KR980013160A

KR980013160A - 상보 코드를 이용하는 오 에프 디 엠(ofdm) 디지털 통신 시스템

Info

Publication number: KR980013160A
Application number: KR1019970034223A
Authority: KR
Inventors: 게르트 아르노우트 아와타; 아드리안 카메르만; 앙쥬르 순다레산 크리스나쿠마르; 니 리차드 디 제이 반
Original assignee: 에프. 비. 룰루디스; 루센트 테크놀로지스 인코포레이티드
Priority date: 1996-07-30
Filing date: 1997-07-22
Publication date: 1998-04-30
Also published as: CA2206581A1; IL121393A0; US5862182A; US7583582B2; US8514690B2; US7778146B2; US20060250942A1; US20090290481A1; IL121393A; US7957256B2; EP0822690A2; US20110182170A1; EP0822690A3; US20080069257A1; NO973466D0; NO973466L; JPH1084330A

Abstract

OFDM 시스템에서 정보의 엔코딩/전송은 상보 코드를 이용하여 향상된다. 특히, 상보 코드는 위상 벡터로 변환되고 상기 위상 벡터는 각각의 반송파 신호를 변조하는데 이용된다. 변조 결과는 엔코딩 정보를 수신하기 위하여 수신된 신호를 복조하는 리시버에 전송된다.

Description

상보 코드를 이용하는 오 에프 디 엠(OFDM) 디지털 통신 시스템

본 발명은 디지털 통신 시스템에서의 전송 데이터 변조에 관한 것이다.

직교 주파수 분할 멀티플렉싱(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)(OFDM)을 이용하는 시스템에서, 일반적으로 kN 비트의 그룹이 몇몇 직교 진폭 변조를 이용하는 채널에 대하여 k 비트로 N개의 서브채널을 통하여 동시에 전송된다. 만약 일정 비트율에서 N이 충분히 크면, 서브채널은 최소한의 인터심벌 방해를 받게 되지만, 여전히 협대역 페이딩에 영향을 받는다. 상기 페이딩 효과는 각각의 서브채널에 대하여 상이할 수 있다. 또한, 서브채널을 각각 정의하는 N개의 사인곡선 신호가 OFDM 시스템에서 전송을 위한 동일한 위상에 더해지면, 단일 심벌 전송에 사용된 평균 파워 레벨보다 일반적으로 N배 더 큰 피크-에버리지 파워(PAP) 비가 발생된다. 이 때문에, OFDM 트랜스미터는 PAP 비에 대응하는 큰 "백오프(backoff)"를 가지는 선형 파워 증폭기를 사용해야 한다. 그러나 PAP 비가 증가함에 따라 효율이 감소하는 문제점이 있다. 상기 문제점은 파워 효율이 핵심인 휴대용 장치에 OFDM이 사용될 때 특히 심각하다.

전술한 문제점은 특정 위상 변조에 따라 수정된 소위 상보 코드를 이용하여 해결될 수 있다. 특히, 입력 데이터와 직접 관련된 M개의 입력 위상, 예를 들면, 4개의 입력 위상은 각각의 반송파 신호와 결합된 N개, 예를 들면 8개의 출력 위상으로 엔코딩될 수 있고, 여기서 위상 변이(θi)가 반송파(서브채널)에 인가되어 낮은 PAP 비, 예를 들면, 3dB을 얻는다.

전송된 신호를 수신하는 리시버는 N개의 반송파를 복조하고 고속 푸리에 변환을 이용하여 N개의 위상을 각각 정의하는 N개의 벡터를 얻고, 따라서 입력 데이터를 획득한다. 다수의 반송파 신호, 예를 들면 3개의 반송파 신호가 전송중 사라지면, 입력 데이터는 본 발명에 따라서 회복될 것이다.

본 발명의 상기 및 다른 특징은 도면과 관련하여 하기에서 상세히 기술된다.

도 1은 본 발명의 원리에 따라서 배치된 트랜스미터 및 리시버로 이루어진 무선 시스템을 도시한 블록 다이어그램.

도 2는 도 1의 리시버의 상세도.

* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

25 : 소스 30 : 코더

40 : 역변환 프로세서 45 : 아날로그 디지털 변환기

50 : RF 트랜스미터 100 : OFDM 트랜스미터

200 : OFDM 리시버

본 발명의 실시예에 따르면, 소정 길이의 커널에서 시작하면 한 세트 또는 일련의 소정 길이, 예를 들면, 길이 8의 상보 코드가 발생될 수 있다. 길이 8의 코드를 발생시키는 커널은 예를 들면, {111-111}시리즈일 수 있다(커널 생성규칙은 본 명세서에 참조되는 1961년 4월호 정보 이론에 대한 IRE 트랜잭션 제IT-7권 82 내지87페이지, M.J.E.Golay의 "상보 시리즈"에 나타나 있다.). 일단 특정 커널이 선택되면, 독립 위상 로테이션이 선택된 커널을 형성하는 성분에 인가된다. 이것은 예를 들면, 각각 선결된 수, 예를 들면, 다음과 같이 상이한 4개의 위상 φ1,φ2, φ3 및 φ4 그룹을 가지는 8개의 컬럼을 포함하는 특정 변형을 이용하여 이루어진다.

φ1φ1φ1φ1φ1φ1φ1φ1

φ2 0φ2 0φ2 0φ2 0

φ3φ3 0 0φ3φ3 0 0

φ4φ4φ4φ4 0 0 0 0

각각의 칼럼을 형성하는 상기 위상각(또한 배치 심벌 또는 단순한 심벌로 본 명세서에 관련된 φ1 은 다음에 나타낸 것과 같이 상기 커널의 성분에 인가되어 상보 코드를 형성한다.

[수학식 1]

상보 코드를 형성하는 벡터는 각각의 출력 위상 θ₁내지 θ₈로 표현될 수 있고, 수학식 1에 따라 유도된 아래 변환으로 나타낸 것과 같이 형성될 수 있다.

θ₁=φ₁+φ₂+φ₃+φ₄

θ₂=φ₁+φ₃+φ₄

θ₃=φ₁+φ₂+φ₄

θ₄=φ₁+φ₄+π

θ₅=φ₁+φ₂+φ₃

θ₆=φ₁+φ₃

θ₇=φ₁+φ₂+π

θ₈=φ₁

하기에 기술되는 바와 같이, 상기 위상 θ₁내지 θ₈은 8개의 OFDM 서브캐리어를 각각 변조하는데 이용될 수 있는데, 이는 통상적으로 OFDM 시스템에서 이루어진다.

특히, 본 발명의 원리를 구현하는 도 1의 OFDM 트랜스미터(100)는 데이터 비트의 소스(25)로부터 엔코더 회로(30)를 통하여 데이터 비트 스트림을 수신한다. 예를 들면, 종래의 디지털 신호 처리기인 엔코더 회로(30)는 상기 데이터 스트림이 12비트의 연속적인 그룹으로 수신될 때 상기 데이터 스트림을 각각의 그룹으로 분할하고 그것이 내부 메모리(도시되지 않음)에 형성될 때 각각의 상기 그룹에 저장한다. 엔코더 회로(30)는 그 다음에 상기 내부 메모리로부터 저장된 데이터 비트 그룹을 언로드하고, 본 발명의 원리에 따라서 상기 데이터 비트를 코드화하고 그 결과를 고속 푸리에 역변환(IFFT) 프로세서(40)에 공급한다. 특히, 엔코더 회로(30)는 일반적인 8-PSK에서와 같이, 먼저 내부 메모리부터 예를 들면, 4개의 8-PSK(위상 변환 키) 위상으로 언로드하는 12비트 그룹을 코드화한다. 예를 들면, 3비트의 서브그룹(본 명세서의 데이터 워드와 관련)은 그레이스케일 엔코딩을 이용하는 8-PSK로 변환되어 서브그룹 0, 0, 0은 0으로 코드화되고, 0, 0,1은 π/4로 코드화되고, 0,1,1은 π/2로 코드화되는 등 다음의 변환표에 예시한 것과 같다.

