MXPA02001187A - Metodo y aparato para oscilador de banda multiple controlado por voltaje con inmunidad al ruido. - Google Patents

Abstract

Diseno de Oscilador de RF Controlado por el Voltaje (VCO) que tiene una inmunidad de ruido del suministro de voltaje mejorada. Mas particularmente, un circuito resonante VCO que produce una inmunidad al ruido Q de alto circuito, y se puede sintonizar por bandas multiples diferentes. El circuito resonante es implementado en conjunto con un oscilador de circuito integrado que requiere un circuito sintonizado para determinar la frecuencia de operacion. Cuando el oscilador de circuito integrado es usado como un Oscilador Local (LO) dentro de un telefono inalambrico, es sometido a numerosas fuentes de ruido del suministro de energia. En un sistema de telefono inalambrico de Acceso Multiple de Division de Codigo (CDMA) el suministro de energia a las porciones de la trayectoria de transmision RF son cicladas de encendido a apagado dependiente del indice de datos transmitido. La presente invencion proporciona un oscilador con inmunidad al ruido aumentada inducida en el suministro de energia debido al ciclado del suministro de energia.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA OSCILADOR DE BANDA MÚLTIPLE CONTROLADO POR VOLTAJE CON INMUNIDAD AL RUIDO Campo del Invento La presente invención se refiere a circuitos electrónicos. Más particularmente, la presente invención se refiere a un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO) de banda conmutada con inmunidad al ruido, novedoso y mejorado.

Antecedentes del Invento Los sistemas de comunicación inalámbrica dependen del desempeño predecible de los enlaces de radiofrecuencia (RF) por aire. Los sistemas de teléfono inalámbrico, son requeridos para monitorear y controlar en forma simultanea numerosos enlaces RF .

Una unidad móvil o teléfono inalámbrico integra numerosos circuitos complejos. Se utiliza un transceptor RF para proporcionar el enlace de comunicación inalámbrico con estaciones base. El transceptor RF está comprendido de un receptor y un transmisor. El receptor recibe la transmisión RF desde la estación base por medio de una antena que hace interface con la unidad móvil. El receptor amplifica, filtra y convierte en forma descendente la señal recibida para señal de banda base. La señal de banda base posteriormente es enrotada a un circuito de procesamiento de banda base. El circuito de procesamiento de banda base desmodula la señal y la acondiciona para transmisión a través de un altavoz al usuario . La entrada del usuario a través de presionar un teclado o ingresar la voz a un micrófono, está acondicionada en el circuito de procesamiento de banda base . La señal es modulada y enrutada al transmisor. El transmisor toma las señales de banda base generadas en la unidad móvil y convierte en forma ascendente, filtra y amplifica la señal. La señal RF convertida en forma ascendente es transmitida a la estación base a través de la misma antena, tal como se utiliza para el receptor. Se utilizan sintetizadores de frecuencia para generar las señales del oscilador local requeridas para llevar a cabo la conversión en forma descendente en el receptor y la conversión en forma ascendente en el transmisor. Se utiliza la síntesis de frecuencia para generar la señal del oscilador local debido a la estabilidad de la frecuencia del sintetizador, la pureza espectral de la señal resultante y la capacidad de control digital.

