KR20010042557A - 변환-영역 신호의 규정된 특성을 개선하기 위한 시스템,장치 및 방법 - Google Patents

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변환-영역 시스템의 규정된 특성을 개선하기 위한 시스템, 장치 및 방법이 개시되어 있는데, 이 장치는 입력 데이터를 제1 영역 내의 심벌들의 블록들로 매핑하고 심벌들의 각 블록에 대응하는 오프셋 비트들을 발생시키는 신호 매퍼(23)와, 상기 제1 영역 내의 심벌들의 블록들 및 상기 대응하는 오프셋 비트들에 응답하여, 상기 변환된 심벌들의 상기 규정된 특성을 개선하기 위하여 섭동된 변환 영역 심벌들의 블록들을 생성하는 섭동/변환 장치(27)를 포함한다.

Description

변환-영역 신호의 규정된 특성을 개선하기 위한 시스템, 장치 및 방법{SYSTEM, DEVICE AND METHOD FOR IMPROVING A DEFINED PROPERTY OF TRANSFORM-DOMAIN SIGNALS}
이산 다중톤(DMT : discrete multitone) 신호의 큰 시간-영역 PAR은 DMT 시스템의 주요 단점으로서 자주 인용된다. 이러한 문제점은 직교 주파수 분할 다중화(OFDM : orthogonal frequency division multiplexing) 및 직교 직각 진폭 변조(OQAM : orthogonal quadrature amplitude modulation)를 이용하는 시스템들에서와 같이, 다른 변조 방식을 이용하는 시스템들에서도 존재한다.
큰 PAR은 고정밀도 디지털-아날로그 변환기(DAC)의 구현을 필요로 하며, 또는 그렇지 않으면 입력 신호가 DAC 범위를 초과할 때 도입되는 신호 왜곡(클리핑)에 대해 시스템이 내성이 있어야 한다. 고정된 DAC 정밀도에 있어서, 신호값이 항상 범위 안에 들도록 입력 신호를 스케일링할 경우 양자화 잡음이 과도해질 수 있으며, 다른 한편으로, 신호 스케일링이 불충분할 경우 클리핑 잡음이 과도해질 수 있다.
DMT 및 OFDM 심벌들의 시간-영역 피크 진폭을 감소시키기 위한 다수의 방법들이 제안되어 있다. 이들 기술은 3가지 클래스로 분류될 수 있다. 첫 번째 클래스에서는, 동일한 데이터를 표현하기 위해 다수의 심벌이 사용되고, 어떤 심벌이 송신되었는지를 수신기에 알리기 위해 예약된 톤 상에서 전송된 사이드 정보가 사용된다. 예를 들어, J.S. Chow, J.A.C. Bingham, 및 M.S. Flowers가 공동 저술한 "Mitigating clipping noise in multicarrier systems"[Proc. 1997 Int. Conf. Commun. (ICC '97) 715-719페이지, 1997년 6월]에서는, DMT 심벌의 피크가 너무 높으면, DMT 심벌은 스케일링되고 스케일링 인수를 수신기에 중계하기 위해 예약된 톤이 사용된다. 이 기술은 송신 심벌의 신호 대 잡음비(SNR)를 감소시키고 따라서 비트 에러율이 증가하게 된다. Djokovic가 저술한 "PAR reduction without noise enhancement"[submission T1E1.4/97 270 to ADSL Standard Issue 2, 1997년 9월]에서는, 송신기가 원 DMT 심벌과 그 원 DMT 심벌을 스크램블링하여 형성된 그것의 공액 심벌 중 하나를 선택한다. D.J. Mestdagh 및 P.M. Spruyt가 공동 저술한 "A method to reduce the probability of clipping in DMT-based transceivers"[IEEE Trans. On Commun., vol. 44. 1234-1238페이지, 1996년 10월]에서는, 의사랜덤 위상 시퀀스가 원 DMT 심벌에 부가된다. 이 클래스의 기술들에서의 가장 중대한 단점은 송신기가 송신 심벌에 관한 사이드 정보를 수신기에 중계해야 한다는 점이다. 데이터 레이트 손실 또는 대역폭의 증가를 초래하는 것 외에, 만일 사이드 정보가 손상된다면, 전체 DMT 심벌이 훼손될 것이다.
두 번째 클래스의 PAR 저감 기술들은 양호한 PAR 특성을 갖는 시퀀스를 결정하는 것에 기초한다. 예를 들어, S. Shepherd, J. Orriss 및 S. Barton이 공동 저술한 "Asympototic limits in peak envelope power reduction by redundant coding in orthogonal frequency-division multiplex modulation"[IEEE Trans. on Commun., vol. 46, 5-10페이지, 1998년 1월]을 참조하기 바란다. 이들 방법은 일반적으로 가능한 송신 심벌들의 집합으로부터 "불량한" 시간-영역 시퀀스들을 제거하는 것을 포함하고 따라서 데이터 레이트 손실이 초래된다. 더욱이, 이들 방법은 데이터를 "양호한" 심벌로 매핑하는 것을 필요로 한다. 이 맵은 일반적으로 룩업 테이블을 통하여 달성된다. 필요한 룩업 테이블의 크기는 다수의 톤과 큰 배열(constellation) 크기를 갖는 DMT 시스템에서는 비실용적인 것이 된다.
세 번째 클래스의 방식에서는, 용장(redundant) 신호 표현을 통하여 RAR 저감이 달성되는데, 여기서는 주어진 데이터 블록이 어떤 등가 클래스(equivalence class)로부터 다수의 가능한 송신 신호들 중 어느 하나에 의해 표현되고, "가장 바람직한" 클래스 대표(class representative)--이 경우에는, 작은 시간-영역 피크값을 갖는 대표--가 송신을 위해 선택된다. 그러한 방식에서, 수신기는 등가 클래스의 요소를 검출할 때마다 그 등가 클래스와 관련된 데이터 블록을 생성하는 "모듈로 등가 클래스들"(modulo equivalence classes)을 동작시키도록 설계된다. 이런 식으로, 수신기는 송신기에서 클래스 대표를 선택하기 위해 사용된 정확한 알고리즘을 알 필요가 없다. DMT 경우에 "모듈로 등가 클래스들"을 동작시키기 위한 하나의 방법은 수신기가 여러 주파수 빈(bin)의 내용들을 단순히 무시하게 하는 것이다. A. Gatherer와 M. Polley가 공동 저술한 "Controlling clipping probability in DMT transmission"[Conf. Record 31stAsilomar Conf. On Sign. Sys. And Comp., 1997년 11월]; A. Gatherer와 M. Polley가 공동 저술한 "Proposed PAR Reduction Techniques for G.lite"[Universal ADSL Technical Group Contribution TG/98-025, 1998년 2월 4일]; J. Tellado와 J.M. Cioffi가 공동 저술한 "PAR reduction in multicarrier transmission systems"[contribution 97-367 to T1E1.4 standards committee, 1997년 12월]을 참조하기 바란다. 임의의 주어진 데이터 블록에 대하여, 송신기는 송신 시간-영역 신호의 피크값을 (가능한 한) 최소화하기 위하여 이들 미사용 빈들에 값들을 둘 수 있다. 이러한 기술들은 수 개의 빈들이 데이터를 송신하는 데 사용되지 않기 때문에 상당한 데이터 레이트 손실을 초래한다.
그러므로, DMT 변조 방식에서 데이터 반송 또는 복소 주파수 빈들을 이용하여 데이터 레이트에 영향을 미치지 않고도 PAR를 감소시키는 PAR 저감 기술이 요구되고 있다. 또한, 다른 변조 방식들에 일반적으로 적용될 수 있고 시간-영역 또는 일반적으로 변환-영역 신호의 다른 특성들을 향상시키기 위한 그러한 기술이 요구된다.
본 발명은 변환-영역 신호의 규정된 특성을 개선하기 위한 시스템, 장치 및 방법에 관한 것으로, 특히 시간-영역 신호의 피크 대 평균 에너지 비(PAR : peak-to-average energy ratio)를 감소시키기 위한 시스템, 장치 및 방법에 관한 것이다.
도 1A는 본 발명에 따라서 구성된 DMT 송신기의 개략 블록도.
도 1B는 본 발명에 따른 다른 DMT 송신기 구성의 개략 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 확장 신호 점 배열(expended signal point constellation)을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명에 따라서 구성된 수신기의 개략 블록도.
