MÉTODO Y APARATO PARA DETERMINAR UNA FRECUENCIA A LA CUAL ENTRA EN RESONANCIA UN RESONADOR
CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención se refiere a la determinación de una frecuencia, de manera particular la frecuencia resonante de un resonador.
ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Para determinar la frecuencia a la cual entra en resonancia un resonador se tiene que impulsar el resonador sobre un intervalo de frecuencias con un altavoz por ejemplo en tanto que se detecta la amplitud de la señal en el resonador, por ejemplo, con un micrófono para la frecuencia a la cual se está impulsando corrientemente el resonador. El altavoz se explora a través del posible intervalo de frecuencias a la cual puede presentarse la resonancia. Para determinar de manera exacta la frecuencia resonante, el altavoz se debe explorar a través del posible intervalo de frecuencias a la cual puede presentarse la resonancia en pasos pequeños . Por ejemplo, para lograr una exactitud de +/- 0.5 Hz, el altavoz debe explorar a través del intervalo de frecuencias en pasos de 1 Hz . Sin embargo, si el intervalo de frecuencias que se debe explorar es mayor, esto tomará más tiempo lo que puede llegar a ser inconveniente.
í BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN De acuerdo con un primer aspecto de la presente invención, un método para determinar una frecuencia a la cual entra en resonancia un resonador 5 comprende : impulsar un transmisor acústico para aplicar una señal acústica al interior de un resonador al explorar a través de un primer intervalo de frecuencias en pasos substancialmente equidistantes
de un primer tamaño; detectar una señal de un receptor acústico arreglado para detectar la amplitud de una señal acústica dentro del resonador producida al impulsar el transmisor acústico sobre el primer intervalo de
frecuencias; determinar una frecuencia a la cual se presenta un máximo en la señal detectada para el primer intervalo de frecuencias; impulsar el transmisor acústico al explorar 20 a través de un segundo intervalo de frecuencias que contiene la frecuencia determinada desde el primer intervalo de frecuencias, el segundo intervalo que es más pequeño que el primer intervalo, y al explorar a través del segundo intervalo en pasos 25 substanclalmente equidistantes de un segundo tamaño que es más pequeño que los pasos del primer tamaño; detectar una señal del receptor acústico producida al impulsar el transmisor acústico sobre el * ?
segundo intervalo de frecuencias; y determinar una frecuencia a la cual se
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ÍS' segundo intervalo de frecuencias. De acuerdo con un aspecto adicional de la presente invención, un aparato para determinar una frecuencia a la cual entre en resonancia un resonador, comprende: un medio para impulsar un transmisor
acústico arreglado para aplicar una señal acústica al interior de un resonador al explorar a través de un primer intervalo de frecuencias en pasos substancialmente equidistantes de un primer tamaño; un medio para detectar una señal de un
receptor acústico arreglado para detectar la amplitud de una señal acústica dentro del resonador producida al impulsar el transmisor acústico sobre el primer intervalo de frecuencias; un medio para determinar una frecuencia a la
cual se presenta un máximo en la señal detectada; un medio para impulsar el transmisor acústico para explorar a través de un segundo intervalo de frecuencias que contiene la frecuencia determinada, el segundo intervalo que es más pequeño
que el primer intervalo, y para explorar a través del segundo intervalo de frecuencias en pasos substancialmente equidistantes de un segundo tamaño que es más pequeño que el primer tamaño;
