NL7904161A - Hoogdoorlaat geschakelde-condensator filtersectie. - Google Patents
Hoogdoorlaat geschakelde-condensator filtersectie. Download PDFInfo
- Publication number
- NL7904161A NL7904161A NL7904161A NL7904161A NL7904161A NL 7904161 A NL7904161 A NL 7904161A NL 7904161 A NL7904161 A NL 7904161A NL 7904161 A NL7904161 A NL 7904161A NL 7904161 A NL7904161 A NL 7904161A
- Authority
- NL
- Netherlands
- Prior art keywords
- operational amplifier
- input
- capacitor
- clock
- output
- Prior art date
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H15/00—Transversal filters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
-1- 20694·/JF/jl
Sr— 'Ü
Aanvrager: American Microsystems, Inc. , Santa Clara, Californië, de Verenigde Staten van Amerika.
Korte aanduiding: Hoogdoorlaat geschakelde-condensator filtersectie.
5 De uitvinding heeft betrekking op een hoogdoorlaat bemonsterde-gege- vensfilter.
In het algemeen is de uitvinding gericht op electronische filters voor gegevensoverdracht-of communicatiesystemen en electronische besturingsapparatuur en meer in het bijzonder heeft de uitvinding betrekking op een bemonsterde gegevens-10 hoogdoorlaatfilter welk kan worden geïmplementeerd als een geïntegreerde schake- lingshalfgeleiderinrichting.
Het ontwerpen van electronische gegevensoverdrachtssystemen vereist nauwkeurige filters voor frequentie selectieve filtering. Dergelijke filters bij voorkeur geïmplementeerd als geïntegreerde schakelingsinrichtingen dienen niet al-15 leen yerenigbaar te zijn met andere systeemcomponenten maar deze dienen eveneens een minimaal siliciumchipoppervlak in beslag te nemen, een groot dynamisch bereik te hebben en een yersterkingsfaetor te verschaffen in de doorlaatband en overdrachtsnul-len te hebben bij de nul-frequentie ten einde het hoogdoorlaatfilter te realiseren.
Volgens de stand van de techniek zijn filters gesuggereerd welke gebruik 20 maken van schakelende condensatoren en operationele versterkers. Het basisopbouw-blok van dergelijke schakelingen was gebruikelijk een bemonsterde-gegevensintegra-tor, verkregen door het vervangen van de weerstand in een R-C actieve integrator door een geschakelde condensatorweerstand. Deze benadering echter vertegenwoordigt de bepaalde problemen veroorzaakt door de vervanging zonder meer door schakelende 25 condensatoren omdat deze de equivalente weerstanden niet exact simuleren. Verstoring in de frequentieresponsie van dergelijke schakelingen trad op vanwege de imperfecte in kaart brenging van de frequentievariabelen wanneer deze werden getransformeerd van het s-naar het z-vlak. Schakelingen welke gebruik maken van een geaarde condensator in samenhang met twee schakelaars voor het vervangen van een weerstand 30 zijn besproken in IEEE Journal of Solid State Circuits, vol. SC-12, no. 6, bladzijden 392-599 en bladzijden 600-608, Sec. 1977. Voor dergelijke schakelingen wordt het in kaart brengen van de frequentievariabelen gegeven door de volgende formule s-* (z-1)/T, hetgeen equivalent is aan het vervangen van de afgeleiden in de differentiaalvergelijking van het continusysteem door de voorwaardse verschillen.
35 Ten einde een nauwe overeenstemming te handhaven tussen de werking van de continue en 790 4181 V — -2- 2069VJF/jl discrete-tijdsystemen, dient de kloksnelheid 1/T groter gekozen te worden dan de hoogste frequentie aanwezig in een signaal. Bij een andere techniek volgens de stand van de techniek heeft de geschakelde condensator welke de weerstand \ervangt een specialé configuratie gebaseerd op de trapeziumvormige integratie. Volgens de-5 ze techniek werd dus een overeenkomstig in kaart brenging van het s-vlak naar het z-vlak uitgevoerd en elimineerde de hierboven genoemde nadelen. De daaruit resulterende discrete tijdresponsie is gerelateerd aan die van het continue tijdmodel via de bilineaire transformatie gedefinieerd door: 2 1-z-1 si-> -=r -r- . Vergelijking (1) 10 1-z
Een significant nadeel van deze laatste benadering is dat het verschil van twee signalen of het negatief van een signaal niet zo eenvoudig kan worden verkregen als met de geaarde geschakelde. condensator-"weerstand',. Ten einde gébruik te kunnen maken van het eenvoudige ontwerp inherent aan de geaarde geschakelde con-15 densatorschakeling en tegelijkertijd deffecten veroorzaakt door het in kaart brengen van het s-naar z-vlak te compenseren, dient een rechtstreeks z-domeinsynthese uitgevoerd te worden. De uitvinding verschaft een filtersectie welke een oplossing aan dit probleem biedt. Een ander probleem welk is öpgelost door de uitvinding is dat van het verschaffen van een derde ordefiltersectie Welke analoge componenten 20 elimineert in een uitgangsbemonsterende houdsubsectie.