도 4는 도 1A 및 1B의 오프셋 코셋 대표 발생기(offset coset representative generator)의 개략 블록도.
도 5는 도 1A의 섭동(perturbation) 장치의 개략 블록도.
도 6은 도 5의 섭동 장치 내의 유효 섭동 발생기의 개략 블록도.
도 7은 도 5의 섭동 장치 내의 섭동 선택기의 개략 블록도.
도 8은 도 3의 수신기의 오프셋 디코더의 개략 블록도.
도 9는 도 1A 및 1B의 오프셋 코셋 대표 발생기의 다른 프레임 기반 구성의 개략 블록도.
도 10A는 도 1A의 섭동 장치의 다른 프레임 기반 구성의 개략 블록도.
도 10B는 예지 능력을 갖춘 도 10A의 섭동 장치의 개략 블록도.
도 11은 도 10A에 도시된 유효 섭동 발생기의 개략 블록도.
도 12는 도 10에 도시된 섭동 선택기의 개략 블록도.
도 13은 도 3의 오프셋 디코더의 다른 프레임 기반 구성의 개략 블록도.
도 14는 DSL 무-스플리터(splitterless) 응용에 이용되는 도 5의 섭동 선택기의 다른 구성의 개략 블록도.
도 15는 본 발명에 따른 다른 회전 확장 신호 점 배열(rotated expended signal point constellation)을 도시하는 도면.
본 발명은 일반적으로 블록 변환 후 신호(이하, 변환-영역 신호라 함)의 규정된 특성을 개선하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. 본 발명에 관해서 보다 용이하게 이해될 수 있는 설명을 제공하기 위하여, 이산 다중톤(DMT) 변조 방식에서 시간-영역 신호(여기서는 보다 일반적으로 변환-영역 신호라 함)의 피크 대 평균 에너지 비(PAR)를 감소시키기 위한 본 발명의 실제 응용예를 설명한다. 이 기술 분야에 숙련된 자에게 본 발명은 일반적으로 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 및 직교 직각 진폭 변조(OQAM)와 같은 다른 변조 방식들에 적용될 수 있다는 것이 자명할 것이다. 더욱이, 이 기술 분야의 숙련된 자에게 본 발명은 PAR 외에 변환-영역 신호의 다른 규정된 특성들을 개선하기 위해 사용될 수 있다는 것이 자명할 것이다. 예를 들면, 본 발명은 구형 전화 서비스(POTS : plain old telephone service) 전화기에서의 비선형성에 의해 발생된 음성 대역(0-4kHz) 간섭을 감소시키는 것이 바람직한 DSL 시스템의 무-스플리터 동작에서와 같이, 비선형성을 겪은 후의 시간-영역 신호의 스펙트럼을 형성하는 데 이용될 수도 있다.
DMT 시스템의 송신 방식은 N개 심벌의 블록들에 기초한다. 블록 내의 각 심벌은 상이한 주파수 빈(bin)에 대응한다. 따라서, 각 심벌 블록 X는 주파수 도메인 심벌들 X0-XN-1로 구성된다. (N이 짝수라고 가정할 경우) DMT를 이용한 비대칭 디지털 가입자선(ADSL : asymmetrical digital subscriber line) 시스템에서는, 제로(X0) 및 나이퀴스트(XN/2) 주파수 빈들에서 송신되는 심벌은 존재하지 않는다. 하부 N/2-1개 복소 주파수 빈들(X1-XN/2-1)에서 송신되는 심벌들은 있으며 상부 N/2-1개 복소 주파수 빈들(XN/2+1-XN-1)이 하부 N/2-1개 빈들의 복소 공액 이미지들로서 선택되어, 결과적인 주파수 도메인 신호가 시간-영역 신호를 실수화하는 데 필요한 허미션(Hermitian) 대칭을 처리하게 된다. 그러므로, 실제로는 블록마다 n개(여기서 n=N/2-1) 복소 주파수 빈 심벌들이 있다.
도 1A에 도시된 바와 같이, DMT 송신기(10)는 퍼스널 컴퓨터와 같은 데이터 단말 장비(도시되지 않음)로부터 라인(12)을 통하여 직렬 디지털 비트 스트림을 수신한다. 이 직렬 비트 스트림은 직렬 대 병렬 변환기(14)에 의해 병렬 형식으로 변환된다. 각 블록에 대해, 직렬 대 병렬 변환기는 (kn-r)+m개 정보 비트 v 및 u를 출력하는데, 여기서 r은 용장 비트의 수이고 k는 확장 배열에서 등가 클래스들을 표현하는 데 필요한 비트의 수이다. 변수 r과 k는 물론 등가 클래스와 확장 배열의 용어들에 대해 이하에서 설명한다.
상술한 바와 같이, n은 블록마다 발생된 복소 주파수 빈 심벌의 수이다. m개 베이스 정보 비트 u는 m = m1+ m2+ ... + mn에 대응하며, 여기서 mi는 복수 주파수 빈 i에서 송신된 베이스 정보 비트의 수를 나타낸다. n개 복소 주파수 빈 각각에 대하여, 베이스 배열 매퍼(base constellation mapper)는 mi개 베이스 정보 비트를 베이스 배열로부터의 심벌로 매핑한다. i번째 베이스 배열은개 점을 포함한다.
베이스 배열 매퍼(16)에서, 각 주파수 빈에 대한 베이스 배열은 해당 주파수 빈에 대한 채널 품질에 의해 결정되고 각 블록에 대한 n개 베이스 심벌 g가 발생된다. 채널 품질은 전형적으로 트레이닝 시퀀스 중에 채널을 탐침함으로써 결정된다. 배열의 크기, 따라서 배열로부터 선택된 심벌에 의해 표현될 수 잇는 입력 데이터 비트의 수는 해당 빈의 주파수 범위 내의 채널의 품질에 따라 달라진다. 보다 나은 품질을 갖는 채널은 보다 밀접한 간격의 점들을 갖는 보다 조밀한 배열을 사용할 수 있으므로 각 심벌에 의해 보다 많은 비트가 송신될 수 있다. 따라서, 심벌들의 블록에 의해 표현되는 입력 데이터 비트의 수는 채널의 품질에 따라 달라진다.
본 발명에 따른 베이스 배열의 개념을 특정 예에 의해 설명하기 위하여, 심벌마다 2개 비트를 송신할 수 있는 베이스 배열을 갖는 DMT 시스템을 고려해보자. 도 2에는, 점 A, B, C, D를 포함하는 베이스 배열(30)(하나의 4분면에 존재한다고 가정)이 있으며, 이로부터 베이스 배열 심벌들이 베이스 배열 매퍼(16)에 의해 선택된다. 또한, 본 발명에 따르면, 베이스 배열들의 적어도 일부는 심벌마다 mi개 베이스 정보를 송신하는 데 필요한개 이상의 부가적인 점들을 포함하도록 확장된다. 이러한 확장 배열들은 등가 클래스들로 분할된다.
베이스 신호 배열들은 심벌당 k개의 부가 비트까지의 송신을 지원하도록 확장된다. 이들 kn개 비트의 일부는 부가 정보를 송신하기 위해 사용되고, 다른 것들은 송신 심벌들을 선택함에 있어서 얼마간의 유연성을 갖는 송신기를 제공하기 위해 사용된다. 이 여분의 자유도는 결과적인 신호의 어떤 목적 기능 - 예를 들면 비선형 변환 후의 송신 신호의 피크 시간-영역 진폭 또는 스펙트럼 형상을 최적화하기 위해 사용될 수 있다. 이들 kn개 부가 비트를 "오프셋 비트"라고 부르기로 한다.
도 2에 도시된 예에서, 베이스 배열(30)은 4의 인수에 의해 확장되어 16개 점 확장 배열(32)을 형성한다. 그러므로, 확장 배열(32) 내의 등가 점들 중 어느 것이 송신되는지를 결정하기 위해 심벌당 k=2개 오프셋 비트가 필요하다. 확장 배열(32)은 A-D의 부호가 붙은 4개 점을 각각 포함하는 베이스 배열(30) 및 확장 영역들(34, 36, 38)을 포함한다.
동일 부호를 갖는 모든 점들은 동일 등가 클래스에 속한다.
