NO136555B - - Google Patents

Description

Oppfinnelsen angår en frekvensfølsom krets som kan tilpasses for bruk som båndpass- eller som båndstoppfilter, omfattende minst én kommuterende kondensatorenhet hvor hver enhet omfatter et antall kondensatorer som er gjentatt omkoplingsbare mellom en inngangsforbindelse og en utgangsforbindelse og er innbyrdes sammenkoplet i en forutbestemt kretskonfigurasjon med mer enn to kontaktklemmer, og en koplingsanordning for tilkopling av forskjellige kombinasjoner av kontaktklemmepar til enhetens inngangs- og utgangsforbindelse i en forutbestemt, periodisk sekvens av tidsintervaller.

Ifølge den tidligere kjente teknikk er grupper av kondensatorer blitt koplet individuelt til en elektrisk krets i en periodisk sekvens for å simulere visse impedanseffekter, men disse arrangementer arbeider vanligvis strengt etter en type sample- og holde-prinsipp. Det må følgelig benyttes mange kondensatorer for å oppnå en god representasjon av den fundamentale karakteristikk som søkes. Anvendelsen av sådanne store antall av kondensatorer har imidlertid også en tendens til å generere mange harmoniske virkninger i kretsens frekvensrespons. For eksempel er flere kondensatorer blitt koplet individuelt til en shuntforbindelse over en signalvei for å frembringe et båndpassfilter. Utførelser som benytter bare tre kondensatorer, gir en forholdsvis grov tre-sample-representasjon av den fundamentale frekvens som skal overføres, og dersom antall kondensatorer økes, skjer det en markert økning i antall og amplitude for de harmoniske virkninger som opptrer i utgangssignalet. På liknende måte er et større antall kondensatorer blitt individuelt koplet i serie i en signalvei for å frembringe et båndstoppfilter. Også i dette tilfelle opptrer det likeledes tall-rike harmonisk lokaliserte avvisningsbånd i responsen, og sådanne falske effekter kan selvsagt gripe forstyrrende inn i det ønskede signalpassbånd. Følgelig er det vanligvis nødvendig å tilføye et ekstra filter i signalveien for å eliminere responser over en forutbestemt grensefrekvens.

Innenfor den kjente teknikk eksisterer derfor det problem å forbedre responsen for frekvensfølsomme kretser med kommuterende kondensatorer uten å øke det antall kondensatorer som benyttes i kretsen.

Det foregående problem løses i overensstemmelse med oppfinnelsen ved en signalfrekvensfølsom krets av den innledningsvis angitte type som er kjennetegnet ved at hver kombinasjon av kontaktklemmepar, når disse koples mellom den kommuterende kondensatoren-hets inngang- og utgangsforbindelse, inneholder minst to kondensatorer som er koplet i serie.

I en illustrerende utførelse av oppfinnelsen er det tilveiebragt en dynamisk to-kontaktklemme-anordning som omfatter et antall kondensatorer som er sammenkoplet i et kretsarrangement med mer enn to kontaktklemmer. Forskjellig parede kombinasjoner av kondensatorkretsklemmene koples fortløpende til anordningens inngangs- og utgangsforbindelser i en forutbestemt, periodisk sekvens av tidsintervaller. Hver kombinasjon inneholder minst to av kondensatorene som er koplet i serien.

De resulterende'karakteristikker for anordningen inneholder et større antall signalprøvetagninger eller signalsamplinger i hver analog inngangssignalsyklus enn h<y>a som hittil har vært mulig med samme antall kondensatorer. Likeledes oppviser anordningen en impulsrespons som har en vekslende trinnvis bølgeform. Selv om anordningens respons inneholder noen harmoniske effekter, blir mange sådanne effekter som hittil har vært tilstede i de tidligere kjente arrangementer med kommuterende kondensatorer, fullstendig eliminert og andre blir kraftig undertrykket.

Responsen for den foreliggende anordning er sentrert om den frekvens med hvilken kondensatorene i den kommuterende kondensatorenhet blir periodisk koplet gjennom kommuteringssekvensen. Bredden av responsen kan endres ved endring av kapasiteten for de kondensatorer som benyttes i anordningen, men en sådan endring re-duserer bare responshellingen ved båndets kanter uten noen stor økning av bredden av båndets maksimale responsdel. Forsøk på å øke båndbredden ved maksimal respons ved å benytte et større antall kommuterende kondensatorenheter, drevet i trinn gjennom sine kommu-teringssekvenser, i forskjellige shuntgrener i en n-seksjonsfilter-konfigurasjon, gir ikke det ønskede resultat. Det ble funnet at den resulterende respons var i det vesentlige lik responsen for en eneste kommuterende kondensatorenhet.

Ved en annen illustrerende utførelse av oppfinnelsen blir den foran nevnte vanskelighet med å øke båndbredden ved høy respons, overvunnet ved å drive, i forskjellige faser, et antall kommuterende kondensatorenheter som innkoples i forskjellige shuntgrener i en båndpass-filterkonfigurasjon.

I visse elektriske signalsystemer kan harmoniske effekter fremkomme i eller meget nær et ønsket signalbassbånd. Når en enhet arbeider som beskrevet i en båndstoppmodus, er det selvsagt vanske-lig å etablere på nytt en ønsket responskarakteristikk ved de harmonisk-avvisende bånd. Dersom imidlertid enheten benyttes i bånd-passmodus, dvs. hvor enheten koples i shunt over signalveien, er den nærmeste harmoniske som overføres, den femte, og denne kan ofte utelukkes ved et forholdsvis enkelt lavpassfilter.

Det foregående problem med harmoniske effekter i utgangssignalet fra et båndstoppfilter løses ved en ytterligere illustrerende utførelse av oppfinnelsen, ved at et antall i hovedsaken identiske, kommuterende kondensatorenheter koples i parallell med hverandre og i serie i en signalvei. Disse enheter drives for kommuteringskopling i forskjellige faser av samme tilbakevendende kommuteringsfrekvens. Antallet pårallellkoplede enheter bestemmer de harmoniske stoppbåndvirkninger og den harmoniske generering som undertrykkes. Det skal her bemerkes at benyttelsen av uttrykkene "avvisning" eller "stopp" og "undertrykkelse" generelt ikke indikerer total eliminasjon av visse signalkomponenter, men de indikerer i stedet en vesentlig reduksjon i responsen med hensyn til disse komponenter sammenliknet med andre signalkomponenter som også kan opptre i signalveien.

Man har funnet at dersom minst to båndstoppfilterseksjoner med kommuterende kondensatorenheter koples etter hverandre (i tandem), og dersom enhetene drives for kommutering i fase med hverandre, frembringer disse et utgangssignal som er i det vesentlige det samme ved grunnfrekvensen som det signal som frembringes av en eneste sådan seksjon, i stedet for å tilveiebringe den forventede økning av dempningen som normalt frembringes ved kaskadekopling av identiske LC-båndstoppfilterseksjoner.

De foregående problemer i forbindelse med kombinasjonen av kommuterende kondensatorenheter i tandem^.oplede båndstoppfilter-enheter og i forbindelse med harmoniske effekter, blir kraftig redusert i overensstemmelse med den foreliggende oppfinnelse ved å drive forskjellige enheter i de forskjellige filterseksjoner i forskjellige faser for kommutering av kondensatorforbindelser i disse enheter. Enhetene i disse seksjoner drives innbyrdes 30° fasefor-skjøvet for å oppnå øket dempning ved grunnfrekvenskomponenten

sammenliknet med den dempning som ville oppnås ved hjelp av en

eneste båndstoppfilterseksjon. Tilføyelsen av en fremkdplingsmot-stand (feed forward resistor) for å tilveiebringe en fasereversert shunt- eller forbikoplingssignalvei rundt minst én seksjon i filteret/ frembringer vesentlig kansellering eller opphevelse av remanent grunnfrekvensenergi i utgangssignalet fra det siste av de forbikop-lede seksjoner. Man har funnet at en fordel oppnås når flere kommuterende kondensatorenheter kombineres i parallell i hver seksjon i filteret, og de forskjellige drivfaser for alle sådanne enheter

i filteret blir i hovedsaken ensartet adskilt i faserekkefølge med et beløp, som avhenger av antallet benyttede enheter.