De uitvinding beoogt de bovengenoemde nadelen op te heffen en voorziet daartoe in een hoogdoorlaat bemonsterde-gegevensfilter, welk daardoor wordt gekenmerkt, dat dit omvat: een eerste integrerende operationele versterker, ingangsmid-delen verbonden met de eerste operationele versterker voor het toevoeren van een 25 continu signaalspanning welke dient te worden gefilterd, welke ingangsmiddelen een eerste schakelorgaan omvatten, welk geschikt is om verbonden te worden toet en bestuurd te worden door een eerste fase van een continue twee-fasige afwisselende klokgene-rator, een eerste geschakelde condensator verbonden tussen aarde: en de ingangsmiddelen en een eerste versterkingsfactor vermenigvuldigingscondensator in de ingangs-30 middelen tussen de opslagcondensator en de ingang naar de eerste operationele versterker, een omloopleiding verbonden tussen de ingang en de uitgang van de eerste ope-raionele versterker voor het verschaffen van een terukoppeling daaraan en omvattende een afwisselende tweede schakelorgaan verbonden met de klokgenerator met een tweede geschakelde condensator verbonden met aarde en het schakelorgaan, zo-35 dat deze worden opgeladen gedurende een tweede klokfase en ontladen als een terug- 7904161 ε -- -3- 20694/JF/jl koppeling gedurende elke eerste klokfase, een tweede integrerende operationele versterker, middelen voor het verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met een ingang van de tweede operationele versterker inclusief een derde geschakelde condensator en een derde schakelorgaan verbonden met de klokgenera-5 tor, zodat de derde geschakelde oondensator is opgeladen gedurende elke tweede klokfase en wordt ontladen naar de tweede operationele versterker gedurende elke eerste klokfase, terugkoppelmiddelen welke de uitgang van de tweede operationele versterker verbinden met de ingangsmiddelen van de eerste operationele versterker inclusief een vierde schakelorgaan verbonden met de klokgenerator, een vierde ge-10 schakelde condensator verbonden tussen het vierde schakelorgaan en aarde welk vierde schakelorgaan dusdanig is verbonden dat dé uitgang van de tweede operationele versterker lading terugkoppelt naar de vierde geschakelde condensator gedurende elke tweede klokfase en de condensator wordt ontladen gedurende elke eerste klokfase, een derde integrerende operationele versterker, geleidingsmiddelen voor het 15 verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met .een ingangsklem van de derde operationele versterker inclusief een vijfde schakelorgaan verbonden met de tweede klokfase van de klokgenerator, een vijfde geschakelde condensator verbonden met de geleidende middelen en een tweede versterkingsfactor-versterkende condensator tussen het vijfde schakelorgaan en de ingangsklem en terugkoppelmidde-20 len verbonden tussen de ingang en de uitgang van de derde operationele versterker inclusie feen zesde geschakelde condensator en een zesde daarmee verbonden schakelorgaan alsmede met de klokgenerator, zodat de zesde condensaotr wordt opgeladen gedurende elke eerste fase klokkringloop en wordt ontladen om terug te · koppelen gedurende elke tweede fase klokkringloop.
25 Een andere uitvoeringsvorm van het filter volgens de uitvinding wordt daardoor gekenmerkt, dat dit omvat: een eerste operationele versterker met zijn eigen terugkoppellus , ingangsmid delen voor de eerste operationele versterker, een tweede operationele versterker- orgaan welk' de uitgang van de eerste operationele versterker verbindt met de in-30 gang van de tweede operationele versterker, middelen voor het verschaffen van een terugkoppellus van de uitgang van de tweede operationele versterker naar de eerste operationele versterker, een derde operationele versterker met zijn eigen terugkoppellus, middelen voor het verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met de ingang van de derde operationele versterker, een aantal gescha-35 kelde condensatoren in de terugkoppellussen en de verbindingsmiddelen, schakelmid-delen bediend dorr een continue twee-fase klokgenerator voor het besturen van het 790 4 1 6 1 -4- 20694/JF/jl *r «· « \ opladen en ontladen van de geschakelde condensatoren, zodat het filter een vooraf bepaalde filterkarakteristiek opwekt met een derde orde overdrachtsfunctie.
Een andere uitvoeringsvorm van het filter volgens de uitvinding wordt daardoor gekënmerkt, dat dit omvat: een eerste pool-nulsectie omvattende een eerste 5 condensator, een eerste schakelorgaatt verbonden met een twee-fa® afwisselend klokorgaan en een eerste operationele versterker welke eerste condensator is verbonden tussen de inverterende ingang van de eerste operationele versterker en met een zijde van het schakelingsorgaan waarvan de andere zijde is verbonden met een in-gangsbron, zodat wanneer het schakelorgaan is gesloten de zijde van de condensator 10 verbonden met de eerste operationele versterker virtueel geaard wordt gehouden, terwijl de andere zijde verbonden met een tussenliggend knooppunt wordt opgeladen tot het ingangssignaal en wanneer het schakelingsorgaan open is het tussenliggende knooppunt wordt gehouden op het daaraan voorafgaande spanningsniveau gedurende de volgende klokpuls op "aan"-schakelkringloop, een tweede operationele versterker 15 voor het verschaffen van terugkoppeling van een eerste operationele versterker wanneer het eerste schakelingsorgaan "aan” is en een tweede pool-nulsectie voor het verschaffen van de filteruitgang en· omvattende een tweede schakelorgaan verbonden met het klokorgaan en met de uitgang van de eerste sectie, een derde operationele versterker en een tweede condensator, welk. tweede schakelorgaan en dus de tweede 20 pool-nulsectie is verbonden met het klokorgaan ten einde uit'fase te zijn met het eerste schakelorgaan en de eerste pool-nulsectie, waardoor deze werkt voor het blokkeren van de doorvoeding van ongewenste analoge componenten van de ingangsbron naar het tweede pool-nulgedeelte.
In overeenstemming met de principes van de uitvinding wordt voorzien in 25 . een nieuwe geschakelde condensatorschakeling of bikwadratische sectie (biquad), welke geschikt is voor hoogdoorlaatfilters, gebaseerd op rechtstreekse z-domeinsyn-these.
In het algemeen bestaat dfe filterschakeling uit een eerste pool-nulsectie met een condensator tussen de inverterende ingang van een integrerende operationele 30 versterker en een schakelorgaan verbonden met de ingangsbron.
Wanneer het schakelingsorgaan gesloten is of "aan", wordt de zijde van de condensator verbonden met de operationele versterker virtueel geaard gehouden, terwijl de zijde of het tussenliggende knooppunt wordt geladen met het ingangssignaal. Wanneer de schakelaar afgeschakeld Wordt, wordt het tussenliggende knooppunt gehouden op die 35 spanning op de volgende klokpuls op schakelaar "aan"-kringloop en wordt opgeladen 790 4 1 61 -5- 206$4/JF/jl ί ί tot de volgende waarde van de ingang. De nettolading van de spanning op dat tijdstip is het verschil van de ingangsbemonstering op de geldende tijd en de ingangs-bemonstering gedurende de voorafgaande tijdskringloop.
De uitgang van de eerste operationele versterker heeft twee nullen en 5 twee complex gepaarde polen in de overdrachtsfunctie ervan, vanwege terugkoppeling door een tweede operationele versterker. De uitgang van de eerste operationele versterker is verbonden met een tweede gelijksoortige pool-nulsectie welke een derde operationele versterker omvat gestuurd door een schakelingsorgaan welk "aan" is gedurende de 0 fase. Deze tweede sectie is dus uit fase met de eerste sectie en 10 werkt voor het blokkeren van de doorvoer van ongewenste analoge componenten van de ingangsbron, terwijl de derde operationele versterker eveneens een enkelvoudig poolen nulpaar in de schakelingsoverdracht opwekt voor het vergroten van de filtereffi-ciëntie ervan.
