KR100938958B1 - 협대역 카오스 주파수 시프트 키잉 - Google Patents

Abstract

협대역 카오스 주파수 시프트 키잉에 의한 신호 송수신 시스템(110) 및 방법은 입력 데이터를 수신하기 위한 포워드 에러 정정 인코더(118), 포워드 에러 정정 인코더와 신호 통신하는 데이터 패킷화기(120), 데이터 패킷화기와 신호 통신하는 압축 인코더(122), 압축 인코더와 신호 통신하는 무선 주파수 링크(114), 무선 주파수 링크와 신호 통신하는 압축 디코더(124), 압축 디코더와 신호 통신하는 데이터 패킷해제기(126), 및 카오스의 궤도를 제어함으로써 입력 데이터를 복구하기 위한 데이터 압축해제기와 신호 통신하는 포워드 에러 정정 디코더(128)를 포함하고, 상기 방법은 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 표시하는 신호를 송신하는 단계, 협주파수 대역 내에서 송신된 신호를 전파하는 단계, 및 카오스의 궤도를 제어함으로써 표시된 데이터의 실질적인 열화없이 전파된 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

시프트 키잉, 신호 송수신 시스템, 카오스 궤도, 에러 정정

Description

협대역 카오스 주파수 시프트 키잉{NARROW BAND CHAOTIC FREQUENCY SHIFT KEYING}

본 발명은 신호 송신 및 수신에 관한 것이다. 카오스에 기초한 통신 시스템의 설계에 대해서는, 코카레프(Kocarev, 1992), 벨스키와 드미트리에프(Belsky and Dmitriev, 1993), 쿠오모(Cuomo, 1993), 페코라와 캐롤(Pecora and Carrol, 1993), 및 드미트리예프와 스타코프(Dmitriev and Starkov, 1997)에 의해 제안된 것과 같이, 수많은 접근법이 존재한다. 이러한 종래의 접근법들은 아날로그 확산 스펙트럼 유형의 시스템에 초점을 맞춘 것이고, 따라서 기본적으로 광대역이다. 더욱이, 기호적 제약(symbolic constraint)을 통해 카오스 시스템의 상태-공간 궤도(state-space orbit)를 제한하려는 시도가 없었다. 이러한 종래 기술 및 다른 유사한 시스템들에 대해 성능 평가가 이루어졌으나, 그러한 시스템들은 심볼 다이나믹 제어 또는 채널 대역폭 제어가 부족했었다.

본 발명의 이해를 돕기 위해 다음과 같은 소정의 정의들이 제공된다.

기하학적으로, 선형은 라인들, 평면들, (플랫) 3차원 공간 등과 같은 유클리안 오브젝트들을 나타낸다. 이러한 오브젝트들은 조사되는 방법에 상관없이 동일하게 나타난다. 예를 들면, 구형과 같은 비선형 오브젝트는 스케일에 따라 다르게 보인다. 가깝게 볼 경우, 평면처럼 보이고; 멀리 떨어질 경우, 점과 같이 보인다. 수학에서, 선형이란 f(x + y) = f(x) + f(y) 및 f(ax) = af(x)의 특성을 갖는 함수로 정의된다. 비선형은 선형의 부정으로 정의된다. 이는, 결과 f(x + y)가 입력 x 및/또는 y에 비례하지 않을 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, 비선형계는 중첩 이론(superposition themes)을 따르지 않는다.

다이나믹 시스템은, 임의의 순간의 동적인 상태를 기술하는 좌표를 갖는 상태 공간 또는 연관된 추상적 위상 공간; 및 이러한 상태 변수들의 현재 값이 주어지면 모든 상태 변수들의 가까운 미래 경향을 특정하는 동적인 규칙을 포함한다. 다이나믹 시스템은, 모든 상태에 대해 고유한 결과가 존재하면 "결정적(deterministic)이 되고; 소정의 확률 분포로부터 일반적으로 선택되는 하나 이상의 결과가 존재하면 "확률론적(stochastic)" 또는 "무작위적(random)"이다. 다이나믹 시스템은 이산 또는 연속 시간에 대해 정의될 수 있다. 이산적인 경우는, 다음의 이산 시간 값에서 초기 상태 z₀로부터 유도되는 상태 z₁을 제공하는, 맵, z₁ = f(z₀)에 의해 정의된다. 연속적인 경우는, 시간 0에서 상태가 z₀로 주어지면 시간 t에서의 상태를 제공하는, "플로우(flow)" z(t) = ф(t)(z₀)k에 의해 정의된다. 평활한 플로우(smooth flow)는, 미분식, dz/dt = F(z)를 제공하기 위해 ("w.r.t.") 시간에 대해 미분될 수 있다. 이 경우, F(z)를 벡터 필드라고 하며, 이는 위상 공간 내의 모든 점에서 속도 방향을 가리키는 벡터를 제공한다.

위상 공간 또는 상태 공간은 다이나믹 시스템의 가능한 상태들의 집합이다. 상태 공간은 유한(예를 들면, 이상적인 동전 토스에 있어, 2개의 상태, 앞면 및 뒷면이 존재하는 경우)할 수 있거나, 가산적으로 무한(countably infinite)(예를 들면, 상태 변수들이 정수들인 경우)이거나, 또는 비가산적으로 무한(예를 들면, 상태 변수들이 실수들인 경우)일 수 있다. 위상 공간 내의 특정 상태가 시스템을 완전히 특정하는 것은 상태 또는 위상 공간의 개념에서 암시적이다. 모든 사람은 가까운 미래의 완전한 지식을 갖도록 시스템에 대해 알 필요가 있다.

따라서, 평면 진자의 위상 공간은, 위치 또는 각도와 속도로 구성되는 2차원이다. 벡터 필드의 맵이 시간에 명백히 의존적인(예를 들면, 태양광속에 의존하는 식물 성장에 대한 모델) 비자발적인 시스템에서는, 위상 공간의 정의에 따르면, 후속 움직임을 알기 위해서 특정 시간을 규정(예를 들면, 수요일 오후 3시)하여야 하기 때문에 시간이 위상 공간 좌표로서 포함되어야 한다. 따라서, dz/dt = F(z, t)는, 새로운 다이나믹 dt/dt=1을 부가한, (z, t)로 구성되는 위상 공간에 대한 다이나믹 시스템이다. 초기값 문제의 해에 의해 추적된 위상 공간 내의 경로는 다이나믹 시스템의 궤도 또는 궤적이고 한다. 상태 변수들이 연속체 내에서 실수값을 가지면, 연속적인 시간계의 궤도는 곡선이며, 이산 시간계의 궤도는 일련의 점들이다.

해밀토니안 시스템(Hamiltonian system)에 사용되는 것과 같이 자유도의 개념은 하나의 정준 공액쌍(canonical conjugate pair): 배위, q 및 그의 공액 모멘텀, p를 의미한다. 해밀토니안 시스템은 항상 그러한 변수들의 쌍을 가지고 있어 위상 공간은 짝수 차원(even dimensional)이다. 소산계에서는, 위상 공간이라는 용어는 종종 다르게 사용되는데 위상 공간의 단일 좌표 차원을 지정한다.

맵(map)은 현재 상태 z가 주어진 시스템의 다음 상태 f(z)(즉, "상(image)")를 제공하는 위상 공간 상의 함수 f이다. 함수는 각 상태에 대해 단일값을 가져야 하나, 동일한 이미지를 발생시키는 수개의 다른 상태들일 수 있다. 위상 공간의 모든 상태가 액세스되도록 하고 각 상태에 대해 하나의 원상(pre-image)를 정확하게 갖는(즉, 일대일 대응) 맵들은 반전가능하다. 또한, 맵 및 그의 역(inverse)이 위상 공간 좌표 z에 대해 연속적이라면, 위상동형사상(homeomorphism)이라 부른다. 맵의 반복은 이전 적용의 결과를 반복적으로 적용하는 것을 의미한다. 따라서, 시퀀스를 만들면,

이고, 이 시퀀스는 초기 조건 z₀를 갖는 다이나믹 시스템의 궤도 또는 궤적이다.

모든 미분식은 맵을 발생시킨다. 타임1 맵은 1 유닛의 시간 플로우를 앞선다. 미분식이 시간 T에 주기적인 항목 또는 항목들을 포함한다면, 시스템 내의 시간 T 맵은 푸앙카레 단면(Poincare section)을 나타낸다. 또한, 이러한 맵은 주기 T로 튜닝된 스트로보스코프(stroboscope)를 갖는 위상 공간 내의 위치를 효과적으로 찾기 때문에 스트로보스코프형 맵(stroboscopic map)으로 불린다. 이는 위상 공간 좌표로서 시간을 불필요하게 하기 때문에 유용하다.

자율계(즉, 식에 시간 의존적 항목이 없는 경우)에서는, 위상 공간 좌표를 1만큼 감소시키도록 푸엥카레 단면을 정의할 수 있다. 여기서, 푸앙카레 단면은 위상 공간 내에서 궤도가 고정된 표면을 교차할 때 고정된 시간 간격이 아니라, 연속적인 시간들로 정의된다. 플로우가 위상 공간 내의 임의의 점을 통해 고유한 해를 가지기 때문에 플로우의 푸엥카레 단면들 또는 스트로보스코프형 샘플링으로부터 발생된 맵들은 반드시 반전가능하다. 따라서, 해는 시간의 앞뒤로 고유하다.

끌개(attractor)는 간단히 시스템이 안정화되는 상태인데, 이는 소산이 필요하다는 것을 의미한다. 따라서, 장기적으로 소산 다이나믹 시스템은 끌개로 안정화될 수 있다. 또한, 끌개는, 시간이 무한대로 감에 따라 모든 점들이 끌개 근처에 존재하고 접근하는 근방을 갖는 위상 공간으로서 정의될 수 있다. 최종적으로 끌개에 접근하는 점들의 근방은 "끄는 유역(basin of attraction)"이다.

