MANIPULACIÓN DE DESPLAZAMIENTO DE FRECUENCIA CAÓTICA DE BANDA ESTRECHA
ANTECEDENTES
La presente invención se refiere a la transmisión y recepción de señal. Han existido un gran número de investigaciones para el diseño de los sistemas de comunicación en caos, tal como aquellos sugeridos por Kocarev (1992) . Belsky y Dmitriev (1993) , Cuomo (1993) , Pécora y Carrol (1993) y Dmitriev y Starkov (1997) . Estas investigaciones anteriores han sido enfocadas en los tipos de espectro disperso de sistemas, y por lo tanto son inherentes a la banda ancha. Además no ha existido ninguna ayuda para restringir las órbitas del espacio-estado de los sistemas caóticos a través de las restricciones simbólicas. Los ensayos de realización se han hecho sobre esta técnica anterior y otros sistemas similares, pero tales sistemas tienen falta de controles dinámicos simbólicos o de los controles del ancho de banda de canal. Lo siguiente son algunas definiciones proporcionadas para entender mejor las descripciones que siguen:
En geometría, la linealidad se refiere a los objetos Euclidianos tales como lineas, planos, espacio de tres dimensiones (plano) y lo similar. Estos objetos parecen los mismos sin materia de cómo son examinados. Un objeto no lineal, tal como una esfera, por ejemplo se ve diferente para escalas diferentes. Cuando se ve cercanamente, es similar a un plano, y desde lo lejos se ve como un punto. En álgebra, linealidad se - define en términos de funciones que tienen las propiedades de f(x+y) = f(x) Y f (y) y f (ax)= a f (x) . Sin linealidad se define como la negación de la linealidad. Estos significa que el resultado f (x + y) puede estar fuera de la proporción a las entradas x y/o y. Por lo tanto los sistemas no lineales no continúan con los temas de superposición. Un sistema dinámico tiene un espacio-estado o espacio de fase abstracto asociado con las coordenadas que describen el estado dinámico en cualquier instante; y una regla dinámica que especifica la tendencia futura inmediata de las variables de todos los estados, dando los valores presentes de aquellas variables de estado. Los sistemas dinámicos son de acción determinada, si existe una consecuencia única para cada estado y: "estocástico" o "aleatorio" si existe más de una selección típicamente consecuente desde alguna distribución de probabilidad. Un sistema dinámico puede ser definido con relación al tiempo continuo o discreto. El caso discreto es definido mediante un mapa, z2 = f(z0), el cual proporciona el estado, zx resultando del estado inicial zo al siguiente valor de tiempo discreto. El caso continuo se define por un "flujo", z (t) = cp(t) (z0)k, la cual proporciona el estado en el tiempo t dado por el estado z0 en el tiempo 0. Un flujo ligero se puede diferenciar con relación al tiempo ("w.r.t") con lo cual se obtienen una ecuación diferencial, dz/dt = F(z) . En este caso, F(z) se llama un campo de vector, el cual proporciona un punto del vector en la dirección de la velocidad a cada uno de los puntos en un espacio de fase. Un espacio de fase, o el espacio-estado, es la colección de los estados posibles, de un sistema dinámico. Un espacio de estado puede ser finito (por ejemplo al aventar moneda ideal, existen dos estados, (frente o posterior) el infinito contable (por ejemplo en donde las variables de los estados son números enteros), o infinito no contable (por ejemplo en donde las variables de estado son números reales) . Implícito en la noción de estado o del espacio de fase es que un estado particular en el espacio de fase especifica el sistema completamente. Es una de las necesidades conocer alrededor del sistema para tener el conocimiento completo del futuro inmediato. Por lo tanto, el espacio de fase del péndulo planar es de dos dimensiones que consiste de la posición o ángulo y velocidad. Notar que en un sistema no autónomo en donde el mapa del campo del vector depende explícitamente del tiempo (por ejemplo de un modelo para el crecimiento de la planta que depende de la actividad solar) ; luego de conformidad a la definición del espacio de fase, el tiempo debe estar incluido como un espacio de fase que se coordina debido a un tiempo especifico (por ejemplo de 3 pm en martes) , para conocer el movimiento siguiente. Por lo tanto dz/dt = F (z,t) es un sistema dinámico en el espacio de fase que consiste de (z,t), con la adición de la dinámica nueva dt/dt= 1. La trayectoria en el espacio de fase trazada fuera, mediante una soJución de un problema de valor inicial se llama una órbita o trayectoria en el sistema dinámico. Si las variables de estado toman los valores reales en un sistema continuo, la órbita de un sistema de tiempo continuo es una curva; mientras' que la órbita de un sistema de tiempo discreto es una secuencia de puntos. El conocimiento de grados de libertad como se usa en los sistema de Hamiltonian significa un par conjugado canónico, una configuración q, y su momento conjugado, p. los sistemas Hamiltonian siempre tienen pares de variables, y asi el espacio de fase es aún dimensional. En sistemas disipativos, el término espacio de - fase es usado frecuentemente y de una manera diferente para designar una sola dimensión coordinada del espacio de fase. Un mapa es una función f sobre el espacio de la fase con lo que se proporciona el estado siguiente f(z) (es decir, la "imagen") del sistema dado en su estado común z. Una función debe tener un valor solo para cada uno de los estados, aunque existen varios estados diferentes que proporciona la elevación a la misma imagen. Los mapas que permiten que cada uno' de los estados del espacio de fase para estar accesado en el y en el cual, tienen precisamente una pre-imagen para cada u o de los estados (es decir una correspondencia una-a-una) son inversos. Si, además el mapa y su inversa son continuos con relación a la coordinada del espacio de fase z, luego se llama un homomorfismo . La iteración de un mapa significa aplicar repetidamente los consecuentes de la aplicación previa. Por lo tanto produce la secuencia:
Zn = f(Zn_!) = f(f(Z„_2) ) )=f(z0)
En donde esta secuencia es la órbita o la trayectoria del sistema dinámico con la condición inicial z0. Cada una de las ecuaciones diferenciales proporcionadas para alzar un mapa. El mapa del tiempo 1, avanza el flujo por unidad de tiempo. Si la ecuación diferencial contiene un término o términos periódicos con el tiempo T, luego el mapa del tiempo T en un sistema representa una sección Poincare. Este mapa es también llamado un mapa es troboscopico como si mirara efectivamente al lugar del espacio de fase con un estroboscopio que sincroniza al periodo T. Esto es útil como para permitir uno que dispensa con el tiempo como una coordenada del espacio de fase.' En los sistemas autónomos (por ejemplo ningún término dependiente del tiempo en las ecuaciones) , pueden también ser posibles para definir una sección de Poincare para reducir las coordenadas de espacio de fase por una. En la presente, la sección Poincare se define no mediante un intervalo de tiempo fijo," aunque mediante tiempos sucesivos cuando una órbita cruza una superficie fija en el espacio de fase. Los mapas que se trazan fuera de la muestra estraboscópica o las secciones Poincare de un flujo son necesariamente inversas debido al flujo que tiene una solución única a través de cualquier punto en el espacio de fase. Por lo tanto, la solución es única, ambos hacia delante y hacia atrás en el tiempo. Un dispositivo de atracción es simple en un estado en el cual un sistema instala, e implica que la disipación es necesaria. Por lo tanto, en un periodo largo, un sistema dinámico disipativo puede instalarse en un dispositivo de atracción. ün dispositivo de atracción también se puede definir como el espacio de fase que tiene una proximidad en la cual' cada uno de los puntos permanecen próximo y se acerca al dispositivo de atracción al tiempo que es infinito. La proximidad de los puntos que eventualmente se acercan al dispositivo de atracción es la "depresión de atracción". El caos se define como el comportamiento en un tiempo largo de lo impredecible efectivo que se traza en un sistema dinámico determinista debido a su sensibilidad a las condiciones iniciales. Lo que se puede enfatizar que un sistema dinámico determinista está perfectamente predecible proporcionando el conocimiento de sus condiciones iniciales, y es en la práctica siempre predecible en un tiempo corto. El término impredecible de tiempo largo es una propiedad conocida como la sensibilidad en las condiciones iniciales. Para un sistema dinámico que sea caótico, debe tener generalmente un conjunto largo de condiciones iniciales que sean elevadamente inestables. Como ninguna materia precisamente mide las condiciones iniciales, una predicción de su movimiento siguiente eventualmente y radicalmente lo proporcionará eguivocado. Los exponentes de Lyapunov miden la relación a la cual, las órbitas más cercanas convergen o divergen. Como la mayoría de los exponentes Lyapunov que existen son las dimensiones que existen en el espacio de estado en el sistema, aunque el más grande es usualmente, el más importante. Hablando generalmente, el exponente de Lyapunov máximo es el tiempo constante ? en la expresión para la distancia entre dos órbitas cercanas. Sí ? es negativo, las órbitas convergen en el tiempo y en el sistema dinámico es insensible para las condiciones iniciales. Si ? es positivo, luego las distancia entre las órbitas cercanas crecen exponencialmente en el tiempo y el sistema empieza a ser sensible a las condiciones iniciales . Los exponentes Lyapunov se pueden computar en dos maneras. En un método, una selecciona dos puntos cercanos y se desarrolla en el tiempo que mide los limites de crecimiento de la distancia entre los mismos. Este método tiene la desventaja que el limite de crecimiento no esta realmente a un efecto local como los puntos separados. Una mejor manera de medir el crecimiento es midiendo el limite de crecimiento de los vectores tangentes de una órbita dada. Se define ? = — ^ ln| '( ')) | para J=0 a k-1, si ? es > 0, proporcionando la cantidad promedio de la divergencia, o si ? < 0 muestra la convergencia. La dimensión del Espacio de Fase Mínima para el Caos es tópico de confusión ligeramente, debido a la pregunta que depende del tipo del sistema considerado. Un flujo o un sistema de las ecuaciones diferenciales se considera primero. En este caso, el teorema de Poincare-Bendixson indica que no existe caos en un espacio de fase de dos dimensiones. El caos es posible solo en flujo de tres dimensiones. Si el flujo está no automatizado (por ejemplo, dependiendo del tiempo) , luego el tiempo se convierte a un espacio de fase coordinado. Por lo tanto, un sistema con dos variables físicas mas un tiempo variable se convierte a tres dimensiones y el caos es posible. Para los mapas, es posible tener un caos en una dimensión solo si el mapa no se invierte. Un ejemplo prominente será un mapa logistico.