In het kort zijn de doelen van de uitvinding het verschaffen van een ver-15 beterd geschakelde condensator hoogdoorlaatfilter, het verschaffen van een dergelijk hoogdoorlaatfilter welk eenvoudig aanpasbaar is aan de implementatie als geïntegreerde schakelingsinrichting met een minimum aan chipoppervlak, het verschaffen van een filter met een groot dynamisch bereik en een filter welk een verster-kingsfactor in de doorlaatband verschaft, het voorzien in een hoogdoorlaatfilter 20 welke een goede frequentieresponsie heeft en een lage gevoeligheid voor filter-coëfficiënten en te voorzien in een bemonsterde-gegevensfilter van de derde orde welke een uitgang verschaft met geen analoge componenten van een analoge ingangssignaal .
Andere doelen, voordelen en kenmerken van de uitvinding zullen duidelijk 25 worden aan de hand van de hierna volgende beschrijving, onder verwijzing naar de tekening, waarin: fig. 1 een schakelingsschema is van een filtersectie waarin de principes van de uitvinding zijn belichaamd; fig. 2a een golfvorm is van de s pannings ingang V^, ; 30 fig. 2b een golfvorm is van de spanningsuitgang Vq van de eerste opera tionele versterker; fig. 2c een golfvorm is van de spanningsuitgang van de derde operationele versterker; fig. 2d een golfvorm is van de kloksignalen voor de schakeling; 35 fig. 3 een schema toont welke de werkwijze illustreert voor het vooraf 7904161 -6- 20.694/JF/jl vormen <))?re-warping") van de verlieskarakteristieken voor het compenseren van niet-· lineaire frequentiekrommins ("warping")5 en fig. 4 een schema is van de verliesresponsie van een kenmerkend filter volgens de uitvinding.
5 Fig. 1 van de tekening vertegenwoordigt een schakelingsschema voor een bemonsterde gegevens-* geschakelde-condensator hoogdaorlaatfilter 10 volgens de uitvinding. Zoals gebruikelijk is bij een kenmerkend gegevensoverdrachtsysteem is de schakeling geschikt voor het ontvangen van een ingangssignaal V van een verbonden gegevensbron waarvan het gewenst is alle frequenties uit te filteren beneden 10 een vooraf gekozen niveau, zodat de schakelingsuitgang V^t alleen bestaat uit het filtersignaal boven het doorlaatniveau.
Zoals getoond wordt de ingang V^n toegevoerd via een leiding 12, via een schakelorgaan 14 en via een condensator 16 naar de inverterende ingang van een eerste integrerende operationele versterker 18. De niet-inverterende klem van de versterker 15 18 is verbonden met aarde.
De schakeling 10 werkt met afwisselende 0 en 0 klokfasen welke worden verschaft door een geschikte klokgenerator (niet getoond) op een vooraf bepaalde frequentie (bijvoorbeeld· 128 kilo hertz).
Het schakelorgaan 14 zoals getoond wordt bij voorkeur geïmplementeerd 20 als een MOSFET-inrichting waarvan de stuurelectrode is verbonden met de 0-klokfase.
In een leiding 22 verbonden met de leiding 12 op een knooppunt tussen het schakelorgaan 14 en de condensator 16 is een condensator 24 waarvan de andere zijde is verbonden met aarde.
Een omloopleiding 26 verbonden met een condensator 28 is eveneens verbon-' 25 den met de ingangsleiding 12 en met een uitgangsleiding 30 van de operationele versterker 18. Parallel met de leiding 26 en de condensator 28 is een leiding 32 verbonden met een afwisselend schakelorgaan 34 vertegenwoordigd door een tweetal M0SFET elementen waarvan de stuurelectroden zijn verbonden met de 0 en 0 klokfasen. Een klem tussen deze elementen is verbonden via een condensator 36 met aarde.
SO De uitgang Vq van de eerste operationele versterker 18 is verbonden door een leiding 38 met leiding 32 en is eveneens via leiding 30 verbonden met een afwisselend schakelorgaan 40 verbonden met een .ander tweetal MOSFET-inrichtingen, waarvan de stuurelectroden zijn verbonden met de 0 en 0 klokfasen. Een klem tussen deze twee laatstgenoemde schakelelementen is verbonden via een condensator 42 met 35 de klem van een ander schakelorgaan 44 bestaande uit een ander tweetal M0SFET-in- 7904161 -7- 20694/JF/jl richtingen waarvan de poortelectroden eveneens zijn verbonden met de 0 en 0 klok-fasen. De 0 fase MOSFET van schakelorgaan 40 is verbonden met aarde evenals de 0 fase MOSFET van schakelorgaan 44.
De 0 fase MOSFET van schakelorgaan 44 is verbonden via een leiding 46 5 met de inverterende ingang van een tweede operationele versterker 48, waarvan de niet-inverterende klem is verbonden met aarde. Een omloopleiding 50 naar een uit-gangsleiding 54 van de operationele versterker 48 verschaft een uitgang V^.
E-en terugkoppelleiding 56 is eveneens verbonden met de uitgang van de tweede operationele versterker naar de 0 fase MOSFET van een afwisselen schakelor-10 gaan 58 waarvan de andere 0 fase MOSFET is verbonden door een .leiding 60 met de ingangsleiding 12 voor de eerste operationele versterker 18. Een klem tussen het tweetal MOSFET’s van het schakelorgaan 58 is verbonden met een' zijde van een condensator 62, waarvan de andere zijde is verbonden met aarde.
Verbonden met de leiding 36 van de uitgang van de eerste operdsLonele ver-15 sterker 18 is een leiding 64 verbonden met een contact van een schakelorgaan 66 in de vorm van een MOSFET waarvan de stuurelectrode is verbonden met de 0 klokfase.
De andere zijde van dit schakelorgaan is verbonden met een zijde van een condensator 68, waarvan de andere zijde is verbonden met de inverterende uitgang van een derde operationele versterker 70, waarvan de niet-inverterende ingangsklem Ï0 is verbonden met aarde. Een toevoerleiding 72 verbonden met de leiding 64 tussen het schakelorgaan 66 en de condensator 68 is eveneens verbonden via een condensator 74 met aarde. Een omloopleiding 76 voor de operationele versterker 70 is verbonden tussen de ingangsleiding 64 ervan en de uitgangsleiding 78 ervan via een condensator 80. Parallel aan deze condensator staat een terugkoppellus omvattende !5 een afwisselend schakelorgaan 82 bestaande uit een tweetal MOSFET elementen waarvan de stuurelectroden zijn verbonden met 0 en 0 klokfasen. Een klem tussen deze twee MOSFET’s is verbonden via een condensator 84 met aarde.