카오스는 초기 조건에 대한 민감성으로 인해 결정론적 다이나믹 시스템에서 발생하는 예측불가능한 장기간 유효 거동으로 정의된다. 결정론적 다이나믹 시스템은, 그의 초기 조건을 알 수 있으면 완벽하게 예측가능하고, 실질적으로 항상 단기간에도 예측가능하다. 장기간의 예측가능하지 않은 것에 대한 해답은, 초기 조건에 대한 민감도로 알려진 특성이다. 카오스적인 다이나믹 시스템에 있어서는, 아주 불안정한 많은 초기 조건 세트를 가지고 있다. 초기 조건을 얼마나 정확하게 측정하는가에 상관없이, 그의 후속 움직임의 예측은 결국 근본적으로 잘못된다.

리아푸노프 지수(Lyapunov exponent)는 근방의 궤도가 수렴 또는 발산하는 레이트를 측정한다. 시스템의 상태 공간 내의 차원들 만큼 많은 리아푸노프 지수가 존재하나, 일반적으로 가장 큰 것이 가장 중요하다. 대략적으로 이야기하면, 최대 리아푸노프 지수는 2개의 근접한 궤도 사이의 거리에 대한 식의 시간 상수 λ이다. λ가 네거티브이면, 궤도는 시간적으로 수렴하고 다이나믹 시스템은 초기 조건들에 민감하지 않다. λ가 포지티브이면, 근접하는 궤도 사이의 거리는 시간에 지수적으로 성장하고 시스템은 초기 조건에 민감하게 된다.

리아푸노프 지수는 2가지 방식으로 연산될 수 있다. 한가지 방법에서는, 2개의 근접한 점들을 선택하고 그들 사이에서 거리의 성장 속도를 측정하는 시간으로 전개한다. 이 방법은, 성장 속도가 점들이 분리되는 것과 같이 실질적으로 국부적 효과가 아니라는 단점을 가지고 있다. 성장을 측정하는 보다 나은 방법은, 소정의 궤도에 대한 접선 벡터의 성장 속도를 측정하는 것이다. j=0 내지 k-1에 대해,

를 정의한다. λ가 0보다 크면, 발산의 평균 속도를 제공하거나, 또는 λ가 0보다 작으면, 수렴을 나타낸다.

카오스에 대한 최소 위상 공간 차원은 다소 혼란스러운 주제이다. 왜냐하면, 해답은 고려되는 시스템의 유형에 의존적이기 때문이다. 미분 방정식의 시스템 또는 플로우가 먼저 고려된다. 이 경우에, 푸앙카레-벤딕슨 정리(Poincare-Bendixson theorem)는, 1차원 또는 2차원 위상 공간에는 카오스가 존재하지 않는다는 것을 나타낸다. 3차원 플로우들인 경우에만 카오스가 가능하다. 플로우가 비자발계(즉, 시간에 의존적)이라면, 시간은 위상 공간 좌표가 된다. 그러므로, 2개의 물리적 변수들과 함께 시간 변수를 갖는 시스템은 3차원이되고 카오스가 가능하 다.

맵에 있어서, 맵이 반전가능하지 않는 경우에만 1차원의 카오스를 가지는 것이 가능하다.

이 식은, r=4 및 많은 다른 값들에 대해 증명가능한 카오스이다. 주의할 점은, 모든 점에 대해, f(x) < 1/2 함수는 2개의 원상을 가지고 그 결과 반전가능하지 않는다는 것이다. 이러한 개념은, 이 방법이 시스템을 구현하는데 사용되는 회로들의 다양한 토폴로지들을 특성화하는데 사용되기 때문에 중요하다.

M차 위상 시프트 키잉(phase shift keying, "PSK")과 M차 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation, "QAM")과 같은 고차 변조 시스템은 성공적으로 사용되기 위해서 높은 레벨의 채널 선형성을 필요로 한다. M차 PSK 및 QAM 시스템들은 미국 연방 통신 위원회(Federal Communications Commission, "FCC") 스펙트럼 템플릿과 양립하는 아키텍쳐를 구성하는데 필요한 시스템의 복잡성때문에 채용하는데에 비용이 많이 든다. 일반적인 수신기들은 기저대역 정보를 복원하기 위해 FM 변조기들을 사용하기 때문에, M차 QAM 또는 PSK 아키텍쳐를 갖는 시스템들은 고속 부반송파 신호들을 디코딩하도록 "셋-톱(set-top)" 박스를 가지고 있다. 또한, M차 시스템들은, 심볼당 복수의 비트들을 사용하는 변조 방식에 의해 나타나는 보다 높은 레벨의 대역폭 압축과 연관된 전력 손실을 겪는다. M차 시스템들은 상한을 넘어 실제 구현하기에는 너무 손실이 많게 된다.

발명의 요약

종래 기술의 이러한 단점 및 손실과 다른 단점 및 손실들은 협대역 카오스 주파수 시프트 키잉에 의한 신호 송신 및 수신용 시스템 및 방법에 의해서 처리된다.

시스템은 입력 데이터를 수신하는 포워드 에러 정정 인코더, 포워드 에러 정정 인코더와 신호 통신하는 데이터 패킷화기(data packetizer), 데이터 패킷화기와 신호 통신하는 압축 인코더, 압축 인코더와 신호 통신하는 무선 주파수 링크, 무선 주파수 링크와 신호 통신하는 압축 디코더, 압축 디코더와 신호 통신하는 데이터 패킷해제기(de-packetizer), 및 카오스의 궤도를 제어함으로써 입력 데이터를 복원하기 위해 데이터 패킷해제기와 신호 통신하는 포워드 에러 정정 디코더를 포함한다.

관련 방법은, 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 표시하는 신호를 송신하는 단계, 송신된 신호를 협대역 주파수 내에서 전파하는 단계, 및 카오스의 궤도들을 제어함으로써 표시된 데이터의 열화없이 실질적으로 전파된 신호를 수신하는 단계를 포함한다.

본 발명의 이러한 측면, 특징 및 이점들 및 다른 측면, 특징 및 이점들은, 첨부된 도면과 함께 개시되는, 예시적인 실시예들에 대한 다음의 상세한 설명으로부터 자명하게 될 것이다.

본 출원은, 다음의 예시적인 도면에 따른 협대역 카오스 주파수 시프트 키잉을 개시한다.

도 1은 협대역 카오스 주파수 시프트 키잉용 시스템의 블록도를 나타낸다.

도 2는 도 1의 시스템에 따른 협대역 카오스 변조 송신기에 대한 블록도를 나타낸다.

도 3은 도 1 및 도 2의 시스템에 따른 인코더에 대한 블록도를 나타낸다.

도 4는 도 1의 시스템에 따른 협대역 카오스 통신 수신기에 대한 블록도를 나타낸다.

도 5는 도 1 및 4의 시스템에 따른 디코더에 대한 블록도를 나타낸다.

도 6은 도 1에 따른 시스템의 동작을 설명하는데 사용하기 위한, 예시적인 콜피츠 발진기(Colpitts oscillator)에 대한 개략도를 나타낸다.

도 7은 도 1의 시스템에 사용하기 위해 스큐드 텐트 맵(skewed tent map)의 플롯을 나타낸다.

도 8은 도 1의 시스템에 사용하기 위한 다른 스큐된 텐트 맵의 플롯을 나타낸다.

도 9A는 도 1의 시스템에 사용하기 위한 베르누이 시프트 프로세스(Bernoulli shift process)에 대한 개략도이다.

도 9B는 도 1의 시스템에 사용하기 위한 도 9A의 시프트 레지스터에 따른 시프트 맵(shift map) 대 텐트 맵(tent map) 변환에 대한 기능도를 나타낸다.

도 10은 도 1의 시스템에 사용하는 카오스 한계 사이클에 대한 플롯을 나타낸다.

도 11은 도 1의 시스템에 사용하는 카오스 한계 사이클에 대한 선택적 플롯을 나타낸다.

도 12는 도 4의 시스템에 따른 고속 위상 변화 검출기용 블록도를 나타낸다.

도 13은 도 1의 시스템에 따른 발진기 출력의 플롯을 나타낸다.

본 발명은 주파수 시프트 키잉에 의해 반송파 신호로 변조되는 카오스 신호 및 복합 정보를 사용하는 신호 송신 및 수신에 관한 것이다. 본 발명은 송신기와 수신기 사이의 동기화를 돕기 위해 텐트 맵에 의해 구동되는 콜피츠 발진기의 예시적인 비선형 동작을 사용하는 카오스 발생을 다룬다. 예시적인 실시예에서, 변조기는 높은 탱크 회로 품질 "Q"를 너무 많이 희생시키지 않고 넓은 견인 범위(pulling range)를 가능케하는 광대역 전압제어 수정 발진기(voltage-controlled crystal oscillator, "VCXO")이다. 이는, 반송파에 대해 50 dBc보다 낮은 측대역(sidebands)을 갖는 클린 변조 프로세스가 된다. 도 1은 본 발명의 예시적인 실시예에서 협대역 카오스 주파수 시프트 키잉을 위한 시스템(110)의 블록도를 나타낸다. 시스템(110)은 송신기부(112), 송신기부(112)와 신호 통신하는 무선 주파수("RF") 링크(114), 및 RF 링크(114)와 신호 통신하는 수신기부(116)를 포함한다. 송신기부(112)는, 입력 데이터를 수신하기 위한 리드-솔로몬(Reed-Solomon, "RS") 에러 정정 코드를 사용하는 포워드 에러 정정(forward error correction, "FEC") 인코더(118), FEC 인코딩 데이터를 수신하기 위한 FEC 인코더(118)와 신호 통신하는 데이터 패킷화기(120) 및 변조용 인코딩 데이터를 RF 링크(114)에 제공하기 위해 데이터 패킷화기(120)와 신호 통신하는 압축 인코더(122)를 포함한다. 수신기부(116)는 RF 링크로부터 인코딩 데이터를 수신하기 위한 압축 디코더(124), 압축 디코더(124)와 신호 통신하는 데이터 디패킷화기(126), 및 FEC 인코딩 데이터를 수신하고 출력 데이터를 제공하기 위해 데이터 디패킷화기(126)와 신호 통신하는 RS 에러 정정 코드를 사용하는 FEC 디코더(128)를 포함한다.

