MXPA00009895A - Sistema, dispositivo y metodo para mejorar una propiedad definida de senales de dominio de transformacion. - Google Patents

Abstract

La tarjeta esta acoplada temporalmente a una terminal durante la ejecucion de un a transaccion que comprende la aplicacion por parte de la terminal a la tarjeta, de multiples ordenes de modificacion que comprende cada una operacion de ingreso, en la memoria de la tarjeta, de una informacion respectiva designada por la orden, siendo mutuamente interdependientes las diferentes informaciones asi ingresadas. Este procedimiento comprende la ejecucion por parte de la tarjeta de la siguientes etapas: con la recepcion de la ordenes respectivas correspondientes recibidas de la terminal, modificaciones del contenido de la memoria de la tarjeta por medio del ingreso provisorio, en la memoria de la tarjeta, de cada una de dichas informaciones interdependientes sin perdida de valores anteriores correspondientes a estos datos; luego b) finalizacion de estas modificaciones, ya sea confirmandolas o bien rechazandolas en su totalidad, de manera que para operaciones ulteriores las ordenes ejecutadas en la etapa a) sean consideradas en su totalidad, o bien todas ellas queden sin efecto.

Description

SISTEMA, DISPOSITIVO Y MÉTODO PARA MEJORAR UNA PROPIEDAD DEFINIDA DE SEÑALES DE DOMINIO DE TRANSFORMACIÓN Campo De La Invención Esta invención se relaciona con un sistema, un dispositivo y un método para mejorar una propiedad definida de señales de dominio d'e transformación, y de manera más particular con un sistema, dispositivo y método para reducir la relación de energía pico a promedio (PAR) de las señales de dominio de tiempo.

Antecedentes De La Invención La relación de energía a promedio del dominio de tiempo grande (PAR) de las señales multitono discretas (DMT) es con frecuencia citada como una desventaja principal de los sistemas DMT. Este problema existe en sistemas que utilizan otros esquemas de modulación también, tal como en los sistemas que utilizan la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) y modulación de amplitud de cuadratura ortogonal (OQAM) . La PAR grande requiere la implementación de un convertidor de digital a analógico (DAC) de alta precisión, o también requiere que el sistema sea tolerante de la distorsión de la señal (limitación) introducida cuando las señales de entrada exceden el intervalo del DAC. Para una precisión de DAC fija, el escalamiento de la señal de entrada de modo que los valores de la señal estén siempre dentro del intervalo puede dar como resultado un ruido de cuantización excesivo; por otro lado, el escalamiento insuficiente de la señal puede dar como resultado un ruido de limitación excesivo . Han sido propuestos numerosos métodos para reducir la amplitud del pico del dominio del tiempo de los símbolos DMT y OFDM. Esas técnicas pueden ser divididas en tres clases. En la primera clase, se utilizan símbolos múltiples para representar los mismos datos e información lateral, transmitida sobre tonos reservados, utilizados para decir al receptor cuales de los símbolos fueron transmitidos. Por ejemplo en J.S. Chow, J.A.C. Bingham, y M.S. Flowers, . "Mitigating clipping noise in multicarrier systems", Proc. 1997 Int . Conf. Commun . (ICC 97) , pp. 715-719, Junio 1997, si el pico del símbolo DMT es demasiado alto, el símbolo DMT es escalado y los tonos reservados son utilizados para transmitir el factor de escalamiento al receptor. Esta técnica reduce la relación de señal a ruido (SNR) del símbolo transmitido y de este modo da como resultado un incremento en la tasa de error de bits. En Djocovich, "PAR reduction without noise enhancement", presentación en T1E1.4/97 270 a la Norma ADSL Otorgado el 2, Septiembre 1997., el transmisor elige entre el símbolo DMT original y su conjugado formado mezclando el símbolo original. En D.J. Mestdagh y P.M. Spruyt, "A method elastómérica reduce the probability of clipping in DMT-base transceivers" , IEEE Trans . On Commun . , vol. 44, 1234-1238, Octubre 1996, se agrega una secuencia de fase pseudoaleatoria al símbolo DMT original. La desventaja más significativa con esta clase de técnicas es que el transmisor debe transmitir información lateral acerca del símbolo transmitido al receptor. Además de incurrir en una pérdida de velocidad de datos o un incremento en el ancho de banda, si se corrompe la información lateral, todo el símbolo DMT será destruido. La segunda clase de técnicas de reducción de la PAR se basa en determinar secuencias las cuales tienen buenas propiedades de PAR. Véase por ejemplo, S. Shepherd, J. Orris, y S. Barton, "Asymptotic limits in peak envelope power reduction by redundant coding in orthogonal frecuency-division multiplex modulation", IEEE Trans . On Commun . , vol. 46, pp. 5-10, Enero, 1998. Esos métodos generalmente implican remover secuencias de dominio de tiempo "malas" del conjunto de símbolos transmitidos posibles y de este modo dan como resultado una pérdida de velocidad de datos. Además, esos métodos requieren trazar los datos para símbolos "buenos" . Este mapa se construye generalmente vía una tabla de consulta. El tamaño de la tabla de consulta requerida se vuelve poco práctico en un sistema DMT con muchos tonos y tamaños de constelación grandes. En la tercera clase de esquemas, la reducción de la PAR se logra vía una representación de señal redundante, en la cual un bloque de datos dado puede ser representado por cualquiera de un número de señales transmitidas posibles de alguna clase de equivalencia, con la clase "más deseable" representativa en este caso, una representativa con el valor del pico del dominio de tiempo pequeño elegida para la transmisión.

En tales esquemas, el receptor está diseñado para operar "clases de equivalencia de módulos" produciendo el bloque de datos asociado con una clase de equivalencia cuando se detecte un elemento de esa clase. De esta manera, el receptor no requiere conocimiento del algoritmo preciso utilizado para seleccionar una clase representativa en el transmisor. Una forma de operar las "clases de equivalencia de módulo" en el caso DMT es hacer que el receptor simplemente ignore el contenido de un conjunto de varias frecuencias. Véase A. Gatherer y M. Polley, "Controlling clipping probability in DMT transmission", Conf. Record 31st Asilomar Conf. On Sign . Sys . And Comp . , Noviembre, 1997; A. Gatherer y M. Polley, " Proposed PAR Reduction Techniques for G. Lite", Universal ADSL Technical Group Contribution TG/9-8-025, Febrero 4, 1998; J. Tellado y J.M. Cioffi, "PAR reduction in multicarrier transmission systems", contribución 97-367 al comité de Normas T1E1.4, Diciembre, 1997. Para cualquier bloque de datos dado, el transmisor puede colocar valores en esos conjuntos no utilizados para reducir al mínimo (tanto como sea posible) el valor pico de la señal de dominio de tiempo transmitida. Esas técnicas incurren en una pérdida de velocidad de datos significativa puesto que no se utilizaron bandejas o conjuntos para transmitir datos. Por lo tanto, existe la necesidad de una técnica de reducción de la PAR que utilice bandejas de frecuencia compleja o que contengan datos en los esquemas de modulación DMT para reducir la PAR sin. afectar la velocidad de datos. También existe la necesidad de una técnica tal que puede ser aplicada de manera general a otros esquemas de modulación y mejorar otras propiedades del dominio de tiempo, o, en general, la señal de dominio de transformación.