도 2의 예에서, 확장 배열은 베이스 배열로부터 4개의 4분면 각각에서 베이스 배열을 반복함으로써 형성된다. i번째 심벌에 대한 배열 내의 이웃 점들 사이의 최소 거리는 di로서 정의된다. 이 거리는 채널 품질에 따라 달라진다. 이런 유형의 배열 확장을 부가적 확장이라 부르기로 한다. 왜냐하면, 확장 배열 내의 등가 점들은 베이스 배열 내의 점들에 값(이 예에서는 각 디멘전에서 0 또는 -2di)을 부가함으로써 발생되기 때문이다.
이 예에서는, 베이스 배열을 4의 인수에 의해 확장하였다. 당연히, 베이스 배열은 4보다 큰 인수에 의해 확장될 수도 있다. 예를 들면, 베이스 배열 내의 점들에 각 디멘전에서 0 또는 +/-2di의 정수 배수를 부가함으로써, 부가적인 등가 클래스 점들을 발생시킬 수 있다. 아래에서 알게되겠지만, 성능 및 시스템 복잡성 양자 모두는 배열 확장이 커짐에 따라서 증가한다. c 점들을 갖는 일반적인 정사각형 배열의 경우, 확장 배열 점들은 각 디멘전에서 cdi/2의 정수 배수를 부가함으로써 발생될 수 있다. 수 개의 배열 점 등가 클래스들을 포함하는 확장 배열을 발생시키는 다른 방법들은 당해 기술분야의 숙련자들에게 자명할 것이다. 이하에서는, 베이스 배열의 회전에 의하여 발생된 확장 배열을 설명한다.
도 1A를 다시 참조하면, kn-r개 비트 v가, kn개 오프셋 (보다 구체적으로는 코셋 대표 오프셋) 비트를 생성하는 오프셋 코셋 대표 발생기(18)에 제공된다. n개 베이스 심벌 g 및 kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t는 확장 배열 매퍼(20)에 의해 결합되어, 확장 배열들로부터 n개 확장 심벌 h를 형성한다. 상기 예에서, k=2일 때, 베이스 심벌 g는 베이스 배열 점들에 대응하고 k개 오프셋 비트는 대응하는 심벌들의 4분면을 선택한다. n개 확장 심벌은 허미션 대칭 블록 발생기(22)에 의해 N개 공액 대칭 심벌 X(X0-XN-1)로 매핑된다. 허미션 대칭 블록 발생기(22)에서, n개 심벌은 심벌들 X1-XN/2-1로 매핑되고 심벌들 XN/2+1-XN-1은 X1-XN/2-1의 복소 공액들이다. N개 심벌 X의 블록은, N개 주파수 영역 심벌을 N개 시간-영역 심벌 x(x0-xN-1)로 변환시키는 역이산 푸리에 변환(IDFT : inverse discrete Fourier transform) 장치(24)와 같은, 가역 변환 장치에 제공된다. 섭동 장치(26)는, 코셋 대표 오프셋 비트 t를 수정함으로써, N개 시간-영역 심벌 x를 수정하여 섭동된 시간-영역 블록 y를 생성하여, N개 시간 영역 심벌의 규정된 특성을 개선한다. 이 예에서는, 후술하는 바와 같이 피크값을 최소화한다. 섭동된 시간-영역 블록 y는 병렬 대 직렬 변환기(28)로 제공되고, 이 병렬 대 직렬 변환기는 섭동된 시간-영역 블록 y를 병렬 형식에서 직렬 형식으로 변환시켜서 채널을 통하여 송신한다.
베이스 배열 매퍼(16), 오프셋 코셋 대표 발생기(18), 확장 배열 매퍼(20) 및 허미션 대칭 블록 발생기(22)는 집합적으로 신호 매퍼(23)를 형성하며, 이 신호 매퍼는 직렬 대 병렬 변환기(14)로부터의 입력 데이터를 주파수 영역 심벌들의 블록 X로 매핑한다. 그리고, IDFT 장치(24) 및 섭동 장치(26)는 집합적으로 섭동/변환 장치(27)를 형성한다.
도 3에는, 본 발명에 따른 수신기(40)의 개략 블록도가 도시되어 있다. 섭동된 시간 영역 심벌 y는, 채널을 통과한 후에, 직렬 대 병렬 변환기(44)에서 심벌 w로서 수신되고, 이 직렬 대 병렬 변환기는 시간-영역 심벌 w를 직렬 형식으로 수신하여 그들을 수신된 시간-영역 심벌 w, w0-wN-1의 블록들로 변환시킨다. 수신된 시간-영역 심벌 w, w0-wN-1의 블록들은 이산 푸리에 변환(DFT) 장치(46)에 제공되고, 이 이산 푸리에 변환 장치는 시간 영역 심벌의 블록들을 수신된 주파수-영역 심벌 W, W0-WN-1의 블록들로 변환시킨다. 수신된 주파수-영역 심벌 W, W0-WN-1의 블록들은 주파수 영역 등화기 장치(48)에 제공되고, 이 주파수 영역 등화기 장치는 송신된 섭동 주파수 영역 블록 Y, Y0-YN-1에 대한 채널의 영향을 고려하여, 수신된 심벌 W, W0-WN-1을 스케일링하여 송신 블록 Y, Y0-YN-1의 추정치인 심벌 Y', Y'0-Y'N-1을 생성한다.
송신된 섭동 주파수 영역 블록의 추정치 Y'는 베이스 심벌 및 오프셋 추출기(50)에 제공되고, 이 베이스 심벌 및 오프셋 추출기는 베이스 심벌 g 및 유효 섭동 오프셋 비트 s를 추출한다. 이들 비트는 코셋 대표 오프셋 비트 t와 정확히 대응하지 않는다. 왜냐하면, 오프셋 비트들은 도 1A의 섭동 장치(26)에서 수정되었기 때문이다. 베이스 심벌 및 오프셋 추출기(50)는 먼저 N개 심벌 Y의 블록에서 송신된 n개 심벌 g의 각각을 대응하는 확장 배열 내의 점으로 디코딩한다. 이들 n개 심벌의 오프셋 비트 s는 오프셋 디코더(52)에 제공되어, 오프셋 정보 비트 v'를 복원하는데, 이들 비트는 후술되는 바와 같이 오프셋 정보 비트 v에 대응한다. n개 베이스 심벌 g는 베이스 배열 디매퍼(54)에 제공되어, m개 베이스 정보 비트 u를 복원한다. 베이스 심벌 g는 베이스 배열 내의 점들에 대응한다.
디코딩된 정보 비트 u 및 v는 그 후 더 처리되어, 퍼스널 컴퓨터와 같은 데이터 단말 장비에 제공될 수 있다.
오프셋 코셋 대표 발생기
오프셋 코셋 대표 발생기(18)는 도 4에 보다 상세히 도시되어 있다. 1×(kn-r) 행 벡터로 간주되는 오프셋 정보 비트 v는 행렬 블록(60)에서 kn-r개 행과 kn개 열을 갖는 행렬 H-T에 의해 후승산되어(post-multiplied)(모듈로 2)(즉, 필터링되어), 도 1의 확장 배열 매퍼(20) 및 섭동 장치(26)에 제공도는 코셋 대표 오프셋 비트 t의 1×kn 행 벡터를 생성한다.
블록당 n=3개 심벌이 송신되고, k=2이며 심벌당 하나의 용장 비트가 있을 경우(r=3) 행렬 H-T의 예는 다음과 같다.
이 예에서, 만일 오프셋 정보 비트가 v=[v0v1v2]로 주어지면, 출력 비트들은 입력 비트들과 함께 0이 채워진 것이다. 즉, t=[v00 v10 v20]이다.
섭동 장치(Perturbation Device)
섭동 장치(26)는 도 5에 보다 상세히 도시되어 있다. 섭동 장치(26)는 시간-영역에서 동작하여 심벌의 블록들을 섭동시킨다. 그러나, 그것은 도 1B의 섭동/변환 장치(27') 내의 섭동 장치(26')에서와 같이 주파수 영역에서 동작하도록 용이하게 수정될 수 있다. kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t는 유효 섭동 발생기(70)에 제공된다. 유효 섭동 발생기(70)는 2r개 유효 섭동 벡터(또는 복잡성을 감소시키기 위해 그것의 어떤 부분 집합)를 발생시킨다. 여기서, r은 용장 비트의 수이다. 일반적으로, "섭동"(perturbations)은 부가적인 것이 아니라, 다음의 방식에 따르는 것으로서 간주될 수 있다. yi를 섭동 i (i=0, 1, ..., 2r-1)에 대응하는 섭동된 시간 영역 블록이라고 하자. pi를 yi-x라고 하자(여기서, x=y0). 벡터들{pi: i=0, 1, ... 2r-1}을 "유효 섭동 벡터"라 부르기로 하고 x를 "공칭 시간-영역 블록"이라 부르기로 한다.