un medio para detectar una señal del receptor acústico producida al impulsar el transmisor acústico sobre el segundo intervalo de frecuencias, y un medio para determinar la frecuencia a la cual se presenta un máximo en la señal detectada para el segundo intervalo de frecuencias. Al impulsar el transmisor acústico sobre un primer intervalo de frecuencias, relativamente amplio, con un tamaño de paso de frecuencia relativamente grande, se obtiene rápidamente un valor grueso para el pico resonante para el intervalo de frecuencias, relativamente amplio, explorado. Habiendo obtenido un valor grueso para el pico resonante, el transmisor acústico se impulsa sobre un segundo intervalo de frecuencias, más estrecho que contiene el valor grueso para el pico resonante detectado de manera temprana para determinar de forma más precisa la frecuencia resonante. La frecuencia resonante de esta manera se puede detectar de una manera rápida y precisa. Sin embargo, un problema con esto es que la tarea de determinar la frecuencia a la cual se impulsa el transmisor acústico en el momento en que se detecta un pico resonante se complica por el hecho que el equipo fisico toma un tiempo finito antes de que un cambio en la frecuencia que impulsa al transmisor acústico dé por resultado un cambio en la amplitud detectada del receptor acústico. Esto da por resultado un error en la frecuencia resultante, detectada . Esto se soluciona en un aspecto aún adicional de la presente invención al explorar cada intervalo de frecuencias en una primera dirección y al determinar una primera frecuencia a la cual se presenta un máximo y luego al explorar en la dirección opuesta y al determinar una segunda frecuencia a la cual se presenta un máximo y al determinar el promedio de la primera y segunda frecuencias a la cual se ha presentado al máximo. Un valor final para la frecuencia a la cual se presenta el máximo en la señal detectada se obtiene de manera preferente al sumar un número predeterminado en muestras en cada frecuencia a la cual se impulsa un transmisor acústico sobre una exploración adicional. Al sumar un número predeterminado de muestras, se reducen los efectos de errores aleatorios tal como ruido, para producir un resultado más dependiente. Puesto que la suma de un número de muestras a cada frecuencia es más lenta que las exploraciones previas, el intervalo de frecuencias explorado en la exploración adicional es preferentemente más pequeño que aquel de las exploraciones previas para reducir el tiempo tomado para realizar la exploración. La exploración de suma es de manera preferente la última exploración realizada después de que se ha identificado ya de manera substancial la frecuencia resonante. La frecuencia real que produce resonancia cuando se impulsa un transductor acústico se mide de forma preferente al contar el número de sus ciclos en un periodo predeterminado o al medir el tiempo tomado para producir un número predeterminado de ciclos.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS DIBUJOS La invención se describe adicionalmente a manera de ejemplo con referencia a los dibujos anexos, en los cuales: La Figura 1 es un diagrama de bloques que ilustra la operación completa de un sistema para medir la velocidad de sonido de un gas usando un resonador; La Figura 2 muestra un resonador substancialmente esférico que se puede usar en el sistema ; La Figura 3 muestra como el receptor acústico se monta al resonador; La Figura 4 muestra como el transmisor acústico se monta al resonador; La Figura 5 muestra la amplitud de una señal detectada con el receptor acústico sobre un intervalo de frecuencias; La Figura 6 ilustra como la señal de reloj se usa para producir señales moduladas con ancho de impulso que se combinan para producir una aproximación a una onda sinusoidal. La Figura 7 muestra un sistema electrónico para realizar la operación ilustrada en la Figura 6; La Figura 8 muestra un oscilador controlado en voltaje para suministrar la señal de reloj al sistema mostrado en la Figura 6; La Figura 9 muestra una secuencia de operaciones para determinar la frecuencia resonante; La Figura 10 muestra las conexiones a un medio de procesamiento para determinar la frecuencia resonante; y La Figura 11 muestra un método para tomar en cuenta el tiempo finito de respuesta del equipo fisico .