Oppfinnelsen skal i det følgende beskrives nærmere under henvisning til tegningene, der fig. IA og IB viser forenklede kop-lingsskjemaer av to-kontaktklemme-anordninger med kommuterende kondensatorer i overensstemmelse med oppfinnelsen, fig. 1C viser en konvensjonell induktans-kondensatorkrets av en type som kommuteringskondensatorenhetene på fig. IA og IB likner på visse måter, fig. ID viser en skjematisk representasjon som benyttes for kommu-teringskondensatoranordninger med to kontaktklemmer av den type som er vist på fig. IA og IB, fig. 2 og 3 viser skjematiske kop-lingsskjemaer av forskjellige former for elektroniske kretser for kommuteringskondensatorforbindelser i to-klemmeanordninger av den på fig. IA og IB viste type, fig. 4 viser et forenklet diagram av en anvendelse av to-klemmeanordningen ifølge oppfinnelsen for å lette en beskrivelse av anordningens egenskaper, fig. 5 viser to spenningskurvediagrammer for å illustrere oppfinnelsens virkemåte, fig. 6A og 6B viser utnyttelsen av oppfinnelsen på et båndstoppfilter, fig. 7A, 7B og 7C viser utnyttelsen av oppfinnelsen på et båndpassfilter og fig. 8 viser et koplingsskjerna av en modifikasjon av kretsen på fig. 6A; fig. 9 viser et koplkngsskjerna av et 3-element statisk Tr-seksjonsbåndpassfilter ifølge kjent teknikk, fig. 10

viser et koplingsskjema av et 3-element dynamisk u-seksjonsbånd-passf ilter ifølge den foreliggende oppfinnelse, fig. 11 viser et koplingsskjema av et båndstoppfilter ifølge oppfinnelsen, fig. 12 viser et logisk diagram av kretser for generering av kommuterende drivsignaler i forskjellige faser for utnyttelse av filteret på fig. 11, fig. 13 viser et koplingsskjema av et flerseksjons LC-båndstoppfilter ifølge kjent teknikk, fig. 14 viser et koplingsskjema av et flerseksjonsbåndstoppfilter som benytter kommuterende kondensatorenheter i overensstemmelse med oppfinnelsen, og fig. 15 viser et koplingsskjema av en modifikasjon av filteret på fig. 14.

På fig. IA er et antall kondensatorer innbyrdes sammenkoplet i en krets som inneholder et like stort antall kontaktklemmer, slik at det er dannet en to-klemmes eller to-polet impedansanord-ning. Således er tre kondensatorer 10, 11 og 12 med samme kapasitet C sammenkoplet i en trekantkopling med toppunkt-kontaktklemmer 13, 14 og 15. Trekantkoplingens kontaktklemmer kan forbindes med en inngangsforbindelse 18 og en utgangsforbindelse 19 via seks kommuterende koplingssegmenter 20, 21, 22, 23, 24 og 25. Inngangsforbindelsen 18 er koplet til de to koplingssegmenter 20 og 25, og utgangsforbindelsen 19 er på liknende måte koplet til koplingsseg-mentene 22 og 23.

Det sirkulære arrangement av kommuterende koplingssegmenter 20 - 25 er ment å indikere skjematisk at trekantkoplingen av kondensatorer er roterbar (ved hjelp av ikke viste midler) for fort-løpende kontakt med forskjellige sett av tre segmenter som er vek-selvis anordnet i den sirkulære rekkefølge som er vist på tegningen. Kontaktklemmene 13, 14 og 15 er således vist i kontakt med respektive koplingssegmenter 20, 22 og 24. I den neste sekvensielle rotasjonsstilling med urviseren ville klemmene komme i kontakt med segmentene 21, 23 og 25. I et tredje rotasjonsintervall kommer de kommuterende koplingssegmenter med like nummer igjen i kontakt med trekantkoplingens kontaktklemmer, men i dette tilfelle er klemmene 13, 14 og 15 i kontakt med henholdsvis segmentene 22, 24 og 20.

Man vil således innse at når trekantkoplingen roteres, blir én av dennes kondensatorer direkte innkoplet mellom inngangsforbindelsen 18 og utgangsforbindelsen 19, og de gjenværende to kondensatorer blir koplet i serie over denne kondensator. Når således deltakretsen eller trekantkoplingen roteres, endres funksjonen for hver kondensator i denne krets med hensyn til inngangs- og ut-gangsf orbindelsene 18 og 19 i hver av de seks mulige stillinger for trekantkoplingen. Det vil si, funksjonen endres avhengig av hvilken stilling kondensatoren opptar i forhold til inngangs- og utgangsforbindelsen, og i hvilken polaritetsretning kondensatoren opptar denne stilling. Som vist på fig. IA, antas det at trekantkoplingen roteres med urviseren gjennom sin sekvens av posisjoner, og det antas videre at denne sekvens gjentas med en frekvens £q. Det skal senere vises hvordan frekvensen fQ er relatert til frekvensen for et signal som tilføres mellom inngangs- og utgangsforbindelsene 18 og 19.

Fig. IB viser en modifisert utførelse av den to-polede anprdning på fig. IA. På fig. IB er kondensatorene koplet i et stjernearrangement, og selv om kondensatorene har samme kapasitet

i kretsen på fig. IB, har hver kondensator tre ganger så stor kapasitet som de respektive kondensatorer i trekantkoplingsarrangémentet på fig. IA. De elektriske egenskaper for utførelsen på fig. IB er i hovedsaken de samme som for utførelsen på fig. IA, og i hvér kom-muteringsstilling er to av kondensatorene koplet i serie mellom forbindelsene 18 og 19. Utførelsen på fig. IB er imidlertid vesentlig lettere å fremstille ved hjelp av tantalfilmkondensatorteknologi, da stjernekoplingen inneholder en sentral klemme 28 som er felles for alle tre kondensatorer.

Det vil senere bli vist at utførelsene på fig. IA og IB har elektriske egenskaper som på visse måter likner en to-polet LC-parallellkrets av den type som er vist på fig. 1C. I denne krets er den benyttede kapasitet en og en halv ganger så stor som kapasiteten for hver kondensator' i utførelsen på fig. IA. Likeledes er induktansen i kretsen på fig. 1C lik —0 .

6tt f0^c

Fig. ID viser en skjematisk representasjon av en kommuteringskondensatorenhet (CCU), iblant kalt en kommuteringskondensa-tor-triplett, av den type som er vist på fig. IA eller fig. IB, og denne representasjon benyttes i resten av figurene. Representasjo-nen på fig. ID anses å omfatte .passende arrangementer for kommutering av de foran beskrevne kahdensatorforbindelser. Selv om disse forbindelser kan kommuteres ved hjelp av enten elektriske eller mekaniske arrangementer, foretrekkes elektronisk kommutering på grunn av deres sammentrekkbarhet med integrert kretsteknologi. På fig. 2 og 3 er således vist to forskjellige arrangementer for elektronisk kommutering av kondensatorforbindelser i utførelsen ifølge fig. IA. I hvert tilfelle kan arrangementet også anvendes på kretsen ifølge fig. IB.

I koplingen på fig. 2 er trekantkoplingens kontaktklemmer 13, 14 og 15 hver forbundet med forskjellige par av nummererte klemmer i brytere 29 og 30 av multiplekserende type. Bryterne 29 og 30 er gjerne av en type som er kommersielt tilgjengelig og som rea-gerer på binært kodede inngangssignaler som identifiserer en av de åtte nummererte, koplede kontaktklemmer som den gjenværende bryterklemme skal koples til. I dette tilfelle er inngangsforbindelsen 18 den gjenværende klemme i den demultiplekserende bryter 29, og utgangsforbindelsen 19 er den gjenværende klemme i den multiplekserende bryter 30. I hver av bryterne er de åtte klemmer nummerert med tilsvarende respektive posisjoner 0-7. Trekantkoplingens klemme 13 er forbundet med klemmene 0 og 1 i bryteren 29 og klemmene 4 og 5 i bryteren 30. På liknende måte er trekantkoplingens klemme 14 forbundet med klemmene 2 og 4 i bryteren 29 og klemmene 1 og 6 i bryteren 30. Trekantkoplingens klemme 15 er forbundet med klemmene 5 og 6 i bryteren 29 og klemmene 1 og 2 i bryteren 30.

