NL8503478A

NL8503478A - Coefficienten generator met fase vergrendelde lus voor een filterinrichting met niet-rationele verhouding tussen ingangs- en uitgangsbemonsterfrequentie.

Info

Publication number: NL8503478A
Application number: NL8503478A
Authority: NL
Original assignee: Philips Nv
Priority date: 1985-12-18
Filing date: 1985-12-18
Publication date: 1987-07-16
Also published as: EP0227172A1; EP0227172B1; KR870006719A; CA1280159C; AU583691B2; DE3675517D1; HK90591A; ATE58266T1; JPS62146004A; SG57191G; ES2019286B3; US4797845A; AU6653186A

Description

i-; i PHN 11.593 1 N.V. Philips' Gloeilampenfabrieken te Eindhoven.

Coëfficiënten generator met fase vergrendelde lus voor een filterinrichting met niet-rationele verhouding tussen ingangs- en uitgangsbemonsterfrequentie.

A. ACHTERGROND VAN DE UITVINDING AM) Gebied van de uitvinding

De uitvinding heeft in zijn algemeenheid betrekking op een inrichting voor het veranderen van de bemonsterfrequentie f^ van 5 een tijddiscreet signaal in een bemonsterfrequentie fu. Een dergelijke inrichting zal in het hiernavolgende sample rate converter worden genoemd en de verhouding fu/f^ conversie faktor. De uitvinding heeft meer in het bijzonder betrekking op een sample rate converter waarbij de conversie faktor niet-rationeel is (bijvoorbeeld n of 1/ l/T:.

10

Af2) Beschrijving van de stand van de techniek

Sample rate converters zijn in hun algemeenheid reeds vele jaren bekend. Zij worden gebruikt om de bemonsterfrequentie van een tijddiscreet signaal te verhogen of te verlagen. In het eerste geval 15 wordt wel van interpolator gesproken, in het tweede geval van decimator. Voor een algemene oriëntatie over interpolators en decimators zij kortheidshalve verwezen naar de referenties 1-6 in paragraaf C.

In zijn algemeenheid omvat een sample rate converter een signaalbewerkingsschakeling. Daaraan wordt als ingangssignaal het 20 tijddiscrete signaal toegevoerd waarvan de bemonsterfrequentie moet worden veranderd en verder ontvangt hij zogenaamde filtercoëfficiënten. Als uitgangssignaal levert hij het gewenste tijddiscrete signaal. Elk monster van dit tijddiscrete uitgangssignaal is gelijk aan de som van een aantal, bijvoorbeeld M, monsters van het 25 tijddiscrete ingangssignaal, waarbij elk van deze ingangsmonsters is gewogen met een filtercoëfficiënt.

Voor het berekenen van een uitgangsmonster moet dus in principe een groep van M filtercoëfficiënten ter beschikking zijn.

Deze filtercoëfficiënten worden geleverd door een 30 filtercoëfficiënten generator en stellen zoals bekend monsters voor van de eindige impulsresponsie h(v) van een vooraf bepaald filter (v is een continu variabele in het interval -v> < v <c?).

— *v — / r -*/ v -r - ^

__"mafcni IMI_ "miiiMI

ΡΗΝ 11.593 2 * , ί

Is de sample rate converter een decimator en is de conversiefaktor 1/R met R een geheel getal, dan levert hij pas een uitgangsmonster nadat hij R ingangsmonsters heeft ontvangen. Voor de berekening van elk uitgangsmonster wordt nu dezelfde groep van M 5 filtercoëfficiënten gebruikt. Als filtercoëfficiënten generator kan nu een geheugen worden gebruikt waarin de M filtercoëfficiënten zijn opgeslagen.

Is de sample rate converter een interpolator en is de conversiefaktor gelijk aan R, dan levert hij telkens nadat een nieuw 10 ingangsmonster is ontvangen R uitgangsmonsters. Voor elk van deze R uitgangsmonsters moet de filtercoëfficiënten generator een passende groep filtercoëfficiënten leveren. Ook in dit geval kan als filtercoëfficiënten generator een geheugen worden gebruikt waarin de benodigde (bijvoorbeeld RM) filtercoëfficiënten worden opgeslagen.