섭동 선택기(72)는 이들 2r-1개 유효 섭동 벡터(또는 그것의 어떤 부분 집합)를 수신하고, 이들 섭동 벡터의 각각을 공칭 시간-영역 블록 x(x0-xN-1)에 부가하여 yi=x+pi를 발생시킨다. 최소의 시간-영역 피크를 벡터 y(또는 어떤 다른 목적 기능을 갖는 것)가 송신을 위해 선택된다.
만일 n개 심벌 각각에 대해 2k의 인수에 의해 베이스 배열을 확장함으로써 확장 배열이 형성되면, m개 베이스 비트에 더하여, kn개 오프셋 비트 t가 각 심벌 블록에서 채널을 통해 송신될 수 있다. 이들 kn개 오프셋 비트 중, kn-r개 코셋 대표 오프셋 비트는 부가 정보 비트를 송신하기 위해 사용되고 r개 용장 비트에 의해 제공되는 유연성은 변환-영역 신호의 소망 특성을 개선하기 위해 사용된다. r의 값이 커지면 변환-영역 신호의 규정된 특성을 개선함에 있어서 유연성이 커지지만, 정보 송신에 대한 비트 레이트는 낮아진다.
유효 섭동 발생기
유효 섭동 발생기(70)는 여기서는 이진 선형 코드에 기초하여 설명되지만, 당해 기술분야의 숙련자들에게는 이 구조가 이진이 아닌 그룹 코드로 확장될 수 있다는 것이 자명할 것이다.
도 6의 유효 섭동 발생기(70)는 각 심벌에 대한 오프셋의 수정에 대응하는 유효 섭동 벡터를 발생시킨다. 유효 섭동 발생기(70)에 제공된 kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t는 r개 행과 kn개 열을 갖는 행렬 G를 이용한 섭동 코드워드 발생기(80)에 의해 발생된 규정된 선형 코드 C에 대한 코셋 대표를 규정한다.
행렬 G 및 도 4의 행렬 블록 H-T는 GHT=0이 되도록 선택된다. 여기서, H는 kn-r개 행 및 kn개 열을 갖는 행렬로서, 그 자체로서 H-THT=Ikn-r이라는 특성을 만족시키며, 여기서 Ikn-r은 (kn-r)×(kn-r) 단위 행렬(identity matrix)이다. 환언하면, HT는 H-T의 우역원(right inverse)이다. G는 행 계수 r을 갖고 H는 행 계수 kn-r을 갖는 것이 요구된다. n=3, r=3 및 k=2인 경우의 행렬 G는 다음과 같다.
여기서 G는 임의의 공지된 이진 선형 코드에 대한 발생기 행렬로서 선택될 수 있으며, 또는 어떤 다른 기준에 따르거나 또는 해밍 거리(Hamming distance) 특성에 대해 최적화된, 단절되거나(truncated) 또는 종단된(terminated) 중첩 코드(convolutional code)에 대한 발생기 행렬에 대응할 수 있다.
kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t를 이용하여, 유효 섭동 발생기(70)는 오프셋 비트 t를 행렬 G에 의해 규정된 유효 코드워드 ci와 배타적 OR 연산, 즉 모듈로 2를 가산함으로써 오프셋 비트 t를 수정한다. 이들 코드워드 ci=riG는 2r개 유효 코드워드 ci를 생성하는 ri표시된 r개 용장 비트에 대한 모든 2r개 가능한 선택에 의해 발생된다. 섭동 코드워드 발생기(80)에 의해 발생된 코드워드들은 cHT=0이라는 특성을 갖는다. 유효 코드워드 c를 코셋 대표 오프셋 비트 t와 배타적 OR 연산한 결과는 유효 섭동 오프셋 비트 si=tci의 세트를 생성하게 된다. 유효 섭동 오프셋 비트 si는 후술되는 바와 같이 섭동 매퍼(82) 및 허미션 대칭 블록 발생기(84)에 의하여 N개 심벌 블록 Pi로 매핑된다. 이 선택 처리에 의하면 유효 섭동 오프셋 비트 si의 어떤 것도 사용될 수 있고 후술되는 바와 같이 오프셋 정보 비트 v로 디코딩될 것이다.
kn개 유효 섭동 오프셋 비트 si의 각 세트는 심벌당 k개 오프셋 비트에 대응한다. k=2이고 r=n이라고 가정하고서 앞서의 예를 속행하면, 오프셋 비트 si는 n개 심벌의 4분면을 정의한다. 그와 대등하게, 심벌당 k=2개 비트는 원 베이스 배열 점을 포함하는 등가 클래스 내의 적절한 점을 발생하기 위해 필요한 베이스 배열 내의 점의 변위를 정의한다. 공칭 시간-영역 블록 x에서는, 오프셋 비트는 t에 의해 정의된다. 각 si는 이들 오프셋 비트의 수정에 대응한다. 그와 대등하게, 이 예에서는, 유효 섭동 오프셋 비트 si는 송신 심벌들의 4분면을 변화시키는 것에 대응한다. t는 오프셋 정보 비트 v로부터 발생되었다는 것을 상기하자. 그러므로, t로부터 형성되는 유효 섭동 오프셋 비트 si는 정보 의존적이다.
만일 H-T가 상기 예에서와 같이 정의되고, r=n(심벌당 1개의 용장 비트)이라면, 수정되지 않은 코셋 대표 오프셋 비트 t는 n 쌍의 비트로 구성되고, 여기서 각 쌍 내의 두 번째 비트는 0이다. 그러므로 코셋 대표 오프셋 비트 t는 00과 01이 나타내는 2개의 4분면 중 하나만을 선택한다. 이 예에서, 유효 코드워드 ci는 n 쌍의 비트로 구성되고, 각 쌍 내의 첫 번째 비트는 0이다. 만일 쌍 내의 두 번째 비트가 0이 아니면, ci는 00에서 01로 또는 10에서 11로 4분면을 수정한다. d를 베이스 배열 내의 이웃 점들 사이의 거리라고 하자. 이 예에서, 만일 4분면 00이 베이스 배열을 포함하는 4분면을 표시하는 것으로 정의되고, 4분면 10은 베이스 배열 아래의 4분면으로 정의되고, 4분면 01은 베이스 배열의 좌측의 4분면으로 정의되고, 4분면 11은 나머지 4분면으로 정의되면, 유효 섭동 오프셋 비트는 각 심벌에 대해 0 또는 -2d의 섭동에 의해 정보 의존적인 코셋 대표 오프셋 비트 t에 의해 선택된 코셋을 수정한다.
섭동 매퍼(82)는 유효 섭동 오프셋 비트 si의 각 세트를 n개 심벌 섭동으로 매핑한다. 이들 n개 심벌 섭동은 오프셋 비트를 t에서 si로 변화시킨 것으로부터의 결과적인 섭동을 나타낸다. 환언하면, h 내의 n개 확장 심벌 각각이 베이스 심벌 g 및 오프셋 비트 t로부터 결정되었다는 것을 상기하자. 베이스 심벌 g 및 오프셋 비트 si에 대응하는 n개 확장 심벌을 hi'로 표시하자. n개 섭동 심벌 qi는 hi'와 h 사이의 차이, 즉 qi=hi'-h이다. 상기 예에서, qi는 각 심벌 내의 0 또는 -2d의 섭동들을 포함한다.
유효 섭동 오프셋 비트 si의 각 세트에 대하여, n개 섭동 심벌(상기 예에서는 각 심벌에 대해 0 또는 -2d)은 허미션 대칭 블록 발생기(84)에 의해 복소 공액 대칭을 갖는 N개 심벌 주파수 영역 심벌 Pi로 매핑된다. 허미션 대칭 블록 발생기(84)의 동작은 위에서 설명하였다. 주파수 영역 심벌 Pi는 IDFT 장치(86)에 제공되어, 2r개 시간-영역 섭동 벡터 pi를 발생시킨다.