En pulsgiver 31 på fig. 2 tilveiebringer et tog av ut-gangspulser med seks ganger frekvensen ±q til en teller 32 som er innrettet til å telle til seks (count by six), og på tre utgangsledere 33 frembringe binært kodede signaler som representerer seks av de åtte klemmer i multipleksbryterne 29 og 30. For de nettopp skisserte trekantkoplingsforbindelser er telleren 32 således innrettet til å frembringe i periodisk sekvens på forbindelsene 33 binært kodede signaler for tallene 0, 1, 2, 4, 5 og 6. Disse signaler forårsaker at inngangs- og utgangsforbindelsene 18 og 19 avsøker de angitte multipleksbryterklemmer og hopper over bryterklemmene 3 og 7. Virkningen av denne operasjon er at inngangs- og utgangsforbin-deisene 18 og 19 dveler på hver kodet bryterklemme i en sjettedel av den periode som kreves for en avsøkning av hele sekvensen, og er i forbindelse med hver trekantkoplingsklemme i en tredjedel av samme periode. På grunn av det foran skisserte koplingsarrangement mellom bryternes 2 9 og 30 klemmer og trekantkoplingsklemmene, blir imidlertid inngangsforbindelsen 18 og utgangsforbindelsen 19 koplet til de respektive trekantkoplingsklemmer i forskjellige faser. Den resulterende virkning for koplingen av arrangementet på fig. 2 er den samme som den som allerede er beskrevet for utførelsen på fig.

IA.

I utførelsen på fig. 3 tilveiebringes en liknende virkning med vesentlig mindre krets-hårdvare. Det benyttes her seks felteffekttransistorer 36 - 41 som har respektive styreelektroder betegnet med A-F. De seks transistorer har sine kilde-slukveier koplet mellom trekantkoplingskretsene og inngangs- og utgangsforbindelsene for kommuteringskondensatorenheten. Således kan transistorene 36, 38 og 40 energiseres for å kople trekantkoplingsklemmene henholdsvis 13, 15 og 14 til inngangsforbindelsen 18. På liknende måte kan transistorene 39, 41 og 37 energiseres for å kople trekantkoplingsklemmene til utgangsforbindelsen 19.

Det er videre anordnet et skiftregister 42 med R-l trinn hvor R er lik antall felteffekttransistorer. Registeret 42 tilføres skiftpulser.fra en klokkekilde 43 som arbeider ved en frekvens Rfgi dvs. 6fQ i dette tilfelle. De R-3 sentrale trinn i registeret 42 har utgangsforbindelser som er koplet via en NOR-port 46 til en inngang til det første trinn i skiftregisterets arbeidssekvens, idet det antas at registeret arbeider for skifting eller forskyv-ning fra venstre mot høyre som vist på fig. 3. Fra registeret 42 er anordnet seks utgangsforbindelser A-F for forbindelse med tilsvarende merkede styreelektroder i de respektive koplingstransisto-rer 36 - 41. Utgangsforbindelsen A er anordnet fra NOR-portens 46 utgang og utgangsforbindelsene B - F er anordnet fra de respektive trinn i registeret 42. En høy spenningstilstand eller binær "ener" på en utgangsforbindelse åpner i hvert tilfelle den tilsvarende koplingstransistor for ledning.

Så lenge et vilkårlig av de tre sentrale trinn i registeret 42 er i en innstilt tilstand, er den tilsvarende utgang til en koplingstransistor høy, og utgangen fra NOR-porten 46 er lav. Lederen A er følgelig lav, og transistoren 36 er forspent i sperre-retningen, dvs. i ikke-ledende tilstand. Når alle de tre sentrale trinn er i den nullstilte tilstand, er NOR-portens 46 utgang høy og transistoren 36 åpnes for ledning. Den neste etterfølgende skiftpuls fra klokkekilden 43 tillater at det første trinn i registeret 42 innstilles ved hjelp av det høye signal på A-lederen, og tilveiebringer også et høyt signal på B-lederen slik at transistoren 37 også åpnes for ledning. Deretter er i hver klokkeperiode en forskjellig kombinasjon av to tilgrensende utgangsledere fra registeret 42 i høy spenningstilstand, og alle de resterende utgangsledere er i lav spenningstilstand. Dette utgangsledersignalmønster sirkuleres blandt lederne i en gjentatt eller periodisk sekvens. Resultatet er å kople utgangene fra det første registertrinn og vekslende, etterfølgende trinn slik at utgangsfelteffekttransisto-rene 37, 39 og 41 aktiveres, og å kople utgangene fra NOR-porten 46 og de resterende skiftregistertrinn slik at inngangstransistorene 36, 38 og 40 aktiveres. Dette arrangement forårsaker samme koplings-operasjon som er beskrevet i forbindelse med fig. IA. En variabel motstand 47 som er koplet til klokkekilden 43, er anordnet for å representere skjematisk en stillbar utgangsfrekvens fra klokkean-ordningen. Ved endring av denne frekvens blir følgelig den kommuterende kondensatorenhet på fordelaktig måte påvirket slik at den avsøker frekvensspekteret for sine inngangssignaler.

På fig. 4 er vist en kommuterende kondensatorenhet som er koplet i serie i en signalvei for å drives som et båndstoppfilter. Enheten drives med en kommuterende sekvens-gjentagelseshastighet fg. Denne hastighet svarer til inngangssignalets grunnfrekvens da inngangssignalet er en sinusbølge som er representert ved uttrykket sin (2TTfg+$) . Vinkelen $ er således f aseforskyvningen mellom inngangssignalet og gjentagelsen av sekvensen av kommuteringsdrivsig-nalet. En motstand 48 med en motstand på R ohm er koplet over utgangen av kretsen på fig. 4 for å representere skjjematisk kildeimpedansen for kretsen slik den fremkommer når man ser tilbake inn i kretsens utgang fra høyre side på figuren.

På fig. 5 er vist inngangssinusbølgen for kretsen på fig.

4 og den resulterende trinnvise spenningsfunksjon som fremkommer over kommuteringskondensatorenheten mellom inngangsforbindelsen 18 og utgangsforbindelsen 19 *. Faseforskyvningen $ forårsaker at to av kommuterings-koplingsovergangene opptrer ved 90 grader- og 270 grader-punktene (tidspunktene t2 og t5) for inngangssinusbølgen. Trinnspenningsfunksjonen over kommuteringskondensatorenheten er følgelig symmetrisk anordnet i forhold til sinusbølgens sløyfer.

På fig. 5 inneholder den trinnvise spenningsbølgeform et forskjellig trinn for hver kommuteringskoplingsposisjon i CCUt enheten. Amplituden for hvert trinn svarer til den gjennomsnittlige inngangssinusbølge-signalspenning mellom inngangsforbindelsen 18 og utgangsforbindelsen 19' over tidsintervallet for trinnet. Selv om bare tre kondensatorer inngår i CCU-enheten, inngår altså seks diskrete spenningstrinn i den trinnvise bølgeform over CCU-enheten. Den sistnevnte, på fig. 5 viste bølgeform er den teoretisk perfekte bølgeform som ville fremkomme ved ideell drift. Slik som senere omtalt, fremkommer visse falske virkninger over CCU-enheten og over kildeimpedansen 48 ved utgangsklemmene for kretsen på fig. 4. I det totale bilde er imidlertid responsen for kommuteringskondensatorenheten av liknende type som for den parallell-.koplede LC-krets på fig. 1C. Det prinsipielle signal som opptrer over kommuteringskondensatorenheten, har samme frekvens som inngangssignalbølgen. Energi med denne samme frekvens blir derfor kraftig dempet i utgangssignalet fra kretsen på fig. 4. Når det gjelder transienter, kan CCU-enheten vises å ha en første ordens tidskonstant på samme måte som LC-parallellkretsen.

Det er her også nyttig å diskutere impulsresponsen for en CCU-enhet av den her viste type. Dersom inngangssignalet til kretsen på fig. 4 er en eneste signalspiss i stedet for den viste sinus-bølge, blir bølgeformen over CCU fremdeles en trinnvis spenningsfunksjon med den generelle konfigurasjon som er vist på fig. 5, men med mindre amplitude. Dette skriver seg fra det faktum at et antall av de sammenkoplede kondensatorer .koples mellom CCU-enhetens inngangs- og utgangsforbindelser for hvert trinn av kommuteringssekvensen.

Visse falske responser fremkommer i kretsen på fig. 4 med et sinusbølgeinngangssignal, og noen av disse responser finnes vanligvis ikke i forbindelse med en konvensjonell LC-parallellkrets som vist på fig. 1C. En viss mengde grunnfrekvensenergi lekker gjennom CCU-enheten på fig. 4 til dennes utgangskrets som støy, og visse harmoniske som genereres i kretsen, fremkommer også på denne utgang. Dessuten fremkommer harmoniske effekter over CCU-enheten, og dersom det er harmonisk energi i inngangssignalbølgen, blir^visse virkninger av den energi også frembragt i kretsen på fig. 4. Likeledes kan falske støyeffekter skrive seg fra ulikheter blant kapasitetene for de kondensatorer som benyttes i kommuteringskon-densatorkretsen, og fra mangel på nøyaktig frekvensoverensstemmelse

mellom grunnfrekvensene for inngangsbølgen til kretsen på fig. 4

og rotasjonsfrekvensen for kommutering av kondensatorene i kommuteringskondensatorenheten .