15 Als, zoals in de boven aangegeven gevallen, de grootheid R een geheel getal is, zijn de benodigde filtercoëfficiënten onveranderlijk. Geheel anders is de situatie als R niet-rationeel is. In dat geval moeten de benodigde filtercoëfficiënten voor elk uitgangsmonster afzonderlijk, worden berekend. Filtercoëfficiënten 20 generatoren die deze taak kunnen vervullen zijn uitvoerig beschreven in de referenties 7 en 8. Meer in het bijzonder toont referentie 7 een decimator, terwijl referentie 8 een interpolator toont. De daarin toegepaste filtercoëfficiënten generatoren omvatten elk een deviatie-circuit waaraan enerzijds klokpulsen worden toegevoerd die optreden met 25 een "lage" snelheid f^ (in het hierna volgende lage snelheid klokpulsen genoemd) en anderzijds klokpulsen die optreden met een "hoge" snelheid f^ (in het hierna volgende hoge snelheid klokpulsen genoemd). Dit deviatiecircuit levert telkens nadat een lage snelheid klokpuls is opgetreden een deviatie d waarvan de grootte evenredig is 30 met de verhouding tussen het tijdinterval Td gelegen tussen deze lage snelheid klokpuls en de onmiddellijk daarop volgende of de direkt daaraan voorafgaande hoge snelheid klokpuls en het tijdinterval 1/f^ tussen twee opeenvolgende hoge snelheid klokpulsen. In mathematische vorm: 35 d = Td . fh (1)

De aldus verkregen deviatie d wordt toegevoerd aan een berekeningscircuit dat uitgaande van de vooraf bepaalde impulsresponsie ·* Λ ·£ > 7 ö

4 1 3 - · *-# 7 O

ï» V J ** PHN 11.593 3 rnt:· i * * ' h(v) de benodigde filtercoëfficiënten berekent. Wordt de te berekenen ra-de filtercoëfficient symbolisch yoorgesteld door a(m), dan geldt: a(m) = h[(d+m)/fh] (2) 5 Is de sample rate converter een decimator zoals in referentie 7, dan is gelijk aan de beraonsterfrequentie van het ingangssignaal en is gelijk aan de bemonsterfrequentie fu van het uitgangssignaal. In het geval de sample rate converter een interpolator is, is dit precies omgekeerd.

10

B. DOELSTELLING EN SAMENVATTING VAN DE UITVINDING

De deviatiecircuits zoals die uitvoerig beschreven zijn in de genoemde referenties 7 en 8 blijken in de praktijk een aanzienlijke hoeveelheid hardware te vereisen.

15 De uitvinding beoogt derhalve een eenvoudiger uitvoeringsvorm van een dergelijk deviatiecircuit aan te geven.

Overeenkomstig de uitvinding omvat het deviatiecircuit - een fasedetektor waaraan enerzijds de lage snelheid klokpulsen worden toegevoerd en anderzijds synthetische lage snelheid klokpulsen en die 20 een tijddiscreet faseverschilsignaal levert; - een tellerschakeling die is ingericht voor ontvangst van een referentiewaarde, die als telpulsen de hoge snelheid klokpulsen ontvangt en die telkens na ontvangst van een aantal hoge snelheid klokpulsen dat gelijk is aan de referentiewaarde, een synthetische 25 lage snelheid klokpuls levert voor de fasedetektor; - een processorschakeling die het tijddiscrete faseverschilsignaal ontvangt en ingevolge daarvan met de lage snelheid f·^ deviaties d alsmede referentiewaarden voor de tellerschakeling levert.

Funktioneel gezien vormt dit deviatiecircuit een 30 fasevergrendelde lus waarin als spanningsgestuurde oscillator een generator wordt toegepast die een zaagtand signaal levert, waarbij de hoogte van de zaagtand wordt bepaald door het faseverschilsignaal en waarbij de helling constant is.

De op boven gedefinieerde wijze geïmplementeerde 35 fasevergrendelde lus levert dit zaagtand signaal echter niet in concrete vorm. De processorschakeling levert daarentegen een referentiewaarde die aangeeft hoeveel hoge snelheid klokpulsen er in één periode van het Λ ·*' -*.*-**» *

Vr ' ? .· 'by Cy “V - __Λ s + PHN 11.593 4 zaagtand signaal passen en deze periode moet gelijk zijn aan de periode waarmede de lage snelheid klokpulsen aan de fasedetektor worden toegevoerd. De processorschakeling die nu samen met de tellerschakeling wordt gebruikt voor het opwekken van de synthetische klokpulsen, wordt 5 nu tevens gebruikt voor het berekenen van de deviatie d, zodat geen extra hardware daarvoor nodig is.

C. REFERENTIES

1. A Digital Signal Processing Approach to Interpolation; 10 R.W. Schafer, L.R. Rabiner;

Proceedings of the IEEE, Vol. 61, No. 6, June 1973, pagina's 692-702.