x' = f(x) = rx (1-x)
Esta ecuación es caótica probablemente para r = 4, y la mayoría de otros valores. Notar que para cualquier punto f (x) < la función tienen dos pre-imágenes y por lo tanto no es inversa. Este concepto es importante y este método se puede usar para caracterizar varias topologías de circuitos usados en la realización de un sistema. Los sistemas de modulación de orden más elevado tal como manipulación de desplazamiento de frecuencia de fase -ary ("PSK") y la modulación de amplitud de cuadratura M-ary (WQAM") que requiere de niveles elevados de linealidad de canal con el fin de destacar exactamente. Los sistemas de PSK M-ary y QAM son caros para destacar debido a la complejidad del sistema necesario para hacer la arquitectura que cumpla con los patrones del espectro de La Comisión* de Comunicaciones Federales ("CCF"). Los sistemas con las arquitecturas PSK o QA -ary tienen una caja de "ajuste superior" para decodificar las señales del sub-portador de velocidad elevada debido a los receptores normales usando los demodulado es de F para recibir la información de banda base. Además, los sistemas de M-ary sufren de la pérdida de energía asociadas con 'los niveles elevados de la compresión del ancho de banda que se produjo cerca del esquema de modulación tal que emplea múltiples bits por símbolo. Los sistemas M-ary empiezan también a perderse por la xmplement ación práctica más allá de su límite superior. Estas y otras desventajas e inconvenientes de la técnica anterior se dirigen mediante un sistema y método para la transmisión y recepción de la señal mediante la manipulación de desplazamiento de frecuencia caótica de banda estrecha. El sistema incluye un codificador de correción error delantero, para recibir, los datos de entrada, un empaquetador de datos en la comunicación de la señal con el codificador de corrección de error delantero, un codificador de compresión en la comunicación de señal con el empaquetador de datos, un enlace de radio frecuencia en comunicación de señal con el codificador de compresión, un codificador de compresión en la comunicación de señal con el enlace de radio frecuencia, un desempaquetador de datos en la comunicación de señal con el decodificador de compresión, y el decodificador de corrección de error delantero en la comunicación de la señal con el desempaquetador de datos para la recuperación de los datos de entrada mediante la regulación de las órbitas del caos. El método asociado incluye las etapas de la transmisión de una señal indicativa de los datos de la manipulación de desplazamiento de frecuencia caótica, la propagación de la señal transmitida dentro de una banda de frecuencia estrecha, y la recepción de la señal propagada substancialmente sin la degradación de los datos indicados mediante la regulación de las órbitas de caos. Estos y otros aspectos, modalidades y ventajas de la presente invención serán evidentes desde la siguiente descripción de las modalidades de los ejemplos, lo cual es para leerse con los dibujos que se acompañan: BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS . La presente descripción, explica la manipulación de desplazamiento de frecuencia caótica de banda estrecha de conformidad a las siguientes figuras de los ejemplos, en las cuales: La Figura 1, muestra un diagrama en bloque de un sistema de manipulación de desplazamiento de frecuencia caótica de banda estrecha; La Figura 2, muestra un diagrama en bloque para un transmisor de manipulación de desplazamiento caótico de banda estrecha de conformidad con el sistema de la Figura 1 ; La Figura 3, muestra un diagrama de bloque para un decodificador de de conformidad con el sistema de las Figura 1 y 2; La Figura 4, muestra un diagrama de bloque para un receptor de comunicación caótica de banda estrecha de conformidad con el sistema de la Figura 1; La Figura 5, muestra un diagrama de bloque para un decodifi cador de conformidad con el Sistema de las Figuras 1 y 4. La Figura 6 muestra un diagrama esquemático para un oscilador Colpitts para el uso en la descripción de la operación de un Sistema de conformidad con la Figura 1. La Figura 7 muestra un trazo de otro mapa de tienda sesgado para usarse con el sistema- de la Figura 1; La Figura 9A muestra un diagrama esquemático para un registro de desplazamiento como un procedimiento de desplazamiento Bernoulli para usarse con el sistema de la Figura 1; La Figura 9B muestra un diagrama de función para un mapa de desplazamiento para la conversión del mapa de tienda de conformidad con el registrador de desplazamiento de la Figura 9A para usarse con el sistema de la Figura 1; La Figura 10 muestra un trazo para un ciclo de limite caótico para usarse con el Sistema de la Figura 1 La Figura 11 muestra un trazo alternado para un ciclo de limite caótico para usarse con el Sistema de la Figura 1 ; La Figura 12 muestra un diagrama de bloque para un detector de cambio de fase de velocidad elevada de conformidad con el Sistema de la Figura ; Y La Figura 13 muestra un trazo de la salida del oscilador de conformidad con el Sistema de la Figura 1.