Idet først støyeffektene i utgangssignalet fra kretsen

på fig. 4 skal betraktes, antak:<at inngangssignalet er uten alle harmoniske av grunnfrekvensen fQ, og at denne frekvens også nøyaktig er kommuteringsfrekvensen for kommuteringskondensatorenheten. Amplituden for den fundamentale komponent eller grunnkomponent i

den trinnvise spenningsapproksimasjon over CCU-enheten er mindre enn inngangssinusbølgens amplitude med en faktor (—3 ) 2. Den støy som fremkommer over motstangen 48, er følgelig (1 - (—3 ) <0>) = 0,088 av inngangssinusbølgens spenningsamplitude. Dybden av hakket i bånd-stoppf ilterresponsen for kretsen på fig. 4 er således tilnærmet 21 dB ned sammenliknet med frekvenser utenfor hakket. I tillegg finnes det imidlertid utgangsstøyeffekt ved visse harmoniske frekvenser. Dersom den totale effekt, dvs. det midlere kvadrat av spenningen,

av inngangsbølgeformen er eh halv, blir effekten for den trinnvise

1 3 2 3 2 approksimasjon ^ x (-) og støy/signal-effekten blir (1 - (-) ) = *-10,5 dB. Denne beregning omfatter de 21 dB med støy ved grunnfrekvensen, og når denne subtraheres fra, blir forholdet mellom støy-ef fekten ved de harmoniske og signaleffekten lik -10,95 dB. Den nevnte harmoniske støyeffekt ligger i de femte, syvende, ellevte, osv. harmoniske, dvs. ved andre ulike harmoniske enn de som er multipla av tre. Det er da åpenbart at de like harmoniske og de . ulike harmoniske som er multipla av tre, ganske enkelt ikke fremkommer i utgangssignalet fra kretsen på fig. 4.

Det ble nevnt at amplituden for den trinnvise spennings-approksimas jon over CCU-enheten er noe mindre enn amplituden for den fundamentale inngangsfrekvensbølge. På'samme måte fremkommer ulike harmoniske, bortsett fra de som er multipla av tre, over CCU-enheten med amplituder som er ytterligere redusert i forhold til grunnamplituden med faktoren j| hvor N er lik det harmoniske nummer.

Dersom inngangssignalbølgen til kretsen på fig. 4 inneholder harmoniske av grunnfrekvensen, avhenger amplituden av den trinnvise spenningsapproksimasjon over CCU-enheten av det harmoniske inngangssignal på liknende ^ -måte. For eksempel, et inngangssignal med amplituden 1 ved den nevnte harmoniske frembringer et signal med amplituden 1/5 ved grunnfrekvensen, amplituden 1/25 ved den femte harmoniske, amplituden 1/35 ved den syvende harmoniske

osv. I hvert av disse tilfeller blir amplituden selvsagt også

3 2 redusert med faktoren (—) slik som foran omtalt for tilfellet med et rent grunnfrekvensinngangssignal.

Når inngangssignalfrekvensen ikke svarer nøyaktig til kommuteringsfrekvensen fg, dvs. med en inngangsfrekvens fq + e, inne inneholder støyspektrumet over CCU og over utgangsmotstanden 48 frekvenser fQ<+> e, <5><f>Q - e, 7 f Q <+> e, 11 fQ - e, osv. I tillegg vil en eventuell frekvens som er medlem av det foregående sett, frembringe hele området av støyfrekvenser. Vanligvis vil man i realiteten kunne bortse fra støyeffekter av denne type, da den fundamentale inngangsfrekvens ved de fleste anvendelser vil bli benyttet til å synkronisere kommuteringsfrekvensen for CCU-enheten.

En annen mulig støyfaktor ved drift av en kommuteringskondensatorenhet skriver seg fra mangel på nøyaktig likhet mellom kondensatorene 10, 11 og 12 i enheten. I dette område er imidlertid støyeffekten en vektoriell sum av kapasitetsuoverensstemmelsene i stedet for å være en direkte sum av disse. Man har funnet at den resulterende støy i prinsipp ligger ved den tredje harmoniske, og dens størrelse er omvendt proporsjonal med den.maksimale kapasitets-variasjon, med det resultat at en differanse på ca. 10 % i kapasi-tetsverdier frembringer en støyeffekt som er ca. en trettiendedel av den fundamentale signalamplitude.

På fig. 6A og 6B er vist anvendelsen av en komuterings-kondensatorenhet som et båndstoppfilter, dvs. mye den samme anvendelsen som er omtalt foran i forbindelse med fig. 4. Diagrammet på fig. 6B viser responsen for kretsen på fig. 6A slik den er bestemt over kildemotstanden 48. Når motstanden har en verdi på 47 000 ohm, ble den viste respons oppnådd med et i hovedsaken rent sinusbølger inngangssignal som ble sveipet mellom 1 og 4 kHz. Et 15 kHz signal ble tiiveiebragt av klokken 43 på fig. 3. I ett av de to tilfeller som er vist på fig. 6B, dvs. det tilfelle hvor kondensatorene i CCU-enheten alle hadde i hovedsaken samme kapasitet, nemlig

0,0027 yF, hadde ikke responsen så skarp helling som i det tilfelle hvor kondensatorene alle hadde den større kapasitetsverdi på 0,022 yF.

Fig. 7A og 7B viser en anvendelse av CCU-enheten som båndpassfilter. I dette tilfelle er CCU-enheten koplet over utgangen av signaloverføringsveien. En inngangsmotstand 49 som også som eksempel er på 47 kS3, er koplet i serie i overføringsveien mellom dennes inngangsklemmer 50 og utgangsklemmer 51. Også her har responsen en redusert helling for det tilfelle som benytter den minste kapasitetsverdi i CCU-enheten. På fig. 7B er vist en stigning i responsen under 1 kHz i de eksperimentelle illustrerende data, men det ble senere funnet at denne stigning skyldtes en feil-aktig funksjon i måleutrustningen og ikke funksjonen av CCU-enheten i seg selv.

Fig. 7C viser responsen for en krets av den på fig. 7A viste type over et mye bredere spektrum og ved benyttelse av inngangs- og kommuteringsfrekvenser fg på 6 kHz. En skalainndeling på 7 dB på den vertikale akse er vist på fig. 7C for å gi en idé om kretsens effektivitet. Av fig. 7C vil innses at de foran nevnte harmoniske responser opptrer ved de ulike harmoniske, bortsett fra de som er multipla av tre. Alle disse harmoniske responser er godt dempet, men den relative dempning er særlig merkbar for den CCU som benytter den største kapasitetsverdi. Likeledes blir den støy som fremkommer mellom harmoniske responser i utgangssignalet som et resultat av de forskjellige effekter som er beskrevet foran, dempet i større grad for det tilfelle hvor CCU-enheten benyttet den størs-te kapasitetsverdi.

Det skal her bemerkes at med hensyn til fig. 6A og 7A representerer disse kretser bare illustrerende anvendelser. For eksempel kan innkopling av en CCU erstatte en parallell L-C-krets i høypass- og lavpass-filtere som benytter sådanne kretser.

På, fig. 8 er vist et koplingsskjema av en modifisert form av kretsen på fig. 6A. Her er imidlertid en motstand 52 koplet i serie mellom kommuteringskondensatorenhetens utgangsforbindelse 19 og en inverterende inngangsforbindelse til en opeasjonsforsterker

53. En motstand 56 er koplet mellom samme inngang og forsterkerens utgang. En fremkoplingsmotstand 57 er innkoplet mellom inngangsforbindelsen 18 og den sanne inngang til forsterkeren 53, og den sistnevnte inngang er koplet til jord via en motstand 58. Motstandsverdiene for motstandene 57 og 58 er proporsjonert slik at det signal som de tilfører til forsterkeren 53, dempes i tilnærmet samme grad som signaler som tilføres til forsterkeren via CCU-enheten ved frekvensen fQ. Dette resulterer i en reduksjon i nettostøyen ved frekvensen fQ på forsterkerens inngang, og øker derfor dybden av hakket uten merkbar reduksjon av responsen ved andre frekvenser. Forbindelsen mellom motstandsverdiene for mot-^56 3 2

standene på fig. 8 kan uttrykket som =— = =— (!-(;=.) ) / der for-*59 *52 x/

R56 holdet -— påvirker forsterkningen gjennom kretsen på fig. 8 ved

<K>52

andre frekvenser enn fg.