비트 위상

000 : 0

001 : π/4

011 : π/2

010 : 3π/4

110 : π

111 : 5π/4

101 : 6π/4

100 : 7π/4

엔코더 회로(30)는 한 그룹의 데이터 비트의 네 개의 서브그룹을 각각의 배치 심벌 φ₁와 관련시킨다. 즉, 엔코더(30)는 비트 그룹의 3비트의 제1서브그룹을 심벌 φ₁과, 3 비트의 다음(제2) 서비그룹을 심벌 φ₂등과 같이 결합시킨다. 예를 들면, 한 그룹은 다음의 비트 시리즈 11101010001로 이루어진다고 가정한다. 메모리에 저장된 상기 변환표에 따른 서브그룹 엔코딩과 φ₁심벌 관계는 다음과 같다.

111 : 5π/4 : φ₁

010 : 3π/4 : φ₂

100 : 7π/4 : φ₃

001 : π/4 : φ₄

엔코더 회로(30)는 θ₁대한 상기 변환에 따라서 θ₁내지 θ₈을 생성한다. 예를 들면, 상기한 바와 같이 θ₁= φ₁+ φ₂+ φ₃+ φ₄이면, 본 실시예에서, θ₁= 5π/4+3π/4+7π/4+π/4이다. 마찬가지로, θ₂= 5π/4+7π/4+π/4, θ₃= 5π/4+3π/4+π/4등이다. 심벌 φ₁내지 φ₄의 값은 12비트, 예를 들면, 000101110011의 상이한 조합을 가지는 서브그룹에 대하여 상이함을 주지하라. 그러나, 그 값에 관계없이 심벌 φ₁은 비트 그룹의 제1 서브그룹과 관련되고, 심벌 φ₄는 상기 그룹의 마지막 비트 서브그룹과 관련된다. 엔코더 회로(30)가 8개의 위상(θ₁내지 θ₈)을 생성하면, 그러한 위상 값을 예를 들면, 종래의 디지털 신호 처리기(DSP)인 IFFT처리기(40)에 공급한다. 또한 엔코더(40) 함수를 실행하는 DSP는 또한 IFFT처리기(40)에 공급한다. 또한, 엔코더(40) 함수를 실행하는 DSP는 또한 IFFT(40) 함수를 실행하도록 프로그램될 수 있다. 특히, IFFT처리기(40)는 각각의 위상 벡터를 생성시키기 위하여 고속 푸리에 역변환을 이용하여 타임 도메인으로부터 주파수 도메인으로 데이터를 변환한다.

그 다음에 처리기는 θ₁내지 1θ₈로 형성된 8개의 위상벡터의 값을 각각 이용하여 복수의, 예를 들면, 8개의 디지털 캐리어를 변조한다. 즉, IFFT처리기(40)는 각각의 위상 벡터( θ_i)값을 이용하여 캐리어_i(채널_i)를 변조한다. 그다음에 IFFT처리기(40)는 결과를 종래의 아날로그 디지털 변환기 회로(45)에 출력하고, 상기 변환기 회로는 IFFT처리기(40)로부터 수신한 디지털 신호를 아날로그 신호로 변환한다. 상기 아날로그 신호는 그 다음에 아날로그 신호를 RF캐리어, 예를 들면 a5.2GH₃캐리어상으로 변조하여, 그 결과를 무선타입 리시버, 예를 들면, 리시버(200)에 전송하기 위하여 안테나(55)에 공급하는 RF 트랜스미터(50)에 공급된다. 그 다음에 엔코더 회로(30)(PFDM 트랜스미터(100)는 전술한 내부 메모리에 저장된 다음의 데이터 비트 그룹을 계속해서 처리한다.