DESCRIPCIÓN DETALLADA DE LA INVENCIÓN Como se muestra por la Figura 1, el circuito electrónico 1 de impulsión que puede incluir o estar en la forma de un microprocesador se arregla para producir una señal sinusoidal sobre un intervalo adecuado de frecuencias para impulsar un altavoz 2. El altavoz se arregla para aplicar una señal acústica al interior de un resonador 3. El micrófono 4 se arregla para recolectar la magnitud de la señal acústica dentro del resonador. La señal del micrófono se filtra y se amplifica por un circuito 5 electrónico apropiado y un medio de procesamiento 6 determina la frecuencia resonante que se relaciona al gas dentro del resonador para determinar su velocidad de sonido . El resonador 3 mostrado en la Figura 2 es en este caso una esfera rigida. El resonador ilustrado se forma a partir de dos semiesferas 31, 32 metálicas, trabajadas a máquina, CNC (controladas numéricamente por computadora), en este caso elaboradas de cobre, de un radio interno de 1.5 cm y un espesor de pared de 3 mm soldadas conjuntamente para formar una esfera. Los ápices de las semiesferas 31, 32 soportan el altavoz 2 y el micrófono 4 respectivamente que cuando se unen las semiesferas como se muestra en la Figura 2 se separan substancialmente por 180° que se ha encontrado que proporciona la señal de micrófono de mayor amplitud. El resonador se proporciona con varios pasajes 33 de difusión de gas, sólo uno de los cuales se muestra en la Figura 2, para permitir que el gas se difunda hacia adentro y hacia fuera del resonador. Cada semiesfera 31, 32 se proporciona de manera preferente con cuatro pasajes 33 de difusión de gas colocados 90° separados. Los pasajes 33 de difusión de gas se perforan de manera preferente a través del alojamiento del resonador y cualquier limadura se remueve para presentar una superficie repetible, regular hacia el interior del resonador. De manera alternativa, la esfera resonante se puede elaborar a partir de un material poroso tal como un material sintepzado. Los agujeros 33 de difusión de gas mostrados en la esfera resonante de cobre de la Figura 2 entonces no se requerirán y de este modo reducirán las perturbaciones en la frecuencia resonante debido a los agujeros 33. El material poroso usado tendrá de manera preferente una expansión térmica menor que el cobre, reduciendo la cantidad de corrección requerida para la variación en el tamaño del resonador con los cambios de la temperatura ambiente. El altavoz 2 es en este caso un altavoz miniatura como se puede usar en un audífono con un voltaje de suministro de 5 V y un nivel de potencia de aproximadamente 33 mW y el micrófono 4 es un micrófono sub-miniatura . La Figura 3 muestra cómo el micrófono 4 está montado al resonador 3. El resonador 3 se proporciona con un pasaje 41 de aproximadamente 1.5 mm de diámetro que se perfora de manera preferente y se remueve cualquier limadura. Un husillo cilindrico 42 se monta o está formado como parte del exterior del resonador y arreglado concéntricamente con el pasaje 41. El husillo 42 es de manera preferente de cerca de 10 mm de longitud y tiene un diámetro interior suficiente para ajustar el micrófono 4, en este caso de aproximadamente 5 mm. La posición del micrófono 4 dentro del husillo es variable a lo largo de su longitud de modo que se puede colocar en el punto óptimo en el cual se produzca el pico de señal de salida más agudo, cuando el altavoz aplica la frecuencia resonante al resonador. El micrófono 4 se asegura en la posición óptima dentro del husillo 42 usando adhesivo 43. De manera preferente, se impide que el adhesivo entre a la cavidad del resonador puesto que podria secarse en formas irregulares que pueden provocar perturbaciones en la frecuencia resonante. El micrófono 4 se proporciona de manera preferente con un borde 45, el diámetro exterior del cual es substancialmente el mismo como el diámetro interior del husillo 42 para impedir que cualquier adhesivo entre en el resonador. De manera alternativa, el micrófono 4 puede ajustarse herméticamente en el husillo 42. El micrófono 4 se conecta a los productos electrónicos de filtración y amplificación 5 con una conexión eléctrica 46. El altavoz 2 se puede montar de la misma manera como el micrófono 4 mostrado en la Figura 3, pero en este ejemplo se fija a una distancia particular desde el interior del resonador como se muestra en la Figura 4. En la Figura 4, un husillo 21 de aproximadamente 2 mm de longitud se monta o está formado como parte de la pared exterior del resonador 3 y un pasaje 22 de 1.5 mm está perforado a través del husillo 21 y la pared del resonador con cualquier limadura que se remueve . El altavoz 2 se monta al exterior del husillo 21 que cubre el pasaje 22. El altavoz se asegura al husillo 21 usando adhesivo, asegurando que no entre adhesivo al pasaje 22 y se conecta eléctricamente a los productos electrónicos de impulsor 1 por conexión eléctrica 23. La separación angular relativa del micrófono y el altavoz en la pared del resonador puede ser variable para lograr el pico de salida más agudo. Esto se puede lograr por la posición de ya sea el micrófono o el altavoz que se fija con la posición del otro que es variable. Debido a las ligeras variaciones en cada esfera resonante debido a las tolerancias del trabajo a máquina, por ejemplo, que producen diferentes radios efectivos, cada resonador se calibra de manera individual usando la expresión:
c = f x K
Cada resonador se calibra usando un gas de velocidad de sonido (c) conocida encontrada usando un modelo de computadora que predice la característica del gas tal como GASVLE o por la medición usando algún método adecuado. La frecuencia resonante (f) luego se mide para el gas de velocidad de sonido conocida en el resonador que está calibrado y la constante K se encuentra. Usando el resonador calibrado junto con su constante asociada K se permite que la velocidad de sonido se determine para cualquier gas a partir de la frecuencia resonante medida. Esto da posibles errores de aproximadamente +/- 0.1 %. Al compensar las variaciones en la temperatura ambiente que afectan el volumen del resonador, la velocidad de sonido de un gas se puede determinar con posibles errores aún más pequeños de aproximadamente +/- 0.05 %. El altavoz se impulsa por un circuito electrónico 1 mostrado esquemático en la Figura 1 para proporcionar señales sinusoidales sobre un intervalo de frecuencia adecuado para abarcar la frecuencia del primer pico de resonancia no radial del resonador 3. El altavoz se impulsa en barridos de frecuencia. El micrófono proporciona un voltaje de salida, que se filtra y amplifica, correspondiendo la frecuencia a la cual se está impulsando corrientemente el altavoz como se muestra gráficamente en la Figura 5 con un pequeño retraso debido a los productos electrónicos. La frecuencia a la cual el micrófono produce el voltaje de salida más grande se determina que es la frecuencia resonante no radial que en la Figura 5 es de 8860 Hz a 20°C. La generación de aproximaciones a ondas sinusoidales sobre un intervalo continuo de frecuencia se describe posteriormente. Como se muestra en las Figuras 6 y 7, se aplica una señal de reloj 101 a un microprocesador 110 en la linea 111 a partir de un oscilador controlado por voltaje. Se puede usar cualquier microprocesador tal como un Hitachi HD6473048 Fl 6. El microprocesador 110 procesa la señal 101 de reloj de entrada a partir de la linea 111 para producir señales 102, 103 y 104 moduladas en ancho de impulso (PWM) mostradas en la Figura 6, cada una de la misma frecuencia en las lineas 112, 113 y 114, respectivamente. Las señales PWM 102, 103, 104 se combinan conjuntamente usando un arreglo de suma ponderada, en este caso que consiste de las resistencias 115, 116, 117 para producir la aproximación a una onda sinusoidal en la linea 118. La aproximación a una onda sinusoidal 105 mostrada en la Figura 6 tiene la misma frecuencia como las señales PWM 102, 103, 104 que cada una tiene ciclos de trabajo fijos (porcentaje de tiempo en porcentaje de tiempo libre) . En este ejemplo, cada ciclo de la aproximación sintetizada a una onda sinusoidales 105 corresponde a dieciséis ciclos de la señal de reloj 101, pero podrian ser ocho a treinta y dos o cualquier otra cantidad adecuada. Los bordes de elevación 121 y caida 122 de la señal PWM 102 se activan por la terminación del sexto y décimo ciclos de la señal de reloj 101, respectivamente. Los bordes de elevación 131 y caida 132 de la señal PWM 103 se accionan por la terminación del cuarto y doceavo ciclos de la señal de reloj 101, respectivamente. Los bordes de elevación 141 y de caida 142 de la señal PMW 104 se accionan por la terminación del segundo y catorceavo ciclos de la señal de reloj 101, respectivamente. Cada una de las señales PWM 102, 103 y 104 luego se pasa a través de una resistencia de ponderación 115, 116, 117, respectivamente. La relación de los valores en las resistencias 115, 116, 117 se elige para dar la mejor aproximación de onda sinusoidal, completa que en este caso es la resistencia 115 que es de 51 kO, resistencia 116 que es de 16 kO y resistencia 117 que es de 51 kO . Para producir una aproximación a una onda sinusoidal a partir de las ondas cuadradas de PWM, es deseable mantener la primera armónica en tanto que se suprime la tercera, quinta, séptima, etc. armónica. Usando el método anterior como se ilustra en la Figura 6, la tercera y quinta armónica se remueve esencialmente de algunos efectos residuales debido a las tolerancias de la resistencia. En el presente ejemplo, se contempla que el aparato de