도 2로 돌아가서, 협대역 카오스 변조 송신기(210)는 도 1의 송신기(112)의 예시적인 실시예를 나타낸다. 송신기(210)는 인코더(214)에서 고속 데이터 비트 스트림(212)을 수신한다. 신호 형성기(217)는 인코더(214)와 신호 통신하고 광대역 콜피츠 VCXO를 포함하는 제1 국부 발진기(218)에 공급한다. 제1 국부 발진기(218)는 증폭기(222)에 공급한다. 중간 주파수(intermediate frequency, "IF") 필터(224)는 증폭기(222)와 신호 통신하고 증폭기부(226)에 공급한다. 증폭기부(226)는 제1 90도 위상 지연부(227) 및 승산기(228)에 공급한다. 제2 국부 발진기(230)는 또한 승산기(228)에 공급하고 제2 90도 위상 지연부(232)에 공급한다. 제1 및 제2 90도 위상 지연부(227, 232)는 각각 승산기(234)에서 입력들로서 수신된다. 승산기(234)는 다시 가산기(236)의 제1 포지티브 입력에 접속된다. 가산기(236)는 승산기(228)로부터 제2 포지티브 입력을 수신하고 파워 증폭기(238)에 공급한다. 파워 증폭기(238)는, 다시, 외부로 나가는 통신 버퍼(240)에 공급한다.

도 13을 보면, 플롯(250)은 하이 탱크 회로 품질 "Q"를 너무 많이 희생하지 않고 넓은 견인 범위를 가능케하는 광대역 VCXO를 포함하는 예시적인 실시예의 변조기의 출력을 나타낸다. 플롯(250)은, 반송파에 대해 50 dBc 이하의 측대역을 갖는 클린 변조 프로세스를 발생시킨다는 것을 보여준다. 변조 신호가 레벨-대-시간 변환 프로세스에 기초하기 때문에, 신호의 폭은 소정의 방식으로 인입 데이터 스트림에 대해 변화한다. 이러한 신호가 VCXO 탱크 회로에 접속된 버랙터 다이오드로 공급될 경우, 발진기의 고정(stationary) 카오스 다이나믹은 탱크 회로가 제공하는 실효 인덕턴스의 변화에 의해 변화된다. 따라서, 플롯(250)에서 볼 수 있는 바와 같이, 발진기로부터의 출력은 적어도 50 - 60 dB 아래의 변조 성분을 가지며 깨끗하다. 신호는 제한될 수 있고 위상 동기 루프(phase-locked loop, "PLL") 또는 고속 검출기로 검출될 수 있다. 예시적인 실시예들은, 송신기와 수신기 사이의 동기화를 지원하도록 텐트 맵에 의해 구동되는 콜피츠 발진기의 예시적인 비선형 동작을 사용하여 카오스 발생을 제공한다.

도 3으로 가서, 인코더(310)는 도 2의 인코더(214)의 예시적인 실시예를 나타낸다. 인코더(310)는 국부적인 18MHz 클럭 신호를 수신하고, 4.096 MHz 신호를 제공하기 위한 4.5 ("x4.5") 분배기(312)를 포함한다. 국부적인 클럭 신호는 또한 분배기(314)에 의해 수신된다. 에지 검출기(316)는 입력 데이터를 수신하고 에지 신호를 분배기(314) 뿐만 아니라 제1 시퀀스 생성기(318) 및 제2 시퀀스 생성기(320)에 제공한다. 분배기(314)는 CLK9 신호를 제1 및 제2 시퀀스 생성기(318, 320)에 각각 제공한다. MUX(322)는 SEQ1 및 SEQ2 신호를 시퀀스 생성기(318, 320)로부터 각각 수신하고, 그의 출력 선택 단자에서 입력 데이터 신호를 더 수신한다. MUX(322)는 인코딩 데이터 신호 출력을 제공한다.

도 4에 나타낸 바와 같이, 협대역 카오스 통신 수신기(410)는 도 1의 수신기(116)의 예시적인 실시예를 나타낸다. 수신기(410)는 저잡음 증폭기("LNA") 및/또는 믹서(414)와 신호 통신하는 인입 통신 버퍼(412)를 포함한다. 국부 발진기(416)는 또한 LNA/믹서(414)에 공급한다. 튜닝가능한 대역통과필터(418)는 2KHz의 대역폭을 갖는 10.7MHz 중심 주파수를 IF 증폭기(420)로 통과시키고, 복조기(422)에 공급한다. 레벨 변환기(level translator)/필터부(424)는, PLL, 판별기(discriminator), 및 고속 검출기를 포함하는, 복조기(422)와 신호 통신한다. 복조기(422)는 고속 검출기(425)로 공급하고, 다시 고속 데이터 채널을 출력하는 데이터 디코더(426)로 공급한다.

도 12를 보면, 도 4의 고속 검출기(425)의 예시적인 실시예가 일반적으로 참조 번호(425)로 표시되어 있다. 검출기(425)는, 도 4의 IF 증폭기(420)로부터의 IF 입력을 나타내는, 도 4의 필터(424)의 출력을 수신하기 위한 리미터(limiter)(430)를 포함한다. 리미터(430)는 인젝션 증폭기(432)에 공급하고, 다시 변조 스트리퍼(modulation stripper)(434) 및 위상 비교기(436)에 공급한다. 위상 비교기(436)는 선택적 실시예에서 EX-OR 장치 또는 D형 플립플롭으로 대체될 수 있다. 위상 비교기(436)는 템플릿 삽입 블록(438)에 공급하고, 다시 제2 입력을 변조 스트리퍼(434)에 공급한다. 변조 스트리퍼(434)의 출력은 제2 입력을 위상 비교기(436)에 공급한다. 위상 비교기(436)의 출력은 각각 제1 및 제2 모노 샷(438, 440)에 각각 공급한다. 모노샷(438)은 클럭 생성기(442)에 공급하고, 다시 D형 플립플롭(444)의 제1 입력에 공급한다. 모노샷(440)은 D형 플립플롭(444)의 제2 입력에 공급한다. D형 플립플롭(444)은 도 4의 데이터 디코더(426)에 결합된 데이터 신호를 생성한다.

도 5로 가면, 디코더(510)는 도 4의 디코더(426)의 예시적인 실시예를 나타낸다. 디코더(510)는 인코딩 데이터를 수신하고 에지(EDGE) 신호를 제1 및 제2 7비트 바이너리 계수기(516, 520)에 각각 제공하기 위해 에지 검출기(512)를 포함한다. 클럭 분배기(514)는 18MHz 클럭 신호를 수신하고 CLKx72 신호를 제1 및 제2 계수기(516, 520)에 제공한다. 계수기-64 검출기(518)는 제1 계수기(516)와 신호 통신하고 리세트 신호를 제2 계수기(520)에 공급한다. 카운트-64/80 검출기(522)는 제2 계수기(520)와 신호 통신하고, 부하값 기능부(524) 및 동기화 기능부(526)의 각각에 공급하고 디코딩 데이터를 래치(528)에 제공한다. 부하값 기능부(524)는 제2 계수기(520)에 공급한다. 동기화 기능부(526)는 CLKx1 신호를 클럭 분배기(514)로부터 수신하고 SYNC 클럭을 x1 비트 레이트로 래치(528)에 제공한다. 다시, 래치는 출력 데이터를 제공한다.

도 6에 나타낸 바와 같이, 예시적인 콜피츠 발진기는 일반적으로 참조 번호 610으로 나타낸다. 발진기(610)는 접지된 애노드와, C0 캐패시터(616)에 연결되는 Cvar 캐패시터(614)에 연결된 캐소드를 갖는 다이오드(612)를 포함한다. 캐패시터(616)는 다시, 접지되어 있는 L 인덕터(618)에 연결된다. 캐패시터(616)는 또한 Cc 캐패시터(620)에 연결된다. 캐패시터(620)는 다시 C1 캐패시터(622) 뿐만 아니라 트랜지스터(624)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(624)는 Vcc에 연결된 컬렉터, 및 캐패시터(622)의 출력에 연결되고, 그 출력이 접지된 C2 캐패시터(626), 접지된 lq 전류원(628) 및 출력 버퍼(630)에 연결되는 에미터를 가진다. 트랜지스터(624)의 베이스는 Vbias 전압 바이어스 출력을 제공하기 위해 Rb 저항기(632)에 연결된다.

동작시, 시스템은 비선형계의 아키텍쳐에 의해 나타낸 서로 다른 플로우들을 가진다. 모든 경우에 RF 변형은 반드시 동일하다. 주된 차이는 맵, 플로우 및 동기화 회로의 구현에서 찾을 수 있다. 먼저, 맵 및 플로우의 생성을 생각해보자.

도 7 및 8을 참조하면, 제1 예시적인 스큐된 텐트 맵 기능 f(x)은 일반적으로 도 7의 참조 번호 710으로 나타내고, 제2 예시적인 스큐된 텐트 맵 기능(810)은 일반적으로 도 8의 참조 번호 810으로 나타낸다. 스큐된 텐트 맵을 사용하는 정보의 송신은 0에 중심을 둔 스큐된 텐트 맵(710) 또는 (810)의 반복으로 생각될 수 있다. 이러한 다이나믹 시스템의 상태 변수만 직접 송신되기 때문에, 비선형 다이나믹 시스템에 대한 접근법은 매우 간단하다. 주기의 분할은 비대칭적이기 때문에, 스큐된 텐트 맵은 항상 반전가능하지 않다. 이는, 시간 차원이 이러한 시스템에 팩터가 되면, 플로우를 나타내는 1차원 스큐된 텐트 맵이 생성되는 것을 의미한다. 인코딩 알고리즘은 다음과 같이 정의된다.