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LAS MODALIDADES PREFERIDAS. La presente descripción se refiere a la generación de caos usando la operación no lineal ejemplar de un oscilador de Colpitts mediante un mapa de tienda para ayudar a la sincronización entre un transmisor y un receptor. En una modalidad ejemplar el modulador es un oscilador de cristal con voltaje regulado de ancho de banda ("VCXO") que permite una cantidad de deslizamiento amplio sin sacrificar también mucho de la calidad del circuito del tanque elevado "Q" esto resulta en un proceso de manipulación de desplazamiento limpio con bandas laterales por debajo de 50 dBc con relación a la portadora. La Figura 1, muestra un diagrama de bloque de un sistema 110 para una manipulación de desplazamiento de frecuencia caótica de banda estrecha en una modalidad ilustrativa de la presente descripción. El sistema 110 incluye una porción del transmisor 112, un enlace de frecuencia de radio (WFR") 114 en la comunicación de una señal con el transmisor 112, y una porción del receptor 116, en la comunicación de señal con el enlace RF 114. La porción del transmisor 112 incluye un codificador de corrección de error delantero ("FEC") 118 que usa el código de corrección de error de Reed-Solomon ("SR") para recibir los datos de entrada, un empaquetador de datos 120 en la comunicación de la señal con el codificador FEC 118, pare recibir el dato codificado* FEC, y un codificador de compresión 122 en la comunicación de señal con el empaquetador de datos 120 para proporcionar un dato codificado para la modulación del enlace RF 114. La porción del receptor 116 incluye un decodificador de compresión 124 para recibir los datos codificados a partir del enlace RF, un desempaquetador de datos 126, en la comunicación de la señal con el decodificador de compresión 124, y un decodificador FEC 128 que usa el código de corrección de error RS en la comunicación de señal, con el desempaquetador de datos 126 para la recepción de los datos codificados FEC y proporcionar los datos de salida. Viendo ahora a la Figura 2, un transmisor ' de manipulación de desplazamiento caótico de banda estrecha 210 representa una modalidad ejemplar del transmisor 112 de la Figura 1. El transmisor 210 recibe un flujo de bit de datos de velocidad elevada 212 en un codificador 214. Un formador de señal 217 que esta en la comunicación de señal con el codificador 214 y alimenta un primero oscilador local 218 que comprende un Colppits de banda ancha VCXO. El primer oscilador local 214 alimenta un amplificador 222. Un filtro de frecuencia intermedia ("FI") 224 es una comunicación de señal con el amplificador 222 y alimenta una sección del amplificador 226. La sección del amplificador 226 alimenta una primera unidad de retraso de fase de 90° 227 y un multiplicador 228. Un segundo oscilador local 230 también alimenta al multiplicador 228 y alimenta una segunda unidad de retraso de fase de 90° 232. La primera y la segunda unidades de retraso de fase de 90° 227 y 232 son cada una recibidas como entradas a un multiplicador 234. El multiplicador 234 se conecta, en turno a una primera entrada positiva de un sumador 236. El sumador 226 recibe una segunda entrada positiva del multiplicador 228 y alimenta un amplificador de energía 238. El amplificador de energía 238 en turno alimenta la memoria intermedia de comunicación externa 240. Viendo ahora la secuencia de la Figura 13, un trazo 250 muestra la salida de una modalidad de un ejemplo que comprende un ancho de banda VCXO tal que permite un rango de deslizamiento amplio sin el sacrificio también mucho de la calidad del circuito de tanque elevado Q. El trazo 250 muestra que esto resulta en un proceso de modulación de limpieza con bandas laterales debajo de 50 dBc con relación a la portadora. Debido a la señal de modulación que se basa en un procedimiento de conversión de nivel-a-tiempo el ancho de los cambios'" de la señal con respecto a la entrada del flujo de datos en una manera predeterminada cuando esta señal se alimenta en un diodo varactor se conecta al circuito de tanque VCXO, la dinámica caótica estacionario del oscilador se cambia debido al cambio en la inductancia efectiva presentada por el circuito de tanque. Por lo tanto cornos e puede ver el dibujo 250, la salida del oscilador se limpia con los componentes de modulación al menos 50-60 dB por abajo. La señal se puede limitar y detectar con el bucle de fase cerrada (MPLL") o un detector de velocidad elevada. Modalidades ejemplares proporcionan generación de caos usando la operación no lineal ejemplar de un oscilador Colpitts impulsado por un mapa de tienda para ayudar a la sincronización entre un trasmisor y un receptor. Viendo ahora a la Figura 2, un decodificador 310 representa una modalidad ejemplificada del codificador de compresión 214 de la Figura 2. El codificador 310 incluye una división ("4.5") por un divisor 312 para la recepción de una señal de reloj de 18MHz local y proporcionar una señal de 4.096 MHz. La señal de reloj local está también recibida mediante el divisor 314. Un detector de margen 316 recibe el dato de entrada y proporciona una señal de*" margen al divisor 314 asi también como un primer generador de secuencia 318 y un segundo generador de secuencia 320. El divisor 314 proporciona una señal CLK9 . al primero y al segundo generador de secuencia 318 y 320 respectivamente. ün MUX 322 recibe las señales SEQ 1 y SEQ 2, a partir de los generadores de secuencia 318 y 320, respectivamente, y además recibe la señal de datos de entrada a su terminal de salida seleccionada. El MUX 322 proporciona una salida de señal de datos codificada. Como se muestra en la Figura 4 un receptor de comunicaciones caótico de banda estrecha 410 representa una modalidad ejemplar del receptor 116 de la .Figura 1. El receptor 410 incluye una memoria intermedia de comunicación de entrada 412 en la comunicación de señal con un amplificador de ruido bajo ("LNA") y el mezclador 414. El oscilador local 416 también alimenta el mezclado/LNA 414. Un filtro de paso banda girable 418 pasa a la banda de frecuencia central 10.7 MHz con un ancho d.e banda de 2KHz a un amplificador FI 420 el cuál alimenta un demodulador 422. Una sección de filtro/cambiador de nivel 424 esta en la comunicación de señal con el demodulador 422 el cuál comprende un PLL, un detector de velocidad elevada y discriminador . El demodulador 422 alimenta un detector de velocidad elevada 425, la cuál en turno alimenta un decodi ficador de datos 426 que sale a un canal de datos, de velocidad elevada. Viendo ahora a la secuencia de la figura 12, una modalidad ejemplar del detector de velocidad elevada 425 de la Figura 4 es generalmente indicado por el número de referencia 425. El detector 425 incluye un limitador 430 para recibir la señal del filtro 424 de la Figura 4 lo cual indica una salida FI del amplificador FI 420 de la Figura 4. El limitador 430 alimenta un amplificador 432 el cual en turno alimenta un depurador de modulación 434 y un comparador de fase 436. El comparador de fase 436 puede estar substituido con un basculador del tipo D o un dispositivo EX-OR en modalidades alternas. El comparador fase 436 alimenta un bloque de inserción de patrón 438 , el cual en turno alimenta una segunda entrada al depurador de modulación 434. La salida del depurador modulación 434 alimenta una segunda entrada al comparador de fase 436. La salida del comparador de fase 436 alimenta monodisparos primero y segundo 438 y 440 respectivamente el mono disparo 438 alimenta un generador de reloj 432 el cual en turno alimenta una primera entrada del basculador del tipo D 444. El monodisparador 4'40 alimenta una segunda' entrada del basculador del tipo D 444. El basculador del tipo D 444 produce una señal de datos acoplada al decodificador de datos 426 de la Figura 4. Viendo ahora a la Figura 5, un codificador 510 representa una modalidad ejemplar del codificador 426 de la Figura 4. El codificador 510 incluye un detector de margen 512 para la recepción de los datos codificados y proporcionar una señal EDGE a los contadores binarios primero y segundo de 7-bit 516 y 520 respectivamente. Un divisor de reloj 514 que recibe una señal de reloj de 18 MHz y que proporciona una señal CLK x 72 a los contadores primero y segundo 516 y 520- Un detector de 518 cuenta-64 está en la comunicación de señal con el primer contador 516, y alimenta una señal reestablecida al segundo contador 520. Un detector de cuenta 64/80 r 522 esta en la comunicación de señal con el segundo contador 520, que alimenta a cada una de las funciones de valor de carga 524 y una función de sincronización 526, y proporciona los datos codificados a un cerrojo 528. La función de valor de carga 524 alimenta al segundo contador 520. La función de sincronización 526, recibe una señal de CLK x 1 desde el reloj divisor 514 y proporciona un reloj SYNC al cerrojo 528 en una cantidad de a x 1 bit. El cerrojo, en turno,' proporciona los datos de salida.