당해 기술분야의 숙련자들에게는, k, r, H, G에 대해 상이한 값들은 상이한 섭동 벡터를 생성한다는 것이 자명할 것이다. 또한, 비트들을 심벌들로 매핑하는 상이한 방법들은 상이한 섭동 벡터들을 생성할 것이다. 발생된 유효 섭동 벡터들은 오프셋 정보 비트 v에 의존한다.
일반적으로, 고정된 k, H, G, r의 경우, 그리고 고정된 매핑 방식의 경우, 2r개 유효 섭동 백터의 세트는 2kn개 가능한 시간-영역 섭동 벡터로부터 생성될 것이다. 상술한 바와 같이 각각의 들어오는 t에 대해 이들 유효 섭동 벡터를 발생시키는 대신에, 유효 섭동 벡터 발생기(70)는 메모리 내에 모든 2kn개 가능한 시간-영역 섭동 벡터를 저장하고 코셋 대표 오프셋 비트 t를 이용하여 이들 섭동 벡터들 (또는 그것의 어떤 부분 집합) 중 어느 2r개 벡터가 주어진 t에 대해 유효한지를 결정한다. 만일 확장 배열이 상술한 바와 같이 부가적 확장이 아닌 경우에는, 섭동 심벌들은 코셋 대표 오프셋 비트 t뿐만 아니라, 베이스 심벌 g에 따라 달라질 수 있다. 이 경우, 2kn개 이상의 가능한 시간-영역 섭동 벡터가 있을 수 있다.
섭동 선택기
섭동 선택기(72)는 도 7에 보다 상세히 도시되어 있다. 2r개 유효 시간-영역 섭동 벡터 pi각각에 대하여, 섭동된 시간-영역 블록 yi가 블록(90)에 의해 계산된다. 여기서, yi=x+pi이다. 그 후 계산된 yi섭동된 시간 영역 블록 모두는 블록(92)에 의해 평가되고 최소의 피크값을 갖는 yi가 송신될 심벌의 섭동된 시간-영역 블록으로서 선택된다.
베이스 심벌 및 오프셋 추출기
도 3의 베이스 심벌 및 오프셋 추출기(50)는, 주파수 영역 등화된 블록 Y'를 확장 배열 내의 n개 심벌 점으로 매핑한다. 확장 배열 내의 각 점은 베이스 배열 내의 점에 상당한다(등가 클래스 대표). 오프셋은 2k개 등가 점 중 어느 것이 실제로 송신되었는지를 나타낸다. 2k개 등가 클래스 점은 심벌당 k개 오프셋 비트로 표현된다. 송신된 등가 클래스 점은 kn개 오프셋 비트 s에 의해 표현된다. 이들 오프셋 비트는 오프셋 디코더(52)에 제공되고, 이 오프셋 디코더는 후술하는 바와 같이 오프셋 비트들에서 인코딩된 정보 비트들을 결정한다. 베이스 배열 내의 n개 등가 클래스 대표는 송신된 베이스 심벌 g의 추정치들로서 베이스 배열 디매퍼(54)에 제공되고 이 디매퍼는 이들 점을 송신된 베이스 정보 비트 u의 추정치들로 디매핑한다.
오프셋 디코더
도 8에 보다 상세히 도시된 오프셋 디코더(52)는 행렬 블록(100)을 포함한다. 행렬 블록(100)에서, 오프셋 비트 s의 1×kn개 행 벡터는 행렬 HT에 의해 후승산되어(모듈로 2)(즉, 필터링되어), 오프셋 정보 비트 v'의 1×(kn-r)개 행 벡터를 복원한다.
유효 섭동 오프셋 비트 si의 후보들 각각이 동일 오프셋 정보 비트들로 어떻게 디코딩되는지를 증명하기 위하여, 인코딩 및 디코딩 처리는 수학적으로 표현되어야 한다. 복원된 정보 비트 v'(디코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.
그리고, 유효 섭동 오프셋 비트 s(인코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.
여기서, c=rG는 도 6의 섭동 코드워드 발생기(80)에 의해 발생된 유효 코드워드이다. 만일 수학식 4의 우변이 s에 대해 수학식 3으로 치환되면, 다음 수학식이 얻어진다.
다음 조건: (1) HTH-T=I(여기서 I는 단위 행렬); 및 (2) GHT=0이 만족되도록 G, HT및 H-T를 선택함으로써, r의 값에 관계없이 v'=v가 된다.
프레임 기반 섭동(Frame Based Perturbations)
DMT 기반 시스템과 같은 블록 기반 시스템에서는, 비트들이 N개 심벌의 블록들로 매핑된다. 상술한 발명에서는, 오프셋 비트들이 블록 단위로(on a block by block basis)로 수정된다고 가정한다. 환언하면, N개 심벌의 블록 상에서 송신된 모든 n=N/2-1개 심벌은 공동으로 섭동된다. 어떤 경우에는 블록들을 n개 심벌보다 작은 사이즈를 갖는 프레임들로 분할하는 것이 유용할 수 있다. 예를 들어 n과 n이 크다면, 큰 세트의 유효 섭동 벡터들이 발생되고/발생되거나 저장되고/저장되거나 테스트되어야 한다. 만일 보다 작은 프레임 사이즈들이 사용되고, 섭동이 프레임 단위로 수행된다면, 테스트되고/테스트되거나 저장되고/저장되거나 발생되어야 하는 유효 섭동 벡터의 수는 감소될 것이다. 이 방법의 대가로 성능이 다소 손실되는데, 그 이유는 프레임 단위로 소망의 특성을 최적화하도록 섭동이 선택되기 때문이다. 이 성능의 일부는 후술되는 바와 같이 예지 능력(look-ahead)을 이용하여 회복될 수 있다. 이것은 물론 다시 시스템 복잡성을 증가시킨다.
프레임 기반 섭동에 의하면, 본 발명의 송신기는 다음 두 가지 점에서 상이하다: 1) 오프셋 코셋 대표 발생기는 후술되는 바와 같이 kn/f개 비트의 f개 프레임 상에서 동작한다; 2) 섭동 장치는 그것의 입력을 분할하고 후술되는 바와 같이 kn/f개 비트의 f개 프레임 상에서 동작한다. 그리고, 본 발명의 수신기는 한 가지 점에서 상이하다. 즉, 오프셋 디코더는 그것의 입력을 분할하고 후술되는 바와 같이 kn/f개 비트의 f개 프레임 상에서 동작한다.
설명을 간단히 하기 위해서는, n/f가 정수인 것으로 가정하는 것이 가장 용이하고, 그렇지 않으면 오프셋 코셋 대표 발생기 및 섭동 장치 및 오프셋 디코더는 상이한 사이즈의 프레임들 상에서 동작할 필요가 있을 것이다. 그렇지만, n/f가 정수가 아닌 경우로 일반화하는 것은 간단한 일이다.
프레임 기반 오프셋 코셋 대표 발생기
도 9의 오프셋 코셋 대표 발생기(18a)는, kn-r개 정보 비트 v를 수신하고 이 kn-r개 비트 v를 kn/f-r/f 사이즈의 프레임들로 분할하는 프레임 분할기(110)를 포함한다. 이들 프레임은 vi로 표시되고 n'=nf 및 r'=r/f이다. 따라서, f개 프레임 각각에 대하여, kn'-r'개 정보 비트는 vi를 통하여 송신되고, r'개 용장 비트는 변환-영역 심벌의 소망 특성을 개선하기 위해 사용된다. 오프셋 정보 비트의 이들 1×(kn'-r')개 프레임은 행렬 블록들(1120-112f-1)에서 kn'-r'개 행과 kn'개 열을 갖는 행렬 H-T에 의해 후승산되어(모듈로 2)(즉, 필터링되어), kn'개 코셋 대표 오프셋 비트 tj(t0-tf-1)의 1×kn'개 프레임을 생성한다. f개 프레임(t0-tf-1)은 프레임 연쇄기(frame concatenator)(114)에서 연쇄되어 kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t를 형성하고, 이들 비트는 도 1의 확장 배열 매퍼(20) 및 도 10의 섭동 장치(26a)에 제공된다.