전체 비트 기간은 인코딩 프로세스에 대한 x9 클럭을 사용하여 9개의 동등한 서브-간격들로 분할된다. 인입 비트 스트림이 "0"에서 "1"로의 천이를 가지면, 인코더는 x9 클럭의 10개의 동등한 간격의 폭을 출력한다. "1"에서 "0"으로의 천이가 존재하면, x9의 8개 사이클들에 대응하는 폭이 인코딩을 위해 사용된다. 데이터에 변화가 없다면, "9" 클럭 펄스들의 폭에 대응하는 폭이 인코딩된다. 텐트 맵이 플로우를 나타내면, 분할시 비대칭적이다. 따라서, "9"의 폭이 출력될 경우, 플로우는 존재하지 않을 것이다.

수신기에서, 송신기 맵의 정확한 복제(replica)가 비교를 위해 생성되고, 정정용 에러 신호가 생성된다. 디코딩 알고리즘은, 마스터 클럭의 주기적 재설정에 후속하는 초기 패턴에 의해 강제로 동기될 수 있다. 카오스의 궤도는 이러한 방식으로 제어된다. 이러한 동기화 방법은 복원된 궤적들에 기초한다.

스큐드 텐트 맵 f:[0,1]->[0,1]는 도 7의 함수(710)에 의해 표현된 바와 같이 다음식으로 주어진다:

이것은 단위 간격의 그 자신으로의 비가역 변환이다. 이것은 파라미터 "a"에 의존하며, 한정 0.5<a<1에 의해 충족될 수 있다. 변환은 선형 영역 [0,a] 및 [a,1]에서 연속적 부분 선형(continuous and piecewise linear)이다.

k=0,1,2...에 대한 맵 x(k)=f(x(0))=f(f(......f(x(0))....))을 반복함으로써 얻어진 다이나믹 시스템의 전형적인 궤적 x(k)가 도 10에 300 포인트의 전형적인 궤적에 대해 도시되었다. 현재 개시된 방법의 고유한 특징은 인코딩 프로세스를 조작하여 스큐드 텐트 맵을 맵이 데이터 전송과 함께 동기화를 돕도록 생성한다. 이런 일이 일어나기 위해서는, 동기화를 달성하기 전에 많은 사이클을 통해 맵을 반복할 필요가 있다. 반복 프로세스를 돕기 위하여, 스큐드 텐트 맵은 높은 중간 주파수로 먼저 변환되며, 본 개념은 낮은 기저 대역 맵 주파수에 직접적으로 작용하지 않기 때문에, 이는 그 다음에 맵 중에서 낮은 주파수 신호를 반복하는데 이용된다.

다음에, x(k) (k=1, 2,...,N)를 송신 신호로 하고, y(k) (k=1, 2,...,N)를 수신 신호로 하여, x(0) 및 y(0)에서 시작하는 두 함수들을 고려해본다. 두개의 궤적이 모두 시간 t까지 동일 영역에 있으면:

여기서, f'(x)는 포인트 x에서의 f의 미분함수를 나타낸다. 따라서, 다음식이 된다:

상기 식은 다음과 같이 등가적으로 표현될 수 있다:

이때 j는 0 부터 k-1 까지이다. 의미를 해석해보면, λ>0 이면, λ는 서로 다른 두 궤적의 평균 발산율을 주고, λ<0이면, λ는 서로 다른 두 궤적의 평균 수 렴율을 준다는 것이다. 시뮬레이션은, 궤적의 수렴을 위해 통상적으로 약 10 내지 15 사이클이 필요함을 보여준다. 이것은 스큐드 텐트 맵이 전송되어지고 있는 중간 주파수가 바람직하게는, 명료하면서 버스트 없는 동기화를 획득하기 위해, 맵 주파수의 50 내지 100 배 사이임을 암시한다. 동기화 루프에 의한 안정화에 필요한 제한 사이클의 횟수는 중간 주파수의 선택에 영향을 미친다.

λ에 대한 상한 및 하한 경계는 f(x)의 미분을 f'(x)로서 취함으로써 도출된다. 스큐드 텐트 맵을 관찰하면, 좌측 브랜치는 기울기 1/a>1을 가지며, 우측 브랜치에 대한 기울기는 -1/(1-a)<-1이다. 이제, f(x)에 대한 미분을 1<1/a≤1/(1-a)로써 하여 한계를 정의한다.

상한 및 하한 경계는 λ에 대해 0<-ln(a)≤λ≤-ln(1-a)로써 도출된다. 이 경우에, a=0.55이면, λ에 대한 경계는 0<0.597≤λ≤0.798이다. λ의 값이 0보다 크기 때문에, 이것은 발산 시스템을 나타낸다. x(k)와 y(k) 모두의 궤적이 k 이상에서 따르면, 점차적으로 이들은 다른 선형 영역으로 들어갈 것이다. 특정 궤적의, λ에 대한 한계 경계의 존재 및 그것의 임의 각도에 대한 의존성은 맵 f의 액션 하에서 불변하는 고유한 확률 밀도의 존재에 링크된다. 스큐드 텐트 맵에 있어서는, [0,1]에서의 확률 밀도에 대한 방정식은 다음과 같다:

이것은, 스큐드 텐트 맵이 일정한 확률 밀도를 갖는 하슬러와 마이스트렌코(Hasler and Maistrenko)를 따르며, 리아푸노프(Lyapunov) 지수 λ는 다음과 같이 정의된다:

(이때 0과 1 사이의 적분 한계를 가짐)

스큐드 텐트 맵과 일정 확률 밀도에 대해서, 상기 식은 다음과 같이 된다:

따라서, a=0.55이면 λ는 0.688이 된다. 확고한 동기화를 갖기 위해서는, 커플링 파라미터 δ와 ε을 갖는 커플링이 선택된다. 송신기 맵이 수신기 맵과 결합되는 경우, 이차원 맵이 다음과 같이 정의된다:

커플링 파라미터 δ와 ε은 임의의 값을 취할 수 있다. 밝혀지는 바와 같이, 시스템의 정량적 동작은 본질적으로 δ+ ε에 의존한다. δ=0으로 설정되면, 동시에 ε=0이 되지 않는 한 x(k)는 영향을 받지 않는다. x(k)는 y(k)에 영향을 미치기 때문에, 이것은 마스터-슬레이브(master-slave) 관계로 불린다. 시스템은 다음 조건이 되면 동기화로서 정의된다:

x=y에 대해 이 조건에서의 자코비안(Jacobian) 매트릭스는 다음과 같이 기술될 수 있다:

여기서 c=-1/(1-a) (a≤x≤1인 경우), 또는 1/a (0≤x≤a인 경우) 이다. 아아이겐벡터(eigenvector)는 다음과 같다:

가로 리아푸노프 지수(transverse Lyapunov exponent)는 λ_t=-aln(a)-(1-a)ln(1-a)+ln(1-d) (여기서 d=δ+ ε)이다. 이는 커플링 파라미터 d=δ+ ε가 간 격 [1-Δ], [1+Δ]에 속할 때마다 이들이 항상 가로 리아푸노프 지수를 갖는 상술한 방식으로 결합된 동일한 스큐드 텐트 맵들(예를 들어, 송신기와 수신기)의 특성이며, 이때 Δ는 다음에 의해 주어진다:

예시적인 시스템에서, a=0.55이다. 따라서, Δ는 값 0.5025를 가지며, δ=0인 경우, 동기화는 오직 ln(1-d)=0.4974인 경우에만 발생한다.

이제 카오스 신호(chaotic signals)의 정보 전송 성능을 고려해본다. 도출-응답 시스템에서의 정보의 생성 및 소멸은 베르누이 맵(Bernoulli map) 또는 스큐 텐트 맵 중의 하나에 의해 표현된다. 따라서, 동기화 경계는 λ_t가 영보다 작은 경우이다. 비접속의 피드백 루프를 갖는 노이즈없는 채널에 대해서, d=1, λ_t=0이면, 동기화 안정성 경계가 경정된다.

수신기에 피드백도 없고, 외부 노이즈도 없으면, 이것은 캐패시티 C=무한대를 갖는 통신 채널에 대응한다. 카오스 시스템에 의한 임의의 고속 정보 생성시 동기화가 가능하다. 이것은 노이즈가 없을 때 도출 응답 시스템을 동기화하기 위해서는, 정보 전송 캐패시티 C > λ_t (이때 λ_t= λ_tlog2)를 갖는 채널을 가지면 충분하다는 것을 보여준다. 여기서, 리아푸노프 지수는 기수 (e) 단위로 표현된 정보 생성 레이트로서 표현되며, λ_t는 반복 당 비트로서 표현된다. 이 경우에, 10.7MHz/128KHz 반복=84이고, 반복 당 비트는:

이다.

따라서, 생성되는 정보의 평균값은 초당 84×0.9926=83.3784 비트로서 제시된다. 이 결과를 새넌-하틀리(Shannon-Hartley) 채널 캐패시티 이론에 적용하면, C=Wlog₂(P+N)/N이며, 이때 C는 채널 캐패시티이고, W는 채널 대역폭이며, (P+N)/N은 신호 대 노이즈비이다. 표준 선형 통신 시스템과 비교하면, 여기서 개시되는 방법은 채널 대역폭의 변화가 없는 것을 가정하여, 평균 정보 처리 능력이 83회까지 오르게 한다. 그러나, 만약 채널 대역폭이 83회만큼 감소하면, 우리의 신호-대-노이즈비는 본질적으로 선형 통신 시스템의 신호-대-노이즈비와 동일하게 유지된다. 대역폭을 좁히기 위해 신호 대 노이즈비에서 불이익이 발생하지 않는다는 것이, 협대역의 카오스 변조 시스템의 눈에 띄는 이점이다.

