utsendte signal til jord.

Diodene D 101 og D12 funksjonerer som variable motstandselementer.

Den dynamiske motstand eller små-signalmotstanden til dioden

D 101 blir fastlagt av likstrømmen som flyter fra Vg gjennom diodene D 103 og D 104, motstanden R 103 og dioden D 101.

Når Vg er nær sin maksimalverdi, blir motstanden til dioden D 101 relativt liten, og signaltapene gjennom kondensatoren C 101 o<q >dioden D 101 blir relativt store. Imidlertid øker motstanden til dioden D 101 betydelignår Vg avtar mot sin minimale verdi, og signaldempningen avtar tilsvarende. Når Vg er omtrent 1,15 V,

vil dioden D 104 og D 101 være nær eller ved sin avstengnings-verdi, og derfor vil det omtrent ikke foreligge noe signaltap. Således vil den totale senderforsterkning være maksimum når diodene

D 104 og D 101 er sperrede.

Kondensatoren C 102 og dioden D 102 funksjonerer på en

lignende måte. Imidlertid vil denne kretsen på grunn av den relativt lave verdien til kondensatore C 102 virke slik at den plasserer et nullpunkt mye høyere i audiospekteret enn kretsen som omfatter kondensatoren C 101 og dioden D 101. Følgelig vil kretsen som er utstyrt med kondensatoren C 102 og dioden D 102 funksjonere slik at den fremviser en stor del av frekvenskompensa-sjonen til senderekvaliseringsstyringen 22 i overensstemmelse med trekk i foreliggende oppfinnelse. Sagt på en annen måte vil svekkelsen i høyfrekvensen bli mer merkbar ettersom Vg avtar. Motstandene R 104 og R 105 i senderekvaliseringsstyringskretsen 22 funksjonerer slik at den øker spenningsfallet i diodene D 103 henholdsvis D 104. Dette medvirker til å forme den totale karakteristikken for senderekvaliseringskretsen 22 slik at den vil tilpasses eller akseptere en kabel med ledere på 0,44 mm i diameter.

De gjenværende komponenter som er tilforordnet sender-ekvaliserings-styringen 22 i fig. 2, virker til å redusere senderforsterkningen når Vg faller fra omtrent 1,1 V til det minste driftspotensial på 0.8 V. Strømmen som flyter gjennom motstanden R 106 er større enn maksimalstrømmen som flyter gjennom motstand R 107 over størstedelen av området for driftspotensialene Vg. Følgelig vil den strmmåiende transistor Q 4 forbli mettet da den ikke kan oppta all den strøm som er tiltenkt den av dioden D 105. Følge-

lig medvirker dette til å holde transistorene Q 5 og Q 6 i sperret tilstand og prakrisk talt utenfor kretsen til senderekvaliseringsstyringen 22.

Imidlertid reduseres strømmen som flyter gjennom diodene D 107, D 108 og motstanden R 105, når Vg faller til omtrent 1.1 V. (Det skal her bemerkes at senderforsterkningen er maksimum ved en Vg på omtrent 1.15 V) til en verdi lik den maksimale strøm som flyter gjennom dioden D 109 og motstand R 107 på grunn av den foretstående sperring av diodene D 107 og D 108. En ytterligere reduksjon av Vg resulterer i at en strøm flyter gjennom dioden D 109 og speilverdien av denne strømmen flyter fra transistorene Q 5 og

Q 6 fordi transistoren Q 4 ikke lenger forsyner den maksimalt nødvendige strøm gjennom motstanden R 107. Følgelig flyter strømmen fra transistorene Q 5 og Q 6 inn i dioden D 101 og øker dempningen til det utsendte signal. Som tidligere diskutert begynner denne dempningen ved ca. 1,1 V og øker når driftspotensialet til V savtar til sin minimalverdi på 0.8 V. Det skal merkes at senderekvaliseringsstyringen 22 fortrinnsvis er konstruert empirisk under hensyntagen til dens dempning og frekvensresponskarak-teristikk for å tilpasses en gitt lederdimensjon i kabelen (som f.eks. 0,4 mm i diameter) for ekvaliseringsformål.