Breve Descripción De Los Dibujos La FIGURA 1A es un diagrama de bloques esquemático de un transmisor DMT configurado de acuerdo a esta invención; La FIGURA IB es un diagrama de bloques esquemático de una configuración de transmisor DMT alternativo de acuerdo a esta invención; La FIGURA 2 es una constelación de punto de señal expandida de acuerdo con esta invención; La FIGURA 3 es un diagrama de bloques esquemático de un receptor configurado de acuerdo a esta invención; La FIGURA 4 es un diagrama de bloques esquemático del generador representativo del cocón unto de desviación de las Figuras 1A y IB; La FIGURA 5 es un diagrama -de bloques esquemático del dispositivo de perturbación de la FIGURA 1A; La FIGURA 6 es un diagrama de bloques esquemático del generador de perturbación válido en el dispositivo de perturbación de la FIGURA 5; La FIGURA 7 es un diagrama de bloques esquemático del selector de perturbación en el dispositivo de perturbación de la FIGURA 5; La FIGURA 8 es un diagrama de bloques esquemático del decodificador de desviación del receptor de la FIGURA 3; La FIGURA 9 es un diagrama de bloques esquemático de una configuración basada en cuadro, alternativa del generador representativo del coconjunto de desviación de las FIGURAS ÍA y IB; La FIGURA 10A es un diagrama de bloques esquemático de una configuración basada en cuadro, alternativa, del dispositivo de perturbación de la FIGURA ÍA; La FIGURA 10B es un diagrama de bloques esquemático del dispositivo de perturbación de la FIGURA 10A que incorpora mirada hacia adelante; La FIGURA II es un diagrama de bloques esquemático de un generador de perturbación válido descrito en la FIGURA 10A; La FIGURA 12 es un diagrama de bloques esquemático de un selector de perturbación descrito en la FIGURA 10; La FIGURA 13 es un diagrama de bloques esquemático de una configuración basada en cuadro, alternativa, del decodificador de desviación de la FIGURA 3; La FIGURA 14 es un diagrama de bloques esquemático de una configuración alternativa del selector de perturbación de la FIGURA 5 para utilizarse en una aplicación sin divisores DSL; y La FIGURA 5 es una constelación de punto de señal expandida girada de acuerdo con esta invención.

Descripción de una Modalidad Preferida La presente invención está dirigida de manera general a un sistema y método para generar una propiedad definida de una señal después de la transformación del bloque, a la que se hace posteriormente referencia aquí como una señal de dominio de transformación. Para proporcionar una descripción más fácilmente comprensible de la invención describimos aquí una aplicación real de la invención para reducir la relación de energía pico a promedio (PAR) de la señal de dominio de tiempo (a la que se hace referencia aquí de manera general como la señal de dominio de transformación) en esquemas de modulación de multitonos discretos (DMT) . Será evidente a aquellos expertos en la técnica que la invención es generalmente aplicable a otros sistemas de modulación, tales como la multiplexión por división de frecuencia ortogonal (OFDM) , y modulación por amplitud de cuadratura ortogonal (OQAM) . Además, será evidente a aquellos expertos en la técnica que la invención puede ser utilizada para mejorar otras propiedades definidas en la señal de dominio de transformación además de la PAR. Por ejemplo, también puede utilizarse para formar el espectro de la señal de dominio de transformación después de que se desplace a través de una ausencia de linealidad, como por ejemplo, en la operación sin divisores de un sistema DSM donde es deseable reducir la interferencia de la banda de voz (0-4 kHz) generada por la falta de linealidad en el teléfono con el servicio telefónico del viejo plan (POTS) . El esquema de transmisión del sistema DMT se basa en bloques de N símbolos. Cada símbolo en un bloque corresponde a una bandeja de frecuencia diferente. De este modo, cada bloque de símbolos X consiste de símbolos de dominio de frecuencia X0-XN_?. En los sistemas de línea de abonado digital asimétricos (ADSL) que utilizan DMT (asumiendo que N es par) , no existen símbolos transmitidos en las bandejas de frecuencia de cero (X0) y Nyquist (XN/2) • Existen símbolos transmitidos en las N/2-1 bandejas de frecuencia inferiores (XI~XN/2-I) y las N/2-1 bandejas de frecuencia compleja superiores (XN/2+I~XN-I) se seleccionan como las imágenes conjugadas complejas de as N/2-1 bandejas inferiores, de modo que la señal de dominio de frecuencia resultante posee la simetría de Hermitian necesaria para hacer que la señal de dominio de tiempo sea valuada de manera real. Por lo tanto, existen realmente n (donde n=N/2-l) símbolos de bandeja de frecuencia compleja por bloque. Como se muestra en la FIGURA ÍA el transmisor DMT 10 recibe un flujo de bits digitales en serie sobre la línea 12 desde el equipo de la terminal de datos (no mostrado), tal como una computadora personal. El flujo de bits en serie es convertido a un formato en paralelo por un convertidor de en serie a en paralelo 14. Por cada bloque, el convertidor de en serie a en paralelo produce ( kn-r) +m bits de información, v y u, donde r es un número de bits de redundancia y k es un número de bits necesarios para representar las clases de equivalencia en la constelación expandida. Las variables r y k así como los términos clase de equivalencia y constelación expandida se describen más adelante. Como se hizo notar anteriormente, n es el número de símbolos de bandeja de frecuencia compleja generados por bloque. Los m bits de información base, tz, corresponden a m=m? + m2 + ... + mn, donde mx representa el número de bits de información base transmitidos en la bandeja de frecuencia compleja i. Por cada una de las n bandejas de frecuencia compleja, el trazador de la constelación base traza mx bits de información base en un símbolo de una constelación base. La íésima constelación m base contiene 2 puntos.