특히, 도 2의 리시버(200)는 안테나(256)를 통하여 합성 신호를 수신하여 종래의 방식으로 상기 신호를 처리(다운컨버팅)하는 종래의 RF 섹션(230)을 포함한다. 처리된 결과는 상기 처리 결과를 대응하는 디지털 신호로 변환하는 종래의 아날로그 디지털 변환기(245)에 공급된다. 디지털 신호는 그 다음에 N개의 캐리어를 복조하는 고속 푸리에 변환(FFT) 처리기(240)에 공급된다. 처리기(240)는 변환기(245)에 의해 공급된 디지털 신호에 FFT를 수행함으로써 상기 작업을 수행한다. FFT 처리기(240)의 출력은 다음 수식으로 표현된 것과 같이 N개의 상이한 서브채널의 진폭 및 위상을 나타내는 N(여기서 N=본 실시예에서 8)개의 벡터(동상 및 직교 샘플)를 포함한다.

[수학식 2]

r_i=e^{j(5π/4+3π/4+7π/4+π/4)}, e^{j(5π/4+7π/4+π/4)},e^{j(5π/4+3π/4+π/4)},-e^{j(5π/4+π/4)}, e^{j(5π/4+3π/4+7π/4)}, e^{j(5π/4+7π/4)}, -e^{j(5π/4+3π/4)}, e^{j 5π/4＞/SP＞}

의 값을 결정하기 위하여 FFT의 출력을 해독하는 디코더(230)에 공급된다. 본 발명의 특징에 따른 상기 디코딩은 FFT 출력의 각각의 복소수의 홀수 샘플이 짝수 샘플의 복소 공액 쌍에 곱해지는 상보 코드의 교호 성분에 인가된다. 각 곱의 결과의 합은 소요 위상가(심벌 )의 값을 가지는 벡터를 형성한다. 이 과정은 짝수 및 홀수 페어의 샘플뿐만 아니라 쿼드(quads)등에도 적용된다. 특히, 상기 디코딩 기술에 따른 디코더(230)는 r_i를 트랜스미터에서 데이터 비트 그룹을 코드화할 때, 상보 코드를 형성하는데 사용된 커널 코드의 복소 공액과 결합시킨다. 상기 커널 코드의 한가지 예를 들면 전술한 {111-111-11}을 들 수 있다. 만약 그러한 경우, r₄와 r₇은 역전되는데, 이것은 r₄와 r₇에 대한 결과의 곱의 부호가 양임을 의미한다(표기 목적상, 다음은 각각 수신된 디지털 신호(샘플) x_i와 같다.). 디코더(230)는 그 다음에 각각의 디지털 샘플 x_i의 함수로써 세 개의 벡터 y₂, y₃, y₄를 생성한다.

더욱 상세히 말하자면, 앞에서 검토한 바와 같이, 트랜스미터(100)는 전술한 변환에 따라서 위상 φ₁내지 φ₄를 8개의 위상 θ₁내지 θ₈로 코드화한다. 또한, 리시버(200)는 벡터 r_i의 성분에 커널 코드를 곱하고, 다음과 같이 행렬 형태로 코드화하는 위상을 나타냄으로서, 수신된 신호에 대한 커널 코드의 효과를 제거한다.

θ= Aφ

여기서 θ와 φ 는 8개의 위상 θ와 네 개의 위상 φ의 값을 포함하는 벡터이고 A는 다음과 같은 엔코딩 행렬이다.

행렬을 이용하면, 리시버(200)는 다음과 같은 행렬로 나타낸 선형 방정식에 대한 최소 제곱법 솔루션을 결정함으로써, 측정된 위상 θ₁로부터 코드화된 위상 φ₁의 값을 결정할 수 있다.

여기서 P는 A의 의사 역행렬이고 윗첨자 T는 트랜스포즈 행렬을 나타낸다. 불행히도, 상기 방정식은 완전한 선형 방정식이 아니므로, 위상값은 모듈로 2π이다. 이 때문에, 상기 방법은 φ_i의 에 대한 값을 결정하는데 직접적으로 적용될 수 없다. 그러나, A 행렬을 검사해보면, 전술한 것과 같이 위상 φ_2,φ₃및 φ₄가 4개의 감산 된 θ_i쌍의 합으로 결정될 수 있음을 알 수 있다. 예를 들면, 감산 θ_{1 -}θ_{2 -}θ_{3 -}θ_{4 -}θ_{5 -}θ₆및 θ_{7 -}θ₈은 각각 φ₂에 대한 값을 제공한다. 두 벡터 사이의 위상 차이를 얻기 위한 양호한 방법은 한 벡터에 다른 벡터의 복소 공액을 곱하는 것이다. 그렇게 함으로써, 세 개의 벡터 y₂, y₃, y₄가 다음과 같이 결정되는 본 발명의 디키딩 과정을 처리할 수 있다.