Fig. 3 viser en skjematisk fremstilling av forsterkeren 26

for linjens drivkrets, utgangsimpedansstyringen 20 og polaritetover-våkningen 22. Driften av linjens drivforsterker 26 vil bli beskrevet i forbindelse med figurene 4 og 5 som viser forenklede diagrammer for henholdsvis likestrøms- og vekselstrømsekvivalenter for forsterkeren 26.

Som tidligere nevnt fordrer oppnåelse av maksimalt senderdyna-misk område for drift på lange telefonlinjer eller for parallelldrift, særlig når klemmenes likespenning er lav, at kollektor-emitterveien til utgangstransistoren er koplet direkte over linjen og er i stand til å arbeide ved mettet tilstand. Det vil si at ethvert seriekoplet element for likestrømslinjestrømmens stabilise-ring slik som f.eks. en emittermotstand, reduserer utsvinget'av sendersignalets utgangsspenning. I figurene 3 og 4 ér de parallell-koplete utgangstransistorer QQ vist direkte koplet over telefonlinjen, bortsett for spenningsfallet som induserers av polaritets-overvåkningen 32 som er representert av en diode 32' i fig. 4 og spenningsfallet over den avfølende motstand R 2. Telefonlinjen i fig. 4 er skjematisk fremstilt ved sentralbatteriet Bg, klemmeimpedansen til sentralen R e og telefonlinjens motstand RLTi. Som det vil bli beskrevet nedenfor, benyttes en særegen polaritetsovervåkning i overensstemmelse med prinsippene for foreliggende oppfinnelse,

for å minimalisere både likestrøm- og signaltap. Den avfølende motstand R 2 benyttes for vekselstrøm tilbakekopling og har typisk en svært liten verdi og kan derfor neglisjeres hva likestrømskarakte-ristikkene for det totale elektroniske telefonnettverk angår.

I en konstruksjonsutførelse hadde den avfølende motstand R 2 en verdi på 3 ohm.

Utgangstransistorene QQ opptar en vesentlig del av likestrømmen på linjen. Følgelig er det nødvendig å styre denne strømmen nøy-aktig for total styring av likestrømskarakteristikkene for de elektroniske kretser. Forbindelsene som er koplet i parallell med basiselektroden til transistorene Q , gir både informasjonssignal og den nødvendige styring for nøyaktig etablering av kollektor-strømmen, idet basis-emitterspenningen er en nøyaktig indikator for kollektorstrømmen. I denne foreliggende oppfinnelse blir basis-emitterspenningen overvåket og benyttes i et tilbakekoplet system for å fastlegge den basisdrivstrøm som er nødvendig for å etablere den ønskede kollektorstrøm. Det vil forstås av de som er kjent innen dette tekniske felt, at en nøyaktig tilpasning av utgangstransistorene, som f.eks. kan oppnås ved integrert krets-teknikk, er å foretrekke for denne konstruksjonen.

Til å begynne med vil det antas at motstanden R 120 i figurene er kortsluttet eller med andre ord er lik 0 ohm, og driften av forsterkeren 26 vil da bli som følger. Transistoren Q 10 og utgangstransistorene QQ vil derfor ha samme basis-emitterspenning, og da transistorene Q 10 og QQ er tilpasset hverandre, vil kollektorstrøm-men i hver transistor være like stor. Følgelig vil kollektorstrømmen til transistoren Q 10 nøyaktig reflektere linjestrømmen (likestrømmen) som flyter gjennom utgangstransistorene Q . I aktuell drift har motstanden R 120 en endelig verdi, og i en konstruksjonsutførelse hadde den en verdi på omtrent 24 00 ohm. Likevel vil den nøyaktige strømavfølingsfunksjon for transistoren Q 10 bli opprettholdt, og den ellers overflødige strøm til transistoren Q 10 blir betraktelig redusert. Kollektorstrømmen til transistor Q 10, som er en nøyaktig funksjon av kollektorstrømmene fra utgangstransistorene Q , flyter gjennom dioden D 110, som i sin tur styrer transistoren Q 11 som frembringer den speilvendte strøm. Således vil kollektorstrømmen fra Q 11 også bli omtrent lik kollektorstrømmen til Q 10. Kollektor-strømmen fra transistor Q 11 blir omformet til et spenningssignal av motstanden R 121. Følgelig vil også spenningen som utvikles over motstanden R 121 representere en nøyaktig indikasjon av kollektor-strømmen som flyter gjennom utgangstransistorene Q .