2. Arrangement for Converting Discrete Signals into a Discrete Single-Sideband Frequency Division-Multiplex-Signal and Vice Versa; 15 T.A.C.M. Claasen, W.F.G. Mecklenbrduker;

Amerikaans octrooischrift nr. 4.131.764.

(Dit octrooischrift is equivalent aan de Nederlandse octrooiaanvrage nr. 77.03.633 (PHN 8731)).

3. Low Pass Nonrecursive Digital Filter; 20 M. Bellanger, G. Lepagnol, J. Daguet;

Amerikaans octrooischrift nr. 3.928.755.

(Dit octrooischrift is equivalent aan de Nederlandse octrooiaanvrage nr. 74.00.761 (PHN 6883)).

4. Interpolating Digital Filter; 25 L.D.J. Eggermont, H.A. van Essen, P.J. van Gerwen, W.A.M. Snijders; Amerikaans octrooischrift nr. 3.988.607.

(Dit octrooischrift is equivalent aan de Nederlandse octrooiaanvrage nr. 74.12.224 (PHN 7733)).

5. Interpolating Digital Filter with Input Buffer.

30 H.A. van Essen, N.A.M. Verhoeckx, W.A.M. Snijders;

Amerikaans octrooischrift nr. 3.997.773.

(Dit octrooischrift is equivalent aan de Nederlandse octrooiaanvrage nr, 74.12.225 (PHN 7729)).

6. Interpolation-Decimation Circuit for Increasing or Decreasing Digital 35 Sampling Frequency; R.E. Crochiere, L.R. Rabiner;

Amerikaans octrooischrift nr. 4.020.332.

$ S C 7 ’ 7 y o' ’-s 1 - _}

'V

- 1 PHN 11.593 5 7. Decimation Filter Arrangement; E.F. Stikvoort;

Gepubliceerde Europese octrooiaanvrage nr. 0.099.600 (PHN 10.394).

8. Interpolating Filter Arrangement with Inrational Ratio between the 5 Input and the Output Sampling Frequencies; E.F. Stikvoort;

Gepubliceerde Europese octrooiaanvrage nr. 0.151.829 (PHN 10.899).

D. KORTE BESCHRIJVING VAN DE FIGDREN

10 Figuur 1 toont schematisch de algemene opbouw van een sample rate converter; figuur 2 toont het theoretische model van de in figuur 1 aangegeven fasevergrendelde lus; de figuren 3, 4 en 5 tonen enige diagrammen ter 15 toelichting van de werking van de filtercoëfficiënten generator die in figuur 1 is aangegeven; figuur 6 toont het stroomdiagram voor programmering van de in figuur 1 aangegeven processor; figuur 7 toont een uitvoeringsvoorbeeld van een lusfilter; 20 figuur 8 toont een uitvoeringsvoorbeeld van een digitale fasedetektor.

E. BESCHRIJVING VAN UITVOERINGSVOORBEELDEN

E(1) Algemene oobouw van een sample rate converter 25 In figuur 1 is schematisch de algemene opbouw aangegeven van een sample rate converter met niet-rationale conversiefaktor. Hij is voorzien van een ingangsbuffer 1 via hetwelk de ingangsmonsters x(q) die optreden met een snelheid f^ worden toegevoerd aan een signaalbewerkingsinrichting 2 die met de gewenste snelheid fu 30 uitgangsmonsters y(n) levert. Voor het berekenen van elk uitgangsmonster y(n) ontvangt de signaalbewerkingsinrichting 2 tevens M filtercoëfficiënten a(0), a(1), ..., a(M-1) vaneen filtercoëfficiënten generator 3.

Het buffer 1 heeft een schrijfingang WR en een leesingang 35 RE. De schrijfingang WR ontvangt een kloksignaal cl^, bestaande uit klokpulsen cl^(.) die optreden met de ingangsbemonsterfrequentie fj_. Het ingangsmonster x(q) wordt ingevolge een klokpuls cl^(.) J· .% «t ' .T* ^ r *

»'* V

i t * PHN 11.593 6 opgeslagen in dit buffer. De leesingang RE ontvangt een kloksignaal cl^ bestaande uit klokpulsen cl^C·) die optreden met een frequentie f^ en die hoge snelheid klokpulsen zullen worden genoemd. Telkens als een dergelijke hoge snelheid klokpuls cl^C.) optreedt wordt de inhoud 5 van het buffer overgebracht naar de signaalbewerkingsinrichting 2 en wordt het buffer tevens gereset. Hierdoor wordt bereikt dat indien tussen twee opeenvolgende hoge snelheid klokpulsen géén ingangsmonster in het buffer is opgeslagen, een monster met de waarde nul aan de signaalbewerkingsinrichting 1 wordt toegevoerd. Deze situatie 10 doet zich voor als de sample rate converter een interpolator is.