Los sintetizadores de frecuencia están clasificados como directos o indirectos. En circuitos lógicos de Síntesis Digital Directa se general una representación digital de la señal deseada y se utiliza un convertidor D/A para convertir la representación digital en una forma de onda análoga. Una forma común de implementar DDS, es almacenar una tabla de fases de forma de onda en la memoria. Posteriormente, el rango en el cual las fases son sincronizadas fuera de la memoria es directamente proporcional a la frecuencia de la señal de salida. Mientras que el DDS puede generar una representación de una onda senoidal extremadamente precisa, la frecuencia de salida está limitada con el rango de sincronización. La síntesis indirecta utiliza un circuito cerrado de fase, cerrado para la salida de un oscilador. La síntesis de frecuencia indirecta es más popular para diseños de alta frecuencia debido a que la salida de un oscilador de alta frecuencia puede ser dividida hasta una frecuencia dentro del rango de operación del circuito cerrado de fase. La figura 1, muestra un diagrama de bloque de un sintetizador de frecuencia indirecta que utiliza un circuito cerrado de fase. Se utiliza un VCO 110 con la capacidad de sintonizar en el rango de frecuencia deseado para proporcionar la salida LO 112. La salida del VCO 110 también es enviada a la entrada de un circuito divisor de frecuencia 120, denotado como +N, en donde N representa la proporción divisora. La salida dividida es proporcionada como una primera entrada a un detector de fase 130. Una segunda entrada al detector de fase 130 es la salida de un oscilador de referencia 140. El circuito cerrado de fase opera para sintonizar la salida del VCO 110, de modo que la salida del divisor de frecuencia 120 es idéntica a la salida del oscilador de referencia 140. El detector de fase 130 proporciona una señal de salida correspondiente a un error de fase entre las dos señales de entrada. La salida del detector de fase 130 está condicionada a través de un Filtro de Paso Bajo (LPF) antes de que sea proporcionada a la entrada de control de frecuencia del VCO 110. Por lo tanto, el VCO 110 se controla para mantener el circuito cerrado de fase con el oscilador de referencia 140. Puede ser fácilmente deducida a partir del diagrama de bloque, que al incrementar o disminuir el valor de la proporción divisora N, se obtiene como resultado un cambio de frecuencia en la salida LO 112 igual a la frecuencia del oscilador de referencia 140. La frecuencia del oscilador de referencia 140 determina el tamaño del paso de frecuencia del LO. Las variaciones de frecuencia en la salida VCO 110, únicamente pueden ser corregidas por el circuito cerrado de fase si el rango de las variaciones de frecuencia es menor al ancho de banda del circuito. El circuito cerrado de fase, no tiene la capacidad de corregir las variaciones de frecuencia VCO que ocurren en un rango mayor al del ancho de banda del circuito. El tiempo de estabilización del circuito cerrado de fase dependerá de la compensación de frecuencia inicial y el ancho de banda del circuito. Un ancho de banda de circuito más amplio da como resultado un tiempo de estabilización más rápido. Un VCO con una buena inmunidad al ruido reducirá las variaciones de frecuencia, reduciendo de este modo el tiempo de estabilización del circuito cerrado de fase. Por lo tanto, es importante diseñar un VCO con una buena inmunidad al ruido, mientras se mantienen las características de sintonización de frecuencia. Un VCO es meramente un oscilador sintonizable. Un circuito oscilador típico está comprendido de un amplificador y un circuito resonante, comúnmente referido como un circuito resonante. El oscilador resultante tiene una salida de frecuencia en donde la ganancia es mayor a la unidad y la fase es igual a cero. El circuito resonante ajusta está frecuencia de oscilación. La relación es más fácilmente observada en un diagrama Bode. La figura 2A, ilustra un diagrama de Bode para un oscilador típico. La curva 210 es representativa de la ganancia en decibeles del oscilador, tal como es referenciada en el eje vertical izquierdo, en la curva 220 representativa de la fase en grados, tal como es referenciada en el eje vertical derecho. Tal como se indica con el punto 230, la oscilación ocurre cuando la ganancia del oscilador es de aproximadamente 14dB y la fase es cero, produciendo una oscilación en aproximadamente 124 MHz. Para crear un VCO, el circuito resonante está comprendido de al menos un componente variable en donde la reactancia del componente variable es una función de una señal de control, normalmente un nivel de voltaje, de modo que la frecuencia de fase cero, y consecuentemente la frecuencia de oscilación, también es variable. Cuando el VCO es requerido para sintonizar en un rango de frecuencia grande, el componente variable debe tener la capacidad de sintonizar el circuito resonante en el rango de frecuencia grande. Las implementaciones de circuito posibles para un circuito resonante variable con la capacidad de cubrir un rango de frecuencia grande, incluyen un circuito resonante que incorpora un componente variable altamente sensible o un circuito resonante que requiere de un rango de voltaje de control extendido. La primera alternativa presenta algunos problemas debido a que la ganancia VCO, medida en términos de MHz/Volt, se vuelve muy alta. Esto da como resultado grandes cambios de frecuencia para cambios de voltaje de control relativamente pequeños y hace al VCO más susceptible al ruido inducido en la línea de sintonización. La segunda alternativa, también tiene desventajas debido al que el rango de voltaje de control requerido es muy grande. Los voltajes de control grandes pueden presentar un problema en las electrónicas energetizadas por baterías móviles, que tienen rangos de suministro de voltaje disponible limitados. Una tercera alternativa para diseñar un VCO para cubrir un amplio rango de sincronización, puede ser implementado en aplicaciones en donde se deben soportar distintas bandas de frecuencia. Está situación ocurre comúnmente en el diseño de un teléfono inalámbrico de banda doble. La mayoría de los teléfonos inalámbricos operan comúnmente en la banda celular (Banda de transmisión 824-849MHz, Banda de recepción 869-894MHz) y la banda del Sistema de Comunicación Personal (PCS) (Banda de transmisión 1850-1910MHz , Banda de recepción 1930 - 1990MHz ) . Un solo teléfono puede estar diseñado para operar en bandas tanto celulares como PCS. El plano de frecuencia dentro del teléfono normalmente es diseñado para minimizar el número de osciladores, minimizando de este modo el costo del teléfono. Sin embargo, a unos planos de frecuencia más juiciosos requieren de diferentes frecuencias LO cuando operan en una banda a través de otra. Con el objeto de soportar las bandas de operación tanto celulares como PCS, los componentes son conectados en forma selectiva en el circuito resonante del oscilador. Los componentes están incluidos en el circuito resonante de un oscilador y son conmutados utilizando interruptores de diodo. La frecuencia de operación del circuito limita el tipo particular de diodo utilizado para el conmutador. Cuando el conmutador está en la posición cerrada, el diodo debe tener la capacidad de transportar corrientes RF variantes mientras mantiene una resistencia mínima. Cuando el conmutador está en la posición abierta, el diodo debe tener la capacidad de aislar los voltajes RF y mantener la alta resistencia. Un conmutador de diodo PIN se utiliza comúnmente en frecuencias RF para un conmutador, aunque también se pueden utilizar como un conmutador otros tipos de diodos. De manera adicional, el circuito no está limitado al uso de un interruptor de diodo. Cualquier interruptor que tenga la capacidad de transportar corrientes RF en la posición cerrada y tenga la capacidad de aislar la RF en la posición abierta, puede ser implementado dentro del circuito. Cuando el conmutador de diodo es polarizado directo, los componentes conectados se vuelven activos dentro del circuito resonante. Cuando el conmutador de diodo no es enviado polarizado, el componente no contribuye eléctricamente con el circuito resonante. El conmutar un componente en el circuito resonante extiende ampliamente el rango de sintonización del oscilador sin un incremento correspondiente en la ganancia VCO. No es suficiente que el circuito resonante sintonice el oscilador a la frecuencia de operación deseada. La Q del circuito resonante es importante para mantener una frecuencia de salida específica en un nivel de voltaje de control determinado. La figura 2B ilustra la respuesta de fase de dos circuitos resonantes que tienen diferentes valores Q. Un circuito Q más bajo genera una respuesta de fase más generosa, mientras que un circuito Q más alto genera una respuesta de fase más afilada. Un circuito Q más 5 alto se desea para minimizar los efectos de pequeñas variaciones de fase en la frecuencia de salida. La respuesta de fase de un circuito que tiene un • circuito Q relativamente bajo, se muestra en la curva 240. La curva 250 ilustra un circuito que tiene un circuito Q más alto. Se puede observar para una variación de fase determinada que el cambio en frecuencias más pronunciado en el circuito que tiene • el circuito Q más bajo. La magnitud de f2, el cambio de frecuencia en el circuito Q bajo para una variación de fase determinada, es mayor a la magnitud de fl, el cambio de frecuencia en el circuito Q alto para la misma variación de fase. Están disponibles circuitos integrados específicos para la aplicación ya que integran muchas • 20 funciones de teléfono inalámbrico en un solo IC. Los IC's del sintetizador de frecuencia están disponibles ya que integran casi todos los circuitos requeridos del sintetizador en un chip. Normalmente, el usuario de uno de estos IC's necesita únicamente proporcionar un circuito resonante, filtro del circuito y oscilador de referencia además del IC, con el objeto de producir una LO sintetizada. Los elementos restantes del sintetizador, la parte amplificadora del VCO, el divisor de frecuencia y el detector de fases están integrados en un IC. El usuario proporciona el circuito resonante requerido para generar la frecuencia de salida deseada. El usuario también proporciona el diseño de filtro de paso bajo que genera el ancho de banda de circuito deseado. Aunque los IC's específicos de la aplicación simplifican la implementación del LO en un teléfono inalámbrico, el ambiente de operación del teléfono inalámbrico presenta fuentes de ruido adicionales que deben ser consideradas. Las limitaciones de costo y espacio en un teléfono inalámbrico, restringen de manera adicional las soluciones disponibles de filtración de ruido. El diseño de teléfono móvil difiere en gran medida dependiendo del sistema móvil en particular que está soportando. Las especificaciones que indican el diseño del teléfono móvil incluyen el estándar IS-95-B de la Asociación de la Industria de Telecomunicaciones (TÍA) /Asociación de Industrias de Electrónica (EIA) titulado ESTÁNDAR DE COMPATIBILIDAD DE ESTACIÓN MÓVIL- ESTACIÓN BASE PARA SISTEMAS DE DISPERCION DE ESPECTRO DE MODO DOBLE, así como EL ESTÁNDAR IS-98-B TIA/EIA titulado ESTÁNDARES DE DESEMPEÑO MÍNIMO RECOMENDADOS PARA ESTACIONES MÓVILES CELULARES DE DISPERCIÓN DE ESPECTRO DE MODO DOBLE. La 5 especificación que cubre la operación de un sistema CDMA en la banda de Sistemas de Comunicación Personal (PCS), es el estándar J-STD-008 del Instituto de • Estándares Nacionales Americanos (ANSÍ) titulado REQUERIMIENTOS DE COMPATIBILIDAD DE ESTACIÓN 10 PERSONAL-ESTACIÓN BASE PARA SISTEMAS DE COMUNICACIONES PERSONALES DE ACCESO MÚLTIPLE DE DIVISIÓN DE CÓDIGO (CDMA) DE 1.8 A 2.0 GHZ. De manera similar, el teléfono, o estación personal, está especificado en el estándar ANSÍJ-STD- 018 , titulado REQUERIMIENTOS DE DESEMPEÑO MÍNIMO RECOMENDADOS PARA ESTACIONES PERSONALES DE ACCESO MÚLTIPLE DE DIVISIÓN DE CÓDIGO (CDMA) DE 1.08 A 2.0 GHZ. De manera adicional, la especificación de teléfono móvil define características, las cuales cuando son implementadas • 20 en un hardware de teléfono, tienden a incrementar las fuentes de ruido dentro del teléfono. Una característica benéfica que se utiliza en sistemas de teléfono CDMA, tal como las especificadas en el estándar IS-95 y J-STD-008, es los ajustes múltiples de rango de datos. Con el objeto de tomar ventaja de la naturaleza variable del enlace de comunicación de teléfono inalámbrico, las especificaciones CDMA proporcionan transmisión de datos en rangos reducidos. Cuando una persona está 5 enganchada en una conversación telefónica existen numerosos periodos en los cuales únicamente una parte estará hablando. Durante periodos de actividad de flp conversación reducida, el teléfono puede reducir el rango de datos de la transmisión dando como resultado un nivel de potencia de transmisión de promedio más baj o . El enlace de comunicación del teléfono inalámbrico de regreso a la estación base, es denominado el enlace inverso. En el enlace inverso, la reducción en la potencia de transmisión promedio se logra apagando el transmisor durante una fracción de tiempo durante periodos cuando la actividad es baja. En un enlace inverso CDMA, el teléfono siempre transmite en todo el rango de datos, sin embargo, cuando la estructura interna permite la operación en un rango de datos reducido, los datos son repetidos un número de veces. Como ejemplo, cuando el teléfono tiene la capacidad de operar en una mitad del rango de datos total, la información es repetida dos veces para brindar el rango de datos transmitido hasta el rango de datos completo. De manera similar, un cuarto de rango de datos es repetido cuatro veces para lograr un rango de datos completo. Para conservar la potencia en el enlace inverso, cada cuadro de datos de 20mS es subdividido en dieciséis subagrupamientos de tiempo de 1.25mS. Cuando el teléfono está operando en un rango de datos completo, los dieciséis grupos dentro del cuadro son transmitidos. Sin embargo, cuando el teléfono está operando en un rango de datos reducido, únicamente se transmite una fracción de los dieciséis grupos. La fracción de grupos transmitida es igual a la reducción en el rango de datos. Cuando el teléfono opera a la mitad del rango de datos total, se transmite la mitad de los grupos. Sin embargo, se debe observar que no se pierden datos ya que los datos son repetidos en proporción inversa a la reducción de rango de datos. Se repite dos veces la mitad del rango de datos aunque únicamente se transmite la mitad de los datos. La porción redundante de los datos no se transmite. De manera similar, un octavo del rango de datos es repetido ocho veces, aunque únicamente se transmite un octavo de los datos .