En el trazador de la constelación base 16, una constelación base por cada bandeja de frecuencia es determinada por la calidad del canal para la bandeja de frecuencia y se generan n símbolos base g, por cada bloque. La calidad del canal se determina típicamente probando el canal durante una secuencia de entrenamiento. El tamaño de la constelación, y en consecuencia el número de bits de datos de entrada que puede ser representada por el símbolo elegido de la constelación, depende de la calidad del canal en el intervalo de frecuencia de la bandeja. Un canal que tiene mejor calidad puede utilizar una constelación más densa con puntos más estrechamente separados y por lo tanto pueden ser transmitidos más bits con cada símbolo. De este modo, el número de bits de datos de entrada representado por un bloque de símbolos depende de la calidad el canal. Para ilustrar una idea general de una constelación base de acuerdo con esta invención con un ejemplo específico, considérese un sistema DMT con una constelación base capaz de transmitir dos bits por símbolo. En la FIGURA 2, se muestra la constelación base 30 (la cual se asume reside en un cuadrante) que contiene los puntos A, B, C y D, de los cuales se seleccionan los símbolos de la constelación base por medio del trazador de la constelación base 16. También de acuerdo con esta invención, al menos algunas de las constelaciones base se expanden para incluir puntos adicionales más allá de los 2 I puntos necesarios para transmitir mi bits de información base por símbolo. Esas constelaciones expandidas se reparten en clases de equivalencia. Esas constelaciones de la señal base se expanden para soportar la transmisión de hasta k bits adicionales por símbolo. Algunos de esos kn bits son utilizados para enviar bits de información adicionales mientras que otros pueden ser utilizados para proporcionar al transmisor alguna flexibilidad para elegir los símbolos transmitidos. Este grado extra de libertad puede ser utilizado para optimizar alguna función objetivo de la señal resultante - por ejemplo el tiempo pico - de la amplitud del dominio o la forma espectral de la señal transmitida después de una transformación no lineal. Nos referidos a esos kn bits adicionales como "bits de desviación" . En el ejemplo descrito en la FIGURA 2, la constelación base 30 se expande en un factor de 4 para formar 16 constelaciones expandidas puntuales 32. Por lo tanto, son necesarios k=2 bits de desviación por símbolo para determinar cuales de los puntos equivalentes en la constelación expandida 32 son transmitidos. La constelación expandida 32 incluye la constelación base 30 y áreas de expansión 34, 36, y 38 cada una de las cuales contiene cuatro puntos marcados como A-D. Todos los puntos con la misma marca pertenecen a la misma clase de equivalencia . En el ejemplo de la FIGURA 2, la constelación expandida se forma a partir de la constelación base repitiendo la constelación base en cada uno de los cuatro cuadrantes. La distancia mínima entre los puntos vecinos en la constelación para el iésimo símbolo se define como d . Esta distancia depende de la calidad del canal. Este tipo de expansión de la constelación será referido como una expansión aditiva debido a que los puntos equivalentes en la constelación expandida se generan agregando un valor (0 o -2dj. en cada dimensión en este ejemplo) "a los puntos en la constelación base. En este ejemplo, hemos expandido la constelación base en un factor de 4. Por supuesto, la constelación base también puede expandirse en un factor mayor de 4. Por ejemplo, agregando 0 o múltiples enteros de +/-2d en cada dimensión a los puntos en la constelación base, podemos generar puntos de clase de equivalencia adicional. Como se observará más adelante, tanto la capacidad de funcionamiento como la complejidad y el sistema se incrementan con expansiones de constelación más grandes. Para una constelación cuadrada general con c puntos, los puntos de la constelación expandida pueden generarse agregando múltiples enteros de cdi/2 en cada dimensión. Otros métodos para generar constelaciones expandidas que contienen varias clases de equivalencia de punto de constelación estarán claros a aquellos expertos en la técnica. Más adelante se describe una constelación expandida generada vía la rotación de la constelación base. Refiriéndose nuevamente a la FIGURA ÍA, se proporcionan kn-r bits, v, al generador representativo del coconjunto de desviación 18 el cual produce kn bits de desviación (o de manera más particular desviaciones representativas del coconjunto) . Los n símbolos base g y los kn bits de desviación representativos del coconjunto t son combinados por el trazados de la constelación expandido 20 para formar n símbolos de expansión, h, de las constelaciones expandidas. En el ejemplo anterior, con k=2 , los símbolos base g corresponden a los puntos de la constelación base y los k bits de desviación seleccionan el cuadrante de los símbolos correspondientes. Los n símbolos de expansión son trazados a un bloque de N símbolos simétricos conjugados X ( X -XN-I ) por el generador de bloque de simetría de Hermitian 22 En el generador de bloques de simetría De Hermitian 22, los n símbolos son trazados a símbolos X - XN/2-I y los símbolos XN/2-I~XN-I son los conjugados complejos de XI ~XN/2-I . El bloque de N símbolos X es proporcionado a un dispositivo de transformación invertible, tal como el dispositivo de transformación de Fourier discreta inversa (IDFT) 24 el cual transforma los N símbolos del dominio de frecuencia en N símbolos de dominio de tiempo X ( K0-XN-I ) • El dispositivo de perturbación 26 modifica los N símbolos de dominio de tiempo x para producir bloques de dominio de tiempo perturbados y modificando los bits de desviación representativa del conjunto t para mejorar una propiedad definida de los N símbolos de dominio de tiempo, en este ejemplo, reduciendo el valor pico, como se describe más adelante. Los bloques de dominio de tiempo perturbados y son proporcionados en un convertidor de en paralelo a en seríe_ 28 el cual convierte los bloques de dominio de tiempo perturbados y de en paralelo a en serie y los transmite sobre el canal. El trazador de la constelación base 16, el generador representativo del coconjunto de desviación 18, el trazador de la constelación expandida 20 y el generador de bloques de simetría de Hermitian 22 forman colectivamente el trazador de señales 23 el cual traza los datos de entrada del convertidor de en serie a en paralelo 14 a bloques X de símbolos de dominio de frecuencia. Y, el dispositivo IDFT 24 y el dispositivo de perturbación 26 colectivamente forman el dispositivo de perturbación/transformación 27. En la FIGURA 3 se muestra un diagrama de bloques esquemático del receptor 40 de acuerdo a esta invención. Los símbolos de dominio de tiempo perturbados y, después de pasar a través del canal, son recibidos como símbolos w en el convertidor de en serie a en paralelo 44 el cual recibe los símbolos de dominio de tiempo w en forma en serie y los convierte a bloques de símbolos de dominio de tiempo recibidos w, w0-wN.? . Los bloques de los símbolos de dominio de tiempo recibidos w, WQ-wN-l f son proporcionados a un dispositivo de transformación de Fourier discreta (DFT) 46 el cual convierte los bloques de símbolos de dominio de tiempo en bloques de símbolos de dominio de frecuencia recibidos W, W0-WN_?. Los bloques de símbolos de dominio de frecuencia recibidos W, Wo- N-?, son proporcionados a un dispositivo compensador del dominio de frecuencia 48 el cual toma en cuenta el efecto del canal sobre los bloques de dominio de frecuencia perturbados transmitidos Y, YO-Y¡M~I, y escala los símbolos recibidos W, Wo-WN-?, para producir los símbolos Yr , Y'Q-Y'N-1/ los cuales son estimados de los bloques transmitidos Y, YQ-YN-I- Los estimados de los bloques de dominio de frecuencia perturbados transmitidos Y' son proporcionados al extractor de símbolos base y desviación 50, el cual extrae los símbolos base g y los bits de desviación de perturbación válidos s. Esos bits no corresponden exactamente a los bits.de la diabético representativa del coconjunto t debido a que los bits de desviación fueron modificados en el dispositivo de perturbación 26, FIGURA ÍA. El extractor de símbolos base y desviación 50 decodifica primero cada uno de los n símbolos g transmitidos en el bloque de N símbolos, Y, a un punto en la constelación expandida correspondiente. Los bits de desviación s de esos n símbolos son proporcionados al decodificador de desviación 52 para recuperar los bits de información desviados v' , los cuales son equivalentes a los bits de información de desviación v, como se describe más adelante. Se proporcionan n símbolos base g para deshacer los trazos de constelaciones base 54, para recuperar m bits de información base u. Los símbolos base g corresponden a puntos en las constelaciones base . Los bits de información decodificada y v pueden entonces ser procesados adicionalmente y proporcionados al equipo de terminal de datos, tal como una computadora personal.

Generador Representativo del Coconjunto de Desviación El generador representativo del coconjunto de desviación 18 se describe con mayor detalle en la FIGURA 4. Los bits de información de desviación v, que se considera a un vector lineal de hilera 1 x ( kn-r) , son multiplicados posteriormente (módulo 2) (es decir, filtrado) en un bloque de matriz 60 por la matriz H"t, que tiene kn-r hileras y kn columnas para producir el vector de hilera 1 x kn de los bits de desviación representativos del coconjunto t que son proporcionados al trazador de la constelación expandida 20 y el dispositivo de perturbación 26, FIGURA 1. Un ejemplo de matriz H"t cuando existen n=3 símbolos transmitidos por bloque, k=2 y existe una redundancia de bit por símbolo (r=3) como sigue: 1 0 0 0 0 0 H" 0 0 1 0 0 0 (1) 0 0 0 0 1 0 En este ejemplo, si los bits de información de desviación están dados por v = [v0, vi, v2] , los bits de salida son simplemente los bits de entrada rellenados con ceros, es decir, t = [v0 0 vi 0 v2] .