De signaalbewerkingsinrichting 2 kan op bekende wijze worden geïmplementeerd. Bijvoorbeeld op de wijze zoals beschreven in referentie 7 als de sample rate converter een decimator is en op de wijzen zoals beschreven in referentie 8 als hij een interpolator is.

15 De klokpulsen cl^(.) die optreden met de ingangsbemonsterfrequentie f^ worden geleverd door een klokpulsgenerator 4. Verondersteld zal worden dat er tevens een klokpulsgenerator 5 aanwezig is die een kloksignaal levert bestaande uit de klokpulsen clu(.) die optreden met de uitgangsbemonsterfrequentie 20 fu> Omdat we hier te maken hebben met een sample rate converter zal de uitgangsbemonsterfrequentie óf hoger, óf lager zijn dan de ingangsbemonsterfrequentie. Het eerder genoemde kloksignaal cl^ dat uit de hoge snelheid klokpulsen cl^t.) bestaat wordt nu gevormd door een van beide kloksignalen cl^ en clu en wel doordat kloksignaal 25 waarvan de klokpulsen met de hoogste snelheid optreden. Het andere kloksignaal zal, ter vereenvoudiging van het hierna volgende, worden aangegeven met clzijn klokpulsen met cl^(.)f de snelheid waarmee deze klokpulsen optreden met f ^ en deze klokpulsen zullen lage snelheid klokpulsen worden genoemd.

30 De klokpulsen cl^i.) en cl^(.) worden toegevoerd aan de filtercoëfficiënten generator 3 en daarin benut voor het berekenen van enerzijds de deviatie d en anderzijds de benodigde filtercoëfficiënten a(m). Deze filtercoëfficiënten generator 3 is daartoe voorzien van een fasevergrendelde lus 30 en een 35 rekeninrichting 31. De fasevergrendelde lus 30 levert ingevolge elke lage snelheid klokpuls cl^(.) een deviatie d(.) die aan de rekeninrichting 31 (bijvoorbeeld een microcomputer) worden toegevoerd.

» "*? λ — * *-? 7* - V· v j' w PHN 11.593 7

Deze laatste is ingericht om bij gegeven waarde van d(.) de benodigde filtercoêfficiënten te berekenen overeenkomstig uitdrukking (2).

De fasevergrendelde lus 30 omvat meer in het bijzonder een fasedetektor 301, een processorschakeling 302 en een 5 tellerschakeling 304. In het weergegeven uitvoeringsvoorbeeld wordt de processorschakeling 302 gevormd door de cascadeschakeling van een lusfilter 3021 en een processor 3022. De fasedetektor 301 ontvangt op één van zijn ingangen de lage snelheid klokpulsen cl^(.) en op de andere ingang synthetische lage snelheid klokpulsen cl^(.) die 10 geleverd worden door de tellerschakeling 304. Deze fasedetektor levert een tijddiscreet faseverschilsignaal u waarin elk faseverschilmonster u(.) een maat is voor het tijdinterval tussen een klokpuls cl^(.) en de onmiddellijk daarop volgende of daaraan voorafgaande synthetische klokpuls cl^(.). Het aldus verkregen tijddiscrete 15 faseverschilsignaal wordt in het lusfilter 3021 onderworpen aan een tijddiscrete filterbewerking. Dit lusfilter levert daardoor ingevolge elke lage snelheid klokpuls cl^t.) een stuursignaalmonster H(.) dat in de processor 3022 wordt bewerkt. Deze processor is op een nog nader aan te geven wijze zodanig geprogrammeerd dat hij enerzijds de deviatie 20 d(.) levert en anderzijds een getal N(.) dat aangeeft hoeveel hoge snelheid klokpulsen er passen in één periode van een hypothetisch zaagtand signaal dat in elke periode dezelfde helling heeft, maar waarvan de tandhoogte en dus ook de actuele periode evenredig is met het actuele stuursignaalmonster H(.) dat door het lusfilter wordt geleverd.

25 Dit getal N(.) wordt toegevoerd aan de tellerschakeling 304. Deze ontvangt tevens via een klokpulssignaal de hoge snelheid klokpulsen en levert een synthetische klokpuls cl|(.) als N(.) hoge snelheid klokpulsen ontvangen zijn. Deze tellerschakeling 304 kan derhalve met voordeel als voorinstelbare terugsteller worden uitgevoerd.