På fig. 9 er vist et velkjent 3-element Tr-seksjonsbånd-passfilter som inneholder en kondensator Cl i serie i signalveien og to LC-parallellkretser 128 og 129 som er innkoplet i filterets respektive shuntgrener. Hver av de sistnevnte kretser inneholder en spole med induktans L og en kondensator med kapasitet C2. De spesifikke verdier av induktans og kapasitans* for LC-parallell-kretsene, og kapasiteten for seriekondensatoren Cl bestemmes i overensstemmelse med velkjente uttrykk som inneholder de lave og høye grensefrekvenser f 17og f2 for det ønskede passbånd, og dess-

uten motstanden for en avslutningsmotstand 130. En strømbegren-

sende motstand 131 er videre koplet i serie i filterets signalvei på dettes inngangsside.

Som tidligere observert, vil en direkte utskiftning av kommuteringskondensatorenheter 132 og 133 på fig. 10. med LC-paral-lellkretsene 128 og 129 på fig. 9 frembringe en respons.på utgangs-kiemmene 136 på fig. 10 som i hovedsaken er den samme som responsen på klemmene 137 når enhetene 132 og 133 drives i fase med hverandre. Når to enheter drives i fase med hverandre, er med andre ord den totale filterrespons for kretsen på fig. 10 meget lav ved dens ned-re grensefrekvens f-^ for båndpassresponsen, og meget høy ved den øvre grensefrekvens f2 for båndpassresponsen. Man har imidlertid funnet at ved anvendelse av kommuterende koplingsdrift for de to enheter med forskjellige faser, dvs. med ert 30 graders faseforskyvning (som målt på en fQ-signalbølge) mellom de tq drivsignaler, vil den typiske båndpassf ilterrespons for det 3-element iT-séks jons f il-

ter på fig. 9 også frembringes av kretsen på fig. 10. Denne fase-forskjéll mellom drivsignalene for de to kommuteringskondensatorenheter 132 og 133 er skjematisk representert på fig. 10 ved„pilene fø og fQ' på de respektive enheter.

Kommuteringskondensatorenheter av den type^ som er vist på fig. 3, benyttes med fordel i enhetene 132 og 133 på fig. 10. I en sådan enhet blir skiftregisterutgangssignaler-tilført til.styreelektroder i felteffekttransistorer for fortløpende'kopling av kommuteringskondensatorenhetens inngangs- og utgangsforbindelser til kondensatorkretsklemmene. Disse enheter drives for kommutering i en felles sekvens, men med forskjellige faser. I den nevnte enhet, blir skiftsignaler tilført fra en klokkekilde til enhetens skiftregister med en frekvens 6fg. For å oppnå den ønskede 30 graders faseforskyvning mellom drivsignalene for enhetene 132 og 133 på

fig. 10, blir drivsignaler med samme frekvens 6fg på fordelaktig måte tilveiebragt fra de binære "en"- henholdsvis "null"-utgangsforbindelser fra en flip-flopkrets 140 som drives som en ett-trinns binærteller fra en klokkekilde 141 som løper med en frekvens 12fg.

Begge kommuteringskondensatorenheter 132 og 133 på fig.

10 benytter kondensatorer med samme kapasitet C som vist på fig. IA. Den virkelige størrelse på denne kapasitet i forhold til kapasiteten av kondensatoren Cl og til frekvensen £q, bestemmer spredningen eller avstanden mellom de høye og lave grensefrekvenser for det ønskede passbånd. Man har funnet at den maksimale "dipp" mellom toppene for responskarakteristikken er ca. 3/4 decibel uten hensyn til størrelsen på motstandene 130 og 131. Når disse motstander innsettes i kretsen, reduseres dippen. Dippen forsvinner og den totale karakteristikk blir avrundet etterhvert som mdbstandsverdiene avtar.. Uten hensyn til hvilken av .enhetene 132 og 133 som drives med fremskyndet fase, ligger kommuteringsfrekvensen fg nær den øvre grensefrekvens f2 for båndpassfilteret. Signalfaseforskyvningen gjennom filteret på fig. 10 likner forskyvningen gjennom det tilsvarende statiske båndpassfilter på fig. 9. Som en illustrasjon på et spesielt eksempel på et filter som vist på fig. 10, antas de lave og høye grensef rekvenser å være f-^ = 2025 Hz og f 2 = 2225 Hz. Hver kommuteringskondensatorenhet har tre kondensatorer som hver er på 1,5 nF, kommuteringsfrekvensen fg = 2225 Hz, og serieinngangsmot-standen 131 og den avsluttende shuntutgangsmotstand 130 er hver på 500 kfi. Seriekondensatoren Cl er 270 pF. Det kan vises at verdiene av motstandene 130 og 131 og av kapasiteten for kondensatoren Cl er de samme som de tilsvarende elementer i et tidligere kjent filter av den på fig. 9 viste type med samme grensefrekvenser.

På fig. 11 er vist en ubalansert båndstoppfilterkrets som utnytter oppfinnelsen. Tre kommuteringskondensatorenheter 228, 229 og 230 er koplet i serie i hver av tre parallellkoplede grenkretser 231, 232 og 233 mellom klemmer 236 og 237 i filterets gjennomgående signalyei. Den ene av filterets inngangsklemmer 238 er koplet direkte til klemmen 236, og den andre er en jordingskrets som strekker seg gjennom filteret til den ene av dettes utgangsklemmer 239. Tre strømbegrensende motstander 240, 241 og 242 med tilnærmet samme verdi er koplet i serie med kommuteringskondensatorenhetene i henholdsvis grenkresene 231, 232 og 233, og sammen med kondensatorene

i disse enheter innvirker motstandene på filterets båndbredde.

En operasjonsforsterker 243 er også koplet i serie i filterets gjennomgående signalvei mellom klemmene 237 og 239. Forsterkerens inverterende eller negative inngangsforbindelse er forbundet direkte med klemmen 237, mens forsterkerens ikke-inverterende inngangsforbindelse er koplet til jord. En forsterkningsbestemmende tilbakekoplingsmotstand 246 er koplet over forsterkeren 243 slik at forsterkerens negative inngang tilveiebringer et passende strøm-summasjonspunkt for strømmer fra grenkretsene 231, 232 og 233. En avslutningsmotstand 247 kan være koplet mellom utgangsklemmene 239.

Selv om tre kommuteringskondensatorenheter er vist i bånd-stoppf ilteret på fig. 11, kan det på fordelaktig måte benyttes enten færre eller flere enheter, avhengig av kravene til filterets ut-gangsrespons, slik som nedenfor beskrevet. Alle enhetene har i hovedsaken samme elektriske konfigurasjon og benytter kondensatorer med samme kapasitet. Man har funnet at flere kommuteringskondensatorenheter som er koplet som vist og som drives med samme fase og frekvens, idet det antas at enhetene er i hovedsaken identiske i struktur, i virkeligheten frembringer en signalresponseffekt som likner effekten for en eneste kommuteringskondensatorenhet. Når imidlertid enhetene drives med samme frekvens og med passende valgte forskjellige faser i forhold til hverandre, blir forskjellige av de foran nevnte harmoniske effekter undertrykket. De tre enheter på fig. 11 tilføres således kommuteringskoplende drivsignaler med respektive frekvenser 6fg, 6fg' og 6fQl! for et filter som skal ha frekvensen £q ved sentrum av sin fundamentale båndstopprespons. Drivsignalet 6fø' blir med fordel forsinket i fase med tyve elektriske grader målt på filterets inngangssignalbølgekomponent med frekvensen £q som skal undertrykkes. For det tilfelle hvor det benyttes tre kommuteringskondensatorenheter, blir på samme måte enheten 230 drevet av et signal 6f0" som er forsinket førti elektriske grader i forhold til bølgen 6fq, og tyve grader i forhold til bølgen 6fq'.

Mer generelt uttrykt har man funnet at fasedifferansen mellom drivsignalene for de forskjellige kommuteringskondensatorenheter bør være seksti grader/N hvor N er lik det antall parallellkoplede grensignalveier med kommuterende kondensatorenheter som benyttes i filteret. For det nettopp skisserte tilfelle med hensyn til fig. 11 er således N lik tre, og det er tyve grader faseforskjell mellom suksessive av drivsignalene for enhetene 228, 229 og 230.

