KR970010948B1 - 부분 응답 채널 프리코딩 장치 및 그 방법 - Google Patents

부분 응답 채널 프리코딩 장치 및 그 방법 Download PDF

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아메리칸 델리폰 앤드 텔레그라프 캄파니
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Abstract

내용없음.

Description

부분 응답 채널 프리코딩 장치 및 그 방법
제 1 도는 본 발명을 실행하는 HDTV 시스템의 블럭 다이어그램.
제 2 도는 종래 기술에서 사용된 송신 배치(constellation)의 한 종류의 전형적인 4-PAM 배치를 도시한 도면.
제 3 도는 제 2 도의 송신 배치 사용 결과로 발생되는 확장된 수신기 배치를 도시한 도면.
제 4 도는 제 2 도의 송신 배치와 연관하여 제1도의 시스템에서 사용될 수 있는 프리코더의 블럭 다이어그램.
제 5 도는 종래 기술에서 사용된 제 2 종류의 송신 배치의 전형적인 16-QAM 송신 배치를 도시한 도면.
제 6 도는 제 5 도의 송신 배치와 연관하여 제 1 도의 시스템에서 사용될 수 있는 프리코더의 블럭 다이어그램.
제 7 도는 제 5 도의 송신 배치 사용 결과로 발생되는 확장된 수신기 배치를 도시한 도면.
제 8 도는 본 발명에 의해 제 1 도의 시스템에 대한 송신 배치로서 사용가능한 12-부호 배치를 도시한 도면.
제 9 도는 본 발명을 실행하기 위해 제 1 도의 시스템에 사용되는 통합된 프리코더/배치 맵퍼의 블럭 다이어그램.
제 10 도는 프리코더/배치 맵퍼로서 사용되고 제 8 도의 송신 배치에 대응하는 기본 배치를 도시한 도면.
제 11 도는 제 10 도의 원리를 설명하는 신호 평면(signal plane)을 도시한 도면.
제 12 도는 제 8 도의 송신 배치 활용과 제 10 도의 기본 배치로 발생되는 확장된 수신기 배치를 도시한 도면.
제 13 도는 본 발명의 원리를 실현하는 프리코더의 룩업 테이블의 도시도.
제 14 도 내지 제 16 도는 다른 송신 배치를 설명하는 도면.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
18 : 도신 14,612 : 프리코더
952l : 시프터
본 발명은 디지탈 데이타 송신, 특히, 부분 응답 채널(partial-response-channel) 즉, 부호간 간섭이 도입된 채널상의 디지탈 데이타 송신에 관한 것이다.
부분 응답 채널상의 데이타 송신문제는 많은 상업적 상황을 유발한다. 이들 상황은 기준(NTSC) TV 신호에 할당된 기존의 주파수 대역에서의 고-선명도 텔레비젼(HDTV) 신호의 송신을 포함한다. 상기 문제는 특히, NTSC 전송에 대해 사용되지 않으면서도 HDTV 전송에 대해 후보로 있는 채널이, 비교적 근접 영역에서도 NTSC 전송을 위해 사용되는 경우에 발생한다. 예로, TV의 제 3 채널은 현재 뉴욕시에서는 사용되지 않지만 필라델피아와 하르포드 둘다에서 사용되고 있다. 그러나 근접의 결과로 제 3 채널이 뉴욕시에서 HDTV용으로 사용되는 경우, 상기 HDTV 신호는 뉴욕시 DHTV 시청자에 대해 필라델피아 또는 하르포드로부더 제 3 채널의 NTSC신호에 의해 방해받는다. 바꿔말하면, NTSC 신호는 상기 HDTV 신호에 의해 방해받는다. 이러한 방해는 ''공통-채널 간섭''으로 불린다.