y₂= x₁x₂ ^＊+ x₃x₄ ^＊+ x₅x₆ ^＊+ x₇x₈ ^＊

y₃= x₁x₃ ^＊+ x₂x₄ ^＊+ x₅x₇ ^＊+ x₆x₈ ^＊

y₄= x₁x₅ ^＊+ x₂x₆ ^＊+ x₃x₇ ^＊+ x₄x₈ ^＊

여기서^＊는 복소 공액을 나타내고 벡터 y₂내지 y₄를 각각 형성하는 각 항의 실시 및 허수 부분 사이의 각각 아크탄젠트(arctan)는 대응하는 위상 심벌 φ₂내지φ₄의 값을 각각 제공한다, 각각의 상기 벡터의 각 항을 구성하는 성분의 페어링을 유도하는데 사용된 디코딩 기술은 또한 각각의 성분 쌍 사이의 차이가 소요의 위상각의 값을 제공한다는 것을 검사함으로써 결정될 수 있음을 주지한다. 예를 들면, 벡터 y₂의 값은 다음의 본 발명의 실시예로서 결정된다. y₂= (e^{j(5π/4+3π/4+7π/4+π/4)}e^{j(5π/4+7π/4+π/4)})(e^{j(5π/4+3π/4+π/4)}-e^{j(5π/4+π/4)})+(e^{j(5π/4+3π/4+7π/4)}, e^{j(5π/4+7π/4)})+(e^{j(5π/4+3π/4)}e^{j 5π/4})

= e^3π/4+e^3π/4+e^3π/4+e3π/4따라서, 벡터 y₂의 각 항이 결정되면 φ₂의 위상값이 결정되는데, 본 실시예에서는 3π/4이다. 실제로, 상기 값은 φ₂의 추정값이다. 디코더(230)는 φ₂에 대한 더 정확한 값을 생성하기 위하여, 트랜스미터(30)에서 엔코딩을 위하여 선택된 가장 가까운 배치 위상, 예를 들면 8-PSK 배치 위상

에 대한 추정값을 "반올림"하여 상기 문제를 처리한다.

마찬가지로 디코더(230)는 φ₃및 φ₄의 평가 위상을 벡터 y₃및 y₄의 함수로 발생하고 유사한 방법으로 상기 추정값을 "반올림"한다. 이와 같이 함으로써 본 실시예에서 φ₃및 φ₄에 대한 위상값은 각각 7π/4 및 π/4 가 된다.

일단 디코더(230)가 φ₂, φ₃및 φ₄의 위상값을 결정하면, 그 다음에 φ₁의 값을 결정할 수 있다. 그러나, 상기 위상은 φ₁은 전술한 변화표로 나타낸 것과 같이 모두 θ_i방정식에 존재함을 주지하라.

결국 φ₁은 다른 위상처럼 두 θ_i값의 감산으로 표현될 수 없음을 주지하라. 그러나, φ₁을 제외한 모든 위상이 전술한 방식으로 결정될 수 있기 때문에, 그러한 위상에 대한 값은 φ₁에 대한 8개의 추정치를 얻는 한 방법으로 단 하 개의 미지수를 가지는 8개의 방정식을 만드는 θ_i방정식에서 간단히 대체될 수 있다. 리시버(200)는 φ₁에 대한 신호 대 잡음비(SNR)를 향상시키기 위해 φ₁에 대한 8개의 추정값의 평균을 가질 수 있다. 실제로 상기 평균은 단지 4개의 추정값에 기초되며, 따라서 다른 4개의 추정값에 기초되며, 따라서 다른 4개의 솔루션에서의 잡음은 사용중인 솔루션에서의 잡음과 상관된다.