De drie operationele versterkers, 18,48 en 70 worden eveneens bij voorkeur geïmplementeerd met MOS elementen in een geschikte schakelingsconfiguratie 30 verbonden met en spanningsbronnen. Een bepaalde operationele versterker-schakeling is niet gedetailleerd getoond , aangezien een geschikte kan worden gekozen door iemand die thuis is op dit terrein van de techniek.
Gedurende de werking van de filtersehakeling 10 , verschaft de twee-fase niet-overlappende klok constant pulsen met de vooraf gekozen bemonsteringsfrequen-35 tie f = ~~ (bijvoorbeeld 128 kilo hertz). Op tijdstip (n-1) T,* wanneer klok 0 7904161 -8- 20694/JF/jl 1 . » "aan" is, worden de spanningen op de knooppunten V^, VQ en V2 gehouden op V^n (n-1), Vq (n-1), en (n-1). Aan het eind van de 0 "aan"-periode, worden de condensatoren 36 (0^^) en 42 (o^Cg) opgeladen tot VQ (n-1), de uitgangsspanning van de eerste operationele versterker. De condensator 48 (CXljC^) verbonden met de uit-5 gang van de tweede operationele versterker 48 wordt geladen tot het niveau V(n-1). Wanneer 0 fase "uit"-schakelt en 0 fase "aan"-schakelt, laat de condensator 24 (C) op tot V (n) en de volgende ladingsbehoudingsvergelijking is geldig voor de operationele versterker 18: ro CXV0 (n) =C1V0(n_1) ~«XCXv0 (»-l> (I,_1) 'rt3CX tvin(n) _vin (R*1]
Vergelijking (2)
Het uitvoeren van de z-transformatie aan beide zijden van vergelijking (2) en onder aanneming van = 0^, leVert: T5 v0(z) = (1-^) z’^iz) -a3vin(z) d-z λ) of: Vergelijking (3) .. ... _
Vz) Z- (1-¾)
Het construeren van een gelijksoortige ladingsbehoudingsvergelijking voor 20 operationele versterker 2 en in gedachte houdend dat OC,C2 een inverterende geschakelde condensator is krijgen we: -VA(z) Y (z) = 2 0 Vergelijking (4) 2 2™ 1
Het combineren van de vergelijkingen Ö) en (4) levert: 25 £ v2(Z) -or2 ^(z-i) H2(z) = V. (z) = ~2 . v ” . · „ rr Vergelijking (5) in z -z + 1 ” en de totale overdrachtsfunctie: λ v.(z) Cz-x)2 30 Hr> (z) = -:---:- Vergelijking (6) ' Vin z2-z (2-^) + 1 -f
Vergelijking (6) is de overdrachtsfunctie van een hoogdoorlaatfilter'’' met twee complex gepaarde polen en twee enkelvoudige nullen bij gelijkstroom (z=1).
Wanneer de filterschakeling 10 niet de subsectie zou bezitten met de der-35 de operationele versterker 17 en de condensatoren 68 en 74 dan zou dit een groot pro- 7904161 \ ^
* I
-9- 20694/JF/jl bleem betekenen. Gedurende de periode wanneer 0 "aan" is en condensator 16 (c<^C^) is verbonden met V. , is er een ongewenste rechtstreekse doorkoppeling van V.
in m naar de uitgangsspanning V^. Daardoor is de uitgang van de eerste operationele versterker 18 geen bemonsterd en gehouden signaal. De spanning V^ bestaat uit twee 5 componenten, namelijk een discreet tijdsignaal bestuurd door de overdrachtsfunctie (vergelijking (6)) en een ongewenste analoge uitgangssignaal gegeven door C^Vin, welk optreedt gedurende · perioden wanneer 0 "aan" is. Dit wordt getoond in de tekening, waarin fig. 2a het analoge ingangssignaal V^ weergeeft;- fig. 2b geeft de uitgang weer met analoge componenten op afwisselende klokfasen; fig. 2c geeft 10 de uitgang gezonden door analoge componenten weer; en fig. 2d toont de corresponderende kloksignalen voor de golfvormen.
Het elimineren van de analoge signaalcomponenten wordt volbracht in de schakeling 10 door het blokkeren ervan met de uitgangsbemonster-en houdsectie omvattende de derde operationele versterker 70 welke uit fase is geklokt met het oor-15 spronkelijke filterdeel omvattende de eerste en tweede operationele versterkers.
De uitgangssectie wordt dus bestuurd door de MOSFET-schakelaar 66 welke is gesloten gedurende de fase 0. Gedurende deze fase 0 "aan"-conditie wordt de uitgang VQ van de operationele versterker 18 constant gehouden omdat 0 fase "uit" is. Wanneer 0 "aan"is en de uitgang van de eerste operationele versterker varieert met de Ï0 ingang V^n wordt daardoor het signaal geblokkeerd door schakelaar 66 en wordt niet overgedragen. Maar wanneer 0 "uit" gaat en 0 "aan" gaat, wordt het ingangssignaal rechtstreek^ van dondensator 16 ) via condensator 28 (C^) gevoed en de uitgang op knooppunt V. is constant en de condensator 68 (Λ C ) wordt opgeladen, u 5 j
Naast de analoge compoijentblokkeerfunctie ervan zoals beschreven, dient -5 de derde operationele versterker eveneens voor het opwekken van een extra pool-en-nul tweetal zodat een derde orde filter wordt verschaft. Onder gebruikmaking van de ladingsbehoudipgsvergelijking , wordt het verband tussen de z-transformaties van en VQ gegeven door:
-<5(z-l) · T
5° Voi (z). - 5”- (l- ) Vq(z)' Vergelijking (7) combineren van de vergelijkingen (6b) en (7) levert: H (ζ)ί!οιίϋ__*3 ^-1)3 - -
!5 01 Vin(z) [z - (l-*)][z2 - z(2-^) + 1 - ^ C?J
Vergelijking (8) 7904161 -10- 2069V JF/jl » ï hetgeen de overdrachtsfunctie is van een derde orde hoogdoorlaatfliter-.