HDTV 규격(아래 참조)에 있어서 충분히 낮은 송신 전력 수준으로 지정하므로서, HDTV 신호로부터 NTSC 신호로의 공통-채널 간섭을 만족할만하게 처리하여 왔다. 더구나, NTSC 신호로부터 HDTV 신호로의 공통-채널 간섭을 처리하기 위해, 주파수 스펙트럼의 특정 위치에 에너지를 집중시킴으로써 NTSC 신호가 특징지어진다는 사실에 의해 제안되어 왔다. 이와같이, 이들 주파수 위치에서 제로(null)가 되는 코움 필터를 HDTV 수신기에 제공하는 것이 제안되어 왔으며, 이에따라 NTSC 신호의 상당한 간섭부분을 제거하며, 반면에 HDTV 신호의 열화를 최대한 감소시킨다.
코움 필터와 공중의 TV 채널의 결합은 소위 ''강제적인'' 또는 인공적인 부호간 간섭(ISI)를 수신 신호에 생성하며, 부분 응답채널이 형성된다.(''채널''이라는 용어는 공중의 방송 채널 또는 이 방송 채널과 수신기의 각 구성 요소의 결합을 의미하는데, 이는 각 경우의 문맥으로 파악된다). 이러한 ISI는 수신기에서 관단 궤환 등가기(DFE)를 사용하여 처리된다. 그러나, DFE의 에러 전달 특성은 강제적인 ISI를 처리하는데 있어기대에 못미치는 결과를 얻는다. 따라서, 강제적인 ISI를 예측하여 보상하도록 HDTV 송신기에 제공될 프리코더를 대안적으로 제안하며, 그 결과 수신된 신호는 강제적인 ISI의 영향을 받지 않은 것이다. 일반적인 이러한 프리코딩 기술은 1975년 9월 ''IEEE 통신 보고서 COM 23권 9호, 921-934 페이지에 P. Kabel 및 Pasupathy에 의해 ''부분 응답 신호 방식''으로 개시되어 있다.
이러한 유망한 프리고딩 기술에서는 2가지 주요 양상이 있다. 첫째, 송신 배치의 부호 수가 실제로 프리코더의 다른 입력 비트 패턴 수와 동일하게 실행되어야만 하는 것이다. 비록 강제적인 ISI가 톰린슨-필터-베이스 프리코더(Tomlinson-filter-based precoder)를 사용하여 처리될지라도, 이런 프리코더는 통상 상기 필요 조건(즉, 송신 전력의 제한 및 수신기의 등가기의 복잡도에 관한 고려로 발생)을 충족시키지 않는다. 둘째, 송신된 정보 비트가 코움 필터링된 신호의 각 신호점으로부터 다른 신호점값에 무관하게 복원될 수 있어야 한다는 것이다. 이 조건은 수신기에서 에러 전달을 회피하기 위한 요망으로부터 발생한다.
이점까지는, 종래의 기술은 프리코더에 대해 이들 요건을 충족시킬 수 있었는데, 이는 그 제안된 HDTV배치 설계를 본질적으로 2종류의 배치로 제한함으로써만 가능하다. 한 종류는 M배열의 펄스 진폭 변조, 즉, M-PAM으로서 공지된 1차원 신호 방식(M은 2의 거듭제곱)이다. 다른 한 종류는 M2 배열의 직교 진폭 변조(M은 2의 거듭제곱), 즉, M2-QAM으로서 공지된 2차원 신호 방식이다. 이러한 제한들은 다수의 문제가내포되어 있다. 신호점 배치 형태의 보다 넓은 배열에서 신택하는 융통성을 갖는 쪽이 다음과 같은 점, 즉, a) 비트 레이트와 배치 크기 간에 잘 조화시키는 것 b) 피크 전력 대 평균 전력비 등의 시스템 설계상의 고려 사항을 부여하고 이들 간에 타협점을 찾아내는 것에 있어서 유리한 장점이 있음을 인식할 것이다. 더구나, 신호점 배치 형태의 보다 넓은 배열로부터 선택하는 것에 의해, 부분 응답 채널의 프리코딩을 이용하는 시스템에서는 수신된 HDTV(또는 다른) 신호의 질이 송신기로부터 거리의 함수로서 다소 열화되는 멀티플렉싱 기술을 적용하기가 더욱 용이하다.