Dispositivo de Perturbación El dispositivo de perturbación 26 se describe con mayor detalle en la FIGURA 5. El dispositivo de perturbación 26 opera en el dominio de tiempo para perturbar los bloques de símbolos; sin embargo, puede ser fácilmente modificado para operar en el dominio de frecuencia como con el dispositivo de perturbación 26' en el dispositivo de perturbación/transformación 27', FIGURA 1. Los kn bits de desviación representativos del coconjunto t son proporcionados al generador de perturbación válido 70. El generador de perturbación válido 70, genera 2r vectores de perturbación válidos (o algunos subconjuntos de los mismos para -reducir la complejidad), donde r es el número de bits de redundancia. En general, las "perturbaciones" no son aditivas, sino que pueden ser consideradas como tales de acuerdo al siguiente esquema. Sea y¿ el bloque de dominio de tiempo perturbado que corresponde a la perturbación i , 1=0,1, ..., 2r-l. Sea p± = y± - x, donde x=yo . Los vectores {p± : i=0,l, ..., 2r-l} son referidos como "vectores de perturbación válidos" y x se refiere como el "bloque de dominio de tiempo nominal" . 2 *E1 selector de perturbación 72 recibe esos 2r vectores de perturbación válidos (o algún subconjunto de los mismos), p± (PÍ,O-PÍ,N-I) , y suma cada uno de esos vectores de perturbación al bloque de dominio de tiempo nominal X(XO-XN-I) para generar y± = x + p± . E vector y con el pico de dominio de tiempo más pequeño (o que alcanza alguna otra función objetivo) se selecciona para la transmisión. Si la constelación expandida se forma expandiendo la constelación base por cada uno de los n símbolos por el factor de 2>:, entonces además de los m bits base, pueden transmitirse kn bits de desviación fc sobre el canal en cada bloque de símbolos. De esos kn bits de desviación, son utilizados kn-r bits de desviación representativos del coconjunto para enviar bits de información adicionales y la flexibilidad otorgada por los r bits de redundancia se utiliza para mejorar una propiedad deseada de la señal de dominio de transformación. Los valores más grandes de r proporcionan mayor flexibilidad en la mejora de la propiedad definida de la señal de dominio de transformación, que da como resultado velocidades de bits más bajas para la transmisión de información.

Generador de perturbación válido El generador de perturbación válido 70 se describe aquí en base a códigos lineales binarios, aunque será evidente a aquellos expertos en la técnica que esta estructura puede extenderse a códigos de grupos no binarios. El generador de perturbación válido 70, FIGURA 6, genera vectores de perturbación válidos que corresponden a modificaciones de la desviación de cada símbolo. Los kn bits de desviación representativos del coconjunto fc proporcionados al generador de perturbación válido 70 definen un coconjunto representativo para un código lineal definido C generado por un generador de palabra de código de perturbación 80 utilizando una matriz G que tiene r hileras y kn columnas. La matriz G y el bloque de la matriz H"t 60, FIGURA 4, se selecciona de modo que GH~t=0, donde H es una matriz que tiene kn -r hileras y kn columnas, satisfaciendo en sí la propiedad de que H~tHt=I/cn-r, donde I¿n-r es la matriz de identidad ( kn -r) x ( kn-r) . En otras palabras, Ht es un inverso derecho de H"t. Se requiere que G tenga guiones del rango de r y que H tenga un rango kn -r. Un ejemplo de matriz G donde n=3, r=3 y k=2 se muestra como sigue: 0 1 0 1 0 1 G= 0 1 0 1 0 0 (2) 0 1 0 0 0 0 Aquí G puede elegirse como la matriz generadora para cualquier código lineal bien conocido, o podría corresponder a la matriz generadora para un código convolucional truncado o terminado, optimizado para las propiedades de distancia de Hamming o de acuerdo a algún otro criterio. Utilizando los kn bits de desviación representativos del coconjunto fc, el generador de perturbación válido 70 modifica los bits de desviación fc por el O EXCLUSIVO, es decir, sumando el módulo 2, los bits con palabras de código válidas c± definidas por la matriz G. Esas palabras de código, c± = r±G, son generadas por todas las 2r elecciones posibles para los r bits de redundancia denotados por r± que producen 2r palabras de código válidas c± . Las palabras de código generadas por el generador de la palabra código de perturbación 80 tienen la propiedad de que cHt=0. El resultado del O EXCLUSIVO de las palabras de código válidas c con los bits de desviación representativos del coconjunto fc es producir un conjunto de bits de desviación de perturbación válidos s± = t ? c± . Los bits de desviación de perturbación válidos s± son trazados a N bloques de símbolos P± vía el trazador de perturbación 82 y el generador de bloques de simetría de Hermitian 84, como se describe más adelante. Deberá notarse que con este proceso de selección pueden ser utilizados cualesquier bits de desviación de perturbación válidos s± y serán decodificados, como se describe más adelante, a los bits de información, de desviación v. Cada conjunto de los kn bits de desviación de perturbación válidos s± corresponde k bits de desviación por símbolos. Continuando con el ejemplo inicial donde se asumió k=2 y r=n, los bits de desviación s± definen los cuadrantes de los n símbolos. De manera equivalente, los k=2 bits por símbolo definen el desplazamiento del punto de la constelación base requerida para generar el punto apropiado en la clase de equivalencia que contiene el punto de la constelación base original. En el bloque de dominio de tiempo nominal x, los bits de desviación son definidos por fc. Cada s± corresponde a una modificación de esos bits de desviación. De manera equivalente, en el ejemplo, los bits de desviación de perturbación válidos s± corresponden a cambios en los cuadrantes de los símbolos transmitidos. Recuérdese que fc se generó a partir de los bits de información de desviación v. Por lo tanto los bits de desviación de perturbación válidos s± que se forman a partir de fc dependen de la información. Se H" se define como en el ejemplo anterior, y r=n (1 bit de redundancia por símbolo), entonces los bits t de desviación representativos del coconjunto no modificados que consisten de n pares de bits, donde el segundo bit en cada par es cero. Por lo tanto los bits de desviación representativos del coconjunto fc solo se eligen entre uno de dos cuadrantes, aquellos representados por 00 y por 10. En este ejemplo, las palabras de código válidas c± consisten de n pares de bits cuyo primer bit en cada par es cero. Si el segundo bit en un par no es 0, c± modifica el cuadrante de 00 a 01 o de 10 a 11. Sea d la distancia entre los puntos cercanos en la constelación base. En este ejemplo, si el cuadrante 00 se define para denotar el cuadrante que contiene la constelación base, el cuadrante 10 se define como el cuadrante debajo de la constelación base, el cuadrante 01 se define como el cuadrante a la izquierda de la constelación base, y el cuadrante 11 se define como el cuadrante restante, entonces los bits de desviación de perturbación válidos modifican el coconjunto elegido mediante los bits de desviación representativos del coconjunto dependientes de la información fc por una perturbación de 0 o -2d para cada símbolo.

El trazador de perturbación 82 traza cada conjunto de bits de desviación perturbación válida sx en n símbolos de perturbación. Esos n símbolos de perturbación representan la perturbación resultante para cambiar los bits de desviación de t a Sj.. En otras palabras, recuérdese que cada uno de los n símbolos de expansión en h se determinó a partir del símbolo g y desviación de bits t. Denotados por h'j. los n símbolos de expansión que corresponden a los símbolos base g y los bits de desviación s± . Los n símbolos de perturbación qx son la diferencia entre h' x y h, es decir, q1=h1 _ h. En el ejemplo anterior, q? contiene perturbaciones de 0 a -2d en cada símbolo. Por cada conjunto de bits de desviación de perturbación válidos si, los n símbolos de perturbación (0 ó -2d por cada símbolo en el ejemplo anterior) son trazados por el generador de bloques de simetría de Hermitian 84 en un símbolo de dominio de frecuencia de N símbolos p? como simetría del conjugado complejo. La operación de generador de bloques de simetría de Hermitian 84 se describió anteriormente. Los símbolos de dominio de frecuencia i son proporcionados al dispositivo IDFT 86 para generar 2r vectores de perturbación de domino de px .