Kollektoren til transistor Q 11 er koplet som en første inngang ("-") til en operasjonsforsterker All. Motstandene R 122 og R 123 utgjør en spenningsdeler og knutepunktet mellom motstandene 122 og 123 er koplet til en andre inngang ("+") til forsterkeren All ved hjelp av en bufferforsterker AI. Forsterkeren All virker til å tvinge spenningen over motstanden R 121 til å bli lik spenningen som tilveiebringes av spenningsdeleren ved å justere basisdrivstrømmen til utgangstransistor Q . Nå vil, fordi spenningen over motstand R 121 er nøyaktig avhengig av linjens likestrøm og spenningen tilveiebragt av spenningsdeler-motstandene R 122 og R 123 er nøyaktig avhengig av linjens likespenning, forsterkeren All etablere en likevekttilstand som styres av den totale sløyfemotstand som fastlegger likestrømkarakteristikkene for den elktroniske telefonkrets. Spenningsdeleren omfatter motstander R 122 og R 123 og driftsforsterkeren AI er i dette aktuelle tilfelle en integrert del av forsterkeren 24 med fast forsterkning som vist i fig. 1. Imidlertid vil, da deres funksjon er å styre likstrømskarakteri-stikkene for forsterkeren 26, disse bli beskrevet under henvisning til fig. 4.

I fig. 3 består forsterkeren All fra fig. 4 av transistorene

Q 13 til Q 20. Transistorene Q 13 og Q 14 utgjør en balansert differensialinngang, og transistorene Q 12 og Q 16 til 18 frembringer speilvendte strømmer som arbeider under styring av motstande: R 124 og dioden D 111. Det kan sees at på grunn av den aktive eller konstante strømbelastning, så vil alle de forsterkningsfrem-bringende transistorer til forsterkeren 26 i fig. 3 være forspent i sitt lineære driftsområde selv når kilden for driftspotesialet V er så lav som 0.8 V.

s

Under henvisning til fig. 5 er det nå vist en forenklet vekselstrømsekvivalent til forsterkeren 26 i fig. 3. Da vekselstrøms-karakteristikkene for forsterkeren 26 blir påvirket av utgansimpe-dansstyringen 20, vil kretsen 20 også bli illustrer i fig. 5. Styringen 20 omfatter en koplingstransistor Q 301 som er seriekoplet med kondensatoren C 301 og motstand R 301 hvilke komponenter er koplet tvers over motstanden R 302. Følgelig reagerer transistoren Q 3 01 på utgangen fra senderdetektoren 18 med å variere motstanden til motstand R 3 02 som er anbragt i tilbakekoplingssløyfen til forsterkeren 26. Det vil si at den normale tilstand eller mottaker-tilstanden til senderdetektoren 18 er en logisk 1 som holder transistor Q 301 slått på. Dette parallellkopler motstand R 301

med motstand R 3 02 og resulterer i at nettverkets impedans RQ

blir relativt høy. Under senderdrift vil utgangen fra detektoren 18 koples til sin logiske 0 eller sin lave tilstand, og dermed vil transistoren Q 301 bli slått av. Dette fjerner praktisk talt motstanden R 301 fra kretsen, noe som igjen resulterer i at motstanden RQ omkoples til sin laveste impedanseverdi. I en konstruksjonsutførelse ble komponentverdiene til forsterkeren 26 valgt slik at den normale impedans eller mottakningsimpedansen Rq var 900 ohm, mens sendertilstanden for impedansen RQ var tilnærmet 300 ohm.

I fig. 3 omfatter forsterkeren AIII i fig. 5 differensialinn-gangstransistorene Q 13 og Q 14, se også fig. 3, som driver de direkte koplede felles emitterforsterkere Q 15, Q 19 og Q 20.