Cuando el teléfono opera en un rango de datos reducido, la energía es regulada para seleccionar circuitos activos en la trayectoria de transmisión. La potencia para los circuitos es desregulada cuando los datos no están siendo transmitidos. La potencia es regulada nuevamente en los circuitos antes de transmitir el grupo de datos deseado. La regulación de la potencia sirve para conservar la potencia dentro del teléfono inalámbrico. Esto da como resultado una vida de batería deseada muy extendida. Un efecto adverso de la regulación de potencia es los cambios de carga repentinos aplicados a la fuente de alimentación del teléfono. Las porciones de la trayectoria de transmisión RF que son conectadas y desconectadas, presentan las mayores cargas en la fuente de alimentación. Por lo tanto, durante la regulación de potencia, la fuente de alimentación del teléfono es sometido a las variaciones de carga más altas que experimentará. Ya que la fuente de alimentación no es insensible a las variaciones de carga, la salida de la fuente de alimentación exhibirá una ondulación de voltaje en el rango en el que ocurre la regulación de potencia. La ondulación de voltaje real en las líneas de suministro de voltaje, es una función del rechazo de carga de la fuente de alimentación, el rango de regulación de potencia y el cambio en la carga de la fuente de alimentación debido a la regulación de potencia. El cambio en la carga de la fuente de alimentación varia en relación con el enlace de comunicación RF que el teléfono está manteniendo con la estación base. El cambio en la corriente de carga, será mayor cuando el teléfono esté transmitiendo en un nivel de potencia RF más alto que cuando el teléfono está transmitiendo en un nivel de potencia RF disminuido. La regulación de potencia puede ocurrir en cada agrupación de tiempo de 1.25mS utilizada para cada cuadro de datos en el enlace inverso. Esto da como resultado una variación de carga de la fuente de alimentación con un componente de frecuencia de 800 Hz significativo. Lo que se desea es un diseño de oscilador controlado por voltaje que mantenga una frecuencia de salida estable con un voltaje de control constante aplicado. El VCO debe tener la capacidad de ser conmutado, de modo que se pueda sintonizar en dos bandas de frecuencia distintas. Además, la salida VCO debe ser insensible al ruido de la fuente de alimentación. De manera específica, cuando el VCO es implementado en un teléfono CDMA, la salida VCO debe ser insensible al ruido de la fuente de alimentación creado por la regulación de potencia de la trayectoria de transmisión RF . Otro objeto de la presente invención, es el diseño de un circuito de Q alto, bajo costo, poca cantidad de componentes, componentes conmutados, insensible al ruido para utilizarse como un circuito resonante dentro de un VCO.