generación de ondas sinusoidal se usará para generar ondas sinusoidales en el intervalo de 7.5 kHz-11.8 kHz para impulsar el altavoz 2 y la señal transmitida del altavoz detectada por el micrófono 4. Cuando se usa de esta manera, la séptima y subsecuentes armónicas se reducen a niveles tal que no se debe detectar filtración o acondicionamiento adicional para remover el efecto de estas armónicas puesto que la señal transmitida debido a estas armónicas debe estar fuera de los limites de la banda pasante del micrófono. Si el aparato se usa para generar ondas sinusoidales a menores frecuencias, el efecto de la séptima y subsecuentes armónicas se puede remover o disminuir por filtración con pasabajos o usando señales más moduladas en ancho de impulso para producir una mejor aproximación o una onda sinusoidal. La salida de cada resistencia 115, 116, 117 se combina en la linea común 118 para producir la aproximación a una onda sinusoidal 105 mostrada en la Figura 6. La señal 105 se filtra con pasabajos por el capacitor 119 conectado entre la linea común 118 y tierra y se detecta en el punto de conexión 120. La Figura 8 muestra un oscilador 160 controlado en voltaje que produce una salida oscilante en 161, la frecuencia de la cual es dependiente del voltaje de una señal de impulsión aplicada en la entrada 162. Sin embargo, es adecuado cualquier dispositivo, la frecuencia de salida del cual es dependiente del valor analógico de una entrada . El presente ejemplo de la invención usa un convertidor de voltaje a frecuencia de Analog Devices AD654. El diagrama de bloques del AD654 aparece en la Figura 8. Una amplificador 163 operacional versátil sirve como la etapa de entrada; si el propósito es convertir y poner a escala la señal de voltaje de entrada 162 a una corriente de impulsión. Se distribuye una corriente de impulsión al convertidor de corriente a frecuencia 165 (un multivibrador inestable) . La salida del convertidor 165 controla el transistor 164. En el esquema de conexión de la Figura 8, el amplificador de entrada 163 presenta una impedancia muy alta (250 mO) al voltaje de entrada en 162, que se convierte en la corriente de impulsión apropiada por la resistencia de escala 167 en la espiga 3. En este ejemplo, la resistencia 167 y 168 son de 1.2 kO . La frecuencia de la aproximación a una onda sinusoidal producida en el punto 120 de conexión de salida mostrada en la Figura 7 no se puede asumir siempre de manera exacta a partir del voltaje de la señal de impulsión aplicada en la entrada 162 mostrada en la Figura 8 y debido a las variaciones en la temperatura y el desempeño por ejemplo de los componentes eléctricos. En consecuencia, el microprocesador 110 también se puede conectar a cualquiera de las lineas 112, 113, y 114 que transportan señales PWM 102, 103 y 104 respectivamente que están en la misma frecuencia como la aproximación de salida a una onda sinusoidal como se describe posteriormente. El microprocesador cuenta el número de ciclos de la señal PWM seleccionada durante un periodo dado de tiempo tal como un segundo. La frecuencia de salida real de la onda sinusoidal entonces se puede determinar de manera exacta. El microprocesador 110 cuenta el número de ciclos de una señal PWM 102, 103 y 104 en lugar de los ciclos de la aproximación a una onda sinusoidal 105 durante un periodo dado de tiempo puesto que las señales PWM tienen estados de activación/desactivación claros, definidos de forma más precisa que son más fáciles de contar proporcionando mejores resultados. De manera alternativa, el microprocesador 110 puede contar el número de ciclos de la señal de reloj 101 durante un periodo dado de tiempo y de esto determina la frecuencia de onda sinusoidal al dividir por el número de ciclos de señal de reloj requerido para producir cada ciclo de señal PWM. De una manera alternativa o adicional, el microprocesador puede medir el tiempo tomado para producir un número predeterminado de ciclos de reloj o ciclos PWM y de esto calcula la frecuencia de la aproximación a una onda sinusoidal. Puesto que el oscilador 160 produce una señal oscilante con un intervalo continuo de frecuencias, se pueden generar ondas sinusoidales con un intervalo continuo de frecuencias. El uso de un oscilador de generación de ondas cuadradas de frecuencia variable que es un dispositivo barato, pequeño (9.91 mm x 7.87 mm x 4.57 mm en forma de DIP de plástico de 8 espigas o 4.90 mm x 3.91 mm x 2.39 mm en forma de SOIC de 8 espigas para el AD 654), fácilmente disponible en unión con un microprocesador para producir aproximaciones a una onda sinusoidal permite la producción de un dispositivo que es capaz de generar aproximaciones a las ondas sinusoidales sobre un intervalo continuo de frecuencias y es compacto y de este modo se puede montar en una zona