프레임 기반 섭동 장치
도 10A의 섭동 장치(26a)는 kn개 코셋 대표 오프셋 비트 t를 수신하여 그 비트들을 t0-tf-1로 표시된, kn' 사이즈의 f개 프레임으로 분할하는 프레임 분할기(120)를 포함한다. 다르게는, 사이즈 kn'의 프레임들은 도 9의 오프셋 코셋 대표 발생기(18a)로부터 직접 제공될 수 있다. 코셋 대표 오프셋 비트의 각 프레임은 tj는 유효 섭동 발생기(112j)(1120-112f-1)에 제공되고 이 유효 섭동 발생기는 2r'개 유효 섭동 벡터(또는 그것의 어떤 부분 집합)를 발생시켜서 이들을 j번째 프레임에 대응하는 j번째 섭동 선택기(124j)(1240-124f-1)에 제공한다.
일반적으로, 섭동들은 부가적인 것이 아니라, 다음의 방식에 따르는 것으로서 간주될 수 있다. yj,i를 섭동 i (i=0, 1, ..., 2r'-1)에 대응하는 시간 영역 신호라고 하자. pj,i=yj,i-yj,0이고, yj,0=yj-1"(다음에 정의됨)이라고 하자. {pj,i: i=0, 1, ... 2r'-1}을 코셋 대표 오프셋 비트의 j번째 프레임 tj에 대응하는 "유효 섭동 벡터"라 부르기로 한다.
j번째 섭동 선택기에는 코셋 대표 오프셋 비트의 j번째 프레임 tj에 대응하는 2r'개 유효 섭동(또는 그것의 부분 집합) 벡터 pj,i가 제공한다. 그것은 또한 yj-1"로 표시될, 섭동 선택기(124j-1)의 출력과 함께 제공된다. 제1 섭동 선택기, 섭동 선택기(1240)에는 y-1"로 표시될, 공칭 시간-영역 블록 x가 제공된다. 섭동 선택기(124j)는 섭동 선택기(124j)에 제공된 유효 섭동 벡터들 각각에 대하여, yj,i=yj-1"+pj,i를 계산한다. 그것은 최소 시간 영역 피크를 갖는 yj"를 섭동 선택기(124j+1)에 제공한다. 마지막 섭동 선택기, 섭동 선택기(124f-1)는 y=yf-1"을 채널에 출력한다.
섭동 장치(26a)에서는, 섭동들이 프레임 단위로 순차적으로 선택된다. 이 장치의 성능은 예지 능력을 합체시킴으로써 향상될 수 있다. 즉, 현 프레임만에 기초하여 유효 섭동 오프셋 비트 sj및 대응하는 섭동된 출력 벡터 yj"를 선택하는 대신, 섭동 선택기(124j)는 현 프레임 및 장래 프레임들에 대해 유효 섭동 오프셋 비트 s를 이용하여 어느 섭동된 출력 벡터가 최저 피크 시간-영역 전력을 달성하는지를 결정할 수 있다.
이 개념을 설명하기 위하여, 먼저 1의 예지 깊이를 고려해보자. 도 10B의 섭동 장치(26b)는 섭동 선택기(124j)를 포함하는데, 이 섭동 선택기는 섭동 선택기(124j+1)에 입력되는 섭동 벡터들을 관찰하여 어느 유효 섭동 오프셋 비트 sj가 유효 섭동 오프셋 비트 sj+1과 결합되어 yj+1"=yj-1"+sj+sj+1의 피크 전력을 가장 감소시키는지를 결정한다. 그 후 벡터 yj"=yj-1+sj는 섭동 선택기(124j+1)에 출력된다. 유사하게, 섭동 선택기(124j+1)는 섭동 선택기(124j+2)에 대해 예지한다.
만일 예지 깊이가 Δ라면, 섭동 선택기(124j)는 섭동 선택기들(124j+1 내지 124j+Δ)에 입력되는 유효 섭동 벡터들에 대해 예지하여 어느 유효 섭동 오프셋 비트 sj가 유효 섭동 오프셋 비트 sj+1내지 sj+Δ와 결합되어 yj+1"=yj-1"+sj+sj+1+...+ sj+Δ의 피크 전력을 감소시키는지를 결정한다. 이 장치의 실시예에서는 블록 경계를 넘어서 바라보는 것은 불가능하다. 그러므로, 마지막 Δ-1 섭동 선택기들은 Δ 미만의 예지 깊이를 가질 것이다. 더욱이, 마지막 Δ-1 섭동 벡터들은 섭동 선택기 f-Δ-1에서 완전히 결정된다. 섭동 장치(26b)는 Δ=1의 예지 깊이를 갖는다. 심벌들의 시간-영역 블록의 피크 전력을 향상시키고자 할 때, 블록 경계를 넘어서 바라보는 것은 유익하지 않다. 다른 목적 기능들을 위하여, 블록 경계를 넘어서 예지하는 것은 유익할 수 있다. 당해 기술분야의 숙련자들에게는 본 발명이 블록 경계를 넘어서 예지하는 것으로 수정될 수 있다는 것이 자명할 것이다. 만일 예지 깊이 Δ가 하나의 블록 내의 프레임 수 f와 같다면, 본 방식은 상술한 제1 섭동 선택기로 환원된다. 즉, 그것은 n개 심벌 사이즈의 1 프레임을 가정하는 것과 동등하다.
프레임 기반 유효 섭동 발생기
도 11에는 유효 섭동 발생기들(1220-122f-1)의 구성이 도시되어 있다. 유효 섭동 발생기들에는 n'개 심벌의 프레임들에 대응하는 kn'개 비트의 각각의 프레임들이 제공되고 피크 전력을 최소화하기 위하여 시간-영역 심벌 x를 수정하는 데 이용되는 n개 심벌의 유효 섭동 벡터들을 발생시킨다.
유효 섭동 발생기는 각 프레임 내의 n'개 심벌에 대한 오프셋 비트의 수정에 대응하는 유효 섭동 벡터들을 발생시킨다. 유효 섭동 발생기에 제공되는 kn'개 코셋 대표 오프셋 비트 tj는 r'개 행과 kn'개 열을 갖는 행렬 G를 이용하여 섭동 코드워드 발생기(126)에 의해 발생된 규정된 선형 코드 C에 대한 코셋 대표를 정의한다. (도 1의 오프셋 코셋 대표 발생기 내의) 행렬 블록 H-T및 행렬 G는 GHT=0이 되도록 선택되는데, 여기서 H는 kn'-r'개 행과 kn'개 열을 갖는 행렬로서, 그 자체로서 H-THT=Ikn'-r'이라는 특성을 만족시키며, 여기서 Ikn'-r'은 (kn'-r')×(kn'-r') 단위 행렬이다. 환언하면, HT는 H-T의 우역원이다. G는 행 계수 r'을 갖고 H는 행 계수 kn'-r'을 갖는 것이 요구된다.
섭동 코드워드 발생기(126)에서는, ri로 표시된 r'개 용장 비트에 대한 모든 2r'개 가능한 선택(또는 그것의 어떤 부분 집합)을 G로 후승산함으로써 2r'개 코드워드(또는 그것의 어떤 부분 집합) ci=riG가 발생된다. 섭동 코드워드 발생기(126)에 의해 발생된 코드워드들은 cHT=0라는 특성을 갖는다. 2r'개 유효 코드워드 ci가 있다. kn'개 코셋 대표 비트 tj를 이용하여, 유효 섭동 발생기는 코셋 대표 사인 비트 tj를 섭동 코드워드 발생기(126)에 의해 규정된 유효 코드워드 ci와 배타적 OR 연산, 즉 모듈로 2를 가산함으로써 코셋 대표 사인 비트 tj를 수정한다. 결과적인 유효 섭동 비트 sj,i=tj ci는 섭동 매퍼(128) 및 허미션 대칭 블록 발생기(130)에 의하여 N개 심벌 블록 Pj,i로 매핑된다. 이 선택 처리에 의하면 유효 섭동 오프셋 비트 sj,i의 어떤 것도 사용될 수 있고 후술되는 바와 같이 정보 비트 vj로 디코딩될 것이다.