Fig. 12 viser skjematisk et arrangement for på fordelaktig måte å tilveiebringe de kommuterende drivsignaler som benyttes i kretsen på fig. 11. I kretsen på fig. 12 blir således en hoved-klokkekilde 248 drevet med en frekvens 18fQ, og klokkekildens utgangssignal koples gjennom en delt-på-tre-krets 249 for å tilveiebringe et drivsignal med frekvensen 6fg. Utgangssignalet fra kretsen 249 tilføres også til datainngangen for et to-trinns-skiftregister 250 som mottar skiftpulser direkte fra kilden 248. Konvensjonell positiv-flanke-trigget logikk blir fordelaktig benyttet for kretsen 249 og registeret 250. Ved det tidspunkt da utgangssignalet fra kretsen 249 endrer tilstand i positivgående retning som reaksjon på en positivgående puls fra kilden 248, har således klokkingsevnen for denne puls opphørt, og registeret 250 kan ikke opereres før den neste efterfølgende puls fra kilden 248. Tilsvarende utgangssignaler på kretser 251 og 252 fra registerets 250 første henholdsvis andre trinn, tilveiebringer i6fQ'- og 6f0"<J>si<g>na-lene som har en faseforskjell på 20 grader henholdsvis 40 grader i forhold til 6fQ-signalet, og 20 grader i forhold til hverandre.

De foran nevnte fasedifferansemålinger er selvsagt angitt i forhold til fQ-inngangssignalet ved sentrum av båndstoppkarakteristikken for filteret på fig. 11.

Det er foran angitt at en kommuteringskondensatorenhet som er innkoplet i et båndstoppfilterarrangement, undertrykker både grunnfrekvensen for kommutering og alle ulike harmoniske av denne som ikke er multipla av tre. Utnyttelsen av parallellkoplede kommuteringskondensatorenhet-grenkretser i serie i signalveien for et båndstoppfilter forårsaker ytterligere undertrykkelse av visse av de foran nevnte respons- og genereringseffekter for ulike harmoniske. Generelt uttrykt kan det sies at alle harmoniske effekter undertrykkes bortsett fra de som er angitt ved uttrykket (6*NXT+1), hvor N

er lik antall kommuteringskondensatorenhet-grenkretser og I er et vilkårlig positivt helt tall.

Dersom således en eneste kommuteringskondensatorenhet anvendes i kretsen på fig. 11, er N lik 1, og de harmoniske effekter som ikke undertrykkes, er de 5te, 7nde, lite, 13nde,

17nde,.19nde osv., etterhvert som I øker. Likeledes har man afe dersom N er lik 2, er de ikke-undertrykte harmoniske effekter den lite, 13nde, 23dje, 25te, 35te - osv.,

og dersom N er -lik 3, er de ikke-undertrykte harmoniske effekter den 17nde, 19nde, 35te, 37nde osv. Det innses således at etter

hvert som kommuteringskondensatorenhet-grenkretser tilføyes mellom klemmene 236 og 237 på fig. 11, blir frekvensen for den laveste harmoniske effekt som ikke undertrykkes, høyere, og spredningen mellom tilgrensende par av ikke-undertrykte harmoniske effekter øker.

Man vil forstå at den harmoniske undertrykkelsesvirkning som oppnås i båndstoppfilteret på fig. 11, skjer som en funksjon av summen av responsene for de parallellkoplede grenkretser, såsom kretsene 231 - 233. Det kan således ventes liknende harmoniske undertrykkelsesvirkninger i andre kretsanvendelser hvor strømmer fra parallellkoplede kommuteringskondensatorenhet-grenkretser kan summeres.

Fig. 13 viser et to-seksjons, ubalansert båndstoppfilter av kjent type. Hver seksjon inneholder i serie på den ene side av signalveien en forskjellig av to LC-parallellkretser 328 og 329. Hver seksjon inneholder også en avslutningsmotstand, såsom en av motstandene 330 og 331, som er koplet i shunt over seksjonens utgang. Kretsene 328 og 329 er avstemt for parallellresonans ved en frekvens-komponent fø for filterets inngangssignal. En bufferforsterker 332 er koplet i serie i signalveien mellom filterseksjonene og således mellom parallellresonanskretsene 328 og 329. Forsterkeren 332 kan ha hvilken som helst passende forsterkning da den er anordnet i kretsen i hovedsaken for å hindre at den første seksjon i filteret blir belastet av den andre seksjon. Dette tidligere kjente to-seksjonsfilter frembringer tilnærmet det dobbelte av den dempning av frekvensen fp som ville tilveiebringes av en eneste seksjon.

På fig. 14 er vist et to-seksjons, ubalansert båndstoppfilter som utnytter kommuteringskondensatorenheter i overensstemmelse med oppfinnelsen. Hver seksjon inneholder én av to kommuteringskondensatorenheter 333 og 336 som er koplet i serie med hverandre i den ene side av signalveien mellom filterets inngangsklemmer 337 og utgangsklemmer 335. Disse enheter er via respektive strømbegren-sende seriemotstander 338 og 339 koplet til inverterende inngangsforbindelser til to operasjonsforsterkere 340 henholdsvis 341. Ikke-inverterende inngangsforbindelser til disse forsterkere er koplet til jord likesom returstrømkretsen 342 som strekker seg mellom filterets inngangs- og utgangsforbindelser. To ytterligere motstander 343 og 346 er anordnet for å tilveiebringe tilbakekopling fra forsterkernes 340 henholdsvis 341 utganger til de respektive forsterkeres inverterende inngangsforbindelser.

Motstandene 338 og 343 har motstandsverdier som er valgt for å tilveiebringe et m<p>tstandsforho<ld> ^343/^333 som bestemmer forsterkningen for inngangsseksjonen for filteret på fig. 14 ved frekvenser på begge sider av hakket i båndstoppfilterets dempningsrespons. Motstandene 346 og 339 i den andre filterseksjon tjener et liknende formål for denne seksjon, og disse motstander vil i mange anvendelser i virkeligheten ha samme motstandsverdier som motstandene 343 henholdsvis 338. Verdien av motstanden 338 og summen av kapasitetene for kondensatorene 10, 11 og 12 i enheten 333 fastsetter en tidskonstant som bestemmer bredden av hakket i filter-responsen for den første seksjon i filteret på fig. 14. Et liknende forhold gjelder med hensyn til motstanden 339 og kondensatorene i enheten 336 i den andre seksjon.

Den spesielle konfigurasjon av motstander og forsterkere som er benyttet i utførelsen på fig. 14, ble valgt i hovedsaken for bekvemmelighet for laboratorieundersøkelser. Den tilveiebringer også en praktisk måte for å oppnå en fasereversering for et formål som skal beskrives senere. I praksis kan filterkonfigurasjonen på fig. 13.like godt anvendes, men ved benyttelse av kommuteringskondensatorenheter som drives med forskjellige faser.

De kommuterende kondensatorenheter 333 og 336 har med fordel samme form og innéholder kondensatorer med samme kapasitet. Denne form er med fordel den som er illustrert skjematisk på fig. IA. Disse enheter 333 og 336 drives for kommutering av kondensatorforbindelsene i enhetene med den felles frekvens fg. De elektroniske drivsignaler med frekvensen 6fg Hz for dette formål tilveiebringes i forskjellige faser fra en multifase-drivsignalkilde 347. Enheten 333 drives således i en. referansefase som skjematisk representert ved betegnelsen fQ nær drivkretskoplingen fra kilden 347.

r

Enheten 336 drives i en forskjellig fase som fordelaktig er tretti elektriske grader forskjellig fra fasen for signalet fQ r, og er angitt med betegnelsen fn °30. Den her angitte faseforskjell er målt

på et signal med frekvensen fn. Det er uten betydning om f. -

30 signalet ligger foran eller etter referansesignalet i fase.