반면에, 고정된 채널 캐패시티 C를 갖는 종래의 통신 시스템에서, 신호가 차지하는 대역폭이 감소하면, 방정식의 균형을 맞추기 위해 더 높은 P+N/N이 요구된다. 예를 들어, 1 bit/sec/hertz 대역폭 효율을 갖는 변조 스킴을 이용하여 830 Kbps의 데이터가 송신되어질 필요가 있다면, 적어도 830 kHz의 대역폭이 필요할 것이다. 따라서, 본 발명의 실시예는 증가되는 대역폭 효율성으로 인하여 830 Kbps가 10kHz 대역폭으로 송신될 수 있게 한다. 종래의 선형 시스템에서는, 필요한 P+N/N이 물리적으로 실현가능하지 않기 때문에, 830 kbps를 10 kHz로 송신할 수 없을 것이다.

콜피츠 발진기에서의 고정(stationary) 카오스 신호 생성이 이제 고려된다. 소산 다이나믹 시스템에 대한 안정적, 주기적, 자립적인 진동(oscillation)이 위상 공간에서 안정적인 제한 사이클에 의해 표현된다. 발진기가 외부적으로 강제되면, 이 단순 동작은 보통 파괴된다. 강제 함수의 효과를 정량화하기 위해서, 강제되지 않은 시스템에 새로운 변수, 즉, 위상과 진폭을 도입할 필요가 있다. 위상은 위상 체적의 팽창이나 수축이 일어나지 않는 방향을 따르는 제한 사이클을 따르는 움직임에 대응하는 변수이다. 이는 "제로 리아푸노프 지수" 조건을 따른다. 따라서, 발진기의 위상 다이나믹은 다음과 같이 기술될 수 있다.

진폭과 다이나믹 시스템의 다른 모든 변수들은 음의 리아푸노프 지수를 따르는 사이클을 국부적으로 가로지른다. 리아푸노프 지수라는 용어는 위상이 다이나믹 시스템의 예외적인 변수인 이유를 설명한다. 단일의 중립적으로 안정적 방향을 따르기 때문에, 진폭에 비하여 위상은 매우 약한 외부 동작에 의해 제어될 수 있다. 진폭에 대한 약한 동요는 안정적인 값으로 진정시킬 것이다. 그러나, 위상의 작은 동요는 증가하지도 감소하지도 않을 것이다. 따라서, 위상의 작은 동요라도 축적될 수 있다.

도 6으로 돌아가서, 콜피츠 발진기에 대한 회로를 분석에 사용할 수 있다. 이 모델은 3개의 다이나믹 요소: C₁, C₂, L을 포함한다. 통계적인 트랜지스터 모델은 단지 3개의 요소만을 포함하므로, 이 다이나믹 시스템은 3차이다. 시스템의 비선형성은 트랜지스터 624에 대한 비선형 V_BE=-I_b 관계 때문인데, 여기서 I_b=f(V_BE)=I_Sexp{V_BE/mV_t}이다.

베이스-에미터 브랜치의 전류 I_b는 이 브랜치를 따른 전압 V_BE의 비선형 함수이다. 콜렉터-에미터 브랜치이 전류 I_C=βI_BI_C의 관계를 따라 Ib에 의해 선형적으로 제어되며 또한 V_BE에 선형적으로 의존한다. 네트워크 장치의 전압-전류 관계와 함께, 이하의 방정식 세트가 구해진다.

여기서 Vbe=VC1이다. 상기 방정식들을 이하의 치환식들로 정리한다.

트랜지스터에 대한 수학식 18, 19, 20은 다음과 같다.

수신기에 대해 이 식은 다음과 같이 기술될 수 있다.

여기서, 커플링이 방향적이고 1/R_L일때 ε₂₁=0이다.

도 9A와 도 9B에 도시된 바와 같이, 인코딩 알고리즘의 제1 및 제2 부분(910 및 912)이 각각 표현되어 있다. 제1 부분(910)에 있어서, 베르노울리(Bernoulli) 시프트 프로세스를 D/A 변환기(916)와 통신하여 표준의 시프트 레지스터(914)로 구현하여 x_k+1=2x_kmod[1]에 대응하는 신호(918)를 제공한다. 제2 부분(912)에 있어서, 이진-그레이(binary to gray) 변환(919)의 효과가, 베르노울리 시프트 프로세스에 의해 제공되며 참조번호 920으로 표시되는 정의 방정식 x_k+1=2x_kmod[1]로부터, 참조 번호 922로 표시되는 그레이-레벨 방정식 x_k+1=1-2│x_k-0.5│으로의 변환으로써 도시된다.

도 10과 11로 돌아가서, 상기 비선형 방정식들을 다이나믹 해석 소프트웨어를 이용하여 분석한다. 도 10의 경우, α=2, y=0.0015, ρ=10, x=3x10^-2, β=100이면 답은 930이 나온다. 도 11의 경우, α=2, y=0.001, ρ=10, x=3x10^-2, β=100이면 답은 940이 나온다. 940은 10 사이클 이후의 안정적인 주기적 궤도의 존재를 의미한다. 시스템은 약 10 사이클 이후에 안정적이고 y-z 평면에서 안정적인 고정점에 접근한다. 동기화시, x=x₁, y=y₁, z=z₁이다.

변조 전달에 대해, 탱크 회로를 가로지르는 버랙터 다이오드를 접속함으로써 탱크 회로에 변조가 가해진다. 텐트 맵, 베르누이 맵, 헤논 맵 또는 베이커 맵 중 하나를 갖는 인코딩된 신호가 버랙터에 가해질 때, 공진 주파수가 변화하여, 인덕턴스의 유효값에 변화를 준다. 이는 다른 제한 사이클 패턴을 만들면서, y의 값을 약간 변화시킬 것이다. α는 항상 1 미만이므로, 시스템은 안정적이고 제한 사이클을 가질 것이다.

도 10과 11의 시뮬레이션 결과는 제한 사이클 패턴이 다른 자극에 대해 다르다는 것을 나타내고, 이러한 변화의 특징은 삽입 동기 위상 검출기(injection locked phase detector)를 사용하여 수신기 내의 신호를 검출함으로써 이용된다. 본 발명의 다른 특징은, 인코딩된 텐트 맵을 고주파수 발진기에 적용함으로써, 기저 대역보다는 RF에서 한계 사이클이 일어난다는 것이다. 인코딩된 파형에 가해진 제약은 정보를 송신하는데 필요한 대역폭이 매우 좁다는 것을 확신한다. 송신기와 수신기는 각각 도 2와 도 4에 도시된 블럭도를 따른다.

이러한 시스템 아키텍쳐를 이용하여, 본 발명의 실시예는 송신기의 인코딩 스킴, 신호 조절 및 변조 요소의 기능을 포함하여, 채널을 통해 정보를 전송하는데 필요한 대역폭을 제한한다. PLL, FM 판별기 또는 높은 이득의 위상 검출기 등의 다양한 방법에 의해 복조를 달성한다. M차 기술을 사용하는 대부분의 알려진 변조 스킴은 심볼 타임의 전체 기간 동안에 변조기가 "온" 또는 "오프"를 유지하게 한다. 예를 들어, Feher의 변조 스킴, MSK(Minimum Shift Keying), 및 OQPSK(Offset Quadrature Phase Shift Keying) 등의 임의의 대역폭 유효 스킴은 변조 컴포넌트의 대역폭을 제한하는 것을 시도한다. 사용된 파형은 잘 정의된 경계를 가지며 주기적이고, 따라서 보간(interpolation) 기술을 적용하여 수신기에서 신호를 다시 재구성할 수 있다. 채널을 통해 정보를 전송하는데 필요한 최소 대역폭은 비트 당 에너지 및 노이즈 대역폭의 함수이다. 본 발명에서 서술된 예시적인 시스템은, 노이즈 대역폭을 감소시키고, 맵으로 강제되고, 발진기 주파수를 특정 진폭의 강제 주파수에서 강제 주파수와 모드 동기함으로써 변조를 수정의 동작 주파수에 전달함으로써, 채널 캐패시티를 최대화하기 위한 제한 조건들을 통합한다.

가변 비트폭을 갖는 강제 주파수가 버랙터에 적용될 때, 전이점에 따라 스텝 응답이 생성된다. 하이퍼어브럽트 버랙터(Hyper-abrupt varactor) 다이오드의 선형의 주파수대 전압 특성으로 인해, 주파수 도메인에서 베르누이 맵에 대응하는 램프가 생성된다. 하강 펄스는 국부 발진기("LO")에 대하여 A Cos(ωt-φ₁) 또는 A Cos(ωt-φ₂)의 위상 시프트를 만든다. φ는 특정한 이 경우에 π/m으로 계산되고 여기서 m=9이다. 전형적으로, 변조된 신호 상의 위상 변화점의 동요는 2-3 반송파 사이클 내에 정상 상태 조건에 도달한다. 인코딩 과정은 위상 변화의 주기성이 0.44 내지 0.55 비트 레이트의 범위 내에서 일어난다는 것을 보장한다. 국부 발진기는 본 실시예에서 10.7MHz로 선택된다. 측대역(sideband)이 적어도 55-60db 낮다. 발진기의 출력은 버렉터의 변조점으로부터, 송신기에서 반송파대 노이즈 비율을 보다 향상시키기 위해 반격자(semi-lattice) 필터를 통해 버퍼링되고 통과하여 나온다. 이 신호는 이미지 제거 믹싱(Image reject mixing)을 사용하여 송신을 위한 적절한 대역으로 더 상향 변환된다. 상기 방법은 다양한 주파수에서 사용될 수 있다. 제1 국부 발진기의 선택은 제1 LO가 변조 신호 비트 경계 사이에서 적어도 10-20 반송파 사이클을 갖는지에 대한 척도에 기초한다.