섭동 매퍼(128)는 유효 섭동 오프셋 비트 sj,i의 각 세트를 n'개 심벌 섭동 qj,i'로 매핑한다. 이들 n'개 심벌 섭동은 프레임 i의 오프셋 비트들을 tj에서 sj,i로 변화시킴으로써 결과적인 섭동을 나타낸다. hj를 h 내의 n'개 확정 심벌의 j번째 프레임이라고 하자. 이들 확장 심벌은 베이스 심벌 g 및 오프셋 비트 tj로부터 결정되었다. 베이스 심벌 g 및 오프셋 비트 sj,i에 대응하는 n'개 확장 심벌을 hj,i'로 표시한다. n'개 섭동 심벌 qj,i' 는 hj,i'와 hj와의 차이, 즉 qj,i'=hj,i'-hj이다. 이들 n'개 심벌 섭동 qj,i'는 n개 심벌 섭동 qj,i로 매핑되는데, 여기서는 n개 심벌 섭동 qj,i의 세트 중 n'개 심벌의 j번째 프레임만이 0이 아니다. 유효 섭동 오프셋 비트 sj,i의 각 세트에 대하여, n개 섭동 심벌은 허미션 대칭 블록 발생기(130)에 의해 복소 공액 대칭을 갖는 N개 심벌 주파수 영역 심벌 Pj,i로 매핑된다. 허미션 대칭 블록 발생기(130)의 동작은 상술하였다. 주파수 영역 심벌 Pj,i는 IDFT 장치(132)에 제공되어 2r'개 시간-영역 섭동 벡터 pj,i를 발생시킨다.
당해 기술분야의 숙련자들에게는 k, r', H, G에 대해 상이한 값들은 상이한 섭동 벡터를 생성한다는 것이 자명할 것이다. 또한, 비트들을 심벌들로 매핑하는 상이한 방법들은 상이한 섭동 벡터들을 생성할 것이다. 발생된 유효 섭동 벡터들은 정보 비트 vj에 의존한다. 일반적으로, 고정된 k, H, G, r'의 경우, 그리고 고정된 매핑 방식의 경우, 2r'개 유효 섭동 벡터의 세트는 2kn'개 가능한 시간-영역 섭동 벡터로부터 생성될 것이다. 상술한 바와 같이 각각의 들어오는 tj에 대해 이들 유효 섭동 벡터를 발생시키는 대신에, 유효 섭동 벡터 발생기는 메모리 내에 모든 2kn'개 가능한 시간-영역 섭동 벡터를 저장하고 코셋 대표 오프셋 비트 tj를 이용하여 이들 섭동 벡터들 중 어느 2r'개 벡터(또는 그것의 어떤 부분 집합)가 주어진 tj에 대해 유효한지를 결정한다. 만일 확장 배열이 상술한 바와 같이 부가적 확장이 아닌 경우에는, 섭동 심벌들은 코셋 대표 오프셋 비트 tj뿐만 아니라, 베이스 심벌 g에 따라 달라질 수 있다. 이 경우, 2kn'개 이상의 가능한 시간-영역 섭동 벡터가 있을 수 있다.
프레임 기반 섭동 선택기
섭동 선택기(124j)(1240-124f-1)는 도 12에 보다 상세히 도시되어 있다. 2r'개 유효 시간-영역 섭동 벡터 pj,i(또는 그것의 어떤 부분 집합) 각각에 대하여, 섭동된 시간-영역 블록 yj,i가 블록(140)에 의해 계산된다. 여기서, yj,i=yj-1"+pj,i이다. (주: 섭동 선택기(1240)에의 입력은 y-1"=x이다.) 그 후 계산된 yj,i섭동된 시간 영역 블록 모두는 블록(142)에 의해 평가되고 최소의 피크값을 갖는 yj"=yj,i가 섭동 선택기(124j+1)에 제공될 심벌의 섭동된 시간-영역 블록으로서 선택된다. (주: 섭동 선택기(124f-1)의 출력은 채널 yf-1"=y로 출력된다.)
프레임 기반 오프셋 디코더
도 13의 오프셋 디코더(52a)는, kn개 유효 섭동 오프셋 비트 s를 kn'=kn/f 비트의 f개 프레임들 각각으로 분할하는 프레임 분할기(150)를 포함한다. 각 프레임 s0-sf-1은 행렬 블록(1520-152f-1)에 제공된다. j번째 행렬 블록에서, 1×kn'개 유효 섭동 오프셋 비트의 j번째 프레임은 kn'개 행과 kn'-r'개 열을 갖는 행렬 HT에 의해 승산되어(모듈로 2)(즉, 필터링되어), 1×(kn'-r')개 오프셋 정보 비트 v'j의 j번째 프레임을 복원한다. 오프셋 정보 비트 v'0-v'f-1은 kn-r개 오프셋 정보 비트 v'를 형성하도록 f개 프레임을 연쇄시키는 프레임 연쇄기(154)에 전달된다.
유효 섭동 오프셋 비트 sj,i의 후보들 각각이 동일 오프셋 정보 비트 vj로 어떻게 디코딩되는지를 증명하기 위하여, 인코딩 및 디코딩 처리는 수학적으로 표현되어야 한다. 복원된 오프셋 정보 비트 vj'(디코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.
그리고, 유효 섭동 오프셋 비트 sj(인코딩)는 다음과 같이 수학적으로 표현될 수 있다.
여기서, c=rG는 도 11의 섭동 코드워드 발생기(126)에 의해 발생된 유효 코드워드이다. 만일 수학식 7의 우변이 s에 대해 수학식 6으로 치환되면, 다음 수학식이 얻어진다.
다음 조건: (1) HTH-T=I(여기서 I는 단위 행렬); 및 (2) GHT=0이 만족되도록 G, HT및 H-T를 선택함으로써, r의 값에 관계없이 vj'=vj가 된다.
무-스플리터 동작(Splitterless Operation)
스플리터 없이 동작하는 비대칭 디지털 가입자선(ADSL) 모뎀에서, 송신된 ADSL 신호는 POTS 전화기에서의 음성 대역(0-4kHz)에서 간섭을 초래한다. 이 간섭은 POTS 전화기 내의 비선형 장치들에 기인하는 상호 변조 효과의 결과이다. 이 간섭은 상기 본 발명을 이용하여 송신 신호의 적절한 목적 기능을 향상시킴으로써 감소될 수 있다. 하나의 가능한 목적 기능은 2kHz에서 비선형성을 겪은 후 송신 ADSL 신호의 스펙트럼에 노치를 생성하는 것이다.
아래첨자 k가 시간을 표시한다고 하자. 이때 X(k)는 k번째 비섭동된 시간-영역 DMT 심벌 블록을 나타내고 x(k+1)은 k+1번째 블록을 나타낸다. 유사하게, yk는 k번째 송신된 섭동된 시간-영역 DMT 심벌 블록을 나타내고 y(k+1)은 k+1번째 블록을 나타낸다. Z(k)가 도 14의 스펙트럼 계산기(164)의 출력, 즉 2kHz에서 평가된 POTS 비선형성 후에, 시간 k까지 송신된 송신 신호 y의 스펙트럼을 나타낸다고 하자.
이 목적 기능은 상술한 발명을 이용하여 향상될 수 있다. 사실상, 이것은 섭동 선택기의 선택 기준에 새로운 목적 기능을 합체시킴으로써 달성될 수 있다. 도 14에 도시된 바와 같이, 이 실시예의 섭동 선택기(72a)는 섭동기(160), 비선형 장치(162), 스펙트럼 계산기(164), 및 선택기(166)로 구성된다. 섭동기(160)는 유효 섭동 벡터들 각각에 의해 공칭 시간 영역 블록 x를 수정하여 후보 송신 블록 yi를 생성한다. 이들 블록은 POTS 비선형성을 흉내내는 비선형 장치(162)에 제공된다. 스펙트럼 계산기(164)는 2 kHz 주위의 비선형 왜곡된 신호의 전력을 계산하고 선택기(166)는 스펙트럼 계산기(164)의 출력을 최소화하는 후보 섭동 시간-영역 블록 yi를 선택한다.
상기 예들에서는, 도 2와 관련하여 설명한 바와 같이 "부가적" 배열 확장을 가정하였다. 이 특정 목적 기능에 대해서, 후술되는 바와 같이 대체 배열 확장을 이용함으로써 그 이상의 이점이 얻어질 수 있다. 특히, 뒤에 밝혀지겠지만, 구현 복잡성이 현저히 감소될 수 있다.
도 15의 회전 확장 배열(170)은, 도 2에 도시된 바와 같이 베이스 배열을 시프트함(앞에서 부가적 배열 확장이라고 하였음)으로써가 아니라 베이스 배열(172) 내의 심벌들을 회전시킴으로써 형성된다.