30 Opgemerkt zij nog dat de fasedetektor 301 tevens gelijktijdig met een faseverschilmonster u(.) een stuurpuls SP levert die aan de processorschakeling wordt toegevoerd ter initialisering daarvan.

35 E(2) Theoretische achtergrond, van de uitvinding

Het in figuur 1 weergegeven uitvoeringsvoorbeeld van de fasevergrendelde lus is een praktische uitvoeringsvorm van het in figuur 3“ Λ 7 ' *? ·Λ o ö o · / v _-_ja jé * PHN 11.593 8 2 aangegeven theoretische model. Dit model omvat behalve de fasedetektor 301 en het lusfilter 302 een zaagtand oscillator 305 en een differentiërend netwerk 306. De fasedetektor 301 ontvangt wederom de lage snelheid klokpulsen cl^(.) en cl|(.) en levert ingevolge 5 elke lage snelheid klokpuls een verschilsignaalmonster u(.) dat een maat is voor het faseverschil tussen de laatst ontvangen lage snelheid klokpuls clj^.) en de onmiddellijk daarop volgende of de onmiddellijk daaraan voorafgaande lage snelheid klokpuls cl-[(.). Na filtering van de faseverschilmonsters door het 10 lusfilter 3021 wordt een stuursignaalmonster H(.) verkregen dat de zaagtand oscillator 305 stuurt. De door deze oscillator geleverde zaagtanden hebben allen dezelfde helling; hun tandhoogte is echter gelijk of evenredig aan het actuele stuursignaalmonster H(.). Telkens als de zaagtand deze tandhoogte heeft bereikt start er een nieuwe 15 zaagtand en levert het differentiërende netwerk 306 een lage snelheid synthetische klokpuls cl^(.).

Als de lus niet is gelocked, bestaat er een faseverschil tussen twee lage snelheid klokpulsen. Deze situatie is volledigheidshalve aangegeven in figuur 3. Meer in het bijzonder zijn in 20 figuur 3 bij A een aantal lage snelheid klokpulsen cl^()r bij B een aantal synthetische lage snelheid klokpulsen cl^(.) en bij C het uitgangssignaal z(t) van oscillator 305 weergegeven.

Als de lus gelocked is bestaat er een miniem faseverschil tussen beide lage snelheid klokpuls signalen cl^ en cl-[. Deze 25 situatie is volledigheidshalve weergegeven in figuur 4. Meer in het bijzonder is in deze figuur 4 bij A wederom een aantal lage snelheid klokpulsen cl-^ (.), bij B een aantal lage snelheid klokpulsen cl|(.) en bij C het uitgangssignaal z(t) van oscillator 305 weergegeven.

30 Zoals in figuur 2 is aangegeven wordt voor de berekening van de opeenvolgende deviaties d(.) het uitgangssignaal z(t) van de zaagtand oscillator 305 eerst bemonsterd in de bemonsterinrichting 307, waarbij de hoge snelheid klokpulsen cl^C.) als bemonsterpulsen optreden. Een aantal van deze hoge snelheid klokpulsen zijn weergegeven 35 bij D in figuur 4. Ingevolge deze klokpulsen levert de

bemonsterinrichting de bij E in figuur 4 aangegeven zaagtand z(.) van het bij C in figuur 4 aangegeven zaagtand signaal z(t). In het bij E

«* * "J ƒ* 0 Ü V -¾ / 6 ΡΗΝ 11.593 9 φ -r* weergegeven diagram is het oorspronkelijke zaagtand signaal volledigheidshalve gestippeld aangegeven. Deze zaagtand monsters z(.) worden verder toegevoerd aan een rekenschakeling 308 die telkens als er een stuurpuls SP is opgetreden een nieuwe deviatie d(.) berekent en aan 5 zijn uitgang toevoert. Om aan te geven hoe deze deviatie d(.), die mathematisch is geformuleerd in uitdrukking (2), te berekenen is met behulp van de zaagtand monsters z{.) is het tussen de punten P en Q gelegen deel van het in figuur 4 bij E aangegeven diagram vergroot weergegeven in figuur 5. In deze figuur zijn een aantal met 10 respektievelijk a, b, c, e, g, k, m benoemde punten aangegeven. Volgens uitdrukking (2) geldt: d(q) =