Q 20 driver den paralelle basisforbindelsen til utgangstransistorene Q , dvs. linjens drivkrets. Q 20 er videre forspent for å kunne tilføre tilstrekkelig drivsignal til å mette utgangstransistorene QQ selv når likespenningen ved klemmene er nær sin minimalverdi. Transistorene Q 16-18 er aktive belastninger for transistorene Q 15 og Q 19 og bidrar til å gi en svært høy åpen sløyfefor-sterkning for forsterkeren 26. Transistoren Q 12 utgjør en hvilestrømkilde for emitterne til det differensielle inngangspar Q 13 og Q 14. Kondensatoren C 112 refererer den ikke-inverterte inngang fra forsterkeren A III til jord og, hva som er viktigere, den fjerner all vekselstrømstilbakekopling fra listrømstilbakekop-lingsveien som tilveiebringes av transistoren Q 11 som omtalt under henvisning til likestrømsevivalentkretsen i fig. 4. Som tidligere antydet tilveiebringer motstanden R 2 et prøvetaknings-punkt for vekselstrømtilbakekoplingen for forsterkeren 26 som vist i fig. 5.

Under henvisning til fig. 3 vil nå virkemåten for polaritets-vakten 32 bli kort beskrevet. Antas at lederen 30 a representerer den side av linjen som har positivt potesial, vil denne tilstanden forspenne transistoren Q 4 01 og dioden D 4 01 i foroverretning. Transistoren Q 4 01 vil da motta sin basis drivstrøm gjennom motstandene R 401 og R 401" som fullstendiggjør kretsen til lederen med negativt potensial 30 b. Således kan transistoren Q 01

kjøres i full metning slik at dens spenning Vce er av størrelses-orden 0.15 V. Således vil det totale spenningsfall over polaritets-vakten være 0.8 V som representerer 0.15 V V + 0.65 V (eller et

ce

spenningsfall over dioden D 401). På lignende måte vil, når lederen 30 b representerer den del av telefonlinjen som har positivt potensial, transistoren Q 402 og dioden D 402 bli forspent i foroverretning. Således vil polaritetsvakt 32 forsyne den elektroniske telefonkrets med driftpotensial av riktig polaritet uavhengig av polariteten på telefonlinjen. Dette er viktig som en praktisk forutsetning da de respektive polariteter i mange telefonsystemer ikke er knyttet til de enkelte linjer. Endelig virker kondensatorene C 4 01 og C 4 02 til å opprettholde driv-strømmen (likestrøm) til transistorene Q 401 og Q 402 under overføring av store signaler.

I fig. 6 er det vist en skjematisk krets som representerer

det adderende knutepunkt 28 og mottakerdempningsstyringen 38 i

overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse. Det fremgår, at motstandene R 501 og R 502 er anbragt over telefonlinjen i et spenningsdelernettverk. Spenningen som derved frembringes virker til å redusere både sender- og mottakerspenningen. Forholdet for denne spenningsdeler gir samvirke med forholdet til motstanden R 503 og den formende krets, som omfatter R 504, C 501 og C 502, er valgt slik at senderspenningen fra forsterkeren 24 i fig. kompen-serer for eller nuller ut den inverterte forsterkede senderspenning■ som tilveiebringes av linjedrivkretsen 26 ved punktet E. Som tidligere forklart blir den mottatte spenning dempet, men blir ikke fullstendig opphevet ved det adderende knutepunkt 28.

Delingsforholdet for motstandene R 501 og R 502 og impedansen til den formende krets som omfatter kondensatorene C 501, C 502

og motstand R 504, ble stort sett konstruert for å qi optimal

verdi 0 over audiospektret for en kabel på 26 gauge og av en

lengde på 6.5 km. Man har også funnet at dette valget gir gode betingelser ikke bare med denne type kabel, men også for alle praktiske driftstilstander. Således vil det adderende knutepunkt 28 i samarbeid med ekvaliserings- og ..utgangsimpedansstyringen, begge i overensstemmelse med foreliggende oppfinnelse, gi en optimal sidetonestyring for alle praktiske driftsforhold, inkludert parallelldrift med konvensjonelt telefonutstyr.

Det vises nå til mottakerekvaliseringdempeleddet 38 i fig. 6,

6 og man kan her se at dempeledd 38 også er et topolet filterdempe-ledd i likhet med dempeledd 22 i figurene 1 og 2 både hva funksjon og oppbygning angår.