Som allerede foran beskrevet, tilveiebringer kaskadekoplede kommuteringskondensatorenheter som drives i fase med hverandre, samme fg-utgangssignalrespons som en eneste kommuteringskondensatorenhet. En eneste sådan enhet innkoplet i et båndstoppfilterarrangement tilveiebringer en dempning av f0-signalkomponenten på 20,4 dB-uten hensyn til den kapasitet som benyttes i enheten og den abso-lutte verdi av fQ. Når imidlertid de to kaskadekoplede enheter 333 og 336 på fig. 14 drives i forskjellige faser, tilveiebringer disse ca. 29,4 dB dempning av fg-komponenten i filterets inngangssignal. Det antas at denne driftstype ved tandemkoplede koi mmuterings-kondensatorenheter skyldes det faktum at utgangssignalet fra en første kommuteringskondensatorenhet-filterseksjon er en vekselstrøm-bølge med null gjennomsnittsverdi i hver av suksessive tidsspalter. En andre kommuteringskondensatorenhet-filterseksjon som tilføres et signal fra den første seksjon og kommuteres i fase med den første seksjon, ser bare et inngangssignal med null gjennomsnittsverdi og tilveiebringer et likeartet utgangssignal. Når imidlertid enheten-

i den andre seksjon drives for kommutering med forskjellig fase,, blir dennes overensstemmende operasjonstidsspalter forskjøvet slik at de omfatter deler av forskjellige tidsspaltesignaler fra den første seksjon og som vanligvis ikke lenger har null gjennomsnittsverdi. Den andre seksjon har følgelig et signifikant signal å ar-beide med, og tilveiebringer en tilsvarende ytterligere dempning på 9 dB.

Den totale dempningseffekt for båndstoppfilteret på fig. 14 blir betydelig forbedret utover den foran nevnte dempning på 29,4 dB, ved å tilveiebringe en fremkoplingsmotstand 348 som koples fra enhetens 333 inngangsforbindelse 19 til forsterkerens 341 inverterende inngangsforbindelse. Denne motstand forbinder punkter med motsatt fase i signalveien for det totale filter, og den forbikopler således på illustrerende måte to kommuteringskondensatorenheter 333 og 336 som ikke inverterer signalet, og den innskutte signalinver-terende forsterker 340. Motstanden 348 gis en motstandsverdi som på signaler som koples gjennom denne, forårsaker en dempning som er i hovedsaken den samme som den dempning som fg-signalet utsettes for ved overføring gjennom enheten 333, motstanden 338, forsterkeren 340, enheten 336 og motstanden 339. Den del av fQ-signalkompo-nenten som koples gjennom motstanden 348, opphever således den rema-nente del av fg-signalet etter overføring gjennom kommuteringskondensatorenhetene.

Fig. 15 viser en modifikasjon av båndstoppfilterutførel-sen på fig. 14. Kretselementene på fig. 15 som er de samme som eller likner elementene på fig. 14, er betegnet med samme eller liknende henvisningstall. En kommuteringskondensatorenhet som arbeider i et båndstoppfilter, frembringer frekvensetterligning av frekvenser nær fg, dvs. innenfor fg-frekvenshakket. Et båndstoppfilter har også dempningskarakteristikker ved de 5te, 7nde, lite,

13nde osv. harmoniske av fQ. Dersom et inngangssignal kan inneholde disse harmoniske, er utgangssignalet uberegnelig. Parallelle kommuteringskondensatorenheter benyttes i utførelsen på fig. 15 for å eliminere noen av de etterlignende eller falske signaler og de harmoniske frekvenshakk ved de samme harmoniske. På fig. 15 er således ekstra kommuteringskondensatorenheter 349 og 350 tilføyet, sammen med deres respektive, strømbegrensende motstander 338b og 339b, i grensignalveier som er koplet parallelt med gxensignalveiene for enhetene 333 og 336 og disses motstander 338a og 339a. De tilføyde kommuteringskondensatorenheter er identiske med de enheter som er benyttet i utførelsen på fig. 14, og alle enheter på fig. 15 drives for kommutering av sine kondensatorforbindelser ved drivsignaler som er tilveiebragt fra en multifase^-drivkilde 347'. Motstandene 338b og 339b og motstandene 338a og 339a har samme verdi som motstandene 338 henholdsvis 339 på fig. 14. Tilbakekoplingsmotstandene 343' og 346' på fig. 15 har følgelig halvparten så stor verdi som disses motstykker på fig. 14 dersom utførelsen på fig. 15 skal ha en respons som oppviser samme forsterkning ved frekvenser på avstand fra hoved-dempningshakket slik det tilveiebringes i utførelsen på fig. 14.

På fig. 15 drives alle kommuteringskondensatorenheter i forskjellige faser for kommutering av sine respektive kapasitetsfor-bindelser. I den første seksjon i filteret som inneholder enhetene 333 og 349, bestemmes drivfaseforskjellen slik som foran angitt. Således er faseforskjellen for denne seksjon 60°/N hvor N er antall kommuteringskondensatorenheter i parallellkoplingen. Da N er lik to for den første seksjon, er faseforskjellen mellom drivsignalene 30° målt på en signalbølge med frekvensen fg Hz. I enhver annen seksjon i filteret på fig. 15 bestemmes drivfaseforskjellene for enhetene i denne seksjon på samme måte. Drivfåsene for en sådan tilleggsseksjon er imidlertid forskjøvet i forhold til fasene for den første seksjon, slik at de skal være jevnt fordelt, dvs. innflettet i en fasesekvens, i forhold til de sistnevnte faser. I den andre seksjon som inneholder enhetene 336 og 350 i utførelsen på fig. 15, anvendes således drivfåsene fn og f for enhetene 336

u15 u45

og 350. Disse drivfaser er 30° adskilt og de er jevnt eller likt adskilt ved 15° i forhold til fn- og fn -drivfasene for den første , . u30

seksjon.

Flerfase-drivsignaler tilveiebringes av enheten 347',

og alle ligger ved frekvensen 6fg Hz. Dette oppnås ved hjelp av et hvilket som helst logisk arrangement som er passende for formå-let. For eksempel inneholder kilden 347.' fordelaktig en oscillator (ikke vist) som arbeider ved en frekvens på 6nfQ Hz, 24 fQ Hz for filteret på fig. 15 som totalt har fire kommuterende kondensatorenheter. Oscillatorens utgangssignal driver en del-på-n-krets (ikke vist) som tilveiebringer 6fQ-signalet med referansefasen.

Det sistnevnte signal benyttes også til å drive et (n-1)-trinns skiftregister (ikke vist) som mottar skift-klokkesignalet direkte fra oscillatoren. Utgangene fra de respektive skiftregistertrinn tilveiebringer deretter de ytterligere 6fQ-bølger med de forskjellige faser. I utførelsen på fig. 15 hvor n = 4, tilveiebringer det 3-trinns skiftregister 6fQ-bølgene med faseforskyvninger på 15°, 30° og 45° i forhold til referansebølgen 6fQ rfor tilførsel til respektive enheter 336, 349 og 350. Alle de foran nevnte logikk-kretser i kilden 347' er av den positivt triggede eller forflanke-triggede type for tilveiebringelse av de beskrevne utgangssignaler.

Man har oppdaget at filteret på fig. 15 har en tilleggs-egenskap utover undertrykkelsen av visse harmoniske effekter, nemlig at det øker fg-signaldempningen til mer enn det dobbelte av den dempning som utøves av en eneste filterseksjon. Utførelsen på fig. 15 demper således fQ-signalet med ca. 54 dB, en økning på ca. 34 dB sammenliknet med en eneste seksjon, og en økning på ca. 24 dB sammenliknet med utførelsen på fig. 14 uten motstanden 348. Denne dempning økes ytterligere ved anvendelse av fremkoplingsmotstands-teknikken som er beskrevet i forbindelse med fig. 14. Den form som benytter to enheter i parallell i hver seksjon, slik som vist på fig. 15, undertrykker harmoniske effekter nær de 5te, 7nde, 17nde, 19nde osv. harmoniske.

Claims (13)

1. Frekvensfølsom krets som kan tilpasses for bruk enten som båndpass- eller som båndstoppfilter, omfattende minst én kommuterende kondensatorenhet (CCU) hvor hver enhet omfatter et antall kondensatorer (10, 11, 12) som er gjentatt omkoplingsbare mellom en inngangsforbindelse (18) og en utgangsforbindelse (19) og er innbyrdes sammenkoplet i en forutbestemt kretskonfigurasjon med mer enn to kontaktklemmer (13 - 15), og en koplingsanordning (20 - 25<*>» 29, 30* 36 - 42) for tilkopling av forskjellige kombinasjoner av kontaktklemmepar (13, 14; 15, 14; 15, 13; i4, 13; 14, 15; 13, 15) til enhetens inngangs- og utgangsforbindelse i en forutbestemt, periodisk sekvens av tidsintervaller, karakterisert ved at hver kombinasjon av kontaktklemmepar (13, 14;"15, 14; 15, 13; 14, 13;

14, 15; 13, 15), når disse koples mellom den kommuterende kondensa-torenhets (CCU) inngangs- og utgangsforbindelse, inneholder minst to kondensatorer som er koplet i serie.

2. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1, karakteri- .sert ved at antall kondensatorer (10 - 12) omfatter tre kondensatorer som er innkoplet i den ene eller den andre av en trekantkopling (fig.- IA) med en kontaktklemme ved hvert toppunkt av trekantkoplingen, og en stjernekrets (fig. IB) med en kontaktklemme ved hver gren på avstand fra den sentrale forbindelse, hvilke klemmer koples fortløpende mellom enhetens inngangsforbindelse (18) og utgangsforbindelse (19) i en tilbakevendende sekvens. .

3. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved.at antall kondensatorer (10 - 12) omfatter tre kondensatorer, og at koplingsanordningen (20 - 25; 29, 30; 36 - 42) på tilbakevendende måte kopler enhetens inngangsforbindelse (18) fortløpende til hver av klemmene (13, 14, 15), mens enhetens utgangsforbindelse (19) samtidig koples fortløpende til hver av klemmene (14, 15, 13), men i en forskjellig fase i forhold til den nevnte klemraesekvens.

4.. Frekvensfølsom krets ifølge et'av kravene 1-3, karakterisert ved at koplingsanordningen (36 - 42) omfatter et første antall brytere (36, 38, 40) og et andre antall brytere (37, 39, 41) som er koplet til enhetens inngangsforbindelse (18) henholdsvis til enhetens utgangsforbindelse (19), idet hver bryter i hvert antall brytere er forbundet med en forskjellig av kretsklemmene (13 - 15), et skiftregister (42) med R-3 trinn, hvor R er det totale antall brytere i både det første og andre antall brytere, idet utgangene fra det første og vekslende etterfølgende trinn (B, D, F) er koplet til det andre antall brytere, og utgangene fra de gjenværende trinn (C, E) er koplet til det første antall brytere (36, 38, 40), og kretser som er koplet både til inngangen til det første trinn i registeret (42) og et av det første antall brytere for generering av et signal med en første binær tilstand som reaksjon på opptreden av et andre binært tilstandssignal på utgangen fra R-3 sentrale trinn (C, D, E) i registeret (42), og at kretsen videre omfatter en pulsgenerator (43) for tilførsel av skiftpulser til skiftregisteret med en hastighet RfQ hvor fq er en frekvens med en toppdempning mellom enhetens inngangs- og utgangsforbindelser....

5. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1, karakterisert ved at den omfatter to kretsinngangsklemmer og to kretsutgangsklemmer hvor den kommuterende kondensatorenhet (CCU) er koplet i serie mellom en av kretsens inngangsklemmer og en av kretsens utgangsklemmer, og en motstand (48) som er koplet både til utgangen av den kommuterende kondensatorenhet og over kretsens utgangsklemmer for tilveiebringelse over motstanden av et utgangssignal med høy dempning ved den periodiske frekvens for sekvensen av tidsintervaller .

6. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1, for oppnåelse av en minimums-dempningsrespons ved den periodiske frekvens for sekvensen av tidsintervaller, karakterisert ved at den omfatter to kretsinngangsklemmer (50) og to kretsutgangsklemmer (51), idet i det minste den ene kommuteringskondensatorenhet (CCU) er koplet over de to kretsutgangsklemmer, og en motstand som er koplet både til kretsens inngangsklemme og til kommuteringskondensatorenhetens inngangsforbindelse (18) .

7. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1 for bruk i et bånd-stoppf ilter, karakterisert ved at den omfatter en forsterker (53) for signalkombinasjon med en første inngangskrets koplet til kommuteringskondensatorenhetens utgangsforbindelse (19), en andre inngangskrets og en utgangskrets, hvor forsterkeren er tilpasset til å frembringe motsatte signaleffekter i utgangskretsen som reaksjon på et felles inngangssignal tilført til hver inngangskrets, og kretsanordninger (57, 58) for kopling av kommuteringskondensatorenhetens inngangsforbindelse (T8) til forsterkerens andre inngangskrets, idet kretsanordningene (57, 58) for alle signaler forårsaker tilnærmet samme dempning som opptrer mellom kommuteringskondensatorenhetens inngangs- og utgangsforbindelse ved den inn-gangssignalfrekvens som er lik den periodiske frekvens av sekvensen av tidsintervaller..

8. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1 for bruk som et båndpassf ilter, karakterisert ved at den omfatter to kretsinngangsklemmer og to kretsutgangsklemmer (136) , idet minst én kommuteringskondensatorenhet (132) er koplet over paret av inngangs-og utgangsklemmer, i 'det minste en andre kommuteringskondensatorenhet (133) som er koplet parallelt med den nevnte minst ene kommuteringskondensatorenhet, og en pulsgenerator (140, 141) for drift av enhetene med forskjellige faser i forhold til hverandre for i hovedsaken å utjevne responser fra filteret ved dettes grensefrekvenser.

9. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1 for bruk som et bånd-stoppf ilter, karakterisert ved at kretsen er tilpasset til å undertrykke alle harmoniske effekter for filteret bortsett fra de ved harmoniske som tilfredsstiller uttrykket (6*NXI+1) hvor N er antall kommuteringskondensatorenheter og I er et vilkårlig positivt helt tall, og at kretsen videre omfatter to kretsinngangskiemmer

(238) og to kretsutgangsklemmer (239) , idet minst én kommuterings- r kondensatorenhet (228) er koplet mellom en av kretsens inngangsklemmer og en av kretsens utgangsklemmer, i det minste en andre kommuteringskondensatorenhet (229, 230) som er koplet i parallell med hverandre når mer enn én andre kommuteringskondensatorenhet benyttes , og med den nevnte ene kommuteringskondensatorenhet, og en pulsgenerator for drift av enhetene med forskjellige faser i forhold til hverandre for kommutering av kondensatorforbindelsene i disse enheter.

10. Frekvensfølsom krets ifølge krav 8 eller 9, karakterisert ved at pulsgeneratoren (140, 141) er tilpasset til å drive kommuteringskondensatorenhetene (132, 133; 228 - 230) med forskjellige faser av den samme frekvens som er 60 grader/N adskilt fra fasen for hver annen av enhetene, hvor N er antall parallellkoplede kommuteringskondensatorenheter.

11. Frekvensfølsom krets ifølge krav 1, karakterisert ved at den omfatter to kretsinngangsklemmer (337) og to kretsutgangsklemmer (335) som respektivt er forbundet med hverandre, idet minst én kommuteringskondensatorenhet (333) er koplet mellom én av kretsens inngangsklemmer og én av kretsens utgangsklemmer, i det minste én andre kommuteringskondensatorenhet (336) som er koplet i serie med den nevnte minst ene kommuteringskondensatorenhet (333), og en pulsgenerator (347) for drift av enhetene i forskjellige faser i forhold til hverandrefor kommutering av kondensatorforbindelsene i enhetene gjennom en forutbestemt sekvens av forbindelser.

12. Frekvensfølsom krets ifølge krav 11, karakterisert ved at den omfatter en kretsanordning (348) for fremover-matning rundt kommuteringskondensatorenhetene (333, 336) av en amplituderedusert del av signalet ved kretsens inngangsforbindelse, idet fremkoplingssignalet er i motfase i forhold til de signaler som ellers overføres gjennom enhetene, idet den amplitudereduserte del har en grunnfrekvenskomponentamplitude som er tilnærmet like stor som grunnfrekvenskomponentamplituden for det ellers overførte signal.

13. Frekvensfølsom krets ifølge krav 11, karakterisert ved at de seriekoplede kommuteringskondensatorenheter dan-ner et flerseksjonsbåndstoppfilter som inneholder én av enhetene pr. seksjon, og at kretsen videre omfatter i det minste en tredje (349) og en fjerde (350) kommuteringskondensatorenhet som er koplet parallelt med dén nevnte ene (333) henholdsvis den nevnte andre (336) kommuteringskondensatorenhet, og at pulsgeneratoren (347) for en første av filterseksjonene omfatter anordninger for å drive dennes parallellkoplede enheter i forskjellige faser som er 60°/N adskilt, hvor N er antall parallellkoplede kommuteringskondensatorenheter i den første seksjon, og for hver annen seksjon i filteret omfatter anordninger for å drive vedkommende seksjons parallellkoplede enheter i forskjellige faser som er 60°/N adskilt, men hvor de sistnevnte forskjellige faser er jevnt innflettet mellom de forskjellige faser for den første seksjon, slik at ikke to enheter i båndstoppfilteret drives med samme fase.