compacta por ejemplo o en un alojamiento compacto. Puesto que se emplea en general un microprocesador con muchas ondas o sistemas electrónicos para otros propósitos, el único espacio adicional que se requiere para producir aproximaciones a ondas sinusoidales sobre un intervalo continuo de frecuencias es aquel para el oscilador de generación de ondas cuadradas de frecuencia variable, compacto. El oscilador no necesita ser un oscilador controlado en voltaje sino que puede ser cualquier dispositivo arreglado para suministrar una señal con un intervalo continuo de frecuencias. La aproximación a una onda sinusoidal no necesita ser generada de las tres señales PWM sino se puede generar de cualquier número adecuado dependiendo del nivel requerido de aproximación a una onda sinusoidal. Adicionalmente, cada ciclo de la onda sinusoidal no necesita corresponder a dieciséis ciclos de reloj sino podrian ser ocho, treinta y dos ó cualquier número adecuado. Para determinar de forma rápida y exacta la frecuencia resonante (la frecuencia a la cual es v un máximo la amplitud de la señal producida por el micrófono) se hace un barrido grueso de frecuencias, rápido, inicial (en este caso pasos de 10-15 Hz, sobre el intervalo de frecuencia en el cual pueda presentarse la resonancia como se muestra por Sl en la Figura 9. Un medio de control tal como un microprocesador identifica un intervalo de frecuencia más estrecho dentro del barrido grueso de frecuencias, inicial en el cual se presenta un máximo. Se hace un barrido S2 de frecuencias, adicional con pasos de frecuencia más pequeños (en este caso 1 Hz) dentro del intervalo de frecuencias, más estrecho, identificado para determinar de forma exacta la frecuencia en la cual se presenta el máximo, identificando la frecuencia resonante. Usando la combinación anterior de barridos gruesos, luego finos de frecuencias sobre un intervalo más estrecho de frecuencias, se puede determinar rápidamente un valor exacto de la frecuencia resonante por ejemplo en una fracción de un segundo. Un medio de control tal como un microprocesador puede promediar los valores S3 de frecuentemente, detectados, subsecuentes para reducir los errores debido al ruido. La frecuencia de la señal PWM luego se puede determinar S4 para indicar la frecuencia de la onda sinusoidal generada que impulsa el altavoz 2 a resonancia. La determinación de la frecuencia resonante ahora se explicará en detalle. Un microprocesador, que en este caso es el microprocesador 110 descrito anteriormente que también genera las señales PWM, se usa para regresar un algoritmo para determinar la frecuencia resonante del gas dentro del resonador. En lugar del microprocesador 110, se podria usar una PC con una tarjeta de adquisición de datos, de enchufe, apropiada . Para determinar la frecuencia resonante, como se muestra en la Figura 10, el microprocesador 110 tiene una salida analógica 201, una entrada digital 202 y una entrada analógica 203. La salida analógica 201 se conecta en la entrada 162 del voltaje al convertidor de frecuencia 160 mostrada en la Figura 8, para controlar la frecuencia aplicada en el altavoz 2. En este caso, la salida analógica 201 consiste de dos salidas (no mostradas) , ambas de las cuales se conectan a la entrada 162 del convertidor de voltaje a frecuencia 160. Una salida controla el barrido grueso de frecuencia y la otra controla el barrido fino de frecuencia. Cada una de las dos salidas se pasa a través de un convertidor de digital a analógico, que en este caso de proporciona en el microprocesador 110 mismo, y una resistencia apropiada para proporcionar el nivel requerido de resolución. En este caso, la resistencia para el control grueso de frecuencia es de 36 kO y la resistencia para el control fino de frecuencia es de 2.2 mO . Como se explica anteriormente, la frecuencia de la aproximación a una señal de onda sinusoidal que impulsa el altavoz no se puede asegurar siempre de manera exacta a partir del voltaje de la señal de impulsión a partir de la salida analógica 201 debido a las variaciones de temperatura y por ejemplo al desempeño de los componentes eléctricos . De esta manera, una de las señales PWM 102, 103, 104 que están cada una a la misma frecuencia como la aproximación a una onda sinusoidal que impulsa el altavoz 2 a la señal de reloj 101, se aplica en la entrada digital 202 para el microprocesador 110 para calcular la frecuencia de la aproximación a una onda sinusoidal 105 como se describe anteriormente. La entrada analógica 203 representa la amplitud de la señal que se recibe por el micrófono y se conecta al microprocesador 110 y a un convertidor externo de analógico a digital. El proceso de localizar la frecuencia resonante es el de identificar la frecuencia a la cual es un máximo la entrada analógica 203.