Hierin steld de afstand voor tussen de lage snelheid klokpuls cL^iq) en de onmiddellijk daarop volgende hoge 15 snelheid klokpuls clh(n+1), of de onmiddellijk daaraan voorafgaande hoge snelheid klokpuls cl^Cn). In het hierna volgende zal er vanuit worden gegaan dat de afstand is tussen cl^fq) en clh{n+1) zodat deze afstand overeenkomt met het lijnstuk gc. De reciproke waarde Tjj van stelt de afstand voor tussen twee opeenvolgende zaagtand 20 monsters en komt dus overeen met de lengte van het lijnstuk ab. Verder komen de lijnstukken gk en em beide overeen met H(q-1) en komt de lengte van het lijnstuk ec overeen met z(n+1). Omdat elke zaagtand dezelfde helling heeft is het verschil tussen twee opeenvolgende zaagtand monsters binnen eenzelfde periode constant. Deze constante heeft de 25 grootte incr. Omdat het lijnstuk eb een dergelijk verschil voorstelt, komt de lengte van dit lijnstuk overeen met incr. Volgens de bekende regels van de planimetrie volgt dan dat: d(q) = z(n+1)/incr. (3)

Hieruit volgt dat het, voor het berekenen van de deviatie d(.), 30 voldoende is te weten hoe groot het eerste zaagtand monster is dat van een zaagtand wordt genomen.

De onderhavige uitvinding is nu gebaseerd op het feit dat dit zaagtand monster kan worden berekend en het gevolg daarvan is dat de in figuur 2 aangegeven zaagtand oscillator 305 niet meer fysiek aanwezig 35 is in de sample rate converter volgens de uitvinding. Meer in het bijzonder kan z(n+1) worden afgeleid van z(n-4). Zoals uit figuur 5 moge blijken is immers ^ Λ -e* — Λ .

•βί -V V V- ‘ . , ----:-;-JÉ * » PHN 11.593 10 z(n+1) = z(n-4) + 5 incr - H(g-1) (4)

In deze uitdrukking geeft het getal 5 aan dat z(n+1) het vijfde zaagtand monster is na z(n-4). Ter veralgemenisering van uitdrukking (4) zij opgemerkt dat een nieuwe zaagtand pas begint nadat een verschilsignaal-5 monster u(.) is opgetreden, waarbij de q-de zaagtand begint nadat het q-de verschilsignaalmonster u(q) is geweest. Wordt nu het eerste zaagtand monster dat van de q-zaagtand wordt genomen voorgesteld door s(q), wordt verder het aantal hoge snelheid klokpulsen dat binnen de periode van deze q-de zaagtand optreedt (of, wat hetzelfde is het aantal 10 zaagtand monsters van deze q-de zaagtand) gelijk aan N, dan geldt in het algemeen dat s(q) = s(q-1) + N incr - H(q—1} (5) zodat: d(q) = s(q)/incr = N + (s(q-1)-H(q-1))/incr (6) 15 In deze uitdrukking zijn de grootheden s(q) en N onbekend. De grootheid incr is vast en bekend door keuze, de grootheid H(q—1) wordt door het lusfilter geleverd, de grootheid s(q-1) is bekend omdat dit het resultaat is van een voorgaande berekening óf omdat het een bekende beginwaarde is. Ondanks al deze bekende grootheden blijft uitdrukking 20 (6) behalve de gewenste grootheid s(q) ook N als onbekende grootheid bevatten. Om nu toch het gewenste zaagtand monster s(q) te kunnen berekenen moet worden bedacht dat: 0 <. s(q) < incr (7) en dus dat 0 <. s(q)/incr < 2® (8) 25 terwijl N > 2® (9)

Met andere woorden indien een getal P kan worden gevonden dat gelijk is aan bijvoorbeeld het verschil P = -N + s(q)/incr en dat bestaat uit de som van twee getallen P^ en P2 waarin 30 bijvoorbeeld P1 < 1 en P2 > 1 dan geldt dat: d(q) = s(q)/incr = P^ N = P2

Een dergelijk getal P bestaat inderdaad en is berekenbaar.

Overeenkomstig uitdrukking (6) is namelijk 35 -N + s(q)/incr = {s(q-1) - H(q-1)}/incr = P (11) *,** . ; Λ / ^ 3