종래 기술의 부분 응답 채널 프리코딩 기술의 또다른 제한은 매우 간단한 전달 특성을 갖는 코움필터 이외에는 쉽게 사용할 수 없고, 그 응용이 더욱 복잡한 특성을 필요로 하는 경우에는 잠재적인 결점이 있다는 것이다.
[발명의 개요]
종래 기술의 상기 및 또다른 문제점은 본 발명의 부분 응답 채널 프리코딩 기술에 의해 극복된다.
본 발명의 한 양상에 따르면, 소정의 기본 배치로부티 일련의 신호점이 신택된다. 양호한 실시예에서, 상기 기본 배치는 2가지 기준에 의해 특징지워진다. 한 기준은 신호점 배치의 신호점이 원점에 있는 점을 갖는 하부의 격자점이라는 것이다. 또다른 기준은 상기 하부 격자가 상기 기본 배치를 비중복의 평행 이동(translates) 집합의 결합체로서 형성된다는 것이다. 이러한 평행 이동 집합은 여기서는 기본 배치의 최소한 비중복 격자의 평행 이동 집합으로 불리며(기본 배치 자체를 포함) 상기 평행 이동의 대응 신호점을 서로의 최소한 비중복 격자 평행 이동이라고 한다.
이런 기본 배치가 주어지면, 소위 결합 신호점은, a) 기본 배치로부터의 신호점을 현재 부호 간격에 관계한 입력 비트의 함수로서 신택하고, b) 이와같이 신택된 신호점을 이전의 부호 간격에 대해 생성된 한개 이상의 결합 신호점의 함수에 있는 궤환 신호와 결합하므로써 현재 부호 간격에 대해 발생되며, 상기 함수는 부분 응답 채널의 특성에 의해 결정된다. 결합 신호점을 표시하는 송신신호는 이때 제공된다. 상기 함수 및 기본 배치는 각각의 결합 신호점이 a) 기본 배치 및 b) 상기 기본 배치의 비중복 최소한 격자 평행 이동중의 한 신호점이 되도록 구성된다. 그러므로, 송신 신호에서, 서로의 최소한 비중복 격자 평행 이동인 모든 결합 신호점들은 동일하게 표시된다.
양호한 실시예에서, 상기 송신 신호들은 송신 배치의 특정 부호에 의해 각각의 결합 신호점을 표시하며, 또다른 특정 실시예에서, 현재 송신된 부호중 적어도 2개의 좌표는 적어도 하나의 공통 프리코더 입력 비트에 의해 연대적으로 선택된다. 즉, 상기 프리코더 입력 비트를 2개의 개별의 "궤도(종래 기술의 특징임)"로 분리하는 것이 불가능하며, 상기 입력 비트를 개별적으로 프리코딩하여 송신부호의 좌표를 개별적으로 확인하는 것이 불가능하다.
종래 기술에서는 부분 응답 채널 프리코딩을 어떻게 실행하는가를 다루지만, 본 발명의 또다른 양상은 채널 특성에 대해서 부분 응답 채널 프리코딩을 실행한다는 것이다.
본 발명의 또다른 양상은 종래 기술에 의해 사용된 것과는 다른 송신 배치를 사용하여 부분 응답 채널 프리코딩을 실행할 수 있다는 것이다. 이와같이, M-PAM 또는 M2-AQM 배치 이외의 다른 배치를 사용하여 부분 응답 채널 프리코딩을 실행하는데 본 발명의 특징이 있다(M은 2의 거듭제곱).
본 발명에 의해 발생된 많은 목표는 사실, 위에서 기술한 바와 같이(아래에서 자세히 기술됨) 종래 기술의 톰린슨-필터-베이스 프리코더를 사용하므로서도 성취될 수 있다. 본 발명과 유사하게, 그러한 프리코더는 다른 공지된 프리코딩 기술에 구별될만한 것이며, 상술된 연대적 선택 특성, 폭넓은 채널 특성 및 배치 형태로 작업하는 능력도 나타낼 수 있다. 그러나, 상술한 바와같이, 그러한 프러코더는 필요 요건을 충족치 않으며, 이 필요 요건들은 본 발명(다른 종래의 기술)에 의해 실현된다. 즉, 상기 프리코더 입력에서의 다른 2진입력 워드 값들의 수는 실제로 송신 배치의 부호 수와 동일하다는 것이다.