Será evidente a aquellos expertos en la técnica que los diferentes valores para k, r, H y G conducirán a diferentes vectores de perturbación. También, los diferentes métodos de trazado de los bits a símbolos conducirán a diferentes vectores de perturbación. Los vectores de perturbación válidos dados dependen de los bits de información de desviación v. En general, para k, H, G y r fijos, y para un esquema de trazado fijo, el conjunto de 2r vectores de perturbación válidos debe dar el conjunto de 2I:n vectores de perturbación de dominio de tiempo posibles. En lugar de generar esos vectores de perturbación válidos por cada t entrante como se describió anteriormente, el generador del vector de perturbación válido 70 podría almacenar todos los 2kn vectores de perturbación de dominio de tiempo posible en la memoria y utilizar los bits de desviación representativos del coconjunto t para determinar cuando 2r de esos vectores de perturbación (o algún subconjunto de los mismos) son válidos para la t dada. Nótese que si la constelación expandida no es una expansión aditiva como se describió anteriormente, los símbolos de perturbación pueden depender no únicamente de los bits de desviación representativa del coconjunto t, sino también de los símbolos base g. En este caso pueden existir más de 2) n vectores de perturbación de dominio de tiempo posibles.

Selector de Perturbación El selector de perturbación 72 se muestra con mayor detalle en la Figura 7. Por cada uno de los 2r vectores de perturbación de dominio de tiempo válidos pj, el bloque de dominio de tiempo perturbado y± es calculado por el bloque 90, donde yx = x+px . A continuación todos los bloques de dominio de tiempo perturbados y± calculados son evaluados en el bloque 92 y la y± dentro del valor pico más pequeño se selecciona como el bloque de dominio de tiempo perturbado de los símbolos a ser transmitidos .

Extractor de Símbolos Base y Desviación El extractor de símbolos base y desviación 50, Figura 3, traza los bloques compensados por dominio de frecuencia Y' a n puntos de símbolo en las constelaciones expandida. Cada punto en la constelación expandida es equivalente a un punto en la constelación base (representativa de la clase de equivalencia) . La desviación significa cual de los 2k equivalente fueron realmente transmitidos. Los 2k puntos de clase de equivalencia están presentados por k bits de desviación por símbolo. El punto de clase de equivalencia transmitido presentado por kn bits de desviación, s. Esos bits de desviación son proporcionados en el decodificador de desviación 52 el cual determina los bits de información codificados en los bits de desviación, como se describe más adelante. Entonces se estiman las n clases de equivalencias representativas en las constelaciones base de los símbolos base transmitidos g y se proporcionan al destrazador de la constelación base 54 el cual deshace el trazo de esos puntos para estimar los bits de información base transmitidos u.

Decodificador de Desviación El decodificador de desviación 52, mostrado con mayor detalle en la Figura 8, incluye el bloque de matriz 100. En el bloque de matriz 100 el vector unido de hilera 1 x kn de los bits de desviación s es multiplicado posteriormente (módulo 2) (es decir, filtrado) por la matriz Ht que tiene kn hileras y kn-r columnas para recuperar el vector lineal o de hilera 1 x (kn-r) de los bits de información de desviación v' . Para demostrar, cada uno de los candidatos de desviación de perturbación válidos Sj., son decodificados a los mismos bits de información de desviación, los procesos de codificación y decodificación deben expresarse matemáticamente. Los bits de información recuperados, v' , (decodificación) pueden expresarse matemáticamente como sigue: vr = sHt (3) y los bits de perturbación de los bits válidos s (codificación) pueden expresarse matemáticamente como sigue: s = vH"t + rG, (4) donde c = rG es una palabra de código válida generada por el generador de la palabra de código de perturbación 80, Figura 6. Si el lado derecho de la ecuación (4) es sustituida en la ecuación (3) para s, entonces se deriva la siguiente ecuación: v3 = vH"tHt + rGHt (5) seleccionando G, Ht y H"t de modo que se satisfagan las siguiente condiciones: (1) Ht H"t = I (donde I es la matriz identidad); y (2) GHT = 0, entonces v' = v sin importar el valor de r.

Perturbaciones a Base de Cuadro En un sistema a base de bloques, tal como un sistema basado en DMT, los bits son trazados a bloques de N símbolos. En la invención descrita anteriormente, asumimos que los bits de desviación son modificados sobre la base de bloque por bloque. En otras palabras todos los n=N/2-l símbolos transmitidos sobre el bloque de N símbolos son perturbados conjuntamente. Puede ser útil en algunos casos dividir los_ bloques en cuadros que tengan un tamaño menor de n símbolos. Por ejemplo si n y r son grandes, deben generarse y/o almacenarse y/o probarse un conjunto grande de vectores de perturbación válidos. Si se utilizan tamaños de cuadro más pequeños, y las perturbaciones efectuadas sobre una base cuadro por cuadro, el número de vectores de perturbación válidos pueden ser probados y/o almacenado y/o generado se reducirá. El costo de este método es algo menor en funcionamiento puesto que las perturbaciones se seleccionan para optimizar la propiedad deseada sobre una base de cuadro por cuadro. Algo de este funcionamiento puede recuperarse utilizando una mirada hacia delante, como se describe más adelante. Esto por supuesto nuevamente incrementa la complejidad del sistema. Con la perturbación basada en cuadros, el transmisor de esta invención difiere en las siguientes dos formas: (1) el generador representativo del coconjunto de desviación opera sobre f cuadros de kn/f bits como se describe más adelante; y (2) el dispositivo de perturbación divide su entrada y opera sobre f cuadros de kn/f bits como se describe más adelante. Y, el receptor de esta invención difiere de una manera a saber, el decodificador de desviación divide su entrada y opera sobre f cuadro de kn/f bits como se describe más adelante . Nótese que para simplificar la explicación, es más fácil asumir que n/f es un entero, de otro modo el generador representativo del coconjunto de desviación y el dispositivo de perturbación y el decodificador de desviación necesitarían operar sobre cuadros de diferentes tamaños. No obstante, la generalización al caso don de n/f no es un entero es correcta.

Generador Representativo del Coconjunto de Desviación Basada en Cuadros El generador representativo del coconjunto de desviación 18a, Figura 9, incluye el divisor de cuadros 110 el cual recibe kn-r bits de información v y divide los kn-r bits v en cuadros de tamaño kn/f-r/f. Esos cuadros son denotados como v± y n'=n/f y r'=r/f. De este modo, para cada uno de los f cuadros, son transmitidos kn'-r' bits de información vía v17 y son utilizados r' bits de redundancia para mejorar una propiedad deseada del símbolo de dominio de transformación. Esos 1 x (kn'-r' ) cuadros de bits de información de desviación son multiplicados posteriormente (módulo 2) (es decir, filtrada) en bloques de matriz 1120-112f-? por matriz H"t que tiene kn'-n' hileras y kn' columnas para producir un cuadro Ix kn de kn' bits de desviación representativa del coconjunto tj (tu-tf_?) . Los f cuadros (t0-tf_?) son cocatenados en el concatenador de cuadro 114 para formar kn bits de desviación representativos del coconjunto t que son proporcionados al trazador de la constelación expandida 20, Figura 1, y el dispositivo de perturbación 26a, Figura 10.