Følgelig behøver ikke driften av dempeledd 38 å bli beskrevet i detalj her. Imidlertid forstås det at både mottaker-

og sidetonesignaler flyter gjennom motstandene R 601 og R 602. Videre frembringer kondensatoren C 6 01 i kombinasjon med dioden

D 601 og kondensatoren C 602 i kombinasjon med dioden D 602 styringen av dempnings- og frekvensresponskarakteristikkene i avhengighet av verdien til det avledede driftspotensial v s.

Det skal imidlertid bemerkes, med henvisning til dempeledd

38 i fig. 6, at den dynamiske motstand til en diode er mest nyt-tig som en variabel motstand når det tilførte vekselstrømsi<q>nal-nivå holdes på en relativt lav verdi hvorved sterk forvrengning hindres. Som et praktisk forhold fordrer forhindrelse av belast-ningsforstyrrelser at vekselstrømsignalet ikke overskrider omtrent 10 eller 12 mV. Av denne grunnen tilføres relativt små signalnivåer til og utledes fra de adderende knutepunkt 28, og relativt store forsterkninger frembringes av mottakerforsterkeren 42 i fig. 1,

i overensstemmelse med annet trekk av foreliggende oppfinnelse.

Det som nå er forklart er således at et elektronisk telefonnettverk muliggjør en automatisk ekvalisering av telefonlinjen,

og reduserer følsomheten til det tilforordnede sidetonesignal betydelig, samtidig som det arbeider ved svært lave klemmespenninger og muliggjør parallell drift ved lave spenninger.

Claims (13)

1. Elektronisk telefonkrets (10) for mottakning og utsending av

signaler over en to-tråds telekommunikasjonslinje (30a, 30b), hvis impedans kan variere over et forutbestemt variasjonsområde, hvilken telefonkrets omfatter en for-forsterker (14) som mottar signaler fra en mikrofon (12), en drivforsterker (26) for linjen (30a, 30b), hvilken drivforsterker (26) har en inngang koplet til for-forsterkeren (14) og sin utgang koplet til linjen (30a, 30b) for å gjennomføre en ytterligere forsterkning av de utsendte signaler, en mottakningsforsterker (42) som avgir et signal til en telefon (40), tilpasningsutstyr for å avpasse kretsen til linjens varierende impedans, samt en spenningsdeler (RI, Cl osv.) for å utlede telefonkretsens driftspenning (Vs) fra linjespenningen, en senderdetektor (18) koplet mellom for-forsterkeren (14) og drivforsterkeren (26), og en impedansstyringskrets (20) koplet til drivforsterkeren (26) til linjen (30a, 30b), hvilken impedansstyringskrets reagerer på styresignalet fra senderdetektoren (18), og hvor det over drivforsterkeren (26) er koplet et adderende knutepunkt (28) som omfatter et dempeledd og som praktisk talt fullstendig utskiller de mottatte signaler (Rx) fra telekommunika-sjonslinjen (30a, 30b) og frembringer disse signaler ved sin utgang, karakterisert ved at drivforsterkeren (26) har en forsterkningsgrad som varierer i avhengighet av forholdet mellom forsterkerens utgangsimpedans og linjeimpedansen; at en dempet andel av signalene ved utgangen til drivforsterkeren (26) for linjen i det adderende knutepunkt (28) kombineres med en tilsvarende andel av signalene ved drivforsterkerens inngang for å tilveiebringe de utskilte signaler; hvilken senderdetektor (18) reagerer på utsendte signaler (Tx) med å frembringe et styrings-signal dersom nivået til de utsendte signaler (Tx) overskrider en forutbestemt terskelverdi; og at impedansestyringskretsen reagerer på styresignalet fra senderdetektoren (18) med å redusere den vekselspente utgangsimpedans til drivforsterkeren (26) fra et første, gitt nivå - til et andre, gitt nivå dersom nivået til de utsendte signaler (Tx) overskrider sin forutbestemte terskelverdi, og derved reduserer variasjonene til forsterkningsgraden til drivforsterkeren (26) med henblikk på variasjoner i impedansen til linjen (30a, 30b) over det gitte variasjonsområde.

2. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 1, og hvor ekvaliseringsleddet er et variabelt dempeledd (22) som demper utgangssignalet fra for-forsterkeren (14) over et område for drifts-potensialnivåene, karakterisert ved at dempeleddet er dimensjonert slik at dempningen som frembringes er et minimum når driftspotensialet (Vs) ligger ved en midlere del av området, og hvor dem<p>ningen som tilveiebringes av dempeleddet (22), øker når driftspotensialet (Vs) øker eller avtar i forhold til den midlere del av området.

3. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 2, karakterisert ved at for-forsterkeren (14) og drivforsterkeren (26) er operativt koplet til driftspotensialet (Vs) over konstante strømbelastninger.

4. Elektronisk telefonkrets ifølge et av de ovenstående krav, karakterisert ved at drivforsterkeren (26), som har til oppgave å kople telefonsignalene til linjen og å styre likestrømmen som flyter i linjen til én bestemt verdi i avhengighet av telefonlinjens sløyfemotstand, omfatter: - minst én utgangstransistor (Qo) som har sine første og andre hovedelektroder koplet parallelt til telefonlinjen og dessuten har en styringselektrode. - aktive elementer (Q13, Q15, Q19, Q20) for å kople telefonsignalene til styringselektroden, - kretsutstyr (Q10) koplet mellom styringselektroden og en av hovedelektrodene for å utlede et 'første signal som avhenger av likestrømmen som flyter gjennom hovedelektrodene, - en referansespenningskilde (Al, R122, R123) koplet i parallell med telefonlinjen for å utlede et andre signal som avhenger av likespenningen som opptrer over telefonlinjen, - en differensialforsterker (All) for å sammenligne disse første og andre signaler for å frembringe et tredje signal som indi-kerer forskjellen mellom det første og andre signal, og - justeringsutstyr koplet mellom styringselektroden og sammen-ligningsutstyret og reagerende på det tredje signal for å justere verdien av likestrømmen som flyter gjennom hovedelektrodene til denne forutbestemte verdi.

5. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at hovedelektrodene omfatter en kollektor og en emitter elektrode hvor styringselektroden omfatter en basis elektrode hvor utstyret (Q10) for å utlede det første signalet er koplet mellom basis og emitter elektrodene.

6. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 5, karakterisert ved at det første signalet er proporsjonalt med likestrømmen som flyter gjennom telefonlinjen.

7. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 6, karakterisert ved at det første signalet er likespenningen mellom basis og emitter i denne transistor.

8. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at det benyttes flere transistorer (Qo) som har sine respektive elektroder koplet i parallell.

9. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 8, karakterisert ved at transistorene har praktisk talt tilsvarende likestrømskarakteristikker.

10. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at utstyret for å sammenligne de første og de andre signaler omfatter en balansert differensial-inngangsfor-sterker omfattende en første (Q12), en andre (Q13) og en tredje (Q14) transistor, idet den første transistor (Q12) utgjør en aktiv konstant strømkilde for den andre (Q13) og tredje (Q14) transistor, idet den andre (013) og tredje (Q14) transistor har inngangselektroder som henholdsvis er koplet til et av de første eller andre signaler, mens én (Q13) av de første og andre transistorer har sin utgangselektrode (Q15, Q19, Q20) koplet til styringselektroden til utgangstransistoren (Qo).

11. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at utstyret for å tilføre telefonsignalene omfatter utstyr (All) for å sammenligne de første og andre signaler.

12. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at utgangstransistoren (Qo) moduleres av telefonsignalene over et område av ledningstilstander som omfatter transistorens sperre- og metningstilstander.

13. Elektronisk telefonkrets ifølge krav 4, karakterisert ved at utgangstransistoren (Qo) omfatter en tilbake-koblingssløyfe mellom en av hovedelektrodene og styringselektroden, hvilken tilbakekoplingssløyfe omfatter kretser (18, 20) som reagerer på telefonsignalene med å omstille den vekselspente utgangsimpedans til forsterkeren (26) mellom to nivåer, idet utgangsimpedansen (Ro) reduseres når forsterkeren (26) fører telefonsignaler til linjen (30a, 30b).