본 발명의 다른 시스템은, 입력되는 NRZ(non-return to zero) 비트 스트림을 가변 비트폭 스트림으로 변환함으로써, 원래의 NRZ 신호의 스펙트럼 특성을 변경하는 인코딩 및 디코딩 시스템이다. 인코딩하기 위한 예시적인 규칙은 다음과 같다:

1) 0에서 1로의 변화가 있으면, 비트 폭을 X9 클럭의 8 사이클을 포함하도록 인코딩한다.

2) 변화가 없으면, X9 클럭의 9 클럭 사이클로 인코딩한다.

3) 1에서 0으로의 전이가 있으면, 원래의 NRZ 비트 폭을 X9 클럭의 10 사이클을 포함하도록 인코딩한다.

이러한 형태의 매핑은 단위 주기를 그 자체에 매핑하고, 플로우를 갖는 비전환 맵이다. 8 클럭 사이클, 9 클럭 사이클, 10 클럭 사이클에 적용하기 위해 펄스 폭을 늘리거나 줄이는 것이 예시적인 실시예이다. 더 많은 수의 인코딩된 클럭 사이클도 가능하지만, 영점 교차 검출 정확도(zero-crossing detection accuracy)와 함께 SSB 시스템 상에서의 다중 경로 효과의 관점에서 시스템 성능이 주어진 시스템에서 인코딩 및/또는 디코딩 클럭이 갖는 최대 주파수에 영향을 주는 요소가 될 수 있다.

인코딩된 파형을 더욱 가깝게 관찰하면, 원래의 NRZ 파형에 대한 1-0 전이 또는 0-1 전이가 있었는지의 여부에 따라, 인코딩된 파형은 비트 경계와 관련된 위상 변화 포인트들보다 더 늦은 혹은 더 빠른 위상 변화 포인트들을 가진다는 점에서, 코딩 기술은 고유하다. 원래의 NRZ 파형에서 레벨에 대한 변화가 없으면, 반복된 비트의 경우에서와 같이, X9 클럭의 9 클럭 사이클에 따른 폭이 포함된다. 비트당 오직 한개의 전이만 존재하고, 수신기 측에서는 수신기의 신호 재구성으로 인접한 펄스들간의 주기를 이용하여 NRZ 정보를 복구한다. 인코더의 출력은 VCXO 의 버랙터로 주입된다.

수신기에서, 수신된 신호는 중간 주파수("IF")로 변환되고 90도의 위상 시프트가 되어 위상 전이 경계를 정렬한다(예를 들어, 송신된 신호의 위상은 버랙터에서 주파수 도메인 매핑 동안의 통합 절차로 인해 90도의 위상 시프트를 갖는다). IF는 시스템의 저가 설계를 촉진시키는 방식으로 선택된다. 다른 실시예는 사용가능성에 따라 6MHz, 10.7MHz, 21.4MHz, 70MHz, 140MHz 등에서 필터를 이용한다. 선형 위상, 대역 통과 필터는 모든 "대역외" 푸리에 요소를 필터링하는데 필요하다. 이 필터의 출력은 그 안에 정보를 위상 또는 주파수 변조의 형태로 저장한다. 이 신호는 900MHz 주파수 대역으로 번역된 주파수이다. 바람직한 실시예에서, 송신기 주파수는 902.77MHz로 선택된다. 디지털 부반송파는 10.7MHz이다. 제2 LO는 892.07MHz로 선택된다. 따라서, 전체 디지털 신호 전송 스펙트럼은 약 10 kHz 내에 있다.

수신기는 892.07MHz에서 다운 컨버터를 포함한다. 다운 컨버터로부터의 출력은 10.7MHz에서이다. 이 신호는 제한기에 의한 충분한 대역 통과 필터링 및 증폭 후에 처리된다. 10.7MHz 필터는 최소한의 그룹 지연 특성을 처리해야만 한다. 사용된 협대역 필터는 제브레프(Zverev)의 필터 설계 핸드북에서 보고되고 아마추어 무선에서 사용되는 부격자 필터와 유사하다. FM 판별기 또는 PLL은 위상 변화 검출기로서 송신기의 것과 유사한 가변 비트 폭 신호를 검출하고 재생성하는데 이용될 수 있다. 명백한 검출을 행하기 위해 신호의 시공간적 특성이 이용되기 때문에, 검출기에서의 높은 이득은 시스템의 최소 신호 검출 성능을 높일 것이다. PLL은 적절한 검출을 위해 적당한 신호 대 노이즈비("SNR")를 필요로 한다. 더욱이, 좁은 트래킹 범위에서 빠른 트래킹 성능을 갖는 것은 매우 어렵다. FM 판별기는 매우 낮은 검출기 이득을 갖는다는 단점이 있다. 적절한 진폭과 위상을 갖는 원래 신호의 자체 유사 복제를 수신기에서 검출용으로 사용하기 때문에, 상기 두 시스템 은 낮은 SNR로 낮은 효율성을 갖고 동작한다.

이러한 문제들을 처리하기 위하여, 새로운 고속 검출기가 제공된다. 제한 영역으로부터의 신호는, 다양한 입력 레벨에 대해 안정된 출력 레벨을 유지하는 것을 도와주는 주입 증폭기(injection amplifier)로 공급된다. 주입 증폭기는 트래킹 범위에서 최소의 그룹 지연을 갖는 고속의 트래킹 필터로서 작용한다. 또한, 주입 증폭기로부터의 출력은 두개의 브랜치로 갈라진다. 한 브랜치는 높은 Q 탱크 회로를 가지고 10.7MHz에서 발진기를 통해 전달된다. 이 동작은 제한기의 신호로부터 모든 변조를 가상적으로 제거하고 기준 신호를 제공한다. 이 브랜치를 변조 스트리퍼 브랜치라고 한다. 다른 브랜치는 D 플립-플롭 또는 EX-OR 게이트 형태 중의 어느 하나로 주입된다. EX-OR 게이트 또는 D 플립-플롭의 출력은 위상 변화 포인트를 나타낼 것이다. FM 판별기, PLL 또는 새로운 위상 변화 검출기들의 영점 교차 포인트들이 다른 시점에서 발생하는 일련의 펄스들이기 때문에, 검출기의 출력은 전송되고 인코딩된 파형처럼 주기적으로 변화할 것이다. 대부분의 신호들이 수신기에서 뿐만 아니라 송신기에서 필터링되었기 때문에, 검출기로부터의 스파이크의 에너지는 매우 낮으며 응답들간의 다른 스파이크도 있을 것이다. 이 스파이크들을 완화시키기 위하여 원샷(one-shot)이 이용된다. 검출기로부터의 출력은, 송신기를 변조하는데 원래 이용되었던 3개의 폭 대신에 오직 2개의 펄스폭만을 가질 것이다. 이것은 위상 검출기가 기본적으로 0부터 π까지의 범위를 가지기 때문이다. 변조된 비트폭이 "5"이면, 신호 위상은 π를 초과할 수 있다. 이것이 발생하면, 응답은 "4"가 발생할 위치로 끼여진다. 그러나, 두 폭이 동시에 발생하지 않기 때문에, 심볼간 간섭(Inter-Symbol Interference: "ISI") 문제는 없다.

위상 검출용의 EX-OR 또는 D 플립-플롭 대신에, 안정된 변조기는 변조 스트리퍼 브랜치로부터 공급되는 기준 신호 및 주입형 증폭기로부터 비교 브랜치로의 신호에 이용될 수 있다. IF 출력 포트는 위상 변화 포인트를 명백하게 보여줄 것이다. 성능을 개선하기 위하여, 검출 브랜치에서는 노이즈를 최소로 유지해야 한다. 이 신호는 원래의 NRZ 신호를 다시 재구성하기 위한 비트 스트림이다. 모노 샷(mono shot)으로부터의 위상 변화 출력은 오직 한개의 펄스만을 캡쳐할 것이다. 이것은 비트폭 "4"에 대응한다. 클럭 신호는 이 신호 중에서 생성되어 디코더가 클럭화할 수 있게 한다. 위상 변화 검출기로부터의 다른 출력은, 양측 펄스를 모두 캡처하지만 원하는 신호 사이에서 모든 스파이크들을 제거할 것이다. 선택된 신호는 D 플립-플롭으로 공급되고, 다른 클럭 신호에 의해 클럭화된다. 이 플립-플롭의 출력은 재생성된 데이터 스트림이 될 것이다.

기저 대역 데이터 처리 방법에 대해 도 1을 다시 참조하면, 외부 소스로부터의 평범한 데이터는 RS(Reed-Solomon) 에러 정정 코드를 사용하여 FEC(Forward Error Correction)하기 위해 먼저 블록 인코딩된다. 패킷화기는 FEC 블럭에 헤더 및 다른 여분의 비트들을 추가하고 데이터 패킷을 형성한다. 패킷화된 데이터는 압축 채널 인코딩 처리된다. 그 후 인코딩된 데이터는 무선 주파수("RF") 회로에 의해 변조되어 RF 링크로 전송된다.

수신기에서는, RF 링크로 수신된 인코딩된 데이터가 기저 대역 신호로 복조되어 디코더로 전달된다. 디코딩된 데이터는 패킷해제되고 FEC 데이터 블록들은 RS 디코더 회로로 입력된다. RS 디코더 회로는 에러를 확인하고 전송한다. 에러가 없는 원래의 보통 데이터 스트림이 목적지에 전송된다. 인코딩 및 디코딩 프로세스에 포함된 단계들이 이하에 더 설명된다.

송신기(112)는 사용자 원데이터가 각각 235 바이트의 블록들로 그룹화된 FEC 인코더(118)를 포함한다. RS 코딩(255, 235)이 각 블록에 가해진다. 235 바이트의 블록에 대해, 20 바이트의 에러 체크 바이트가 더해진다. 패킷화기(120)는 헤더와 트레일러 비트를 FEC 인코딩된 데이터 블록에 더하여 패킷으로서 전송한다. 압축 인코더(122)는 유일한 인코딩 방식을 이용하여 압축용 데이터 패킷들을 인코딩한다.