Sumario del Invento La presente invención es un Oscilador Controlado por Voltaje de banda múltiple (VCO) novedoso y mejorado que tiene inmunidad al ruido incrementada. Adicionalmente, la presente invención puede ser vista como una configuración de circuito resonante novedosa que contiene componentes conmutados, tiene un Q alto, y es insensible al ruido. El circuito resonante novedoso puede ser implementado con un amplificador o circuito integrado específico de una aplicación para generar un VCO que tiene las características de cobertura de banda múltiple, insensibilidad al ruido y estabilidad de frecuencia. En una primera modalidad todos los elementos de circuito resonante están conectados en una configuración balanceada con excepción del inductor. El primero y segundo capacitores de acoplamiento comprenden las conexiones balanceadas positivas y negativas para el circuito resonante. Las salidas del primero y segundo capacitores de acoplamiento están interconectadas utilizando un inductor en serie con un capacitor conmutado. Un primer capacitor de sintonización conecta la salida del primer capacitor de acoplamiento a un primer capacitor variable. Un segundo capacitor de sintonización conecta la salida del segundo capacitor de acoplamiento a un segundo capacitor variable. Los extremos opuestos del primer y segundo capacitores variables, están conectados juntos manteniendo de este modo una configuración balanceada con respecto a las conexiones balanceadas de circuito resonante. Un interruptor de diodo está conectado en paralelo con el capacitor conmutado, de modo que el capacitor conmutado está conectado eléctricamente al circuito resonante cuando el interruptor de diodo no está polarizado directo. El capacitor conmutado no está conectado en forma eléctrica al circuito resonante cuando el interruptor de diodo está polarizado directo. En la primera modalidad, el primero y segundo capacitores de sintonización se utilizan como un circuito variable controlado por voltaje. En la primera modalidad, el valor de capacitancia del circuito variable es cambiado con la aplicación de un voltaje de control. Cualquier tipo de circuito variable cuya impedancia cambia de acuerdo con un voltaje aplicado, puede ser utilizado en un circuito resonante para permitir que la frecuencia resonante sea sintonizada utilizando un voltaje de control. Las modalidades preferidas descritas en la presente invención, utilizan capacitores variables como el circuito variable. La operación del conmutador causa que la frecuencia central del VCO cambie entre dos valores, fi y f2. Más particularmente, la actuación del conmutador origina que la frecuencia resonante del circuito resonante varíe, cambiando de este modo la frecuencia central del VCO entre fx y f2. La primera modalidad tiene la ventaja de un circuito Q maximizado. Esto se debe a que únicamente se utiliza un inductor en el circuito. El inductor Q es la limitación para lograr un circuito Q alto. La eliminación de la mayoría de los inductores en el circuito, maximiza el circuito Q. Sin embargo, el circuito no es tan insensible al ruido como el de la segunda modalidad. En una segunda modalidad, todos los elementos del circuito resonante están conectados en una configuración balanceada. El primer y segundo capacitores de acoplamiento comprenden las conexiones balanceadas positiva y negativa para el circuito resonante, igual que en la primera modalidad. Las salidas del primero y segundo capacitores de acoplamiento están conectadas al primero y segundo inductores. El primero y segundo inductores están conectados cada uno, a uno de los capacitores de acoplamiento y a tierra. Un primer capacitor de sintonización conecta la salida del primer capacitor de acoplamiento al primer capacitor variable. Un segundo capacitor de sintonización conecta la salida del segundo capacitor de acoplamiento a un segundo capacitor variable. Los extremos opuestos del primero y segundo capacitores variables están conectados juntos, manteniendo de este modo una configuración balanceada con respecto a las conexiones balanceadas del circuito resonante. La segunda modalidad, tal como se describe, está completamente balanceada con respecto a la entrada del circuito resonante. Un extremo del capacitor conmutado, está conectado a la salida del segundo capacitor de acoplamiento. El capacitor conmutado está conectado en serie al interruptor de diodo, el cual posteriormente es conectado a la salida del primer capacitor de acoplamiento. La salida del primer capacitor de acoplamiento está conectada a la salida del segundo capacitor de acoplamiento, utilizando el capacitor conmutado en serie con el interruptor de diodo. El circuito resonante es indiferente, sí el capacitor conmutado está conectado a la salida del primer capacitor de acoplamiento con el interruptor de diodo conectado a la salida del segundo capacitor de acoplamiento, o si las posiciones del capacitor conmutado y el interruptor de diodo están transpuestas . La operación del conmutador origina que la frecuencia central del VCO cambie entre dos valores, fx y f2 • Más particularmente, la actuación del conmutador origina que la capacitancia asociada con el circuito resonante varíe, cambiando de este modo la frecuencia resonante del circuito resonante y cambiando por lo tanto, la frecuencia central del VCO La segunda modalidad también tiene una mayor inmunidad al ruido debido a un polo adicional en un filtro de paso alto. Cuando son vistas desde las entradas, cada una de las entradas balanceadas tiene efectivamente una configuración de filtro de paso alto. Esto se debe a la configuración de los capacitores de acoplamiento en relación con los inductores. Este filtro de paso alto actúa efectivamente para remover la mayor parte del ruido inducido en el circuito resonante. El ruido es eliminado para no afectar los capacitores variables, eliminando de este modo los efectos del ruido inducido en la operación del circuito resonante.

Breve Descripción de los Dibujos Las características, objetos y ventajas de la presente invención se volverán más aparentes a partir de la descripción detallada que se manifiesta posteriormente, cuando sea tomada en conjunto con los dibujos en los cuales los caracteres de referencia similares se identifican de manera correspondiente a lo largo de la descripción, y en donde: La figura 1, es un diagrama de bloque de un oscilador local sintetizado; Las figuras 2A-2B, son trazos de amplitud y de fase que caracterizan circuitos osciladores; La figura 3, es un diagrama de bloque de un oscilador sintetizado de circuito integrado; La figura 4, es un diagrama de bloque que muestra la primera modalidad de la presente invención, incorporada con un oscilador de circuito integrado; y La figura 5, es un diagrama de bloque que muestra la segunda modalidad de la presente invención, incorporada con un oscilador de circuito integrado.