'Z? V > ^ “ V

1 PHN 11.593 11 » ,** E(3) De processor 3022

De berekening van de in uitdrukking (11) aangegeven grootheid P wordt uitgevoerd door de processor 3022 die als microcomputer kan zijn uitgevoerd. Hij kan bijvoorbeeld worden gevormd 5 door een exemplaar van de familie MAB 8000 waarin de in figuur 6 aangegeven stappen worden uitgevoerd. Een rekencyclus start enige tijd nadat door de fasedetektor 301 een stuurpuls SP is afgegeven. Nadat het laatst geleverde faseverschilmonster een bijdrage heeft geleverd aan het nieuwe stuurmonster H(q-1) dat door het lusfilter wordt geleverd, wordt 10 dit monster H(q-1) door de processor gelezen en in een daarvoor bestemd werkregister opgeslagen (stap 302(0)). Vervolgens wordt het laatst berekende zaagtandmonster s(q-1), dat is opgeslagen in een daarvoor bestemde geheugenplaats dat S-geheugen genoemd zal worden, overgebracht naar een verder werkregister (stap 302(1)). Deze twee gegevens worden 15 vervolgens in een stap 302(2) van elkaar afgetrokken en gedeeld door het getal incr. Daardoor wordt het gewenste getal P verkregen dat in een P-register wordt opgeslagen (stap 302(3)). In een stap 302(4) worden vervolgens die bits van P die een significantie hebben die groter of gelijk is aan 2° en die zodoende het getal N voorstellen, toegevoerd 20 aan de tellerschakeling. In een verdere stap 302(5). Worden die bits van P die een significantie hebben die kleiner is dan 2° en die zodoende de deviatie d(q) voorstellen toegevoerd aan de rekeninrichting 31.

Vervolgens wordt in een stap 302(6) de deviatie d(q) vermenigvuldigd met het getal incr, waardoor het getal s(q) wordt verkregen. In een stap 25 302(7) wordt tenslotte in het S-geheugen het zaagtandmonster s(q-1) vervangen door s(q).

E(4) Het lusfilter

In figuur 7 is een uitvoeringsvoorbeeld aangegeven van 30 een lusfilter 3021. Het is van het tijddiscrete type en omvat optelschakelingen 30211 en 30212, drie vertragingscircuits 30213, 30214 en 30215 die elk een vertragingstijd T·^ hebben, alsmede drie vermenigvuldigers 30216, 30217 en 30218 met de respektievelijke vermenigvuldigcoëfficiënten Cq, en C2 die door een 35 coëfficiëntengenerator 30219 worden geleverd. Deze elementen zijn op de in de figuur aangegeven wijze onderling zodanig verbonden dat een overdrachtsfunktie wordt gerealiseerd die gelijk is aan: 8503-)73

V

PHN 11.593 12 C2 (1+C0Z_1) / (1-Z-1) d-C^"1) (12)

In een praktische uitvoeringsvorm waren de vermenigvuldig-coëfficiënten als volgt gekozen: C0 = b-1 5 C1 = 1-32b (13) C2 = -1/2 W2 b = 2“7W.

Hierin is W een nog te kiezen getal m de range 10 tot en met -7 . , .

10 . Dit getal W hoeft geen vast gekozen getal te zijn. In het 10 weergegeven uitvoeringsvoorbeeld ontvangt de coëfficiëntengenerator 30219 het faseverschilsignaal en berekent op grond daarvan een waarde voor W om vervolgens overeenkomstig uitdrukking (13) met deze waarde voor W de coëfficiënten te berekenen. Het aldus verkregen lusfilter heet adaptief.

15 Het in figuur 7 aangegeven uitvoeringsvoorbeeld van het lusfilter kan, zoal bekend, ook worden'beschouwd als een stroomdiagram voor een software implementatie. Hetgeen betekent dat een dergelijk lusfilter op bekende wijze ook softwarematig in de processor 3022 kan worden geïmplementeerd.

20 E(5) De fasedetektor

In figuur 8 is een uitvoeringsvoorbeeld aangegeven van een digitale fasedetektor 301. Deze is voorzien van een inrichting 3011 waaraan de lage snelheid klokpulsen cl^(.) worden toegevoerd. Deze 25 inrichting geeft nadat hij een klokpuls cl-^f.) heeft ontvangen, een puls af in fase met een hoge snelheid klokpuls ¢1^(.). Het uitgangssignaal van deze inrichting 3011 alsmede de synthetische lage snelheid klokpulsen cl|(.) worden toegevoerd aan een stuurschakeling 3012 die een up-kommando UP levert dan wel een 30 down-kommando DWN voor een up-down-teller 3013. Laatstgenoemde teller ontvangt tevens de hoge snelheid klokpulsen cl^i.) als telpulsen. De inhoud van deze teller wordt overgebracht naar het de processor-schakeling op het moment dat de stuurpuls SP treedt.