수신기(116)는 RF 스테이지로부터 수신된 데이터 스트림을 디코딩하여 원래 데이터 패킷들을 검색하는 압축 디코더(124)를 포함한다. 패킷해제기(126)는 수신된 데이터 패킷들로부터의 헤더 및 다른 프리앰블들을 제거한다. 또한, FEC 디코더(128)는 에러 정정을 위해 FEC 코딩된 수신 데이터 블록을 처리한다.

인코딩 스킴은 입력 데이터 에지 천이에 기초한다. 인코딩된 데이터 폭은 입력 데이터 천이에 따라 변한다. 데이터 비트 레이트의 9배로 높은 클럭이 사용된다. 이 클럭을 CLK_9 또는 CLKx9라 한다. 결과적인 코드는 입력 데이터 천이에 따라 3개의 위상 위치:CLK_9의 8, 9 또는 10배 폭을 갖는다. 로우-하이 천이(low-to-high transition)는 8 클록 주기로 표시되고, 하이-로우 천이(high-to-low transition)는 10 클록 주기로 표시되고, 9클록 기간은 천이가 없음이 나타난다.

인코딩된 데이터는 각 입력 데이터 비트에 대해 천이를 갖는다. 이에 의해 코드는 베이스 대역 스펙트럼이 약 2 대역 클러스터링되는 2상(bi-phase) 코딩의 이점을 실현할 수 있다. 추가의 반송파 억압을 이용하여, 높은 대역폭 효율성이 실현된다. 또한, 출력 코드 천이는 각 비트의 중앙에서 일어난다. 이는 대역폭 효율성을 더 증가시킨다.

예시적인 인코더의 구현에 대해 도 2 및 도 3을 참조하여 설명한다. 홀수 분할비를 위해, MP3 음원은 그 동작을 위해 4.096MHz의 클럭을 필요로 한다. 본 시스템에서는, 18.432MHz 수정이 주파수원으로서 사용된다. 이는 4.5의 홀수 분할비를 요한다. 이 분할은 유한 상태 머신 설계(finite state machine design)를 이용하여 구현된다. 기본 카운터는 000 내지 111을 카운트한다. 최고 중요 비트는 클럭과 XOR되어 카운트 011로부터 100까지의 천이에서 추가 에지를 준다. 또한, 카운팅 시퀀스는 상태 머신을 이용하여 제어된다. 효과적으로, 카운트 4는 카운트 4.5까지 연장된다.

입력 데이터 에지는 디지털 기술을 이용하여 검출된다. 입력 데이터의 포지티브 및 네거티브 에지들을 각각 캡쳐하는 데에는 2개의 에지 트리거용 래치가 사용된다. 이 래치들은 동기 방식으로 클럭의 상승 에지에서 생성되는 '클리어 래치(clear latch)' 신호에 의해 클리어된다. 이 타입의 에지 검출은 2가지 이점이 있다. 우선, 종래의 에지 검출과 달리, 외부 저항기 및 캐패시터 사용이 제거된다. 두번째로 보다 중요한 이점은 모든 위상 천이에 대한 기준으로서 사용되는, 국부 클럭의 에지 상승까지 에지가 보인다는 것이다. 이는 레이스 조건 때문에 에지를 잃어버리는 문제를 방지하고, 또한 간단한 동기적 디지털 설계 구현을 가능하 게 한다.

국부 클록은 분할되어 CLK_9 클록을 생성하는데, 이는 인코딩에 사용된다. 이 클록 발생은 입력 데이터 에지와 동기되고, 시퀀스 생성기에 대한 입력으로서 사용된다. 2개의 시퀀스 생성기는 인코딩된 출력을 발생하는데 사용된다. 하나는 5개의 1과 4개의 0을 생성하고, 다른 하나는 4개의 1과 5개의 0을 생성한다. 5와 4의 선택에 의해 각 데이터 비트의 중앙에서 인코딩된 파형의 변화가 가능하다.

다중화기는 입력 데이터의 상태에 따라 시퀀스 생성기의 출력을 선택한다. 다중화기의 출력은 압축-인코딩된 데이터이다. 인코더로부터의 출력은 저역 통과 필터링된다. 이는 가변 폭 펄스를 텐트 및 반전된 텐트 맵(tent and inverted tent maps)으로 만들며, 이는 이후 10.7MHz 부반송파를 변조하는데 사용된다.

디코딩은 도 4 및 도 5에 도시된 바와 같이 달성된다. 디코딩 방식은 인코딩된 데이터 입력 에지 및 폭에 기초하여 이루어진다. 2개의 7비트 바이너리 카운터들은 인입 데이터 폭을 측정하는데 사용되고, 출력 데이터용 판정은 이들 카운터에 기초한다. 입력 에지 검출 회로는 카운터값에 동기한다. 연판정 기술은 출력 데이터의 상태를 판정하기 위해 가변 임계값이 적용된다. 데이터 비트 레이트에서의 클럭이 국부적으로 발생되고 입력 데이터 스트림과 동기된다. 그 후 출력 데이터는 동기된 클록으로 래치된다.

입력 데이터 에지는 디지털 기술을 이용하여 검출된다. 이는 인코더에서와 동일하게 수행된다. 입력 데이터의 포지티브 및 네거티브 에지를 각각 캡쳐링하느데에는 2개의 에지 트리거용 래치가 사용된다. 이 래치를 동기 방식으로 클럭의 상승 에지에서 발생되는 '클리어_래치' 신호로 클리어된다.

18MHz에서의 국부 수정 클럭 생성기는 분할되어 2개의 클럭 신호를 생성한다. CLK_144는 데이터 레이트의 144배이다. 이는 데이터 샘플링 및 입력 데이터 폭 카운팅에 사용된다. 다른 클럭은 데이터 레이트와 동일하고 최종 데이터 출력을 래치하는데 사용된다.

제1 카운터("카운터1")는 인코더 CLK_9 클럭으로부터 4의 입력 데이터 폭을 트래킹하는데 사용된다. 디코더에서는, CLK_144가 카운터에 사용되기 때문에, 80의 카운트는 4 펄스 폭을 카운팅하는 경우를 나타낸다.

카운터1 카운트가 64에 도달하면, 카운트64 검출기 회로는 카운터2를 리셋시킨다. 카운터2는 자유 운영 모드로 0 내지 127을 카운트하는 7비트 바이너리 카운터이다.

카운트64/80 검출기는 다음과 같이 구현된다: 검출된 에지마다, 상수가 카운터로 로딩된다. 상수값은 에지에서의 카운트에 기초하여 결정되고 다음 값들중 하나일 수 있다: 리셋 후에 에지가 64(즉, 8x8) 카운트를 발생하면, 상수값은 48(즉, 128-80)이다. 리셋 후에 에지가 80(즉, 10x8) 카운트를 발생하면, 상수값은 64(즉, 128-64)이다. 상수값은 다음에 입력되는 인코딩된 데이터 비트의 개시시 카운터가 0의 카운트에 도달하도록 선택된다. 이는 출력 데이터 천이 발생에 사용된다. 카운트64/80검출기 회로에 의해 결정된 상수는 이 회로에 저장되고 인코딩된 데이터의 상승 에지에서 카운터2로 로딩된다.

카운터2가 0의 카운트에 도달하는 경우는 동기화 회로에 기록되고 국부적으로 발생된 클록을 동기시키는데 사용된다. 디코딩된 데이터는 동기된 클록과 래치되고, 래치의 출력은 최종 디코딩된 데이터이다.

따라서, 본 발명은 카오스 주파수 변조를 이용하는, 새로운 유형의 안전한 동기식 통신 시스템을 제공한다. 이 시스템의 특징은 정보 비트 스트림이 한정된(bounded) 상태 영역 내에 머무르기 위해 파형의 가능한 궤적의 결합된 스큐드 텐트 맵(skewed tent map)을 생성하는 것과 같은 방식으로 인코딩되는 것이다. 부수적인 이점은 중간 RF 주파수에 대해 변형이 존재하기 때문에, 모든 카오스 혼란은 협대역폭에 포함될 수 있고, 이에 따라 시스템의 노이즈를 감소시킨다는 것이다. 여기에 사용된 기술에 의해, 아날로그 신호가 디지털 영역으로 인코드되고 동일한 대역폭의 제한 내에서 디지털 신호로서 처리될 수 있다. 수신기 측에서는, 유사한 알고리즘 생성기를 사용하여 수신기를 송신기에 동기시킨다.

디지털 신호에서의 비선형 카오스 프로세스를 손상시키지 않고, 적절한 해상도를 위해 이웃들 간의 최대 거리에 대한 인코딩 및 심볼 다이나믹의 실현은 동기용 시스템 파라미터의 조정을 유연하게 한다. 여기에 개시된 시스템들은 이전 시스템에 비해 중요한 이점을 갖는다.

우선, 이 시스템은 완전히 디지털이다. 둘째, 카오스 시퀀스는 심볼 인코더 내에 지연 소자(EX-OR)를 가질 필요가 있다. 인코딩 시퀀스는 입력 디지털 스트림의 레벨 천이에 따라 지연시 자동적으로 팩토링(factor)된다.

세째, 카오스 동기화는 콜피츠 발진기의 정지 카오스 프로세스(staionary chaotic process)를 수정하는 인코더로부터 발생하는 결합된 스큐드 텐트 맵에 의해 발생하며, 이는 위상 혼란을 찾는 고속 검출기에 의해 검출될 수 있다. 인코딩 알고리즘은 정보 송신 뿐만 아니라 동기화도 자동적으로 가능하게 한다. 심볼 알고리즘과 비선형 카오스 발생의 결합은 자동적으로 RF 텐트 맵을 생성한다. 이 프로세스는 송신기 및 수신기 모두에서 정밀한 노이즈 감소 필터가 허용되기 때문에 노이즈 성능이 우수하다는 점에서 독특하다.