Como se muestra en la figura 6 un oscilador Colppits ejemplar se indica generalmente mediante el número de referencia 610. El oscilador 610 incluye un diodo 612 que tiene su ánodo a tierra y su cátodo acoplado a un capacitor Cvar . El cuál se acopla en turno a un capacitor CO 616. El capacitor 616 en turno se acopla a un inductor L 618 el cual esta luego a tierra. El capacitor 616 también esta acoplado a un capacitor Ce 620. El capacitor 620, en turno se acopla - a un capacitor Cl 622 asi como también a la base de un transistor 624. El transistor 624 tiene su colector acoplado a Vcc y su emisor acoplado a una salida del capacitor 622 salida que luego se acopla a tierra a un capacitor C2 626. Una fuente de corriente Iq 628 a tierra y una memoria intermedia de salida 630. La base del transistor 634 se acopla a una resistencia Rb 632 para proporcionar una salida de desviación de voltaje Vbias. En funcionamiento, los sistemas tiene diferentes flujos dictados por la arquitectura del Sistema no Lineal. Las transformaciones RF son esencialmente idénticas en todos los caso. Las diferencias principales se encuentran en la realización de los mapas, flujos y el circuito de sincronización,' primero la generación de mapas y flujos son considerados . Haciendo referencia a las Figuras 7 y 8, un primer ejemplo de la función del mapa de tienda sesgado f (x) está generalmente indicado por el número de referencia 710 de la figura 7, y un segundo ejemplo, de la función de mapa de tienda sesgado 810 está generalmente indicado por el número de referencia 810 de la Figura 5. La transmisión de la información que utiliza los mapas de tienda sesgados esta considerada con la iteración reciproca de un mapa de tienda sesgado 710 u 810 centrado en 0. Debido a que solo la variable de estado de este sistema dinámico está transmitida directamente, es un alcance sencillo a un sistema dinámico no lineal. Debido a la división del periodo que es asimétrico, el mapa de tienda sesgado es siempre no reversible. Estos significa que la dimensión del tiempo también esta factorizado en este sistema, un mapa de tienda sesgado 1-D, que exhibe flujo es producido. El algoritmo de codificación se define como sigue: La duración del bit completo se divide en 9 sub-intervalos iguales, mediante el uso de un reloj x 9 para el procedimiento de codificación. Si la entrada del flujo de bit tiene una transición de "0" a "1"/ luego el codificador saca un ancho de 10 intervalos iguales del reloj de x 9. Cuando existe una transición de "1" a "0", un ancho que corresponde a 8 ciclos de x 9 se usa para la codificación. No existe cambio para los datos, un ancho corresponde a un ancho de "9" pulsos de reloj esta codificado. Para un mapa de tienda para exhibir el flujo, existirá por asimetria en la división. Por lo tanto, cuando un ancho de "9" es la salida, no existirá flujo. En el receptor, una replica exacta del mapa del transmisor se genera para la comparación, generando una señal de error para la corrección. El logaritmo de decodificación se puede forzar en sincronismo mediante un patrón inicial por el reestablecimiento periódico del reloj maestro. Esta via de las órbitas del caos son regulados. Este método de sincronización se basa en las trayectorias recuperada s . El mapa de tienda sesgado f: [0,l]-> [0,1] se proporciona mediante:
f ( x ) = x / a s i 0 < x < a ; (3) f(x) = (l-x)/(l-a) si a < x < 1
como se representa por la función 710 de la Figura 7. Es una tranformación que no se convierte del intervalo de unidad en si mismo. Depende del parámetro "a", el cual puede estar satisfecho por el límite 0.5 < a < 1. La transformación es continua y lineal por tramos, con las regiones lineales [0,a] y [a, 1] . La trayectoria típica x(k) del sistema dinámico obtenidos mediante iteración del mapa x(k)= f(x(0))= f(f( f(x(0)) )) para k=0,l,2, , se muestra en la Figura 10 para 300 puntos de una trayectoria típica. Una modalidad única del alcance mencionado ante iormente está para ser manipulado en el procedimiento de codificación para generar un mapa de tienda sesgado tal que el mapa ayudará tanto en la sincronización como también en la transmisión de datos. Por eso se espera que el mapa esté iterado a través de la mayoría de ciclos antes de que la sincronización se logre. Para ayudar al procedimiento de iteración, el mapa de tienda sesgado primero se convierte a una frecuencia intermedia más elevada, la cual se usa para la iteración de señales de frecuencia más bajas del mapa debido a que este concepto no trabaja directamente en las frecuencias del mapa de banda base más baja. Enseguida permitiendo que x(k) para k= 1,2...N será"' la señal transmitida, y y(k) para k = 1.2...N para la señal recibida, y se considera que ambas funciones se iniciarán desde x(0) y(0). Si ambas trayectorias están en la misma región hasta el tiempo k:
| [x(j +l) - y(j +l)] l = I f ' (x ( ) ) I I [x ( j ) - y(j)] | para j = 0,1,2... k-1
En donde f (x) denota la derivada de f en un punto x. Por lo tanto:
I [x (k) -y (k) ] I = I f ' (x) (k-1) ) I I f' (x ( k- 2) ) I I ...| f (x (0) ) I I [x (0) -y (0) ] I
La ecuación anterior puede ser equivalentemente mencionada como:
I [x (k) -y (k) ] I = eAk | [x ( 0 ) -y ( 0 )'] | , en donde ? = l/k? ln I f ' ( ( j ) ) I
Con los limites de la suma para j es desde 0 a k-1. La interpretación es que ? da el número promedio de divergencia, si ? > 0 o convergencia si X < 0 de las dos trayectorias de una a la otra. Las simulaciones muestran que aproximadamente 10 a 15' ciclos son típicamente necesarios para la convergencia de las trayectorias. Esto implica que la frecuencia intermedia en la cual el mapa de tienda sesgado está siendo cambiado y está preferiblemente entre 50 y 100 veces la frecuencia del mapa para obtener un sincronismo limpio libre de explosiones. El número de ciclos limites necesarios para la estabilización por el enlace de sincronización influye la selección para la frecuencia intermedia. Un enlace superior e inferior para ? son deducidas por tomar la derivada de f (x) como f (x) . La observación del mapa de tienda sesgado, el brazo izquierdo tiene una inclinación l/a>l y la inclinación ' para el brazo derecho -l/(l-a) <-l. Ahora los limites son definidos de la derivada para f(x) como 1< 1/a < l/(l-a) . Se puede deducir un enlace superior e inferior para ? como 0 < -ln (a) =-ln(l-a) . En este caso a es igual a 0.55, los enlaces para ? como 0 < 0.597 ? < 0.798. Debido a que el valor de ? es > 0, esto indica un sistema divergente. Si las trayectorias de ambas x(k) y(k) son seguidas más allá de k, eventualment e van a caer en regiones lineales diferentes la existencia de limite enlazado para ? y su independencia a un cierto grado de la trayectoria" particular se enlaza a la presencia de una densidad de probabilidad única tal que está variando bajo la acción del mapa f . Para el mapa de tienda sesgado, una ecuación para la densidad de probabilidad en [0, 1] es : p(x)= ap(ax)+ (1-a) p(l-(l-a) x) (7) .
Siguiendo a Hasler y Maistrenko que un mapa de tienda sesgado tiene una densidad de probabilidad constante y el exponente Lyapunov ? puede ser definido como: ? = Jln \f (x) |p(x)dx con los limites de integración entre 0 y 1 (8) Para el mapa de tienda sesgado y la densidad de probabilidad constante la fórmula anterior se transforma : ? = -a ln (a) -(1-a) ln (1-a) (9) Por lo tanto a = 0.55 dando ? = 0.688. Con el fin de tener una sincronización robusta, un acoplamiento se selecciona con los parámetros de acoplamiento d e. Cuando el mapa del transmisor se acopla al mapa del receptor, un mapa de dos dimensiones está definido por:
Gf[x{k)+5\y{k)-*(*)}]! Los parámetros de acoplamiento d y e pueden tener cualquier valor. Según se cambie la forma cualitativa, del sistema depende esencialmente de d+ e. Si d=0 se ajusta x(k) sin tener influencia menor e=0 al mismo tiempo. Ya que x(k) influye en y(k) se llamará una relación maestro-esclavo. El sistema se define como sincronizado si: I [x ( k) -y ( k) ] | ? 0 como k- oo La matriz Jacobiana para esta condición de x = y se puede escribir como:
-1 /(1 -a) si a < x
µ2(?) = 1 /a (1 - 6 - e) si O < ? a -1 /(1 -a) ?-d-e)5,' a< x < 1
El exponente Lyapunov transversal es Xt= - a ln (a) - ( 1-a) ln ( 1-a ) +ln (1-d) , en donde d es igual a d+ e. Es una propiedad de los mapas de tienda sesgados (por ejemplo transmitir y recibir) acoplado en la manera anterior que siempre tendrán un exponente Lyapunov transversal con lo . cual el parámetro de acoplamiento d = d+e pertenecen al intervalo [1-?], [1+ ?]' en donde ? está dado por:
Ln(A)= a ln(a) + (1-a) ln (1-a)
en el sistema del ejemplo, a = 0.55. Por lo tanto el ? tiene un valor de 0.5025 y con 5=0, la sincronización ocurre solamente cuando ln(l-d)= 0.4974. La capacidad que porta la información de las señales caóticas está ahora considerada. La producción y la desaparición de la información en el" sistema de respuesta-impulsión puede ser representada ya sea por un mapa Bernoulli o por un mapa de tienda sesgado, en donde el mapa dinámico de un intervalo de unidad en si mismo se observa. Por lo tanto el limite de la sincronización es en donde Kt es menor que 0. Para un canal sin ruido con un bucle de retroalimentación desconectada, d = 1, Kt - 0 que determina el limite de la estabilización de la sincronización.