Bij het feitelijke ontwerp van een filter onder gebruikmaking van het principe van de uitvinding is het overeenkomstig in kaart brerïging van het s-vlak naar het z-vlak de bilineaire transformatie gedefiniëerd door vergelijking (1).
5 Aangezien de gehele j iVas van het s-vlak wordt afgebeeld op de eenheidscirkel in het z-vlak, wordt de "aliasing" fout inherent aan andere ontwerpmethoden onder gebruikmaking van het analoge model geëlimineerd. Er is echter geen niëb-linealr verband tussen de analoge frequentie £Y en de discrete tijdfrequentie U) aangegeven door 10 Ω —^ -L- tan “^r—· Vergelijking (9)
Gelukkig kan men voor een "brick-wall"-type verlieskarakteristiekfilter compenseren voor voor de frequentie "warping". De compenseringsprocedure gebruikt voor een hoge doorlaatfilter is getoond in fig. 3· Zodra de verlieskarakteristiek 15 van het "prewarped" filter is bepaald (linkerbovenhelft van fig. 3) wordt een analoog filter ontworpen voor het voor zijn rekening nemen van de getransformeerde verlieskarakteristiek. De overdrachtsfunctie van het digitale filter H(z) wordt dan verkregen door de algebraïsche substitutie van vergelijking (1): 20 H(z) = H(s) -iwn 4. Vergelijking (10)'
s = (2/T) [l-z -)/(1 + z )J
Samengevat kan het ontwerp van het hoge doorlaatfilter worden uitgevoerd in de volgende stappen: 1. De gespecificeerde doorlaatband en blokkeerbandfrequenties en \Jg worden 25 vertaald in de corresponderende waarden Γϊ. en a3 onder gebruikmaking van het verband Jfl = (2/T) tan ( ^^ ")♦ 2. Een analoog filter wordt ontworpen aan de hand van de getransformeerde bandbe-grehgingsfrequenties.
3. De z-domeinoverdrachtsfunctie wordt verkregen door het toepassen van de volgen- 30 de transformatie: _v 2 z-1 S ^ T z+1 naar de s-domeinoverdrachtsfunctie.
4. De condensatorverhoudingen (ky <X2, (X 3, CX4» en(X g, worden verkregen door ......het invullen van de overeenkomstige coëfficiënten van de "z"macht in vergelijking 35 (8) en de afgeleide ovërdrachtsfunctie.
790 4 1 8 1 -11- 20694/JF/jl
De voorgaande procedure kan worden geïllustreerd onder aanneming dat het ontwerp van een bepaald hoog doorlaat,geschakelde condensatorfilter welk dient te voldoen aan vooraf gekozen verleisspecificaties onder gebruikmaking van een kenmerkende bemonsteringsfrequentie (bijvoorbeeld 16 kHz). Deze specificaties zijn 5 aangegeven door de gearceerde gebieden in fig. 4.
Voor een derde orde hoogdoorlaat analoge filterfunctie ontworpen voor het voldoen aan de verliesspecificaties van fig. 4 door het uitvoeren van de fre-quentietransformatie naar een laagdoorlaat prototype functie, wordt de resulterende hoogdoorlaatoverdrachtsfuntie gegeven door: 10 . 5.207s3 __ ---2 ΓΤΓ’ΤΓ Vergelijking (11) (A + 1.59s) (A + 1.59AS + ,3.28s ) waarin A= 1200 %. Dan wordt H(z) verkregen onder gebruikmaking van de bilineaire transformatie welke hier wordt : 15 s -(32000) .
Hieruit volgt: 3 H(z) =-Q-877 .(z-1)- Vergelijking (12) (z-0.862)(z -1.876z + 0.892) 20 Door het invullen van de coëfficiënten van de overeenkomstige graden van z in de vergelijkingen (12) en (8) en het oplossen voor de onbekende (X^, worden de volgende condensatorverhoudingen verkregen: ^ = Q.124 25 = 0.129 <Z3 5 = 0.877 <?4 = 0.138.
De feitelijk resulterende verlieskarakteristiek van het resulterende 30 filter van dit type is getoond door de gekromde lijn in fig. 4.
Uit het hieraan voorafgaande dient duidelijk te zijn dat de uitvinding een derde orde hoogdoorlaat geschakelde-condensatorf,iltersectie verschaft met significante voordelen voor wat betreft de werking ervan. In productie is het eenvoudig aanpasbaar voor implementatie als een geïntegreerde schakelingsinrichting en 35 een ontwerptechniek wordt verschaft voor het verkrijgen van de elementwaarden van 7904161
O
-12- 20694/JF/jl het filter. Aangezien het ontwerp is gebaseerd op de bilineaire subtransformatie , veroorzaakt het geen enkele vervorming welke inherent is aan sommige andere ontwerpmethoden gebaseerd op een analoog model. Aangezien het ontwerp wordt uitgevoerd in het z-domein, kan eveneens het resulterende verlies worden geprogra-5 meerd door het variëren van de klokfrequentie .Hogere orde filters kunnen worden verkregen door het in cascade schakelen van tweede ordesecties gevolgd door een of meer eerste ordepool-nulsecties. Het filter is immuun voor gelijkspanningsver-schuiVingssignalen aanwezig aan de ingang en de inwendige gelijkspanningsverschui-vingen worden niet versterkt zodat geen dynamisch bereikprobleem hoeft te worden 10 veroorzaakt.
Vele veranderingen kwa constructie zullen duidelijk zijn aan mensen welke zijn gespecialiseerd op dit gebied van de techniek evenals andere verschillende uitvoeringsvormen en toepassingen van de uitvinding zonder de strekking en de geest van de uitvinding te verlaten. De beschrijving is enkel en alleen illustratief en 15 is niet bedoeld om beperkend te zijn.