따라서, 소요 상에 대응하는 백터 y₁은 선택된 4개의 솔루션(위상)의 추정 값을 다음과 같이 치환함으로써 얻을 수 있다.

φ₂에서와 마찬가지로, 벡터 y₁의 항의 실시 및 허수부의 아크탄젠트는 φ₁의 대응 위상값(본 실시예에서는 5π/4)을 결정한다. 마찬가지로 실은 상기 결정은φ₁, φ₃및 φ₄에서와 마찬가지로 φ₁의 추정치이다. 따라서, 디코더(230)는 종래의 방식으로 φ₁의 실제값을 추정값의 함수로 결정한다. 즉, 디코더(230)는 상기 추정값을 트랜스미터(30)를 위하여 선택된 가장 가까운 배치 위상, 예를 들면 8-PSK 배치로 "반올림"한다.

상기 과정의 결과, 리시버 디코더(230)는 심벌 φ₁내지 φ₄로 각각 표현된 데이터값, 즉 본 발명의 원리를 나타내는 상기 실시예에 대하여 위에서 나타낸 비트 시리즈 11101010001을 결정한다. 전술한 바와 같이, 각각의 상기 벡터 y_i의 각 항을 구성하는 성분의 페어링은 각각의 상기 성분 쌍 사이의 차이가 소요 위상각을 만드는지 검사함으로써 결정 될 수 있다. 상기에서 알 수 있듯이, 각각의 벡터 y_i는 그러한 복수의 항을 포함한다. 리시버(200)는 관련 벡터 y_i를 구성하는 하나 이상의 항이 어떤 이유로, 예를 들면, 변환 상태에서의 순간적인 변화로 분실되었을 때도 여전히 소요 위상을 결정할 수 있다. 예를 들면, 첫 번째 세 개의 채널이 분실되면, 리시버(200)는 다음과 같이 표시된 트랜스미터(100)에 의해 변환된 8개의 정보 샘플만을 얻는다.

ri = 0, 0, 0 -ej(φ1+φ4), ej(φ1+φ2+φ3), ej(φ1+φ3), -ej(φ1+φ2), ejφ1 전술한 바와 같이, 디코더(230)는 트랜스미터(100)에서 변환된 데이터의 디코딩에 사용된 커널 코드에 r_i를 곱한다. 비록 첫 번째 세 개의 채널이 분실되었다 할지라도(이것은 샘플 x₁내지 x₃의 값이 0임을 의미하는데), 다음과 같이 생성될 수 있는 샘플로부터 위상 심벌 φ₁내지 φ₄의 값을 복구할 수 있다.

y₂= x₅x₆ ^*+ x₇x₈ ^*= φ₂y₃= x₅x₇ ^*+ x₆x₈ ^*= φ3 y4 = x4x8^*= φ4 y1 = x4e-jφ4+x6e-jφ3+x7e-jφ2+x8

그러면, 본 발명의 원리에 따라서, 디코더(230)는 리시버(200)에 의해 수신되기 전에 하나 이상의 채널 내용이 분실되었다 하더라도 복수의 채널을 통하여 트랜스미터(100)가 전송하는 데이터를 복구할 수 있다.