?= -ln I 1-d I
Si no existe retroalimentación ni ruido externo en el receptor este corresponde a un canal de comunicación de capacidad C = Infinito. La sincronización es posible en cualquier cantidad elevada de la producción de información mediante el sistema caótico. Esto muestra que para la sincronización el sistema de impulsión y respuesta en la ausencia de ruido, es suficiente para tener un canal con una capacidad portadora de información O Kt, en donde Kt = Alog2 (e) . En la presente el exponente Lyapunov se expresa como la cantidad que produce información expresada en las unidades de base e y K como los bits por iteración. En este" caso, las iteraciones recíprocas de 10.7MHz/128KHz= 84 y los bits por iteración es:
0.688 log2 ( 2.71828 ) =0.9926 bits por iteración. En la presente, el valor promedio de información producida se puede mencionar como 84x0.9926=83.3784 bits por segundo. La aplicación de este resultado al teorema de Shannon-Hartley Channel Capacity C-W log 2 (P+N) / N, en donde C es la capacidad del canal, W es el ancho de banda del canal y (P+N)/N es la relación de señal a ruido. Cuando se compara con un sistema de comunicación lineal estándar, el método mencionado en la presente permite la capacidad de procesado de información promedio para tener hasta por 86 veces, asumiendo que no hay cambio en el ancho de banda del canal. Sin embargo si el ancho de banda de canal se reduce por 83 veces la relación de la señal a ruido esencialmente permanece siendo la misma como la de un sistema de comunicación lineal. Es significativamente ventajoso del sistema manipulación de desplazamiento caótico de banda estrecha que una penalidad no incurre en la relación de señal a ruido con el fin de reducir el ancho de banda. Al contrario con un sistema de comunicación tradicional que tiene una capacidad de canal fija C,' si el ancho de banda ocupado por la señal se reduce, un P+N/N más elevada se requiere para equilibrar la ecuación. Por ejemplo si hay necesidad de enviar 830 kbps de los datos se usa un esquema de modulación que tiene una eficiencia de ancho de banda de 1 bit/segundo/hertz , debe al menos tener 830 KHz del ancho de banda. Por lo tanto las modalidades de la presente invención los 830 kbps adecuados para ser enviados en un ancho de banda de 10 KHz se debe a que la eficiencia del ancho de banda se incrementa. ün sistema lineal tradicional no es adecuado para enviar 830 kbps en un ancho de banda de 10 KHz debido a que lo requerido de P+N/N no es realizable físicamente. La generación caótica estacionaria en un oscilador colpitts es ahora considerado la oscilación estable, periódica, autosustentada para un Sistema dinámico disipativo esta representado por un ciclo de límite estable en el espacio de fase. Si el oscilador se forma externamente, esta dinámica simple esta generalmente destruida. Con el fin de cuantificar los efectos de la ¦ función de forzamiento es necesario introducir las nuevas variables del sistema sin forzar principalmente la fase y la amplitud. La fase es una variable que corresponde a el movimiento a lo largo del ciclo límite que esta a lo largo de una"" dirección cuando ya sea que la expansión sin contracción del volumen de fase esta sucediendo. Esto corresponde a una condición "del exponente Lyapunov cero". Por lo tanto las dinámicas del oscilador pueden ser escritas como:
?p ?f??? = ?a donde ®0 - — -* o
Las amplitudes y todas las otras variables del sistema dinámico son transversales localmente al ciclo que corresponde a los exponentes Lyapunov negativos. La descripción en términos del exponente Lyapunov demuestra por que la fase es una variable excepcional del sistema dinámico. Debido a que corresponde a la dirección estable neutral sola, la fase en contraste a las amplitudes puede ser regulada mediante una acción externa muy débil. Una perturbación débil a la amplitud relajará a su valor estable. Sin embargo una perturbación pequeña a la fase no crecerá ni se reducirá Aún pequeñas perturbaciones en la fase pueden estar acumuladas. Regresando a la figura 6, el circuito para el Oscilador Colpitts se pude usar para el análisis. Este modelo contiene 3 elementos dinámicos: Ci, C2/ y L. Debido a que el modelo del transistor estático" contiene solo 3 elementos, el Sistema dinámico es de tercer orden. La no linealidad en el sistema se debe a la relación de VBE no lineal por el transistor 624, en donde lb= f(VBE)=Is exp{VBE/mVt} La corriente en la ramificación del emisor de base IB es una función no lineal del voltaje VBE a lo largo de su ramificación. Debido a que la corriente en la ramificación del emisor-colector Ic es corriente lineal regulada por Ib de conformidad a la relación Ic también depende de VBE de una manera no lineal. Las constantes Ib, mVt y ß son constantes del transistor. A partir del análisis de la red del oscilador de Colpitts. Dos ecuaciones de nodo independiente y una ecuación de malla se obtienen. Junto con la relación de corriente-voltaje de los dispositivos de red, el siguiente de ecuaciones se pueden derivar.
¦0=IL+Ib+Icl=IL+f (VcD+Cxd d/dt (1) ß? (vcl) -C2dvc2/dt-I0 (2)
en donde Vbe=Vci - Se normalizan las ecuaciones anteriores con las siguientes substituciones:
y fn (y) = f (yiv) /iA, p=RL/lQ Y X0= Io/IA
Las ecuaciones 1, 2 y 3 se pueden re escribir para el transmisor como: Para el receptor, las ecuaciones se pueden escribir como:
xi' =YP (-pxi+yi+ zi) ??' =-p (xi-f (y) +?2? (x-xi)
en donde ?2?=0 como el acoplamiento es direccional y es igual a 1/RL Como se muestra en las Figuras 9A y 9B, las porciones primera y segunda 910 y 912 respectivamente de un algoritmo codificado están indicados. En la primera porción 910, un procedimiento de desplazamiento Bernoulli está implementado con un registrador de desplazamiento estándar 914 en comunicación con un convertidor D/A 916 para proporcionar una señal 918 que corresponde a x^i = 2Xkmod[l] . En la segunda porción 912, el efecto de una conversión de binario a gray 919 se ilustra como* en la conversión de la ecuación de definición Xk+1 = 2Xkmod[l], proporcionado por el procedimiento de desplazamiento de Bernoulli, e indicado por el número de referencia 920, a la ecuación del nivel del código Gray Xk+i = 1-2 |Xk - 0.5 | como se indica por el número de referencia 922. Viendo las figuras 10 y 11 las ecuaciones no lineales anteriores se analizan usando dinámicas para resolver el software. En el caso de la figura 10 =2 ?=0.0015, p=10, X=3xl0~2, y ß=100, da la respuesta 930. En el caso de la Figura 11 a=2 ?=0.001, p=10, X=3xl0~2, y ß=100, da la respuesta 940 la respuesta 940 sugiere la presencia de una órbita periódica estable después de 10 ciclos. El sistema es estable y alcanza un punto fijo estable en el plano y-z después de aproximadamente 10 ciclos. En la sincronización x=xi, y=yi, z= zi Para la transferencia de modulación, la modulación se imprime sobre el circuito de tanque mediante la conexión de un ¦ diodo varactor a través del circuito de tanque. Cuando una señal codificada que tiene ya sea un mapa de tienda, mapa de Bernoulli, mapa de Henon o un mapa de Baker esta impreso sobre el varactor , la frecuencia resonante cambia, resultando en un cambio al valor efectivo de": la inductancia. Esto altera el valor de ? ligeramente proporcionando la elevación a diferentes patrones de ciclo de limite diferente. Debido a que a es siempre menor que 1, el sistema es estable y tendrá ciclos limites. Los resultados de simulación de las Figuras 10 y 11 indican que los patrones de ciclo limite sean diferentes para el estimulo diferente, y esta modalidad de variación es explotada en la detección de la señal en el receptor usando un detector de fase cerrada de inyección. Otra modalidad de la presente descripción se refiere a, mediante la impresión de mapa de tienda codificado en el oscilador de frecuencia elevada los ciclo limite están a RF mejor que a base banda. La reducción impuesta sobre la forma de onda codificada hace segura que el ancho de banda necesario envié la información que es muy estrecha. El trasmisor y el receptor están en concordancia con los diagramas