20 -conclusies- 790 41 61
Claims (9)
1. Hoogdoorlaat bemonsterde-gegevensfilter, met het kenmerk, dat dit omvat: een eerste integrerende operationele versterker, ingangsmiddelen verbon-5 den met de eerste operationele versterker voor het toevoeren van een continue sig- naalspanning welke dient te worden gefilterd, welke ingangsmiddelen een eerste scha-kelorgaan omvatten, welk geschikt is ©m verbonden te worden met en bestuurd te worden door een eerste fase van een continue twee-fasige afwisselende klokgenerator, een eerste geschakelde condensator verbonden tussen aarde en de ingangsmiddelen 10 en een eerste versterkingsfactor-vermenigvuldigingscondensator in de ingangsmiddelen tussen de opslagcondensator en de ingang naar de eerste operationele versterker, een omloopleiding verbonden tussen de ingang en de uitgang van de eerste operationele versterker voor het verschaffen van een terugkoppeling daaraan en omvattende een afwisselende 'tweede schakelorgaan vsrbondeni niet de klokgenerator net een 15 tweede geschakelde condensator verbonden met aarde en het schakelorgaan, zodat deze worden opgeladen gedurende een tweede klokfase en ontladen als een terugkoppeling gedurende elke eerste klokfase, een tweede integrerende operationele versterker, middelen voor het verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met een ingang van de tweede operationele versterker inclusief een der-20 de geschakelde condensator en een derde schakelorgaan verbonden met de klokgenerator , zodat de derde geschakelde condensator is ppgeladen gedurende elke tweede klokfase en wordt ontladen maar de tweede operationele versterker gedurende elke eerste klokfase, terugkoppelmiddelen welke de uitgang van de tweede operationele versterker verbinden met de ingangsmiddelen van de eerste operationele versterker 25 · inclusief een vierde schakelorgaan verbonden met de klokgenerator, een vierde geschakelde condensator verbonden tussen het vierde schakelorgaan en aarde welk vierde schakelorgaan dusdanig is verbonden dat de uitgang van de tweede operationele versterker lading terugkoppelt naar de vierde geschakelde condensator gedurende elke tweede klokfase en de condensator wordt ontladen gedurende elke eerste klok-30 fase, een derde integrerende operationele versterker, geleidingsmiddelen voor het verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met een ingangsklem van de derde operationele versterker inclusief een vijfde schakelorgaan verbonden met de tweede klokfase van de klokgenerator, een vijfde geschakelde condensator verbonden met de geleidende middelen en een tweede versterkingsfactor-versterkende 35 condensator tussen het vijfde schakelorgaan en de ingangsklem en terugkoppelmidde- 7904161 wr- -¾ -14- 20694/JF/jl len verbonden tussen de ingang en de uitgang van de derde operationele versterker inclusief een zesde geschakelde condensator en een zesde daarmee verbonden schakelorgaan alsmede met de klokgenerator, zodat de zesde 'condensator wordt opgeladen gedurende *elke eerste fase klokkringloop en wordt ontladen om terug te 5 koppelen gedurende elke tweede fase klokkringloop.
2. Filter volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat alle schakelorganen MOSFET—inrichting omvatten waarvan de stuurelectroden zijn verbonden met of 0 of 0 fase van de klokgenerator.
3. Filter volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat alle geschakelde 10 condensatoren vooraf gekozen waarden hebben met gerelateerde verhoudingen tot elkaar ten einde een filter te verschaffen met vooraf bepaalde karakteristieken.
4. Filter volgens conclusie 1, met het kenmerk, dat het filter een derde ordefliter is waarvan de overdrachtsfunctie in het nz"~ domein is uitgedrukt als: 15 ^3^5(2- 1>3 H ( 2) = «3 o 01 [* - (X -»<4] [z2 - z (2 -o^) + 1 —^ +*/ waarin 0^ > en vooraf gekozen verhoudingsfactoren zijn voor de condensa toren in de schakeling en C^, C2 en de waarden zijn voor de integrerende con-20 densatoren van respectievelijk de eerste, tweede en derde operationele versterker, waarbij de eerste en tweede versterkingsfactor vermenigvuldigende condensatoren respectievelijk de waarden en hebben, de eerste en vijfde geschakel de condensator een waarde C heeft, de tweede en vierde geschakelde condensatoren een waarde o( en de derde geschakelde condensator een waarde A2^2 25
5. Hoogdoorlaat bemonsterde-gegevensfilter, met het kenmerk, dat dit om vat: een eerste operationele versterker mét zijn eigen terugkoppellus, ingangsmiddelen voor de eerste operationele versterker, ëen tweede operationele versterker-orgaan welk de uitgang van de eerste operationele -versterker verbindt met de ingang van de tweede operationele versterker, middelen voor het verschaffen van een 30 terugkoppellus van de uitgang van de tweede operationele versterker naar de eerste operationele versterker, een derde operationele versterker met zijn eigen terugkoppellus, middelen voor het verbinden van de uitgang van de eerste operationele versterker met de ingang van de derde operationele versterker, een aantal geschakelde condensatoren in de terugkoppellussen en de verbindingsmiddelen, schakelmid-35 delen bediend door een continue twee-fase klokgenerator voor het besturen van het 7904161 ^ & -15- 20694/JF/jl opladen en ontladen van de geschakelde condensatoren, zodat het filter een vooraf bepaalde filterkarakteritiek opwekt met een derde orde overdrachtsfunctie.
6. Filter volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat de tweede operationele versterker een integrator is voor het integreren van de uitgang van de eerste 5 operationele versterker voordat deze wordt teruggekoppeld naar de ingang van de eerste operationele versterker.
7- Filter volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat dit middelen omvat voor het klokken van de ingangsmiddelen naar de eerste operationele versterker en de uitgang van de eerste operationele versterker met de derde operationele verster-10 ker op verschillende klokfasen, zodat de analoge doorvoeding van de ingang naar de uitgang van de eerste operationele versterker wordt geblokkeerd,
8. Filter volgens conclusie 5, met het kenmerk, dat de derde operationele versterker een extra pool-nul sectie verschaft aan de overige functie van het filter, waardoor dit een derde ordefilter wordt.