도 15에 도시된 특정 예에서는, 심벌당 2 비트를 송신할 수 있는 베이스 배열(172)을 갖는 DMT 시스템을 고려한다. 베이스 배열(172)은 A, B, C, D 점들을 포함하며, 그로부터 도 1의 베이스 배열 매퍼(16)에 의해 베이스 배열 심벌들이 선택된다. 베이스 배열(172)은 4의 인수에 의해 확장되어 16점 배열을 형성한다. 따라서, 확장 배열 내의 등가 점들 중 어느 것이 송신되는지를 결정하기 위해 심벌당 k=2 비트가 필요하다. 확장 배열(170)은 베이스 배열(172) 및 각각 A-D의 부호가 붙은 4개 점을 포함하는 확장 영역들(174, 176, 178)을 포함한다. 확장 배열(170)은 베이스 배열(172)로부터 베이스 배열 내의 점들 각각을 0°, 90°, 180°, 및 270° 회전시킴으로써 형성된다.
n개 베이스 심벌 g 각각에 대하여, 베이스 배열 매퍼(16)는 베이스 배열(172) 내의 한 점을 선택한다. 도 1의 확장 배열 매퍼(20)는 kn 또는 2n개 (심벌당 2 비트) 코셋 대표 오프셋 비트 t를 이용하여 n개 심벌을 0°, 90°, 180°, 및 270° 회전시킨다. 심벌당 2 비트의 매핑을 정의하는 한 가지 방법은: 00은 0° 회전에 대응하고, 01은 90° 회전에 대응하고, 11은 180° 회전에 대응하고, 10은 270° 회전에 대응하는 것이다.
구현 복잡성을 감소시키기 위하여, 이 방식은 IDFT의 재계산을 필요로 하지 않는 섭동 코드워드를 이용한다. 즉, r개 행과 kn 또는 2n개 열을 갖는 도 1의 섭동 코드워드 발생기(80)의 행렬 G의 행들은, 이 행렬로부터 발생된 코드워드 ci로부터 공칭 시간-영역 블록 x로부터 용이하게 얻어질 수 있는 섭동된 시간-영역 블록 yi가 생기도록 선택된다. G, HT, H-T는 GHT=0, H-THT=I2nx2n이 되도록 선택되어야 한다. 여기서 I2nx2n은 2n×2n 단위 행렬이다.
이 복잡성이 감소되는 방식은 행렬 G에 대해 3개 행을 허용함으로써 달성될 수 있는데, 이것은 또한 r=3 용장 비트에 대응한다. n=8이라고 가정하면, 3개 행은 다음과 같다.
1. 11 11 11 11 11 11 11 11, x의 부호 반전에 대응함.
2. 00 11 00 11 00 11 00 11, N/2개 샘플만큼의 x의 원 회전에 대응함.
3. 00 01 11 10 00 01 11 10, N/4개 샘플만큼의 x의 원 회전에 대응함.
이 특정 예에서는, 23=8개 가능한 섭동 yi에 대응하는 r=3 용장 비트가 있다. 선택기(166)는 이들 8개 섭동 중 최선의 것을 선택하여 스펙트럼 계산기(164)의 출력을 최소화한다. 즉, 송신 블록 y가 POTS 비선형성에 의해 왜곡된 후에 송신 블록 y의 스펙트럼 중 2kHz에서 널(null)을 생성한다. 비록 이들 섭동은 송신 심벌의 피크를 변화시키지 않지만, 이들은 송신 심벌의 비선형 왜곡된 스펙트럼을 형성하기 위해 사용될 수 있다.
도 14의 섭동 선택기(72a)는 예지 능력을 합체시킴으로써 그 성능을 향상시킬 수 있다. 한 스텝의 예지에 의하면, 섭동 선택기는 섭동된 시간-영역 블록 y(k)가 y(k+1)에 대한 최선의 선택과 결합하여 스펙트럼 Zk+1에 최고 심도의 널을 생성하게 하는 y(k)를 선택할 것이다. Δ 스텝의 예지에 의하면, k번째 블록 상에서 동작하는 섭동 선택기는 섭동된 시간-영역 블록 y(k)가 y(k+1)-y(k+Δ)에 대한 최선의 선택과 결합하여 스펙트럼 계산기의 출력을 최소화하게 하는 y(k)를 선택할 것이다.
비록 상기 예들에서는 비코드화 시스템을 설명하였지만, 본 발명은 당해 기술분야의 숙련자에게 자명한 방식으로 예를 들어 트렐리스 코드화 시스템(trellis-coded system)과 같은 코드화 시스템의 경우로 용이하게 확장될 수 있다.
본 발명은 컴퓨터 디스크 또는 메모리칩과 같은 컴퓨터가 판독할 수 있는 매체 상에 저장될 수 있는 소프트웨어 및/또는 펌웨어로 구현될 수도 있다. 본 발명은 또한 본 발명이 소프트웨어/펌웨어로 구현될 때, 예를 들어 인터넷을 통하여 전기적으로 송신될 수 있는 반송파로 구현되는 컴퓨터 데이터 신호의 형태를 취할 수도 있다.
본 발명은 그 의미 또는 본질적인 특성을 벗어나지 않고서 다른 특정 형태로 구현될 수 있다. 상술한 실시예들은 모든 점에서 제한적이 아니라 예시적인 것으로서 간주되어야 할 것이다. 본 발명의 범위는 그러므로 상술한 설명보다는 첨부된 청구범위에 의해 시사된다. 청구범위의 의미 안에 포함되고 그 균등성 안에 포함되는 모든 변형들은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 본다.

Claims (9)

  1. 변환-영역 심벌(transform-domain symbol)의 규정된 특성을 개선하기 위한 장치에 있어서,
    입력 데이터를 제1 영역 내의 심벌들의 블록들로 매핑하고 심벌들의 각 블록에 대응하는 오프셋 비트들을 발생시키는 신호 매퍼(signal mapper)와,
    상기 제1 영역 내의 상기 심벌들의 블록들 및 상기 대응하는 오프셋 비트들에 응답하여, 상기 변환된 심벌들의 상기 규정된 특성을 개선하기 위하여 섭동된 변환 영역 심벌들의 블록들을 생성하는 섭동/변환 장치(perturbation/transform device)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 섭동/변환 장치는
    상기 신호 매퍼에 응답하여, 상기 제1 영역 내의 심벌들의 각 블록을 변환 영역 심벌들의 블록으로 변환시키는 가역 변환 장치(invertible transform device)와,
    상기 가역 변환 장치 및 상기 대응하는 오프셋 비트들에 응답하여, 상기 섭동된 변환 영역 심벌들의 블록들을 형성하도록 변환 영역 심벌들의 각 블록을 선택적으로 섭동시키는 섭동 장치(perturbation device)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 섭동/변환 장치는
    상기 신호 매퍼 및 상기 대응하는 오프셋 비트들에 응답하여, 섭동된 심벌들의 블록들을 형성하도록 심벌들의 각 블록을 선택적으로 섭동시키는 섭동 장치와,
    상기 섭동 장치에 응답하여, 상기 제1 영역 내의 섭동된 심벌들의 블록들을 섭동된 변환 영역으로 변환시키는 가역 변환 장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제1항의 섭동/변환 장치에 의해 생성된 심벌들을 수신하고 디코딩하기 위한 수신기.
  5. 제1항에 있어서, 소정의 기준을 만족시키는 섭동된 변환 영역 심벌들의 블록을 선택하기 위한 선택기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 소정의 기준은 최소 피크 대 평균 전력 비(the smallest Peak to Average power Ratio)인 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제5항에 있어서, 상기 소정의 기준은 음성 대역에서의 최소량의 비선형 간섭인 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제5항에 있어서, 상기 섭동된 변환 영역 심벌들의 선택된 블록을 송신하기 위한 송신기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  9. 섭동된 심벌들의 블록들을 수신하기 위한 수신기에 있어서,
    상기 수신된 섭동된 심벌들의 블록들을 주파수 영역 심벌들로 변환시키는 변환 장치와, 베이스 심벌들 및 섭동 오프셋 비트들을 추출하고 상기 베이스 심벌들을 베이스 정보 비트들로 변환시키기 위한 오프셋 추출기와, 상기 섭동 오프셋 비트들을 오프셋 정보 비트들로 변환시키기 위한 오프셋 디코더를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기.
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