El proceso para localizar la frecuencia resonante se puede dividir en cuatro etapas . Las primeras tres etapas Sl, S2, S3 comprenden cada una el cambio de la frecuencia del altavoz para buscar la resonancia. Cuando se ha localizado la resonancia, la etapa final S4 mide la frecuencia resonante. La primera etapa Sl es una exploración rápida a través del intervalo permisible de frecuencias que toma aproximadamente una lectura de la entrada analógica 203 para cada paso del voltaje 201 de salida analógica. El intervalo permisible de frecuencias se selecciona para restringir la exploración a aquellas frecuencias en las cuales la resonancia no radial debe presentarse para la combinación esperada de composición de gas, temperatura y presión. Los limites del intervalo permisible para reducir el tiempo tomado para localizar la frecuencia resonante y también para reducir el riesgo de localizar un pico resonante, indeseado. Aunque no se conoce la relación exacta entre el voltaje de control de la salida analógica 201 y la frecuencia del micrófono, se puede aproximar de una forma suficientemente buena para ser usada para ajustar los limites de frecuencia del intervalo permisible dentro del cual buscar la resonancia. En el presente ejemplo, el intervalo de frecuencia es de 7.5 kHz a 11.8 Khz (4.3 kHz) con una velocidad de exploración de frecuencia de 86 kHz/segundo y una velocidad de muestreo de micrófono de 100,000 muestras/segundo produciendo un total de 5,100 muestras de micrófono en cada dirección. Para localizar la frecuencia resonante, el microprocesador se arregla para buscar un pico en amplitud de una señal a partir del micrófono en la entrada 203 y luego averiguar el voltaje de control de frecuencia que se usó en el momento. Para tomar en cuenta el tiempo finito en que el equipo fisico toma para producir un cambio en la amplitud de la señal a partir del micrófono de entrada 203 como resultado de un cambio en el voltaje de control de frecuencia de salida 201, la exploración rápida de la primera etapa Sl comprende una primera exploración a través del intervalo de voltajes 201 de salida analógica de una segunda exploración a través del mismo intervalo de voltajes de salida analógica. Claramente, la primera exploración podrá ser hacia debajo de forma alternativa a través del intervalo de voltajes de salida analógica y la segunda exploración podria ser hacia arriba a través del intervalo. Cuando se explora hacia arriba, el voltaje 201 de control de frecuencia que se aplica cuando se detecta el pico, será, debido al tiempo de respuesta, ligeramente mayor que el voltaje que provocó que se presente el pico. Cuando se explora hacia abajo, el voltaje 201 de control de frecuencia será ligeramente menor que el voltaje pico. Asumiendo que el tiempo de respuesta es el mismo para ambas direcciones de exploración, el promedio de los dos voltajes dará el voltaje verdadero en la resonancia. Un segundo método para tomar en cuenta el tiempo de respuesta finito del equipo fisico se muestra en la Figura 11 en unión con el método anterior de la primera y segunda exploraciones en direcciones opuestas. El segundo método usa un valor estimado para el tiempo de respuesta T para hacer corresponder el pico 301 de los valores M de datos del micrófono recibidos al voltaje de control de frecuencia V, que, de acuerdo con el tiempo de respuesta estimado T y las caracteristicas del voltaje de control de frecuencia con el tiempo 302, produjo los valores de datos de micrófono como se muestra por las lineas discontinuas 303 en la Figura 11. En consecuencia, el micrófono continúa recolectando datos durante un tiempo después de que el voltaje de control de frecuencia V ha terminado la exploración en el momento ti. Este segundo método permite que los picos que están cerca al final de la exploración a los limites de exploración tal como el pico 301 en la exploración hacia arriba del voltaje 302 de control de frecuencia de la Figura 11 se encuentren los cuales si la recolección de los datos M de micrófono se han sincronizado a la exploración del voltaje 302 de control de frecuencia al estado ausente. Si fue exacto el