9. Hoogdoorlaat bemonsterde-gegevensfilter, met het kenmerk, dat dit om vat: een eerste pool-nulsectie omvattende een eerste condensator, een eerste scha-kelorgaan verbonden met een twee-fase afwisselend·, klokorgaan en een eerste operationele versterker welke eerste condensator is verbonden tussen de inverterende ingang van de eerste operationele versterker en met een zijde van het schakelingsor-20 gaan waarvan de andere zijde is verbonden met een ingangsbron, zodat wanneer het schakelorgaan is gesloten de zijde van de condensator verbonden met de eerste ope-raionele versterker virtueel geaard wordt gehouden, terwijl de andere zijde verbonden met een tussenliggend knooppunt wordt opgeladen tot het ingangssignaal en •wanneer het schakelingsorgaan open is het tussenliggende knooppunt wordt gehouden 25 op lhet daaraan voorafgaande spanningsniveau gedurende de volgende klokpuls op "aan,,-schakelkringloop, een tweede operationele versterker voor het verschaffen van terugkoppeling van een eerste operationele versterker wanneer het eerste schakelingsorgaan "aan" is en een tweede pool-nulsectie voor het verschaffen van de filteruitgang en omvattende een tweede schakelorgaan verbonden met het klökorgaan 30 en met de uitgang van de eerste sectie, een derde operationele versterker en een tweede condensator, welk · tweede schakelorgaan en dus de tweede pool-nulsectie is verbonden met het klokorgaan ten einde uit fase te zijn met het eerste schakelorgaan en de eerste pool-nulsectie, waardoor deze werkt voor het blokkeren van de doorvoeding van ongewenste analoge componenten van de ingangsbron naar het tweede 35 pool-nulgedeelte. Eindhoven, mei 1979. 7904181
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US05/940,717 US4210872A (en) | 1978-09-08 | 1978-09-08 | High pass switched capacitor filter section |
| US94071778 | 1978-09-08 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| NL7904161A true NL7904161A (nl) | 1980-03-11 |
| NL184498B NL184498B (nl) | 1989-03-01 |
| NL184498C NL184498C (nl) | 1989-08-01 |
Family
ID=25475305
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| NLAANVRAGE7904161,A NL184498C (nl) | 1978-09-08 | 1979-05-28 | Hoogdoorlaatfilter voor bemonsterde gegevens. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4210872A (nl) |
| JP (1) | JPS5538796A (nl) |
| CA (1) | CA1113553A (nl) |
| DE (1) | DE2926900A1 (nl) |
| FR (1) | FR2435856B1 (nl) |
| GB (1) | GB2030409B (nl) |
| IT (1) | IT1118800B (nl) |
| NL (1) | NL184498C (nl) |
Families Citing this family (75)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4405899A (en) * | 1979-03-01 | 1983-09-20 | Motorola, Inc. | High pass filter and method of making same |
| US4331894A (en) * | 1980-05-29 | 1982-05-25 | American Microsystems, Inc. | Switched-capacitor interolation filter |
| US4296392A (en) * | 1980-06-30 | 1981-10-20 | Gte Automatic Electric Laboratories, Inc. | Switched capacitor bilinear resistors |
| US4375595A (en) * | 1981-02-03 | 1983-03-01 | Motorola, Inc. | Switched capacitor temperature independent bandgap reference |
| US4387345A (en) * | 1981-03-24 | 1983-06-07 | Motorola, Inc. | Precision gain AC coupled operational amplifier |
| US4384276A (en) * | 1981-05-08 | 1983-05-17 | Motorola, Inc. | Capacitive DAC to filter interface circuit |
| US4370632A (en) * | 1981-05-08 | 1983-01-25 | Motorola, Inc. | Multiple function operational amplifier circuit |
| US4393351A (en) * | 1981-07-27 | 1983-07-12 | American Microsystems, Inc. | Offset compensation for switched capacitor integrators |
| US4633223A (en) * | 1981-10-13 | 1986-12-30 | Intel Corporation | DC offset correction circuit utilizing switched capacitor differential integrator |
| US4496858A (en) * | 1981-12-24 | 1985-01-29 | Motorola, Inc. | Frequency to voltage converter |
| FR2520172A1 (fr) * | 1982-01-15 | 1983-07-22 | Efcis | Filtre passe-haut du premier ordre et application en telephonie |
| US4523107A (en) * | 1982-04-23 | 1985-06-11 | Motorola, Inc. | Switched capacitor comparator |
| US4492931A (en) * | 1982-07-09 | 1985-01-08 | Motorola, Inc. | Infra-red receiver front end |
| US4584532A (en) * | 1982-09-20 | 1986-04-22 | Motorola, Inc. | Switched capacitor envelope detector |
| US4659996A (en) * | 1984-02-27 | 1987-04-21 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for de-ringing a switched capacitor filter |
| US4600904A (en) * | 1984-06-28 | 1986-07-15 | Motorola, Inc. | Broken loop switched capacitor high pass filter |
| US4716388A (en) * | 1984-12-24 | 1987-12-29 | Jacobs Gordon M | Multiple output allpass switched capacitor filters |
| US4760346A (en) * | 1986-09-30 | 1988-07-26 | Motorola, Inc. | Switched capacitor summing amplifier |
| JPH0770969B2 (ja) * | 1988-10-31 | 1995-07-31 | 日本電気株式会社 | スイッチトキャパシタ回路 |
| CA2052351C (en) * | 1991-09-27 | 2000-05-23 | Gordon J. Reesor | Telephone handsfree algorithm |
| US5796300A (en) * | 1996-02-14 | 1998-08-18 | Pacesetter, Inc. | Switched-capacitor amplifier offset voltage compensation circuit |
| SE512708C2 (sv) | 1997-06-27 | 2000-05-02 | Ericsson Telefon Ab L M | Konstruktionsförfarande för ett komplext kopplat kondensatorfilter |
| GB2329536B (en) * | 1997-09-17 | 2001-10-17 | Motorola Inc | DC Blocking apparatus and technique for sampled data filters |
| US6091940A (en) * | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| NO310848B1 (no) * | 1998-10-16 | 2001-09-03 | Nordic Vlsi Asa | Lineariseringsteknikk for ADC/DAC ved pseudo tilfeldig svitsjede kondensatorer |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7295826B1 (en) | 1998-10-21 | 2007-11-13 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with gain control functionality, and applications thereof |
| US7321735B1 (en) | 1998-10-21 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Optical down-converter using universal frequency translation technology |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6049706A (en) * | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| KR20010034031A (ko) * | 1998-11-12 | 2001-04-25 | 롤페스 요하네스 게라투스 알베르투스 | 증폭기에 의해 생성된 ｄｃ 오프셋 및 노이즈를감소시키는 수단을 포함하는 회로 |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US7006805B1 (en) | 1999-01-22 | 2006-02-28 | Parker Vision, Inc. | Aliasing communication system with multi-mode and multi-band functionality and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US6873836B1 (en) | 1999-03-03 | 2005-03-29 | Parkervision, Inc. | Universal platform module and methods and apparatuses relating thereto enabled by universal frequency translation technology |
| US7110435B1 (en) | 1999-03-15 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Spread spectrum applications of universal frequency translation |