Descripción Detallada del Invento La figura 3, ilustra un diagrama de bloque de una implementación típica de oscilador local, utilizada en un teléfono inalámbrico. Un oscilador sintetizado IC 300 incorpora un Circuito Cerrado de Fase (PLL) 302, así como un amplificador configurado como un oscilador 304. El oscilador sintetizado IC 300 requiere un circuito resonante externo y un filtro del circuito 310, con el objeto de operar. El oscilador 304, está configurado como un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO) si el circuito resonante puede ser sintonizado mediante la aplicación de un voltaje de control. El circuito resonante está comprendido en un inductor 320 en forma paralela con una red capacitiva. La red capacitiva utiliza un primero y segundo capacitores variables, 342 y 344 respectivamente, conectados en serie. El primer capacitor variable 342 está conectado a un primer lado del inductor 320 a través de un primer capacitor de sintonización 332. El segundo capacitor variable 344 está conectado al segundo lado del inductor 320 a través de un segundo capacitor de sintonización 334. El punto en donde el primer capacitor variable 342 se conecta al segundo capacitor variable 344, está enlazado para la conexión a tierra de la señal. El oscilador 304 dentro del oscilador sintetizado IC 300, opera en la frecuencia del circuito resonante. Una muestra de la salida del oscilador 304 es enrutada al PLL 302. El PLL 302 compara la fase de la señal de salida del oscilador 304 contra una señal de referencia (no mostrada) . La señal de error resultante pasa a través de un filtro de circuito 302, posteriormente es aplicada al circuito resonante. La salida del filtro del circuito 310 se aplica a los capacitores variables 342 y 344, a través de la primera y segunda resistencias de polarización, 352 y 354. Una primera resistencia de polarización 352 conecta la salida del filtro del circuito 310 a la terminal del primer capacitor variable 342 que está conectado al primer capacitor de sintonización 332. De manera similar, se utiliza una segunda resistencia de polarización 354 para conectar la salida del filtro del circuito 310 a la terminal del segundo capacitor variable 344 que está conectada al segundo capacitor de sintonización 334.

El primer capacitor variable 342 y el segundo capacitor variable 344 pueden ser implementados como diodos varactores. La salida del filtro del circuito 310 se utiliza para invertir la polarización de los diodos varactores. Los diodos varactores cambian sus valores de capacitancia con base en el nivel de polarización inversa aplicada. Por lo tanto, al controlar el voltaje de polarización inversa del diodo varactor, se puede controlar la frecuencia del oscilador. El voltaje de control es variado para mantener el circuito de fase dentro del PLL 302. Cuando un teléfono inalámbrico LO está configurado tal como se muestra en la figura 3, el oscilador 304 únicamente puede sintonizar en el rango del circuito resonante. Si se requiere que el oscilador 304 sintonice en una gran extensión de frecuencia, de modo que el teléfono pueda cubrir múltiples bandas de frecuencia, el circuito resonante debe tener la capacidad de sintonizar en todo el rango. La sintonización del circuito resonante de la figura 3 en un amplio rango, se puede lograr en dos formas . Un primer método utiliza capacitores variables altamente sensibles, 342 y 344. El rango de voltaje de control se mantiene en un valor mínimo cuando se utilizan capacitores variables altamente sensibles. Sin embargo, la sensibilidad de los capacitores variables hace al circuito resonante sensible al ruido inducido en el circuito. Cualquier fuente de ruido inducido en la polarización del capacitor variable origina un cambio en la frecuencia resonante del circuito. Si el rango de ruido inducido es mayor que el ancho de banda del circuito, el PLL 302 mantiene la capacidad de corregir el error. Un segundo método utiliza capacitores variables de baja sensibilidad con un rango de voltaje de control extendido. Sin embargo, el rango de voltaje de control extendido presenta un problema para teléfonos inalámbricos que operan sin potencia de baterías. Ya que el voltaje proporcionado por las baterías es relativamente bajo, la expansión del rango de voltaje de control requiere un ajuste del voltaje disponible. Se logra un ajuste de voltaje con un convertidor CD-CD. Un convertidor CD-CD no opera con un 100% de eficiencia. La pérdida en el ajuste de la conversión de voltaje, es una potencia de batería desperdiciada. El minimizar el consumo de potencia de batería es una prioridad importante en teléfonos inalámbricos. Otra prioridad importante en teléfonos inalámbricos, es minimizar el tamaño físico. Ambas de estas dos restricciones de alta prioridad del diseño, impulsan el uso de rangos de voltaje de control extendidos en un teléfono inalámbrico. Una configuración de circuito resonante alternativa integra componentes conmutados en el circuito resonante. Los componentes son conmutados fuera del circuito resonante para operar en una primera banda de frecuencia y los componentes son conmutados en un circuito resonante para operar en una segunda banda de frecuencia. La primer modalidad de la presente invención se ilustra en la figura 4. La configuración LO utiliza el mismo oscilador sintetizado IC 300 y el filtro del circuito 310 descritos en la figura 3. Sin embargo, la configuración del circuito resonante de la figura 4 difiere de la que se muestra en la figura 3. El circuito resonante mostrado en la figura 4, incluye un capacitor conmutado 414 que puede ser conmutado dentro y fuera del circuito de acuerdo con la polarización a través del interruptor de diodo 420.

Sin embargo, el circuito resonante mostrado en la figura 4 contiene elementos adicionales no incorporados en el circuito resonante de la figura 3.