[상세한 설명]
제 1 도에 도시된 HDTV 시스템에서, HDTV 신호원(11)에 의해 HDTV 신호 형태의 2진 입력 데이타가 발생한다. 예를들어, 신호원(11)은 원래 발생된 아날로그 텔레비젼 신호를 디지탈 형태로 변환하고, 그 신호를 여러 공지된 기술중 한 기술을 사용하여 압축하는 텔레비젼 소스 인코더를 구비한다. 상기 발생된 신호는 방송 송신기에 공급되며, 상기 송신기는 채널 인코더(12)를 구비한다. 상기 채널 인코더(12)는 순방향 에러 정정을 실현하기 위해 수신된 신호에 용장 비트를 추가한다. 이와같이, 인코더(12)는 도선-솔로몬 또는 다른 고전의 에러 보정 코드, 코드 변조 또는 이들의 결합을 실행할 수 있다. 인코더(12)는 또한 버스트(bursty) 노이즈 존재시 전체 시스템 실행을 증전시키기 위해, 코드 비트를 공지된 방식으로 다시 정리하는 인터리버를 포함하며, 상기 버스트 노이즈는 송신기 그 자체내의 여러 소자, TV 채널 및/또는 수신기내의 여러 소자등의 소스로부터 발생한다. 특히, 수신기 소자는 코움 필터 및/또는 후술된 적응 등가기를 포함한다.
구체적으로 신호원(11)은 T초의 신호(보드) 간격당 q 비트를 채널 인코더(12)에 전달하며, 인코더(12)는 신호 간격당 m 비트를 도선(13) 상에 출력한다(m>q). 바꿔말하면, 여기에서 ''현재 입력 비트''로서 설명되는 이들 비트들은 프리코더(14)에 공급된다(각각 m그룹의 현재 입력 비트들은 프리코드(14)에 공급된 데이타 부분 집합을 구성하며 또는 2진 데이타 워드로 생각될 수 있다). 프리코더(14)의 기능은 수신기에 의해 도입된 강제적인(forced) 부호간 간섭(ISI)를 보상하여 현재 입력 비트를 처리하는 것이다. 즉, 강제적인 ISI의 영향이 제거된다. 프리코더(l4)의 출력은 다시 신호 간격당 m비트로 구성된다. 이들 비트들은 배치 맵퍼(17)에 공급되며, 이 맵퍼(17)는 도선(15)상의 m 비트에 대해, 소정의 송신 배치로부터 또다른 송신 부호를 도선(18)상에 출력한다. 여러가능한 배치들이 여러 도면에 도시되며 층분히 후술될 것이다. 도선(18)상의 부호는 TV 변조기(19)에 의해 TV 방송 채널(20)로 변조된다.
수신기에서, 상기 변조된 신호는 TV 복조기(31)에 공급되며, 샘플링된 텔레비젼 신호를 도선(32)상에 제공한다. 코움 필터의 변조 포팻 및 특성에 의존하여 복조기(31)는 신호를 모두 기저대역에 복조시키려는 것이 아니라 임의의 중간 주파수로 복조시킨다. 따라서(비록 여기서는 복잡하게 도시되지는 않았지만) 기저대역에 대한 마지막 복조는 수신기 즉, 다음 적응 등가기(35)내에서 연속해서 실행된다. 설명하면, 이 신호는 같은 TV 체널에서 상당히 근접한 NTSC 방송 송신기에 의해 방송되는 NTSC TV 신호에 의해 방해받는다. NTSC 신호의 주요 에너지 부분은 회도, 색도 및 음성 반송파를 중심으로 하는 3개의 비교적 협대역에 집중된다. 따라서, NTSC 시스템에 의해 발생된 공통 채널 간섭은 동일한 에너지 분포를 가지며, 상기 3개의 주파수에서 전달 특성이 제로인 손실을 제공하기 위해 코움 필터에 의해 제거된다. 결국, 복조기(31)의 출력은 코움 필터(33)에 부가된다.