de bloque que se muestran en las Figuras 2 y 4 respectivamente. Con esta arquitectura de sistema, las modalidades de la presente invención incluyen la habilidad del esquema de codificación las condiciones de señal y los elementos de modulación del transmisor para restringir el ancho de banda requerido para enviar la información sobre un canal. La demodulación se realiza mediante varios métodos tales como PLL, el discriminador F o un detector de fase de ganancia más elevado. La mayoría de los esquemas de modulación popular emplean las técnicas M-ary que mantienen al modulador encendido o apagado durante la duración completa del tiempo del símbolo. Ciertos esquemas eficientes del ancho de banda tales como, por ejemplo el esquema de modulación Feher, la manipulación de desplazamiento de frecuencia mínima (MSK) y la manipulación de desplazamiento de fase de cuadratura de compensación de forma de coseno elevado ("OQPSK") ayuda a restringir el ancho de banda de los componentes de modulación. Las formas de la onda usadas son periódicas con límites bien definidos y por lo tanto las técnicas de interpolación se pueden aplicar para construir la señal posterior en el receptor. El ancho de banda mínimo requerido para enviar la información a través de un canal es una función resistente de la energía por bit y el ancho de banda de ruido. Las modalidades ejemplares descritas de la presente invención integran las condiciones límites para maximizar la capacidad del canal mediante la reducción de ruido del ancho de banda, empleando un VCXO que es forzado por un mapa y es adecuado para transferir la modulación en la frecuencia de operación del cristal por modo de cierre de la frecuencia del oscilador con la frecuencia de la frecuencia forzada en una amplitud particular de la frecuencia forzada. Cuando la frecuencia forzado con la variación de los anchos de bit esta impresa sobre un varactor corresponde a los puntos de transición, una respuesta de escalón es generada. Debido a la frecuencia lineal contra las características de voltaje del diodo varactor hiper-abrupt o , una rampa que corresponde a un mapa Bernoulli en el dominio de la frecuencia es creado. El pulso negativo resulta en un desplazamiento de fase A eos (íüt-f?) o A eos (cot-(J>2) para el oscilador local ("LO") . F se calcula como p/m en donde m=9 en este caso particular. Típicamente, la perturbación en el punto de cambio de fase en la señal modulada alcanza una condición de estado-reposo con ciclos de portadora 2-3. El proceso de condi'ficación asegura que la periodicidad de los cambios de fase están dentro de una ventana de 0.44 a 0.55 de la cantidad de bit. El oscilador local se selecciona para estar a 10.7 MHz y su modalidad ejemplar. Las bandas laterales son de almenos 55-60 dB hacia abajo. La' salida del oscilador se toma desde el punto de modulación del varactor, la memoria intermedia y pasa a través de un filtro de semirejilla para la mejora adicional en una relación de portado a-a-ruido al transmisor, esta señal es además sobreconvertida a una banda apropiada para la transmisión usando el mezclador de rechazo de imagen. El método anterior se puede usar en varias frecuencias la selección del oscilador local Io ("LO") se basa en el criterio de que en lo primero tiene al menos 10 a 20 ciclos de la portadora entre los limites de bit de señal de modulación. Otro elemento de este sistema es un sistema de codificación y decodificación que convierte la entrada sin retorno al flujo de bits a 0 ("NRZ") en un flujo del ancho de bits variable, con lo cual se altera las características del espectro de la señal original NRZ . Un conjunto de reglas para la codificación es como sigue: 1) Si existe un cambio de 0 a 1 codifica un ancho de bit para incluir el reloj de 8 ciclos de x9. 2) Si no hay cambio codifica con un reloj de 9 ciclos de x9. 3) Si existe un cambio de 1 a 0 se codifica un ancho del bit para incluir el reloj de'" 10 ciclos de x9 Este tipo de hacer mapas de un periodo de unidad en si mismo y es un mapa no invertible que tiene un flujo. Aumentando y reduciendo el ancho de pulso para acomodar el reloj de 8 ciclos, el reloj de 9 ciclos o el reloj de 10 ciclos son modalidades de ejemplos. Números más grandes de los ciclos de reloj son posibles, pero la realización del sistema en vista de los efectos de multitrayect orias se acoplan con la seguridad de detección de cruce de cero siendo elementos que pueden influir la frecuencia máxima tal que un reloj de codificación y/o decodificación tenga un sistema dado. La técnica de codificación es única en que, si la forma de onda no codificada se observa cercanamente, dependiendo sobre que exista un cambio de 1 a 0 ó de 0 a 1 en la forma de la onda original NR . La forma de onda codificada tendrá los puntos de cambio de fases anteriores o posteriores a los puntos de cambio de fase asociados con los limites de bit. Cuando no hay cambios en los niveles de la forma de onda NRZ original, como es el caso con los bits repetidos, un ancho que corresponde a 9 ciclos de reloj de X9 están embebidos. Ya que a=0.5 en este caso no existirá flujo. Esto es solo una transición* por bit y sobre lado del receptor, y la reconstrucción de la señal en el receptor utiliza los periodos entre los pulsos adyacentes al proceso de regreso a la información NRZ . La salida del codificador se alimenta en el varactor sobre el VCXO . En el receptor, la señal recibida se convierte en la frecuencia intermedia ("FI") y da un desplazamiento de fase de 90° de manera que se alinea a los limites de transición de fase (por ejemplo la fase de la señal transmitida tiene un desplazamiento de fase de 90° debido al procedimiento de integración durante el mapa de dominio de frecuencia al varactor) . La IF se selecciona de manera tal que facilite el diseño de bajo costo para el sistema. Otras modalidades pueden usar filtros a 6 MHz, 10.7 MH , 21.4 MHz, 70 MHz, 140 MHz, etc, debido a su fácil disponibilidad. Un filtro de paso banda de fase lineal se requiere para filtrar fuera de la banda de los componentes de Fourier. La salida del filtro tiene información embebida en la forma de fase o modulación de frecuencia. Esta señal es frecuencia que se traslada a una banda de frecuencia de 900 MHz. En una modalidad preferida la frecuencia del transmisor se selecciona para ser a 902.77 MHz. La subportadora digital esta 10.7 MHz. El segundo LO se"' selecciona para estar a 892.07 MHz. Por lo tanto el espectro de transmisión de señal digital completa esta dentro de un ancho de banda de aproximadamente de lOKHz. El receptor incluye un convertidor descendente a 892.07 MHz la salida del convertidor esta al0.7 MHz esta señal se procesa después de un filtrado de paso banda suficiente y de la amplificación mediante un limitador. El filtro de 10.7 MHz tiene características de retraso de grupo mínimo. El filtro de banda estrecha usada es muy similar a los filtros de semirejillas usadas en los radios amateur como lo reporta en Filter Design Handbook por Zverev. Un . discriminador FM o un PLL esta incluido, tal que , como un detector de cambio de fase se puede usar para detectar y generar la señal bit-ancho variable similar a una en el transmisor ya que se emplea las características temporal-espacio de la señal para hacer una detección no ambigua, una ganancia mas elevada en el detector aumentará la capacidad de detección de señal mínima del sistema. Los PLLs necesitan cantidades de ruido-señal adecuada para la detección apropiada. Además es muy difícil tener una capacidad de rastreo rápida con una variación de rastreo estrecha. Los discriminadores de FM sufren de* ganancias del detector muy bajas. Ya que una replica auto similar de la señal original de la amplitud propia y fase es necesario en el receptor para la detección, ambos de los sistemas anteriores trabajan con eficiencias pobres a la señal baja para variaciones de ruido. Para dirigir estas deficiencias el detector nuevo de alta velocidad 425 de las figuras 4 y 12 se proporciona. La señal de la sección de limitación se alimenta en un amplificador de inyección que ayuda a