| US6140871A (en) * | 1999-03-26 | 2000-10-31 | National Semiconductor Corporation | Switched capacitor amplifier circuit having bus precharge capability and method |
| US6091293A (en) * | 1999-03-26 | 2000-07-18 | National Semiconductor Corporation | Amplifier circuit having AC reset capability and method |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US7072390B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments |
| US7054296B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-05-30 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) technology and applications including techniques of universal frequency translation |
| US7082171B1 (en) | 1999-11-24 | 2006-07-25 | Parkervision, Inc. | Phase shifting applications of universal frequency translation |
| US6963734B2 (en) | 1999-12-22 | 2005-11-08 | Parkervision, Inc. | Differential frequency down-conversion using techniques of universal frequency translation technology |
| US7292835B2 (en) | 2000-01-28 | 2007-11-06 | Parkervision, Inc. | Wireless and wired cable modem applications of universal frequency translation technology |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7554508B2 (en) | 2000-06-09 | 2009-06-30 | Parker Vision, Inc. | Phased array antenna applications on universal frequency translation |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US7010559B2 (en) | 2000-11-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for a parallel correlator and applications thereof |
| US6339363B1 (en) * | 2000-12-04 | 2002-01-15 | Pixel Devices International | Low FPN high gain capacitive transimpedance amplifier for use with capacitive sensors |
| US6522199B2 (en) * | 2001-05-18 | 2003-02-18 | Rambus, Inc. | Reconfigurable dual-mode multiple stage operational amplifiers |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7085335B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-08-01 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US6975848B2 (en) | 2002-06-04 | 2005-12-13 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for DC offset removal in a radio frequency communication channel |
| US7321640B2 (en) | 2002-06-07 | 2008-01-22 | Parkervision, Inc. | Active polyphase inverter filter for quadrature signal generation |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7118532B2 (en) * | 2004-05-06 | 2006-10-10 | General Electric Company | Data dependent color wall filters |
| PT3364411T (pt) * | 2009-12-14 | 2022-09-06 | Fraunhofer Ges Forschung | Dispositivo de quantização de vetor, dispositivo de codificação de voz, método de quantização de vetor e método de codificação de voz |
| US8754699B2 (en) | 2011-11-03 | 2014-06-17 | Texas Instruments Incorporated | Switched-capacitor filter |
| US9590592B2 (en) * | 2014-11-24 | 2017-03-07 | Cypress Semiconductor Corporation | Configurable capacitor arrays and switched capacitor circuits |
| CN106489107B (zh) * | 2016-08-16 | 2018-02-13 | 深圳市汇顶科技股份有限公司 | I‑v转换模块 |
| US10153751B2 (en) * | 2017-01-23 | 2018-12-11 | Samsung Display Co., Ltd. | Second order switched capacitor filter |
-
1978
- 1978-09-08 US US05/940,717 patent/US4210872A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-05-25 CA CA328,323A patent/CA1113553A/en not_active Expired
- 1979-05-28 NL NLAANVRAGE7904161,A patent/NL184498C/nl not_active IP Right Cessation
- 1979-06-01 GB GB7919111A patent/GB2030409B/en not_active Expired
- 1979-07-03 DE DE2926900A patent/DE2926900A1/de active Granted
- 1979-07-06 IT IT68417/79A patent/IT1118800B/it active
- 1979-09-06 FR FR7922331A patent/FR2435856B1/fr not_active Expired
- 1979-09-07 JP JP11434479A patent/JPS5538796A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NL184498B (nl) | 1989-03-01 |
| GB2030409B (en) | 1982-09-15 |
| IT1118800B (it) | 1986-03-03 |
| US4210872A (en) | 1980-07-01 |
| GB2030409A (en) | 1980-04-02 |
| DE2926900C2 (nl) | 1989-06-15 |
| CA1113553A (en) | 1981-12-01 |
| JPS6336580B2 (nl) | 1988-07-20 |
| FR2435856B1 (nl) | 1988-02-05 |
| DE2926900A1 (de) | 1980-03-20 |
| IT7968417A0 (it) | 1979-07-06 |
| NL184498C (nl) | 1989-08-01 |
| JPS5538796A (en) | 1980-03-18 |
| FR2435856A1 (nl) | 1980-04-04 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| NL7904161A (nl) | Hoogdoorlaat geschakelde-condensator filtersectie. | |
| US6084465A (en) | Method for time constant tuning of gm-C filters | |
| EP0054561B1 (en) | Switched-capacitor interpolation filter | |
| Choi et al. | High-frequency CMOS switched-capacitor filters for communications application | |
| US4739189A (en) | Rapid slewing filter | |
| US5617093A (en) | Switched capacitor analog circuits with low input capacitance | |
| CA1190615A (en) | Switched capacitor n-path filter | |
| EP0072741B1 (en) | Programmable gain integrator stage including means for offset voltage elimination | |
| KR930007299B1 (ko) | 반도체 집적회로 | |
| Laker | Equivalent circuits for the analysis and synthesis of switched capacitor networks | |
| US5187390A (en) | Input sampling switch charge conservation | |
| JPS6329849B2 (nl) | ||
| US5168461A (en) | Switched capacitor differentiators and switched capacitor differentiator-based filters | |
| GB2030408A (en) | Commutated capacitor electronic filter | |
| Gregorian | Switched-capacitor filter design using cascaded sections | |
| US4644304A (en) | Switched-capacitor pseudo-n-path filter | |
| CA1159910A (en) | Switched-capacitor cosine filter | |
| US4338571A (en) | Low sensitivity switched-capacitor ladder filter using monolithic MOS chip | |
| DE3001969A1 (de) | Elektrische filterschaltung unter verwendung von wenigstens einer simulierten induktivitaet, die gesteuerte schalter, kondensatoren und verstaerker enthaelt | |
| US4354250A (en) | Switched-capacitor source resistor simulation circuit | |
| GB2111780A (en) | Improvements in or relating to amplifier systems | |
| Viswanathan et al. | Switched-capacitor transconductance and related building blocks | |
| Perez-Aloe et al. | Programmable time-multiplexed switched-capacitor variable equalizer for arbitrary frequency response realizations | |
| CA1224252A (en) | Switched capacitor filter | |
| Tawfik et al. | A 1-MHz cutoff frequency CMOS elliptic low-pass switched-capacitor ladder filter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A1A | A request for search or an international-type search has been filed | ||
| BB | A search report has been drawn up | ||
| BC | A request for examination has been filed | ||
| A85 | Still pending on 85-01-01 | ||
| V4 | Discontinued because of reaching the maximum lifetime of a patent |
Free format text: 19990528 |