Dispositivo de Perturbación a Base de Cuadros El dispositivo de perturbación 26a, Figura 10A, incluye el divisor de cuadros 120 el cual recibe kn bits de desviación representativos del coconjutno t y divide los bits en f cuadros de tamaño kn' , denotados por t0-tf_ i. De manera alternativa, los cuadros de tamaño kn' pueden ser proporcionados directamente desde el- generador representativo del coconjunto de desviación 18a, Figura '9. Cada cuadro de los bits representativos del coconjunto p-j es proporcionado a un generador de perturbación válido t-, 112j (1120-112£_?) el cual genera 2r' vectores de perturbación válidos (o algún subconjunto" de los mismos) y proporciona esos al jésimo selector de perturbación 124j (124o-124f_?) que corresponde al jésimo cuadro. En general, las perturbaciones no son aditivas, pero pueden considerarse como tal de acuerdo al siguiente esquema. Sea y-j,i la señal de dominio de tiempo que corresponde a la perturbación i, i=0, 1, ... , 2r'-l . Sea p-j,i = Yj.o- y3,o y sea yj,o= Yj,?" las cuales se definirán posteriormente., los { j,j.: i=0, 1, ... , 2r'-l } son preferidos como los "vectores de perturbación válidos" correspondientes al . jésimo cuadro de desviación representativos del coconjunto tj . El jésimo selector de perturbación es provisto con 2r' vectores de perturbación válidos (o algún coconjunto de los mismos) PJ,Í correspondientes al jésimo cuadro de los b±ts de desviación representativos del coconjunto tj . También es provisto con la salida del Selector de Perturbación 124-j-?, la cual será denotada por y-,,1". El primer selector de perturbación, el selector de perturbación 124o es provisto con el bloque de dominio de tiempo nominal x, el cual será denotado por y, y . El selector de perturbación 124j calcula YJ , Í - yj,?"+ Pj,? para cada uno de los vectores de perturbación válidos proporcionados al selector de perturbación 124j . Este proporciona a la y-," el pico de dominio de tiempo más pequeño al selector de perturbación 12 j+1. El últimpo selector de perturbación, el selector de perturbación 12 Í-Í', las salidas y=Yf-?» al canal. En el dispositivo de perturbación 26a, las perturbaciones se seleccionan de manera sencuencial sobre una base de cuadro por cuadro. El funcionamiento de este dispositivo puede ser mejorado incorporando una mirada hacia adelante. Es decir, que en lugar de seleccionar los bits de desviación de perturbación válidos Sj y el vector de salida perturbado correspondiente y/' basado únicamente en el cuadro actual, el selector de perturbación 124j puede utilizar los bits de desviación de perturbación válidos¡ s para el cuadro actual y para cuadros futuros para decidir cual vector de salida perturbado logra la potencia de dominio de tiempo de tiempo de pico más bajo. Para ilustrar esta idea, considérese primero una profundidad de la mirada hacia adelante de 1. El dispositivo de perturbación 26b, FIGURA 10B, incluye el selector de perturbación 124j el cual observa los vectores de que entran al selector de perturbación 124J+j para determinar cuales bits de desviación de perturbación válidos Sj combinados con los bits de desviación de perturbación válidos Sj+1 reducen la potencia pico de yj+? "=yj-?"+Sj + Sj+i a lo más. El vector Yj "=yj-? "+Sj es enviado al selector de perturbación 124 j +1 . De manera similar, el selector de perturbación 124j+? mira hacia adelante hacia el selector de perturbación 124j+2- Si la profundidad de la mirada hacia adelante es A, entonces el selector de perturbación 124j mira hacia adelante hacia los vectores de perturbación válidos que entran a los selectores de perturbación 124 -¡ l a 124J+? para determinar cuales bits de desviación de perturbación válidos s-j se combinan con los bits de desviación de perturbación válidos SJ+I-SJ+? reducen la potencia pico de Yj+? rr=?3-? ,r+s3 + sj+? + • • • + j- +¿ . Nótese que no es posible en esta implementación del dispositivo vea más allá de los límites del bloque. Por lo tanto los últimos l-1 selectores de perturbación tendrán una profundidad de la mirada hacia adelante menor de A . Además, los últimos ?-l vectores de perturbación son determinados completamente si el vector de perturbación f-A-1 . El dispositivo de perturbación 26b tiene una profundidad de una mirada hacia adelante ?=l. Cuando tratamos de mejorar la potencia pico de un bloque de símbolos de do inio de tiempo, mirar más allá de los límites del bloque no es útil. Para otras funciones objetivas, la mirada hacia adelante más allá de los límites del bloque puede ser útil. Estará claro a aquellos expertos en la técnica que esta invención puede ser modificada para ver hacia adelante, más allá de los límites del bloque. Nótese que si la profundidad de la mirada hacia adelante A es igual al número de cuadros en un bloque f, este sistema se reduce al primer selector de perturbación descrito anteriormente, es decir, su equivalente a sumar un cuadro de tamaño de n símbolos.

Generador de Perturbación Válido Basado en Cuadros La configuración de los generadores de perturbación válidos 122o-122f_? se describe en la FIGURA 11. Los generadores de perturbación válidos son proporcionados con sus cuadros respectivos de kn ' bits correspondientes a los cuadros de n r símbolos y generan vectores de perturbación válidos de símbolos que son utilizados para modificar el símbolo de dominio de tiempo x para reducir al mínimo su potencia pico. Un generador de perturbación válido genera vectores de perturbación válidos que corresponden a modificaciones de los bits de desviación para n' símbolos en cada cuadro. Los kn ' bits de desviación de perturbación representativos del coconjunto t-¡ proporcionados a un generador de perturbación válido definen un coconjunto representativo para un código lineal definido C generado de palabras código de perturbación 126 utilizando una matriz G que tiene r' hileras y kn ' columnas. La matriz G y el bloque de la matriz H"t (en el generador representativo del coconjunto de desviación 18, FIGURA 1) se seleccionan de modo que GH_t=0, donde H es una matriz que tiene kn ' -r' hileras y kn ' columnas, satisfaciendo en sí la propiedad de que H" tHt=Ita'-r', donde I kn'-r' es la matriz de identidad (kn ' -r' ) x (kn ' -r' ) . En otras palabras, Ht es un inverso derecho de H" Requerimos que G tenga un rango de hileras r' y que H tenga un rango de hileras kn ' -r' . En el generador de palabras de código de perturbación 126, se generan 2r palabras de código, (o algún subconjunto de las mismas) c± = r-jG, multiplicando posteriormente todas las 2 elecciones posibles, (o algún subconjunto de las mismas) para los r' bits de redundancia denotados por x± por G. Las palabras de código generadas por el generador de la palabra código de perturbación 126 tienen la propiedad de que cHt=0. Existen 2r de código válidas c± . Utilizando los kn' representativos del coconjunto tj, el generador de perturbación válido modifica los bits de signo representativos del coconjunto t por la O EXCLUSIVA, es decir, sumando el módulo 2, los bits con palabras código válidas c± definidos por el generador de palabras de código de perturbación 126. Los bits de perturbación válidos resultantes S , = tj ® c± son trazados a un bloque de N símbolos Pj,± vía el trazador de perturbación 128 y el generador de bloques de simetría de Hermitian 130. Deberá notarse que con este proceso de selección pueden utilizarse cualesquier bits de desviación de perturbación válidos S r± y serán codificados, como se describe más adelante, a los bits de información Vj. El trazador de perturbación 128 traza cada conjunto de bits de desviación de perturbación válidos S r± en n' símbolos de perturbación, Ij,±' • Esos n' símbolos de perturbación representan la perturbación resultante del cambio _ de los bits de desviación del cuadro j de t a Sjr±. Sea hj la notación del jésimo cuadro de n' símbolos de expansión en . Esos símbolos de expansión fueron determinados de los símbolos base g y los bits de desviación tj. Denotados por r±' los n' símbolos de expansión corresponden a los símbolos base g y los bits de desviación S r . Los n' símbolos de perturbación <Ij,±' son la diferencia entre hj,±r y hj, es decir, qt± = hj^'-hj. Esos n' símbolos de perturbación ?r¿,¿' son trazados a gj, un conjunto de n perturbaciones de símbolo, donde únicamente el jésimo cuadro de los n ' símbolos en el conjunto de n símbolos de perturbación gj,± no es cero. Por cada conjunto de bits de desviación de perturbación válidos S /it los n símbolos de perturbación son trazados por el generador de bloques de simetría de Hermitian 130 en un símbolo de dominio de frecuencia de n símbolos Pj,¡. con una simetría conjugada compleja. La operación del generador de bloques de simetría de Hermitian 130 se describió anteriormente. Los símbolos del dominio de frecuencia Pj,¿ son proporcionados al dispositivo IDFT 132 para generar 2r' vectores de perturbación de dominio de tiempo p7,¿. Será evidente a aquellos expertos en la técnica que diferentes valores para k, r' , H y G, conducirán a diferentes vectores de perturbación. También, los diferentes métodos para trazar los bits a símbolos conducirán a diferentes vectores de perturbación. Los vectores de perturbación válidos generados depende de los bits de información V . En general, para una k, H, G y r' fijas, y para un esquema de trazado fijo, el conjunto de 2r' vectores de perturbación válidos provendrán de un conjunto de 2kn ' vectores de perturbación de dominio de tiempo posibles. En lugar de generar esos -vectores de perturbación válidos para cada tj entrante como se describió anteriormente, el generador del vector de perturbación válido podría almacenar todos los 2kn' vectores de perturbación de dominio de tiempo posibles en la memoria y utilizar los bits de desviación representativos del coconjunto tj para determinar cuales de esos dos 2r' vectores de perturbación, (o algún subconjunto de los mismos) son válidos para una tj dada. Nótese que si la constelación expandida no es una expansión aditiva como se describió anteriormente, los símbolos de perturbación pueden depender no solo de los bits de desviación representativos del coconjunto fcj, sino también de los símbolos base g. En este caso pueden existir más de 2kn ' vectores de perturbación de dominio de tiempo posibles.