El circuito resonante mostrado en la figura 4, incorpora un primero y segundo capacitores de acoplamiento, 402 y 404. Estos capacitores de acoplamiento disminuirán el nivel de cualquier ruido de las conexiones del Oscilador al circuito resonante. La primera terminal de cada capacitor de acoplamiento se utiliza para conectar el circuito resonante a la terminal respectiva del oscilador 304. La segunda terminal de cada capacitor de acoplamiento, 402 y 404, está conectada a lados opuestos del resto del circuito resonante. La segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 402 está conectada a un inductor 410 colocado en serie con un capacitor conmutado 414. El extremo del capacitor conmutado 414, el cual no está conectado al inductor, está conectado a la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 404. Un interruptor de diodo 420, está conectado en forma paralela con el capacitor conmutado 414. El ánodo del interruptor de diodo 420, está conectado a la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 404, y el cátodo del interruptor de diodo 420 está conectado a la unión del inductor 410 del capacitor conmutado 414. El ánodo del interruptor de diodo 420 es jalado al riel de suministro de voltaje utilizando una resistencia de levante 462. En la unión del primer capacitor de acoplamiento 402 y el inductor 410, se encuentra un circuito que se utiliza para controlar la polarización directa en el interruptor de diodo 420. Este circuito está comprendido de una resistencia de disminución 464 conectada a un conmutador CD 466. Cuando el conmutador CD 466 está cerrado, la resistencia de disminución 464 proporciona una trayectoria CD desde el inductor 410 hasta la conexión a tierra. Cuando el conmutador CD 466 está abierto, la resistencia de disminución 464 tiene circuito abierto y no fluye corriente a través de la misma. Una señal de Selección de Banda conduce una resistencia de control 468 conectada al conmutador CD 466, que controla el conmutador CD 466. La configuración real del conmutador colocado en forma paralela con el capacitor conmutado 414, no es importante. El interruptor de diodo polarizado directo 420 mostrado en la figura 4, es únicamente a manera de ilustración y no de limitación en cuanto a la configuración del conmutador que se puede utilizar en el circuito resonante. Se permite cualquier conmutador comparable colocado en forma paralela con el capacitor conmutado 414. El resto del circuito resonante de la figura 4 está configurado en forma muy parecida a la mostrada en la figura 3. Un primer capacitor de sintonización 432 conecta la segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 402 a un primer capacitor variable 442. Un segundo capacitor de sintonización 434 conecta la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 404 a un segundo capacitor variable 444. Los extremos de los dos capacitores variables, 442 y 444, opuestos a los capacitores de sintonización, 432 y 434 están conectados juntos y están enlazados a tierra. La señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310, se aplica a cada uno de los capacitores variables, 442 y 444, a través de las resistencias de polarización 452 y 454. Una primera resistencia de polarización 452 conecta la señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310, a la unión del primer capacitor variable 442 y el primer capacitor de sintonización 432. Una segunda resistencia de polarización 454, conecta la señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310 a la unión del segundo capacitor variable 444 y el segundo capacitor de sintonización 434. Las resistencias de polarización 452 y 454 aplican la señal de voltaje de control para invertir la polarización de los capacitores variables cuando los capacitores variables 442 y 444 están implementados como diodos varactores. En la presente modalidad, el voltaje de control puede ser variable de 0 a 3 volts. Se utiliza la señal de voltaje de control para ajustar la presente invención, para variaciones en componentes y variaciones debido a la temperatura. La capacidad de la conmutación de banda de frecuencia de la primera modalidad, se describe tal como se indica a continuación. Cuando el conmutador CD 466 está cerrado, el interruptor de diodo 420 está polarizado directo y es conducido. Cuando el interruptor de diodo 420 es conducido, el capacitor conmutado 414 tiene corto circuito y no contribuye eléctricamente con el circuito resonante. La frecuencia resonante fi, posteriormente es determinada por el valor del inductor en forma paralela con el circuito de sintonización capacitiva comprendida de los capacitores de sintonización, 432 y 434, junto con los capacitores variables 442 y 444. Cuando la Señal de Selección de Banda controla el conmutador CD 466 para una condición de circuito abierto, el interruptor de diodo 420 ya no es conducido . El capacitor conmutado 414 es conectado en forma eléctrica al circuito resonante cuando el interruptor de diodo 420 no es conducido. La frecuencia resonante f2 del circuito, es implementada cuando el capacitor 414 contribuye en forma eléctrica al circuito resonante. La frecuencia resonante f2 es incrementada debido a que el capacitor conmutado 414 aparece en serie con el inductor 410. La combinación en serie da como resultado una reactancia que es la suma de cada reactancia. Ya que la reactancia de un inductor es opuesta a la reactancia de un capacitor, el efecto de una combinación en serie es una reactancia que es menor a la mayor de las dos reactancias. La reactancia del capacitor conmutado 414 se elige para ser menor a la reactancia del inductor 410, de modo que la combinación en serie de los dos elementos tiene la reactancia de un inductor equivalentemente más pequeño. Un inductor más pequeño en el circuito resonante incrementa la frecuencia resonante. La primera modalidad de la presente invención mostrada en la figura 4, tiene varias ventajas. Una ventaja es que la modalidad maximiza el circuito Q. El circuito Q es maximizado debido a que el circuito está implementado con el número mínimo de inductores. Debido a su estructura física, los inductores tienen muchos componentes Q inferiores y un tamaño más grande que los capacitores. Un circuito resonante que logra la conmutación de banda por medio de la adición y remoción de inductores, tendrá un circuito Q inferior que un circuito resonante que logra una conmutación de banda mediante la adición y remoción de capacitores. El circuito Q también es maximizado mediante la combinación en serie del inductor 410 y el capacitor conmutado 414. El circuito Q es superior con la combinación en serie del inductor 410 y el capacitor conmutado 414, debido a que se utiliza un valor de inductor 410 más grande. Ya que el componente Q del inductor 410 está determinado como XL/RL, un valor mayor de inductancia proporciona un componente Q superior. También es más fácil centrar las dos frecuencias de operación utilizando capacitores en inductores, debido a que los valores del capacitor están disponibles en grados más finos que los valores inductores. Otra ventaja de la primera modalidad es la inmunidad al ruido incrementada. Cuando los circuitos en la trayectoria de transmisión tienen potencia regulada/desregulada para conservar la potencia durante la transmisión de rango reducido en un sistema de teléfono inalámbrico CDMA, los cambios repentinos en la carga de la fuente de alimentación dan como resultado fluctuaciones en la salida de la fuente de alimentación. Las fluctuaciones en la salida de la fuente de alimentación afectan todos los componentes activos. El oscilador sintetizado IC 300, puede ser afectado por las fluctuaciones de la fuente de alimentación exhibiendo una ondulación de voltaje correspondiente en todas las líneas de salida. La ondulación de voltaje será exhibida en las terminales que se conectan al circuito resonante así como en la línea de voltaje de control para el filtro del circuito 310. Los dos capacitores de acoplamiento, 402 y 404, ayudan a disminuir el efecto de cualquier ruido inducido en el circuito resonante a través de las conexiones del oscilador. Los capacitores de acoplamiento, 402 y 404, proporcionan reactancias adicionales que sirven para reducir el nivel de ondulación de voltaje que alcanzan al final los capacitores variables, 442 y 444. La configuración de conmutador de banda del circuito resonante, proporciona una inmunidad al ruido incrementada minimizando la ganancia VCO. La ganancia VCO es una medida de la sensibilidad de sintonización del VCO, la cual es denotada como Kv, y normalmente es medida en MHZ/V. La configuración de conmutación de banda minimiza la ganancia VCO limitando el cambio de capacitancia requerido de los capacitores variables en el circuito resonante. El rango de capacitancia es minimizado debido a que el cambio a gran escala requerido para conmutar bandas de frecuencia, se lleva a cabo mediante la inclusión del capacitor conmutado 414. Por lo tanto, un rango de control de voltaje limitado puede controlar en forma precisa la frecuencia del oscilador en ambas bandas sin incrementar el valor de Kv . En la primera modalidad, los valores L y C son seleccionados de modo que los valores Kv sean aproximadamente los mismos en las frecuencias de operación fi y f2. Una segunda modalidad de la presente invención, mostrada en la figura 5, proporciona un mayor nivel de inmunidad al ruido en una degradación ligera en el circuito Q. La segunda modalidad también utiliza una configuración de circuito resonante de banda conmutada. La segunda modalidad es muy similar a la primera modalidad. La segunda modalidad incorpora un primero y segundo capacitores de acoplamiento, 502 y 504, como las entradas para el circuito resonante. El oscilador sintetizado IC 300 tiene un par de conexiones balanceadas para el circuito resonante externo. Una primera terminal del primer capacitor de acoplamiento 502 está conectada a la conexión de interfase del circuito resonante positivo del oscilador sintetizado IC 300. La segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento está conectada a un primer inductor 512. El primer inductor 512 proporciona una trayectoria de circuito para conexión a tierra. De manera similar, una primera terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504 está conectada a la conexión de interfase del circuito resonante negativo del oscilador sintetizado IC 300. La segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504 se conecta al segundo inductor 514. El segundo inductor 514 proporciona una trayectoria de circuito para conexión a tierra. El capacitor 522 conmutado en serie con el interruptor de diodo 520 conecta la segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 502 con la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504. El ánodo del interruptor de diodo 520 está conectado al capacitor conmutado 522 en la conexión de serie. La figura 5, muestra el capacitor conmutado 522 conectado a la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504, el cátodo del interruptor de diodo 520 conectado a la segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 502. Sin embargo, la conexión en serie del capacitor conmutado 522 y el interruptor de diodo 520, puede ser invertida sin afectar la operación del circuito. Esto es que el cátodo del conector del diodo 520 está conectado a la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504 y el capacitor conmutado 522 está conectado a la segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 502 sin cambio en la operación del circuito . El circuito requerido para polarizar el interruptor de diodo 520, incluye una resistencia de levante 564 conectada en un extremo del ánodo del interruptor de diodo 520, y conectada en el otro extremo a un conmutador CD 566. El conmutador CD 566 conecta la resistencia de levante 564 al riel de la fuente de alimentación cuando está en la condición cerrada. Cuando el conmutador CD 566 es una corriente CD cerrada, fluye siguiendo una trayectoria de conexión a tierra a través de la resistencia de levante 564, el interruptor de diodo polarizado directo 520 y el primer inductor 512. Cuando el conmutador CD 566 está en la condición abierta, la resistencia de levante 564 tiene circuito abierto y no fluye corriente a través de la resistencia de levante 564. Una señal de Selección de Banda que conduce una resistencia de control 568 conectada a la terminal de control del conmutador CD 566, controla la operación del conmutador CD 566. El resto del circuito resonante está configurada en la misma forma que en la primera modalidad. Un primer capacitor de sintonización 532 conecta la segunda terminal del primer capacitor de acoplamiento 502 a un primer capacitor variable 542. Un segundo capacitor de sintonización 534 conecta la segunda terminal del segundo capacitor de acoplamiento 504 a un segundo capacitor variable 544. Los extremos de los dos capacitores variables, 542 y 544, opuestos a los capacitores de sintonización, 532 y 534, están conectados juntos y enlazados a tierra. Una señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310, se aplica a cada uno de los capacitores variables, 542 y 544, a través de resistencias de polarización 552 y 554. Una primera resistencia de polarización 552, conecta la señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310 a la unión del primer capacitor variable 542 y el primer capacitor de sintonización 532. Una segunda resistencia de polarización 554 conecta la señal de voltaje de control fuera del filtro del circuito 310 a la unión del segundo capacitor variable 544 y al segundo capacitor de sintonización 534. Las resistencias de polarización 552 y 554 aplican la señal de voltaje de control para invertir la polarización de los capacitores variables cuando los capacitores variables 542 y 544 están implementados como diodos varactores. En la presente modalidad, el voltaje de control puede ser variado de 0 a 3 Volts. La señal de voltaje de control se utiliza para ajustar la presente invención para variaciones en componentes y variaciones debido a temperatura. La segunda modalidad de la presente invención, también implementa un oscilador de banda conmutada. Cuando el interruptor de diodo 520 está polarizado directo, el capacitor conmutado 522 está conectado en forma eléctrica al circuito resonante. El capacitor conmutado 522 aparece en el circuito resonante en forma paralela con la red capacitiva comprendida de capacitores de sintonización, 532 y 534, y los capacitores variables, 542 y 544. Por lo tanto, el capacitor conmutado 522 incrementa el valor de capacitancia en el circuito resonante. El efecto es disminuir la frecuencia resonante del circuito resonante para fi. Cuando el diodo está apagado, el circuito opera en una frecuencia resonante f2 superior. El circuito resonante en la segunda modalidad mantiene un valor de Kv bajo, la ganancia VCO, proporcionando cobertura en ambas frecuencias del oscilador a través del uso de un circuito resonante de banda conmutada. La ventaja principal del circuito resonante de la segunda modalidad, es en relación a la inmunidad al ruido. Como en el caso de la primera modalidad, la segunda modalidad proporciona una mayor inmunidad al ruido cuando se compara con un oscilador de banda ancha que no utiliza una configuración de banda conmutada. El valor de Kv inferior, la ganancia VCO, en el oscilador de banda conmutada hace al oscilador de banda conmutada menos sensible al ruido inducido en la línea de voltaje de control. Aunque el filtro del circuito 310 removerá la mayor parte del ruido inducido en la línea de voltaje de control, no todo el ruido será eliminado. Una ondulación de voltaje equivalente en la línea de voltaje de control del oscilador de banda ancha, dará como resultado una mayor desviación de frecuencia que la misma ondulación de voltaje inducida en la línea de voltaje de control del oscilador de banda conmutada. La mejoría en inmunidad al ruido del diseño de banda conmutada, es la proporción de las ganancias VCO de los dos diseños de oscilador.