mantener un nivel de salida en reposo para la variación de los niveles de entrada. El amplificador de señal actúa como un filtro de rastreo rápido con un retraso de grupo mínimo en su variación de rastreo. Además, la salida del amplificador de inyección se divide en dos ramas una rama se pasa a través de un oscilador a 10.7 MHz con un circuito de tanque Q elevado. Esta operación divide virtualmente toda la modulación de la señal fuera del dispositivo de limitación y proporciona una señal de referencia. Esta rama puede ser referida como la rama de división de modulación. La otra rama se alimenta en ya sea un basculador de o una compuerta EX-OR. La salida de la compuerta EX-OR o el basculador D indicará los puntos" de cambio de fase. Ya que los puntos de cruce de 0 sobre el discriminador FM, PLL o el detector de cambio de fase nueva son una serie de pulsos que ocurren a diferentes instantes de tiempo, la salida del detector variará en una periodicidad similar a la forma de onda codificada transmitida. Ya que la mayoría de las señales han sido filtradas, tanto el transmisor como el receptor, la energía de los picos fuera del detector es muy baja y existirán otros picos entre las respuestas. Para mitigar este problema se usa una descarga. La salida del detector tendrá solo dos pulsos anchos en lugar de 3 anchos que son originalmente usados para modular el transmisor esto se debe a que el detector de fase tiene un rango desde 0 a ?. Si el ancho del bit modulado es "5", una fase de señal puede exceder ?. Cuando esto se espera las respuestas dobles se regresan a la posición tal que un "4" puede ocurrir. Sin embargo debido a que estos anchos no se esperan simultáneamente no existen problemas de interferencia de Inter . -Símbolo ("ISI") . En lugar del EX-OR o del basculador D para la detección de fase un modulador de equilibrio puede ser empleado con referencia a la señal que se alimenta fuera de la rama de la división de la modulación una señal fuera del amplificador de" inyección a la rama de comparación. El puerto de salida IF claramente mostrará los puntos de cambio de fase. Con el fin de mejorar la realización, el ruido debe mantenerse a un mínimo en la rama de detección. Esta señal es el flujo de bits para reconstruir la señal original NRZ . La salida del cambio de fase de la monodescarga puede capturar solamente un pulso. Esto corresponde a un ancho de bit "4" una señal de reloj se genera fuera de esta señal de manera que el codificador pueda estar monitoreado. Otra salida del detector de cambio de fase se procesa a través de una mono-descarga que capturará ambos pulsos aunque filtrará todos los picos. La señal deseada que se alimenta en un basculador D y monitoreada por una señal de reloj . La salida de este basculador serán el flujo de datos original reproducido. Haciendo nuevamente referencia a la Figura 1 para un método de procesamiento de datos de banda base, los datos del plano a partir de una fuente externa se codifican primero en bloque para la Corrección de error re-enviado ("FEC") usando un código de corrección de error Reed-Solomon ("RS") . ün empaquetador adicionado a la cabecera y otro a los bits redundantes al FEC bloquea y forma los paquetes de datos los datos en paquete se someten a una" codificación del canal de compresión. Los datos codificados luego se modulan mediante un circuito de frecuencia de radio ("FR") que se va a transmitir sobre un enlace RF. En el" receptor los datos codificados recibidos sobre el enlace RF están desmodulados a una señal de banda base y pasan' al decodi ficador . El dato decodificado es luego desempaquetado y los bloques de datos FEC se alimentan a un circuito decodificador RS . El circuito del codificador RS da valor y corrige los errores. El flujo de datos del plano original libre de error se suministra a su destino. Las etapas desarrolladas en los procedimientos de codificación y descodificación son descritos además a continuación. Un transmisor 112 incluye un codificador FEC 118 en donde los datos originales del usuario se agrupan en bloques de 235 bytes cada uno. La codificación de RS (255, 235) se aplica a cada uno de los bloques. Para un bloque de 235 bytes, 20 bytes de los bytes de verificación de error se adicionan. Un empaquetador 120 se adiciona a los bytes rastreadores y de la cabeza a los bloques de datos codificados FEC para enviarse como paquetes. Un codificador de compresión 122 codifica los paquetes' de datos para la compresión usando un esquema de codificación único. Un receptor 116 incluye un decodificador de compresión 124 en donde un flujo de datos recibidos desde una etapa RF está codificado para recuperar los paquetes de datos originales. Un desempaquetador 126 elimina el cabezal y otros preámbulos desde los paquetes de datos recibidos. Además un decodificador FEC 128 procesa los bloques de datos recibidos codificados FEC para la corrección de error. El esquema de codificación se basa en los .cambios de borde de los datos de entrada. El ancho de datos codificado varia dependiendo de la transición de datos de entrada un reloj superior se usa en 9 veces la variación de los datos de bit este reloj se refiere como un CLK_9 o un CLKx9. El código resultante tiene 3 posiciones de fase: 8, 9 ó 10 veces el ancho del CLK_9 dependiendo de la transición de los datos de entrada una transición baja a elevada está representada por 8 periodos de reloj, una transición de elevada a baja está representada por 10 periodos de reloj y ninguna transición está representada por 9 periodos de reloj . Los datos codificados tienen una transición para cada uno de los bytes de los datos de entrada. Esto* permite que el código logre las ventajas de la codificación en donde un espectro de banda de base está agrupada en aproximadamente dos bandas. Usando además la supresión del portador la eficiencia del ancho de banda se logra. Además la transición de del código de salida está en el centro de cada uno de los bytes. Esta eficiencia del ancho de banda se mejora además . Una implementación de la presente invención para el codificador se describe ahora con relación a la Figura 2. Para una proporción de división diferente, una fuente de audio MP3 necesita un reloj de 4.096 MHZ para su operación. En el sistema presente un cristal de 18.432 MHZ se usa como fuente de frecuencia. Esto requiere una proporción de división diferente de 4.5. La división está implementada usando el diseño de máquina de estado finito un contador básico que valora 000a 111. El bit más significativo es XOR' con el reloj para proporcionar un margen adicional en la transición desde la cuenta 011 a 100. Además la secuencia de contar se regula usando una máquina de estado. Efectivamente la cuenta 4 se extiende para contar 4.5. Un limite de datos de entrada se detecta usando una técnica digital. Existen dos cerrojos limite de' o usados para la captura de los limites positivo y negativo de los datos de entrada respectivamente. Estos cerrojos se limpian con una señal de cerrojo claro" que está generado a un limite de elevación del reloj en una modalidad sincronizada. Existen dos ventajas de este tipo de detección de limite. Primero el uso del capacitor y de la resistencia externa, la detección del limite convencional diferente son evitados. Una segunda ventaja y más importante es que el limite permanece visible hasta que el limite de elevación del reloj local el cual se usa como referencia para todas las transiciones de fase. Esto evita el problema de error de un limite debido a la condición de competencia y también permite las implementaciones de diseño digital sincronizado sencillo . El reloj local se divide para generar el reloj CLK9 el cual se usa para la codificación. Esta generación de reloj está sincronizada con los limites de datos de entrada y se usa como una entrada para los generadores de secuencia. Dos generadores de secuencia se usan para generar la salida codificada. Uno genera 1 de 5 y 0 de 4 el otro genera lde 4 y 0 de 5. La selección de 5 y 4 permite un cambio de la forma de onda codificada al centro dé cada uno de los"" bytes de datos.