Selector de Perturbación a Base de Cuadros El selector de perturbación 124j (1240 - 124 £-? ) se muestra con mayor detalle en la FIGURA 12. Por cada uno de los 2r' vectores de perturbación de dominio de tiempo válidos Pjt ±, (o algún subconjunto de los mismos), el bloque de dominio de tiempo perturbado y¿,x es calculado por el bloque 140, donde + Pj,± - (Nota: la entrada al Selector de perturbación 1240 descripción y-x"=x) . Entonces todos los bloques de dominio de tiempo perturbados yj"=yj,± calculados son evaluados en el bloque 142 y el Yj"=zYj,± con el valor pico más pequeño se selecciona como el bloque de símbolos de dominio de tiempo perturbado a ser proporcionado al selector de perturbación 124J+2. (Nota: la salida del Selector de perturbación 124f_? es enviada al canal yf-?"=y.

Decodi icador de Desviación a Base de Cuadros El decodificador de desviación 52a, FIGURA 13, incluye el divisor de cuadros 150 el cual divide los kn bits de desviación de perturbación válidos s en f cuadros de kn ' =kn/f cada uno. Cada cuadro s0-sf-? es proporcionar un bloque de matriz (1520-152f_?) . En el jésimo bloque de la matriz, el jésimo cuadro de los 1 x kn ' bits de desviación de perturbación válidos es multiplicado (módulo 2) (es decir, filtrado) por la matriz H~t, que tiene kn ' hileras y kn ' -r columnas para recuperar el jésimo cuadro de 1 x (kn ' -r' ) bits de información de desviación vrj . Los cuadros f de los bits de información de desviación v'o~vrf-? son pasados al concatenador de cuadro 154 el cual concatena los f cuadros para formar un estimado de los kn-r bits de información de desviación tr' . Para demostrar como cada uno de los candidatos de los bits de desviación de perturbación válidos Sj r son decodificados a los mismos bits de información de desviación '3 ' los procesos de codificación decodificación deben ser expresados matemáticamente. Los bits de información de desviación recuperados, v'j, (decodificación) pueden ser expresados matemáticamente como sigue: V-i 3. H1 (6; y los bits de desviación de perturbación válidos Sj (codificador) pueden ser expresados matemáticamente como sigue: donde c=rG es una palabra de código válida generada por el generador de palabras de código de perturbación 126, FIGURA 11. Si el lado derecho de la ecuación (7) es sustituido en la ecuación (6) por s, entonces se deriva la siguiente ecuación: Vj H"THT + rGHt (8) Seleccionando G, Ht, y H~t, de modo que se satisfagan las siguientes condiciones: (1) HTH_T=1 (donde I es la matriz de identidad); y (2) GHt=0, entonces Vj '=v¿ sin importar el valor de r Operación Sin Divisor En un módem de Línea de Abonado Digital Asimétrico (ADSL) que opera sin un divisor, la señal del ADSL transmitida da como resultado interferencia en la banda de voz (0-4kHz) en el teléfono POTS. Esta interferencia es el resultado de los efectos de intermodulación debidos a los dispositivos no lineales en el teléfono POTS. Esta interferencia puede reducirse utilizando lo anterior de la presente invención para mejorar una función objetivo apropiada de la señal transmitida. Una función objetivo posible es crear una hendidura en el espectro de la señal del ADSL transmitida después de que esta se desplace a través de la no linealidad a 2kHz. _ Sea el subíndice k el que denota el tiempo. Entonces X (k) denota el Pésimo bloques de símbolos DMT de dominio de tiempo sin perturbar y x (k+l) denota el k+ler bloque etc. De manera similar, yk, denota el Pésimo bloque de símbolos DMT de dominio de tiempo perturbado transmitido y y(k+l) denota el k+ler bloque de símbolos, etc. Sea Z (k) lo que denota la salida del calculador de espectro 164, Figura 14, es decir el espectro de la señal transmitida y transmitida al tiempo k, después de la n o linealidad del POTS, evaluada a 2kHz. Esta función objetivo puede ser mejorada utilizando las invenciones descritas anteriormente. En efecto, esto puede lograrse incorporando la nueva función objetivo en el criterio de selección del selector de perturbación. Como se muestra en la Figura 14, el selector de perturbación 72a de esta modalidad consiste de un perturbador 160, un dispositivo no lineal 162, y un calculador de espectro 164, y un selector 166. El perturbador 160 modifica el bloque de dominio de tiempo no lineal x con cada uno de los vectores de perturbación válidos para producir bloques de transmisión candidatos y± . Esos bloques son proporcionados al dispositivo no lineal 162 el cual limita la no linealidad POTS. El calculador de espectro 164 calcula la potencia de las señales distorsionadas no lineales alrededor de 2Hz y el selector 166 elige el bloque de dominio de tiempo perturbado candidato y± que reduce al mínimo la salida del calculador de espectro 164. En nuestros ejemplos anteriores asumimos la expansión de la constelación (aditiva) como se describió en conjunto con la Figura 2. Para esta función objetivo particular, pueden obtenerse beneficios adicionales utilizando una expansión de constelación alternativa como se describe más adelante. En particular, como estará claro, la complejidad de la implementación puede reducirse significativamente. Una constelación expandida, 170, FIGURA 15, se forma haciendo girar los símbolos en la constelación base 172, en lugar de desviar o desplaza la constelación base (la cual fue referida como una expansión de constelación aditiva al principio) como se muestra en la Figura 2.