El diseño completamente balanceado del circuito resonante, también produce una inmunidad al ruido incrementada inducida en las entradas al circuito resonante. El circuito resonante está configurado como un filtro de paso alto cuando es visto desde cualquier terminal de entrada. La combinación de un capacitor de acoplamiento en serie, 502 ó 504, en conjunto con ya sea el primero o segundo inductor, 512 ó 514, en derivación produce un filtro de paso alto de dos polos. La configuración de filtro de paso alto ayuda particularmente a eliminar ruido del oscilador sintetizado IC 300. Una fuente de ruido particular del oscilador sintetizado IC 300, se puede atribuir a las fluctuaciones de voltaje de la fuente de alimentación correspondientes al ciclo de energía de aparatos activos en la trayectoria de la señal de transmisión. El ciclo de energía de aparatos activos en la trayectoria de la señal de transmisión, ocurre cuando un teléfono inalámbrico CDMA opera en un rango de datos reducido. Cuando el teléfono CDMA está operando en un rango de datos reducido, únicamente se transmite una copia de un número de períodos de datos repetidos. Esto no da como resultado únicamente ahorros de energía en el teléfono, sino también una reducción en la potencia RF promedio transmitida desde el teléfono. La potencia de transmisión RF promedio reducida del teléfono, da como resultado menos interferencia para otros teléfonos que operan en la misma banda. El ciclo de energía de transmisión da como resultado ruido de la fuente de alimentación con un componente de frecuencia de 800 Hz significativo. El ruido de la fuente de alimentación es inducido en el circuito resonante por medio de las conexiones de interfase del oscilador sintetizado IC 300. El filtro de paso alto incorporado en el diseño del circuito resonante, elimina el ruido de los capacitores variables 542 y 544. El resultado es que el circuito resonante no se vea afectado por el ruido inducido procedente del oscilador sintetizado IC 300, ya que otros componentes en el circuito resonante no son afectados por las variaciones de voltaje. La salida del oscilador 304, posteriormente exhibe un mejor ruido de fase, debido a que el circuito resonante no se vea afectado por el ruido. La presente invención proporciona un oscilador que tiene la mayoría de características deseadas. El Q alto del circuito resonante, asegura que el oscilador mantenga una frecuencia de operación estable para un voltaje de control determinado. El diseño de banda conmutada permite al oscilador cubrir bandas de frecuencia múltiple, mientras que mantiene un valor de ganancia VCO bajo. Esto mejora el ruido de fase de la salida del oscilador, desensibilizando la salida VCO al ruido en la línea de voltaje de control. De manera más importante, el diseño del circuito resonante es relativamente inmune al ruido inducido. El ruido inducido en el circuito resonante procedente de un circuito de oscilador activo, tal como un oscilador sintetizado IC, es filtrado en el circuito resonante antes de que pueda tener un efecto en los elementos de sintonización dentro del circuito resonante. El filtro está compuesto, estructurando los elementos del circuito resonante en una configuración de paso alto. Por lo tanto, los diversos elementos que cubren el circuito resonante en forma simultánea, sirven para filtrar cualquier ruido. El resultado es una salida del oscilador clara, sin importar el ambiente de operación ruidoso del circuito del oscilador. La descripción anterior de las modalidades preferidas, se proporciona para ser posible a cualquier experto en la materia realizar o hacer uso de la presente invención. Las diversas modificaciones a estas modalidades, serán fácilmente apreciadas por los expertos en la materia, y los principios genéricos aquí definidos pueden ser aplicados a otras modalidades sin el uso de la facultad inventiva. Por lo tanto, la presente invención no pretende estar limitada a las modalidades aquí mostradas, sino estar de acuerdo con el alcance más amplio consistente con los principios y características novedosas aquí descritas .