tiempo de respuesta estimado, los valores X, Y encontrados para los voltajes que producen los picos resonantes en cada una de las exploraciones hacia arriba y hacia abajo será exactamente el mismo. Sin embargo, como se muestra en la Figura 11, el valor estimado puede ser ligeramente inexacto caso en el cual los valores hacia arriba y hacia abajo del voltaje de control de frecuencia serán ligeramente diferentes y entonces se promediarán. La segunda etapa S2 usa el método de exploración de la primera etapa excepto sobre un intervalo de frecuencia más pequeño, identificado en la primera etapa como que contiene el pico resonante. La segunda etapa usa el valor para el voltaje de control de frecuencia en la resonancia obtenida por la primera etapa como su punto central para su intervalo de exploración de frecuencia más pequeño. En este ejemplo, el intervalo de exploración de frecuencia de la segunda etapa es de 150.5 Hz. Sin embargo, el resultado de la primera exploración puede estar también demasiado cerca a uno de los limites de extremo del intervalo de voltaje de control de frecuencia para la segunda etapa que es capaz de usarlo como un punto central. En este caso, la exploración de la segunda etapa se fijará en el limite de extremo apropiado del intervalo de voltaje de control de frecuencia.
El tamaño del paso de voltaje de control de frecuencia también es diferente para la segunda etapa. Por la velocidad, la primera etapa no usa la resolución completa del voltaje de control de frecuencia en tanto que la segunda etapa produce un valor de frecuencia de resonancia más preciso. La segunda etapa también usa una velocidad menor de cambio de la frecuencia del altavoz con el tiempo. En este caso, 2.15 kHz/segundo en lugar de 86.0 kHz/segundo de los usados en la primera etapa. En este ejemplo, la velocidad de muestreo de micrófono de la segunda etapa también es menor a 25,000 muestras /segundo produciendo un total de 1800 muestras de micrófono. El valor final se obtiene usando la tercera etapa S3 que usa una exploración adicional que promedia los datos de micrófono y por lo tanto produce un resultado dependiente. Igual a la segunda etapa, esta etapa usa el resultado obtenido por la exploración precedente como su punto central. Si el resultado de la segunda exploración está demasiado cerca de un limite de extremo del intervalo de voltaje de control de frecuencia para la tercera etapa S3 será capaz de usarlo como un punto central, la tercera exploración se puede fijar en un limite de extremo apropiado de su intervalo de voltaje de control de frecuencia. Sin embargo, la exploración de esta tercera etapa es más lenta y más metódica que las exploraciones de las etapas previas . Por lo tanto, con un intervalo de pocos valores de voltaje de control de frecuencia, en general 24 ó menos, y en este caso 21. Para cada valor, la salida analógica 201 se ajusta y luego el circuito se deja establecido durante unos pocos milisegundos , en este caso 5 milisegundos. Cuando ha transcurrido el tiempo establecido, se toman un número dado de muestras del voltaje de micrófono, en este caso 20, y se suman. Este proceso se repite para cada valor de voltaje de control de frecuencia y se averigua el valor pico. Este es el valor del voltaje de control de frecuencia resonante . La cuarta etapa final S4 comprende la retención de la frecuencia en el valor resonante y la medición de la frecuencia de la señal que impulsa el altavoz 2 usando la señal PWM 102, 103, 104 o señal de reloj 101 suministrada a la entrada digital 202 para encontrar la frecuencia resonante del gas dentro del resonador. A partir de la frecuencia resonante determinada (f) se calcula la velocidad de sonido del gas (c) usando la expresión c=fk, donde k es una constante de calibración para el resonador como se explica anteriormente. La velocidad de sonido dentro de un gas es una característica útil, permitiendo que se determinen muchas otras características del gas. El método para determinar la frecuencia resonante se puede proporcionar como un programa de computadora en un medio portador tal como una ROM en la forma de un CD-ROM o un disco flexible.