De stuurschakeling 3012 bestaat in het weergegeven 35 uitvoeringsvoorbeeld uit twee JK-flip flops 30121 en 30122 en een EN-poort 30123 die op de aangegeven wijze met elkaar zijn verbonden. De JK-flip flop zijn van het type met een klokpulsingang. Daaraan worden de * ' > 1 PHN 11.593 13 hoge snelheid klokpulsen toegevoerd.

De door EN-poort 30123 geleverde puls reset de beide JK-flip flops en set tevens een verdere flip flop 3014 die ingevolge daarvan de eerder genoemde stuurpuls SP levert dat onder andere het in 5 figuur 6 aangegeven programma start.

15 0 3 4 / 5

Claims

1. Inrichting voor het veranderen van de bemonsterfrequentie van een tijddiscreet signaal van een waarde in een waarde fu, waarbij één van deze beide bemonsterfrequenties gelijk is aan en de andere gelijk is aan een hogere frequentie f^, welke inrichting 5 is voorzien van: a) eerste middelen voor het leveren van lage snelheid klokpulsen die optreden met de genoemde snelheid f·^; b) tweede middelen voor het leveren van hoge snelheid klokpulsen die optreden met de genoemde snelheid f^; 10 c) een filtercoëfficiëntengenerator die is voorzien van: c1) een deviatiecircuit waaraan de lage en de hoge snelheid klokpulsen worden toegevoerd en die een deviatie d levert die gelijk is aan het produkt van en een tijdinterval gelegen tussen een lage 15 snelheid klokpuls en de direkt daaropvolgende of de direkt daaraan voorafgaande hoge snelheid klokpuls; c2) middelen om ingevolge de geleverde deviatie d een voorafbepaald aantal (M) filtercoëfficiënten op te wekken, waarbij de filter-coëfficiënt met rangnummer m gelijk is aan a(m) en voldoet aan 20 de betrekking a(m) = h [(d+m) / fh3 waarin de funktie h[.] de impulsresponsie voorstelt van een FIR- filter en m = 0, 1, 2, ....... M-1; d) een signaalbewerkingsschakeling voor het opwekken met 25 een snelheid £u van de monsters van het in bemonsterfrequentie veranderde tijddiscrete signaal, door vermenigvuldiging van monsters van het oorspronkelijke tijddiscrete signaal met geselekteerde filtercoëfficiënten en het bij elkaar optellen van de aldus verkregen produkten; 30 met het kenmerk, dat het deviatiecircuit is voorzien van: c11) een fasedetektor waaraan enerzijds de lage snelheid klokpulsen worden toegevoerd en anderzijds synthetisch lage snelheid klokpulsen en die een tijddiscreet faseverschilsignaal levert; c12) een tellerschakeling die is ingericht voor ontvangst 35 van een referentiewaarde, die als telpulsen de hoge snelheid klokpulsen ontvangt en die telkens na ontvangst van een aantal hoge snelheid klokpulsen dat gelijk is aan de referentiewaarde een synthetische lage

2. Inrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat de processorschakeling is ingericht voor het uitvoeren van een tijddiscrete filtering op het tijddiscrete faseverschilsignaal ter opwekking van stuursignaalmonsters (H(.)).

3. Inrichting volgens conclusie 2, met het kenmerk, dat de 10 tijddiscrete filtering wordt beschreven door de overdrachtsfunktie C2(1 + C0Z_1)/(1 - Z_l}(1 - C.,Z~1) waarin Cq, C1 en C2 vermenigvuldigcoëfficiênten zijn.

3. A ins J j U -4 / o ; ' i PHN 11.593 15 snelheid klokpuls levert; c13) een processorschakeling die het tijddiscrete faseverschilsignaal ontvangt en ingevolge daarvan met de snelheid f^ deviaties alsmede referentiewaarden voor de tellerschakeling levert.

4. Inrichting volgens conclusie 2 met het kenmerk dat de processorschakeling verder is ingericht voor het uitvoeren van de 15 volgende stappen: a) het berekenen van een verschilgrootheid (P) die gelijk is aan het verschil tussen het actuele stuurmonster H(.) en een hulpmonster s(.) gedeeld door een vaste weegfaktor incr; b) het toevoeren van die bits van de verschilgrootheid P 20 die een significantie heben die kleiner is dan 2° als deviatie (d) aan de, de filtercoëfficiënten opwekkende middelen en voor het toevoeren van de overige bits van deze verschilgrootheid als referentiewaarde aan de tellerschakeling (304); c) het berekenen van een nieuw hulpmonster s(.) door 25 vermenigvuldiging van de in stap b verkregen deviatie d met de weegfaktor. \ -1 · 1 ** * ^ , Ί ; >ï -. / ’/ 1 9 1