ün dispositivo múltiple selecciona una salida de los generadores de secuencia dependiendo de los estados de datos de entrada. La salida del dispositivo múltiple es el dato codificado de compresión. La salida del codificador se filtra con paso baja. Esto obtiene la variación de los pulsos de ancho para la tienda y los mapas de tienda invertidos los cuales luego se usan para modular la sub-portadora de 10.7 MHZ . La decodificación se realiza como se muestra en la Figuras 4 y 5. El esquema de decodificación se basa en el limite y en el ancho de la entrada de datos codificados dos contadores binarios de 7 bytes se usan para la medición de la entrada del ancho de datos y una decisión para los datos de salida se basa en estos contadores. El circuito de detección de limite de entrada sincroniza los valores del contador. Una técnica de decisión temporal se aplica con un umbral variable para decidir el estado de los datos de salida. Un reloj en la variación de los bytes de datos se genera localmente y se sincroniza con el flujo de datos de entrada. El dato de salida luego se cierra con el reloj sincronizado. Un limite de datos de entrada se detecta usando una técnica digital. Esto es lo mismo que se hace en el codificador. Existen dos cerrojos de disparo de limite usados para capturar los . limites positivos y negativos del dato de entrada respectivamente. Estos cerrojos se limpian con un señal de "limpiar_cerroj o" y se genera en el" limite de elevación del reloj en una manera sincronizada. Un generador de reloj de cristal local a 18 MHZ se divide para generar dos señales de reloj. CLK_144 es 144 veces el limite de datos. Esto se usa para el muestreo de datos y para la entrada de la cuenta del ancho de datos. El otro reloj es el mismo como la cantidad de datos y se usa para asegurar la salida de datos finales. El primer contador ("contador 1") se usa para rastrear un ancho de datos de entrada de 4 desde el reloj del codificador CLK_9. Ya que en el decodificador, el CLK_144 se usa para un contador, una cuenta de 64 indica el evento de contar un ancho de 4 pulsos. Cuando el contador 1 alcanza 64, el contador 2 restablece el circuito del detector de cuenta 64. El contador 2 es un contador binario de 7 bytes tal que cuenta de 0 a 127 en una forma de correr libre. El circuito del detector de cuenta 64 controla la secuencia del contador 2. Un detector de cuenta 64/80 está implementado como sigue: en cada uno de los limites detectados una constante se carga en el contador. El valor constante está decidido bajo la cuenta en el limite y puede ser uno de los siguientes valores. Si el limite ocurre en 34 (es decir 8x8) se cuenta, después de restablecida, el valor constante es 48 (es decir 128-80) . Si el limite ocurre en 80 (por ejemplo 10x8) se cuenta después de restablecido, el valor constante es de 64 (es decir 128-64) . Los valores constantes son seleccionados de manera que al inicio del. siguiente bit de datos' codificados de entrada, el contador alcanza 0. Esto se usa para la generación de transición de datos de salida. La constante como se decidió por la cuenta del circuito del detector 64/80 se almacena en este circuito y se carga en el contador 2 en el limite de elevación de dato codificado. El evento del contador 2 alcanza una cuenta de 0 que se registra en el circuito de sincronización y se usa para sincronizar el reloj generado localmente. Los datos decodificados se aseguran con un reloj sincronizado y la salida del cerrojo dato decodificado final. Por lo tanto la presente descripción proporciona" un nuevo tipo de sistema de comunicación sincronizado seguro que usa una manipulación de frecuencia caótica. Una modalidad novedosa de este sistema es que el flujo de bytes de información está codificado de manera tal como para generar un mapa de tienda sesgado acoplado de las trayectorias posibles de la forma de onda con el fin de permanecer dentro de una región de espacio - estado limitado. Una ventaja incidental es que mientras la transformación está para ser una frecuencia RF intermedia, la perturbación caótica completa puede estar contenida en un ancho de banda muy estrecho, por lo tanto se reduce el ruido en el sistema. La técnica usada en la presente permite las señales análogas para ser codificadas en las áreas digitales y procesadas como señales digitales dentro de las mismas consideraciones del ancho de banda. En el receptor lateral un generador de algoritmo similar se usa para sincronizar el receptor al transmisor. La realización de la dinámica de símbolo y codificación para la distancia máxima entre las cercanías para la resolución adecuada sin proporcionar el proceso caótico no lineal a la señal digital, lo que permite la flexibilidad en términos de ajuste de los parámetros de sistema para la" sincronización. Los sistemas mencionados en el presente tienen ventajas significativas sobre los sistemas de la técnica anterior. Primero el sistema es totalmente digital. Segundo las secuencias caóticas necesitan tener un elemento de retraso (EXOR) en el codificador simbólico. Los factores automáticamente de secuencia se codifican en el retraso dependiendo de la transición del nivel del flujo digital de entrada. Tercero, la sincronización caótica se debe a que los mapas de tienda sesgados acoplados se elevan fuera del codificador que modifica el proceso caótico estacionario, el cual puede ser detectado por un detector rápido que mide las perturbaciones de fase. El algoritmo codificado automáticamente permite la sincronización asi como la transmisión de información. Una combinación del algoritmo simbólico y de la generación de caos no lineal genera automáticamente un mapa de tienda RF. Este procedimiento es único en que permite para los filtros de reducción de ruido agudo tanto en el transmisor como en el receptor resultando en una realización de ruido superior. Cuarto debido a la selección del algoritmo de codificación, las órbitas relativas de las órbitas" espaciales pueden ser reguladas muy precisamente.
Esto significa buscar que la ventana es extremadamente reducida debido a la selección simbólica. Tanto como el filtro del paso de banda que puede pasar a través de la señal caótica completa, la decodificación puede estar realizada en el receptor por el aseguramiento de que el exponente de Lyapunov es negativo. Quinto, las descripciones anteriores de los sistemas caóticos divergen esencialmente o en el espectro disperso en naturaleza con relativamente cantidades inferiores de la transferencia de datos. El sistema presente es capaz de transmitir 1-2 Mbps en un ancho de banda de 60 KHz esto define el enlace de Shannon en el sentido tradicional. Los enlaces de Kolgomorov-Sinai son aplicados a la función de entropía para explicar la teoría de operación. Intuiti amente en esta modulación temporal-espacio que tiene una reducción controlada hermética, la parte no relacionada de la señal no tiene ninguna información requerida y por lo tanto se puede filtrar . Sexto la selección de la metodología de codificación permite interfaces uniformes con varios estándares sin tener para desarrollar las capas de Media Access Control ("MAC") complicadas. Séptimo la presente restricción mencionada en los estados simbólicos substancialmente reduce el ancho de banda requerido de la modulación resultante. Por lo tanto, las arquitecturas de conformidad con la presente invención se dirigen a las limitaciones de los sistemas existentes en términos de costo y complejidad. Además las modalidades del sistema son capaces de realizar servicios digitales de alta velocidad múltiples sobre anchos de banda reducidos a banda RF. La arquitectura flexible facilita cualquier estación de radio, televisión o celular para ser capaces de enviar información digital separada en las sub-portadoras separadas en cualquier lado de la frecuencia de transmisión fundamental sin violar los patrones del espectro de la energía FCC . Los procesos de modulación y desmodulación son muy similares a los receptores de radio convencionales, y por lo tanto se pueden integrar con las arquitecturas de radio existentes. En suma, las modalidades de la presente invención proporcionan sistemas de comunicaciones de datos elevados y complejidad baja que están seguros inherentemente libres de MAC y fácilmente en interface con los sistemas existentes. Los efectos' de las multitrayectorias son mínimos debido al uso de las modalidades de un esquema de modulación de tiempo en donde la ocupación de energía para la detección es una porción mínima del ancho del bit completo. Estas y otras modalidades y ventajas de la presente descripción pueden ser acertadas fácilmente por cualquier experto en la técnica. Se entenderá que las enseñanzas de la presente descripción pueden ser implementadas en varias formas de hardware, software, firmware, procesadores de propósitos especiales, o combinaciones de los mismos. Las enseñanzas de la presente descripción pueden ser implement ádas como una combinación de hardware, software. Además el software está implementado de preferencia como un programa de aplicación comprendido tangiblemente en una unidad de almacenar programas. El programa de aplicación puede estar cargado a, y ejecutado por una máquina que comprende cualquier arquitectura adecuada. Preferiblemente, la máquina está implementada en una plataforma de computadores, que tiene un hardware tal como una o más de las unidades de procesado central ("CPU"), una memoria de acceso aleatoria ("RAM") e interfaces de entrada /salida ("1/0"). La plataforma de computadores también puede incluir un sistema de" operación y un código de microinstrucciones . Los varios procedimientos y funciones descritas en la presente pueden ser ya sea parte del código de microinstrucción o parte del programa de aplicación, o de cualquier combinación del mismo, el cual puede ser ejecutado por un CPU. Además otras varias unidades periféricas se pueden conectar a la plataforma de la computadora tal como una unidad de almacenamiento de datos adicionales y una unidad de salida. Se entenderá además que debido a que algunos de los componentes del sistema cons ituyen e y de los bloques de función del método se menciona en . los dibujos que se acompañan que puede estar implementado en el software, las conexiones actuales entre los componentes del sistema o los bloques de función del proceso pueden diferir dependiendo de la manera en la cual la presente descripción se programe. Se proporcionan las enseñanzas en la presente uno de los expertos en la técnica será capacitado para contemplar estas implementaciones similares o configuraciones de la presente descripción. Como será reconocido para aquellos expertos en la técnica basadas en las enseñanzas de la presente las modalidades alternativas son posibles. Dadas las" enseñanzas de la descripción proporcionadas en la presente para aquellos expertos en la materia contemplarán varias configuraciones alternas e implementaciones del transmisor 112 y del receptor 116 asi como también de otros elementos del sistema 110 con lo cual la práctica quedará dentro del alcance y del espíritu de la presente descripción. Aunque las modalidades ilustrativas han sido descritas en la presente con referencia en los dibujos que se acompañan, se entenderá que la presente descripción no se limita aquellas modalidades precisas, y que varios cambios y modificaciones se pueden efectuar por un experto en la técnica pertinente sin apartarse del alcance del espíritu de la presente descripción. Todos los cambios y modificaciones se entenderá que quedan incluidos dentro del alcance de la presente descripción sin apartarse de las reivindicaciones anexas .