En los ejemplos específicos mostrados en la Figura 15, consideramos un sistema DMT con una constelación base 172 capaz de transmitir dos bits por símbolo. La constelación base 172 contiene los puntos A, B, C y D, de los cuales los símbolos de la constelación base se seleccionaron por medio del trazador de la constelación base 16, FIGURA 1. La constelación base 172 es expandida en un factor de 4 para formar una constelación de 16 puntos. De este modo, son necesarios k=2 bits por símbolo para determinar cuales de los puntos equivalentes eñ la constelación expandida son transmitidos. La constelación expandida 170 incluye la constelación base 172 y las áreas de expansión 174, 176 y 178 cada uno contiene cuatro puntos marcados como A-D. La constelación expandida 170 formada a partir de la constelación base 172 haciendo girar uno de los puntos en la constelación base 0o, 90°, 180° y 270°. Por cada uno de los n símbolos base, g, el trazador de la constelación base 16 elige un punto en la constelación base 172. El trazador de la constelación expandida 20, FIGURA 1, utiliza los kn o 2n (dos bits por símbolo) bits de desviación representativos del coconjunto fc para hacer girar los n símbolos 0°, 90°, 180° o 270°. Una forma de definir el trazado de los dos bits por símbolo es: 00 que corresponde a una rotación de 0°, 01 que corresponde a una rotación de 90°, 11 que corresponde a una rotación de 180°, y 10 que corresponde a una rotación de 270°. Para reducir la complejidad de la implementación, este esquema utiliza palabras de código de perturbación que no requieren calcular nuevamente el IDFT, es decir, que se eligen las hileras de la matriz G del generador de palabras de código de perturbación 80, FIGURA 1, que tiene r hileras y kn o 2n columnas de modo que las palabras de código c± generadas de esta matriz conduzcan a bloques de dominio de tiempo perturbados y± que puedan ser obtenidos fácilmente del bloque de dominio de tiempo nominal x. Recuérdese que G, Ht, y H~t. Deben elegirse de modo que GHt=0, y H_tHt=I2nx2n, donde I2nx2n es la_ matriz identidad de 2n x 2n . El esquema de complejidad reducido puede lograrse permitiendo que las tres hileras de la matriz G, que también corresponden a r=3 bits de redundancia. Asumiendo que n=8, las tres hileras son: 1. -11 11 11 11 11 11 11 11, las cuales corresponden a una inversión de x. 2. 00 11 00 11 00 11 00 11, las cuales corresponden a una rotación circular de x por N/2 muestras. 3. 00 01 11 10 00 01 11 10, las cuales corresponden a una rotación circular de x por N/4 muestras.

En este ejemplo específico, existen r=3 bits de redundancia los cuales corresponden a 23=8 perturbaciones posibles y± . El selector 166 selecciona la mejor de esas 8 perturbaciones para reducir al mínimo la salida del calculador de espectro 164, es decir, para crear un nulo en 2kHz en el espectro de bloques y transmitidos después de que son distorsionados por la falta de linealidad POTS. Nótese que aunque, esas perturbaciones no cambian el pico de los símbolos transmitidos, pueden utilizarse para formar el espectro distorsionado no linealmente de los símbolos transmitidos. El selector de perturbación 72a, Figura 4 puede mejorar su funcionamiento incorporando una mirada hacia adelante. Con una mirada hacia adelante en un paso, el selector de perturbación seleccionaría el bloque de dominio de tiempo perturbado y( ) de modo que y(k) en combinación con la mejor elección para y(k+l) el nulo más profundo del espectro Zk+1. Con una mirada hacia delante de ? pasos, el selector de perturbación que opera el késimo bloque seleccionará el bloque de dominio perturbado y(k) de modo que y(k) en combinación con la mejor elección para y(k+l) - y(k+?) que reduce al mínimo la diferencia del calculador del espectro. Aunque hemos descrito un sistema codificado en nuestro ejemplo, esta invención puede extenderse fácilmente al caso de un sistema codificado, por ejemplo un sistema codificado de trellis, una forma que será evidente a aquellos expertos en la técnica. Deberá notarse que esta invención puede ser incorporada por programas o sistemas de programación y/o componentes físicos de computación, los cuales pueden ser almacenados en un medio útil en computadora, tal como un disco de computadora o microcircuito integrado de memoria. La invención también puede tomar la forma de una señal de datos de computadora incorporada en una onda portadora, como cuando la invención es incorporada en programas y sistemas de programación/componentes físicos de computación, la cual es transmitida eléctricamente, por ejemplo, sobre la Internet. La presente invención puede ser incorporada en otras formas específicas sin apartarse del • espíritu o características esenciales. Las modalidades descritas deben ser consideradas en todos los aspectos solo ilustrativas y no limitantes. El alcance de la invención es, por lo tanto, indicado por las reivindicaciones anexas más que por la descripción anterior. Todos los cambio, que caigan dentro del significado y alcance de equivalencia de las reivindicaciones son abarcadas dentro de su alcance.

Se hace constar que con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención es el convencional para la manufactura de los objetos a que la misma se refiere.

Claims (9)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones : 1. Un dispositivo para mejorar una propiedad definida de símbolos de dominio de transformación, el dispositivo, se caracteriza porque comprende: un trazador de señales el cual traza o transforma datos de entrada en bloques de símbolos en un primer dominio y que genera bits de la desviación que corresponden a cada bloque de símbolos; y un dispositivo de perturbación/transformación, que responde a los bloques de símbolos en el primer dominio y los bits correspondientes, los cuales producen bloques de símbolos de dominio de transformación perturbados para mejorar la propiedad definida de los símbolos transformados.
2. 2. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el dispositivo de perturbación/transformación incluye: un dispositivo de transformación invertible, que responde al trazador o transformador de señales, que • transforma cada bloque de símbolos en el primer dominio en un bloque de símbolos de domino de transformación; y un dispositivo de perturbación, que responde al dispositivo de transformación invertible y los bits de desviación correspondientes, los cuales perturban selectivamente cada bloque de los símbolos de perturbación para transformar los bloques de los símbolos de dominio de transformación perturbados.
3. 3. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el dispositivo de perturbación/transformación incluye : un dispositivo de perturbación, que responde al trazador de señales y los bits de desviación correspondientes, los cuales perturban de manera selectiva cada bloque de símbolos para formar bloques de símbolos perturbados; y un dispositivo de transformación invertible, que responde al dispositivo de perturbación, el cual transforma los bloques de símbolos perturbados en el primer dominio en los bloques de dominio de transformación perturbado.
4. 4. Un receptor para recibir y decodificar símbolos creados por el dispositivo de perturbación/transformación de conformidad con la reivindicación 1.
5. 5. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además por: un selector para seleccionar un bloque de símbolos de dominio de transformación perturbados que satisfacen un criterio predeterminado .
6. 6. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el criterio predeterminado es la relación de potencia pico a promedio menor.
7. 7. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado porque el criterio predeterminado es la menor cantidad de interferencia no lineal en una banda de voz.
8. 8. El dispositivo de conformidad con la reivindicación 5, caracterizado además por un transmisor para transmitir el bloque seleccionado de símbolos de domino de transformación perturbados.
9. 9. Un receptor para recibir bloques de símbolos perturbados caracterizado por: un dispositivo de transformación para transformar los bloques recibidos de símbolos perturbados en símbolos de domino de frecuencia; un extractor de desviación para extraer símbolos base y bits de desviación de perturbación y transformar los símbolos base en bits de información base; y un decodificador de desviación para transformar los bits de desviación de perturbación en bits de información de desviación.