네째, 인코딩 알고리즘의 선택 때문에, 공간 궤도의 상대적 궤도는 매우 정밀하게 제어될 수 있다. 이는 검색창이 심볼 선택에 의해 극도로 제한적이라는 것을 의미한다. 대역 통과 필터가 카오스 신호를 충실히 통과시킬 수 있는 한, 디코딩은 리아푸노프 지수(Lyapunov exponent)가 음(negative)이라는 것을 보장함으로써 수신기에서 달성될 수 있다.

다섯번째, 카오스 시스템의 종래 개시물들은 사실상 상대적으로 적은 양의 데이터를 전송하는 본질적으로 수렴 또는 확산 스펙트럼이었다. 본 시스템은 20-60 KHz 대역폭에서 1-2 Mbps를 전송할 수 있다. 이는 종래 의미에서 샤논 한계를 부인한다. 콜고모로프-시나이 한계(kolgomorov-sinai bound)가 동작 이론을 설명하기 위해 엔트로피 함수에 적용된다. 직관적으로, 이는 엄격히 제어된 제약을 갖는 공-시 변조(spatio-temporal modulation)이기 때문에, 신호의 연관되지 않은 부분은 임의의 요구된 정보를 수반하지 않으며, 이에 따라, 필터링될 수 있다.

여섯째, 인코딩 방법의 선택은 복잡한 MAC(Media Access Control)층을 개발할 필요 없이 다양한 기준으로 연속적인 인터페이스를 가능하게 한다. 일곱번째, 현재 개시된 심볼 상태의 제약은 실질적으로 결과적인 변조의 필요한 대역폭을 감소시킨다.

따라서, 본 명세서에 따른 아키텍쳐는 비용 및 복잡성의 관점에서 현존하는 시스템의 한계를 제기한다. 또한, 시스템 실시예들은 복수의 고속 디지털 서비스를 대역폭이 제한된 RF 대역에서 실현할 수 있다. 플렉서블 아키텍쳐는 임의의 라디오, 텔레비전 또는 셀룰러 스테이션이 FCC 파워 스펙트럼 양식을 어기지 않고, 기본 송신 주파수의 어느 한 쪽에 있는 분리된 하위 반송파로 분리된 디지털 정보를 송신할 수 있게 한다. 변조 및 복조 프로세스는 종래 무선 수신기와 매우 유사하기 때문에 현존하는 무선 아키텍쳐와 통합될 수 있다.

요약하면, 본 명세서의 실시예들은 본질적으로 안전하고, MAC가 없고, 현존 시스템과 인터페이스가 용이하며, 복잡성이 낮고 데이터 레이트가 높은 통신 시스템을 제공한다. 실시예들은 검출을 위한 에너지 점유가 전체 비트 폭 중 작은 부분인 적합한 변조 방식을 사용하기 때문에 다중 경로 효과가 작다.

본 발명의 상기 및 다른 특징과 이점은 본 명세서의 교시에 기초하여 당업자들이라면 용이하게 확인될 것이다. 본 발명의 교시는 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 특별한 목적의 프로세서, 또는 그 조합의 다양한 형태로 구현될 수 있음을 이해해야 한다.

본 발명의 교시는 하드웨어와 소프트웨어의 조합으로서 구현될 수 있다. 또한, 소프트웨어는 프로그램 저장 유닛 상에서 명백히 실시되는 애플리케이션 시스템으로서 구현되는 것이 바람직하다. 애플리케이션 프로그램은 임의의 적절한 아키텍쳐를 포함하는 기계로 업로딩되거나, 그에 의해 실행될 수 있다. 바람직하게는, 이 기계는 하나 이상의 CPU(central processing units), RAM, 및 입출력(I/O) 인터페이스와 같은 하드웨어를 갖는 컴퓨터 플랫폼 상에서 구현된다. 컴퓨터 플랫폼은 또한 오퍼레이팅 시스템 및 마이크로인스트럭션 코드를 포함할 수 있다. 여기에 기술된 다양한 프로세스 및 기능들은 CPU에 의해 실행될 수 있는 마이크로인스트럭션 코드의 일부 또는 애플리케이션 프로그램의 일부, 또는 그 임의의 조합일 수 있다. 또한, 각종 다른 주변회로 유닛들은 부가적인 데이터 저장 유닛 및 출력 유닛과 같은 컴퓨터 플랫폼에 접속될 수 있다.

또한, 첨부 도면에 도시된 방법 함수 블록 및 구성 시스템 요소의 일부는 소프트웨어로 구현될 수 있으며, 시스템 요소들 사이의 실제 접속 또는 프로세스 함수 블록들은 본 발명이 프로그래밍되는 방식에 따라 다를 수 있음을 이해해야 한다. 여기에 주어진 교시로부터, 당업자들은 본 발명의 상기 및 유사한 구현들 또는 구성들을 이해할 수 있을 것이다.

본 명세서의 교시에 기초하여 당업자들이 알 수 있는 바와 같이, 다른 실시예들이 가능하다. 본 명세서에 제공된 발명의 교시로부터, 당업자들은 본 발명의 범위 및 정신 내에서, 시스템(110)의 다른 소자들 뿐만 아니라 송신기(112) 및 수신기(116)의 다양한 대안의 구성 및 구현을 이해할 것이다.

도시된 실시예는 첨부 도면을 참조하여 본 명세서에 설명되었지만, 본 발명은 이들 구체적인 실시예에 한정되지 않으며, 본 발명의 범위 및 사상에서 벗어나지 않고 당업자에 의해 다양한 변경 및 수정이 이루어질 것이다. 이러한 모든 변경 및 수정은 첨부된 청구항에 기재된 본 발명의 범위 내에 포함되도록 의도된다.

Claims (70)

1. 신호 송신을 위한 방법으로서,

   카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터(chaotic frequency shift keyed data)를 나타내는 신호를 송신하는 단계 - 상기 송신 단계는, 입력 데이터를 제공하는 단계; 포워드(forward) 에러 정정을 위해, 그리고 카오스의 궤도(orbits)를 제어하기 위해, 상기 제공된 데이터를 인코딩하는 단계; 및 변조를 위해 상기 인코딩된 데이터를 패킷화하는 단계를 포함함 -; 및

   협주파수 대역(narrow frequency band) 내에서 상기 송신된 신호를 전파하여, 상기 전파된 신호가, 실질적으로 상기 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터의 열화없이 수신되도록 하는 단계

   를 포함하는 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 협주파수 대역은 10 kHz 대역폭보다 낮은 무선 주파수 대역을 포함하는 방법.
3. 제1항에 있어서, 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 나타내는 상기 신호는 중간 주파수 신호인 방법.
4. 제1항에 있어서, 상기 인코딩 단계는, 주파수 시프트 키잉에 의해 복합(composite) 정보와 카오스 신호를 반송파(carrier) 신호로 변조하여, 상기 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 형성하는 단계를 포함하는 방법.
5. 제1항에 있어서, 상기 인코딩 단계는, 플로우(flow)를 나타내는 비선형 매핑 함수(non-linear mapping function)에 따라 주파수 시프트 키잉에 의해 카오스 신호를 도출하는 단계를 포함하는 방법.
6. 카오스의 궤적을 제어하여 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 나타내는 송신된 신호를 상기 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터의 실질적인 열화없이 수신하는 단계를 포함하고,

   상기 송신된 신호는 협주파수 대역 내에서 전파되며,

   상기 수신 단계는,

   상기 전파된 신호에 의해 표시되는 데이터를 압축해제(decompressing)하는 단계;

   상기 압축해제된 데이터를 패킷해제(de-packetizing)하는 단계; 및

   상기 패킷해제된 데이터를 디코딩하여, 송신된 데이터로부터 실질적으로 열화없이 데이터를 출력하는 디코딩 단계

   를 포함하는 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 디코딩 단계는, 고속 검출에 의해 반송파 신호로부터 복합 정보와 카오스 신호를 복조하여, 실질적으로 상기 송신된 신호를 복구하는 단계를 포함하는 방법.
8. 제6항에 있어서, 상기 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 나타내는 신호는, 비선형 매핑 함수에 의해 구동되는 콜피츠(Colpitts) 발진기의 비선형 동작을 사용한 카오스 생성에 응답하여, 송신과 수신 사이의 동기화를 돕는 방법.
9. 제6항에 있어서, 상기 디코딩 단계는, 플로우를 나타내는 비선형 매핑 함수에 따른 위상 비교와 주파수 비교 중의 적어도 하나에 의해 카오스 신호를 도출하는 단계를 포함하는 방법.
10. 제9항에 있어서, 상기 디코딩 단계는,

    위상 비교와 주파수 비교 중의 상기 적어도 하나에 따라서 비교를 위해 송신기 맵(transmitter map)의 정확한 복제를 생성하는 단계; 및

    정정을 위해 에러 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 방법.
11. 신호 송신을 위한 방법으로서,

    카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터를 나타내는 신호를 송신하는 단계 - 상기 송신 단계는, 입력 데이터를 제공하는 단계; 상기 제공된 데이터를 인코딩하여, 카오스의 가능한 궤도의 텐트 맵(tent map)을 제한된 상태-공간 영역(bounded state-space region) 내에 있도록 생성하는 단계; 및 변조를 위해 상기 인코딩된 데이터를 패킷화하는 단계를 포함함-; 및

    협주파수 대역 내에서 상기 송신된 신호를 전파하여, 상기 전파된 신호가, 카오스의 궤도를 제어하여 상기 카오스 주파수 시프트 키잉된 데이터의 실질적인 열화없이 수신되도록 하는 단계

    를 포함하는 방법.
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