전술한 내용은 단지 본 발명의 원리의 예증일 뿐이다. 본 명세서에 뚜렷이 나타내거나 상술되지는 않았지만 본 기술에 숙련된 사람은 본 발명의 정신과 범부내에서 수많은 장치를 고안할 수 있을 것이다. 예를 들면, 본 발명의 실시예는 길이가 8인 코드와 관련하여 검토되었지만, 8개의 서브채널, 상기 수의 배수, 예를 들면 16개의 서브채널 이상을 사용하는 시스템에 이용될 수 있다. 그러한 시스템에서, 채널을 통하여 전송된 정보를 변조하기 위하여 길이 8의 몇몇 코드가 삽입될 수 있다. 홀수 채널을 위한 한 코드와 짝수 채널을 위한 다른 한 코드를 사용하여 상기 삽입이 이루어질 수 있다. 다른 예로써, 2ⁿ의 길이를 가진 코드에 대하여, 전체 코드 또는 교대 성분, 쿼드(quads) 등에 적용될 수 있는 n+1개의 코드화된 위상 φ₁가 존재할 것이다. 따라서, 코딩 및 디코딩은 상이한 수의 위상 φ₁를 가진다는 것을 제외하면 길이 8의 코드와 유사할 것이다. 또 다른 예로써, 본 발명의 원리에 따른 상보 코드는 OFDM 시스템에서 "포워드 에러 수정"과 PAP 재생 코딩에도 이용될 수 있다. 코드길이를 증가시키거나(길이 8인 코드 대신 길이 16 또는 32인 코드 사용) 또는 위상 수를 감소시키면(예를 들면, 8-PSK 대신 BPSK 이용), 폴백율(큰 범위의 데이터 가소율)도 가능하다.

내용 없음.