Claims (15)

1. NOVEDAD DE LA INVENCIÓN Habiendo descrito la presente invención se considera como novedad y por lo tanto se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes: REIVINDICACIONES 1. Un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO) que comprende : un amplificador; y un circuito resonante conectado al amplificador para sintonizar el oscilador a una frecuencia de operación deseada, en donde el circuito resonante comprende : un circuito variable cuya impedancia es determinada por un voltaje de control; y un filtro de atenuación de baja frecuencia entre una entrada al circuito resonante y el circuito variable .
2. 2. El VCO de conformidad con la reivindicación 1, en donde el filtro de atenuación de baja frecuencia es un filtro de paso alto.
3. 3. El VCO de conformidad con la reivindicación 1, en donde el filtro de atenuación de baja frecuencia es un filtro de paso de banda.
4. 4. El VCO de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito resonante es implementado como una configuración de circuito balanceado.
5. 5. El VCO de conformidad con la reivindicación 4, en donde el circuito resonante comprende además un segundo filtro de atenuación de baja frecuencia entre una segunda entrada y el circuito variable.
6. 6. El VCO de conformidad con la reivindicación 5, en donde el circuito resonante comprende además un conmutador y un elemento conmutado para sintonizar nuevamente la frecuencia de operación del oscilador.
7. 7. El VCO de conformidad con la reivindicación 6, en donde el elemento conmutado es un capacitor.
8. 8. El VCO de conformidad con la reivindicación 5, en donde el conmutador es un interruptor de diodo.
9. 9. El VCO de conformidad con la reivindicación 8, en donde el elemento conmutado es un capacitor.
10. 10. El VCO de conformidad con la reivindicación 1, en donde el circuito resonante comprende además un conmutador y un elemento conmutado para sintonizar nuevamente la frecuencia de operación del oscilador.
11. 11. El VCO de conformidad con la reivindicación 10, en donde el circuito resonante comprende además un inductor y el elemento conmutado está conectado en forma paralela al inductor.
12. 12. El VCO de conformidad con la reivindicación 10, en donde el circuito resonante comprende además un inductor y el elemento conmutado está conectado en serie con el inductor cuando el conmutador tiene circuito abierto.
13. 13. Un método para incrementar la inmunidad al ruido de un Oscilador Controlado por Voltaje (VCO), en donde el método comprende: implementar un circuito resonante con un circuito variable y un filtro de atenuación de baja frecuencia entre una entrada al circuito resonante y el circuito variable; y conectar el circuito resonante a un amplificador.
14. 14. Un circuito resonante de banda múltiple con la capacidad de sintonizar a través de un rango de frecuencias resonantes dentro de cada banda, que comprende : un inductor; un capacitor conmutado conectado en serie con el inductor; un circuito variable cuya impedancia está determinada por un voltaje de control; un primer capacitor de sintonización que conecta un primer extremo de la combinación en serie del inductor y el capacitor conmutado a un primer extremo del circuito variable; un segundo capacitor de sintonización que conecta un segundo extremo de la combinación en serie del inductor y el capacitor conmutado a un segundo extremo del circuito variable; un primer capacitor de acoplamiento conectado a la unión del primer capacitor de sintonización y el inductor ; un segundo capacitor de acoplamiento conectado a la unión del segundo capacitor de sintonización y el capacitor conmutado; y un interruptor conectado en forma paralela al capacitor conmutado para proporcionar en forma selectiva una conexión de corto circuito a través del capacitor conmutado, removiendo eléctricamente de este modo el capacitor conmutado del circuito resonante .
15. 15. Un circuito resonante de banda múltiple con la capacidad de sintonizar a través de un rango de frecuencia resonantes dentro de cada banda, que comprende : un inductor; un primer capacitor de acoplamiento conectado a un primer extremo del inductor; un segundo capacitor de acoplamiento conectado a un segundo extremo del inductor; un capacitor conmutado; un conmutador conectado en serie con el capacitor 5 conmutado, por lo que la combinación en serie del conmutador y el capacitor conmutado está conectada en forma paralela al inductor; un circuito variable cuya impedancia es determinada por un voltaje de control; 10 un primer capacitor de sintonización que conecta el primer extremo del inductor a un primer extremo del circuito variable; y • un segundo capacitor de sintonización que conecta el segundo extremo del inductor a un segundo extremo 15 del circuito variable; en donde el capacitor conectado contribuye a la frecuencia resonante del circuito resonante, en donde el conmutador está capacitado y el capacitor FF conmutado no contribuye a la frecuencia resonante del 20 circuito resonante cuando el conmutador está deshabilitado .