Claims

리시버에 전송되는 데이터를 엔코딩하는 방법에 있어서, 선결된 수의 비티로부터 형성된 커널 코드를 분리하고 독립 위상 로테이션 를 각각의 상보 코드 θ₁를 생성하는 선결된 변환 함수로 각각의 상기 비트에 인가하는 단계와, 선결된 수의 저장된 비트 그룹을 각각의 상기 위상 로테이션과 결합하는 단계와, 상보 코드를 복소 벡터로 변환하는 단계와, 각각의 상기 벡터를 이용하는 반송파 신호를 변조하여 그 결과를 리시버에 전송하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 변환 단계는 상기 독립 위상 로테이션의 수에 대응하는 다수의 행과 상기 선결된 수에 대응하는 다수의 열을 포함하고, 상기 인가 단계는 상기 열을 구성하는 위상 로테이션을 상기 벡터를 형성하는 각각의 상기 비트에 인가하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 결합 단계는 각각의 상기 비트 그룹을 그레이 스케일 엔코딩에 따라서 각각의 위상각으로 엔코딩하고 상기 엔코딩 위상각을 상기 상보 코드를 구성하는 선결된 상기 위상 로테이션과 결합하는 단계를 포함하는 방법.
제1항에 있어서, 상기 리시버에서 상기 트랜스미터에 의해 전송된 변조 신호의 상보 신호를 수신하고 각각의 상기 벡터를 수신된 상보 신호의 함수로 재생하는 단계와, 상기 커널 코드를 상기 재생된 벡터에 인가하는 단계와, 재생된 벡터를 구성하고, 한 성분이 복소 공액이며 따라서 상기 한 성분이 각각의 성분 쌍의 다른 성분으로부터 감산될 수 있으며, 상기 성분의 페어링은 선결된 행렬의 내용에 따라서 이루어지는 성분 쌍으로부터 다수의 벡터 y_i를 생성하는 단계와, 각각의 상기 위상 로테이션을 각각의 상기 위상 φ₁와 결합되는 각각의 상기 벡터 y_i를 구성하는 각각의 감산된 결과에 대한 함수로 유도하는 단계와, 각각의 벡터와 결합되지 않은 각각의 위상 로테이션 φ₁을 유도된 위상 로테이션 함수와 부분적으로 상기 위상 로테이션 φ₁에 의해 형성된 상보 코드 θ_k로 유도하는 단계를 더 포함하는 방법.
제4항에 있어서, 유도된 위상 로테이션과 각각 결합된 비트 그룹을 식별하는 단계를 더 포함하는 방법.
리시버에 전송되는 데이터를 엔코딩하는 방법에 있어서, 상기 리시버를 통하여 각각의 배치(constellation) 심벌로 전송되는 데이터 위드를 엔코딩하는 단계와, 복수의 상보 코드를 분리된 커널 코드와 상기 배치 심벌의 선결된 전송 행렬로 생성하는 단계와, 각각의 상기 상보 코드를 나타내는 벡터를 가지는 복수의 반송파 신호를 변조하고 상기 반송과 신호를 상기 리시버에 전송하는 단계를 포함하는 방법.
제6항에 있어서, 상기 전송 행렬은 상기 배치 심벌의 수에 대응하는 다수의 행과 상기 상보 코드의 수에 대응하는 다수의 열을 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 엔코딩 단계는 각각의 상기 데이터를 그레이 스케일 엔코딩에 따라서 각각의 위상각으로 엔코딩하고 엔코딩 위상을 상기 배치 심벌 중 선결된 심벌과 결합하는 단계를 포함하는 방법.
제7항에 있어서, 상기 리시버에서 상기 트랜스미터에 의해 전송된 변조 반송파 신호의 합성신호를 수신하여 각각의 상기 벡터를 수신된 합성 신호의 함수로 생성하는 단계와, 상기 커널 코드를 각각의 상기 상보 코드를 나타내는 벡터 성분에 인가하는 단계와, 선결된 엔코딩 행렬에 따라서 각각 한 성분이 복소 공액이며 따라서 상기 한 성분은 각각의 성분 쌍의 다른 성분으로부터 감산될 수 있는 상기 성분의 쌍을 형성하고 각각의 상기 쌍을 각각의 상기 배치 심벌과 결합하는 단계와, 각각의 상기 배치 심벌을 상기 성분 쌍 중 결합된 성분 쌍으로부터 얻어진 감산된 결과의 함수로 유도하는 단계와, 상기 쌍 중 어느 한 쌍과도 결합되지 않은 각각의 배치 심벌 φ_n을 유도된 배치 심벌의 함수와 부분적으로 상기 배치 심벌 φ₁에 의해 형성된 상보 코드 θ_k로 유도하는 단계를 더 포함하는 방법.
제9항에 있어서, 상기 배치 심벌은 위상각을 각각 나타내고, 여기서 감산된 결과의 함수로 유도하는 상기 단계는 각각의 상기 감산된 결과에 대한 각을 결정하고 상기 결정된 각을 위상각중 폐쇄(closes)각과 결합하여 각각의 배치 심벌과 결합하는 단계를 포함하는 방법.
제10항에 있어서, 유도된 배치 심벌과 각각 결합된 데이터 워드를 식별하는 단계를 더 포함하는 방법.
엔코딩 데이터를 리시버에 전송하는 트랜스미터에 있어서, 상기 트랜스미터를 통하여 각각의 배치 심벌로 전송되는 데이터 워드를 엔코딩하는 수단과, 복수의 상보 코드를 분리된 커널 코드의 함수와 상기 배치 심벌의 선결된 전송 행렬로 생성하는 수단과, 각각의 상기 상보 코드를 나타내는 벡터를 가진 복수의 반송파 신호를 변조하고 상기 반송파 신호를 상기 리시버에 전송하는 수단을 포함하는 트랜스미터.
트랜스미터로부터 엔코딩 데이터를 수신하는 리시버에 있어서, 상기 트랜스미터에 의해 전송된 복수의 신호의 합성 신호를 수신하고 각각의 신호 벡터를 수신된 합성 신호의 함수로 재생하는 수단과, 각각의 상기 상보 코드를 나타내는 벡터 성분을 생성하기 위하여 선결된 커널 코드를 상기 재생 벡터에 인가하는 수단과, 선결된 엔코딩 행렬에 따라서, 각각 한 성분이 복소 공액이며 따라서 상기 한 성분은 각각의 성분 쌍의 다른 성분으로부터 감산될 수 있는 상기 성분의 쌍을 형성하고 각각의 상기 쌍을 각각의 상기 배치 심벌과 결합하는 수단과, 각각의 상기 배치 심벌을 상기 성분 쌍 중 결합된 쌍으로부터 얻어진 감산된 결과의 함수로 결정하는 수단과, 상기쌍 중 어느 한 쌍과도 결합되지 않은 각각의 배치 심벌 φ_n을 유도된 배치 심벌의 함수와 부분적으로 상기 배치 심벌 φ_n에 의해 형성된 상보 코드 θ_k로 결정하는 수단을 포함하는 리시버.

※ 참고사항 : 최초출원 내용에 의하여 공개하는 것임.