상기 수신된 신호는 또한, 건물 지형으로부터의 반사 및 다른 다중경로-왜곡 현상에 의해 야기된 고스트를 포함하는 부호간 간섭에 의해 방해받는다. 이 방해를 보상하기 위해, 적응 등가기(35)는 도선(34)에서 나오는 코움 필터 출력을 수신하여 처리한다. 적응 등가기(35)는 그 기능 수행시 등가기에 의해 취해진 신호 배치가 원래 송신 배치가 아니라, 오히려 후술된 소위 확장된 수신기 배치라는 것을 제외하고는 여러 공지된 기술을 사용하며 설계된다. 상기 등가기 출력은 채널 디코더(37)에 통과되고, 송신기에서 채널 인코더(12)에 의해 행해진 동작과는 역으로 실행된다. 신호 간격당 발생되는 q 비트는 HDTV 표시부(39)에 인가되고, 시청자에 대해 HDTV 신호가 제공된다.
코움 필터(33)는 예증적으로,(1-D-K) 특성을 가지며, 상기는 도선(32)상의 각 샘플에서 k 신호 간격, 즉, kT 초전에 나타난 샘플을 감산하는 것을 의미한다. 설명하면 k=12이다. 상기 동작의 결과로서, 코움 필터(33)는 NTSC 간섭의 실제 부분을 제거할 뿐 아니라, 불리하게도 소위 "강제적인" 인공의 부호간 간섭(ISI)를 도입하게 되는데, 이는 수신기에서 확장된 신호 배치의 발생으로 자명해지며, 다시, 아래에 기술되어 있다. 이론적으로, 이 강제적인 ISI는 수신기에서 판단 궤환 등가기(DFE)의 사용을 통해 처리되며, 효과적으로, 원래의 송신 배치를 복원한다. 그러나, DFE의 에러 전달 특성은 기대에 못미치는 결과를 얻는다.
공지된 바와같이, 프리코더(14)의 사용은 더 바람직한 결과를 나타낸다. 특히, 상기 프리코더는 강제적인 ISI를 예측하여 이것을 보상하며, 결과적으로, 도선(34)상의 신호는 강제적인 ISI의 영향을 받지 않는다.
이것을 이해하기 위해, m=2이고 배치 맵퍼(17)에 의해 실행된 배치는 제 2 도에 도시된 배치를 갖는 제1의 예를 고찰하자. 이 배치는 부분-응답-채널 프리코딩과 관련하여 종래 기술에서 사용된 제 1 종류의 배치의 실례이다. 이 종류는 M배열의 펄스 진폭 변조(M을 2의 거듭제급으로 한 경우에 M-PAM으로 공지됨)의 1-차원 신호 방식이다. 특히, 제 2 도의 배치는 4-PAM 배치이고, 특히, 도선(15)에 나타나는 M=2비트 값중 4개의 가능한 조합들은, 도시된 방식에서의 배치 부호 중 다른 하나와 각각 관련된다. 상기 배치부호의 좌표는 연속의 기수 정수이다. 따라서, 비트 패턴 00,01,10 및 11로 라벨된 부호의 좌표는 각각 -3,-1, 1및 3이다, 도선(15)에 나타난 비트의 각쌍처럼, 관련된 부호는 배치 맵퍼(17)에 의해 TV 변조기(19)로 출력된다.
또한, 코움 필터(33)가 적응 등가기(35)에 의해 출력되는 부호 배치에 대해 갖는 효과를 고려할 필요성이 있다. 이는 등가기(35)의 출력이 제 3 도에 도시된 배치 부호로 이루어지는 코움 필터(33) 동작의 전술된 내용을 고려하여 평가될 수 있다. 이 배치는 ''확장된 수신기 배치''로서 언급되고, 원점에 집중된 7개의 수신기 부호를 가지며, 제2도의 송신 배치와 동일한 간격(2 임)을 갖는다. 예를 들어, -1에서의 부호가 송신되고 +3에서의 부호는 kT초, 즉 12초 일찍 송신된다면, 상기 등가기 출력에서의 부호는 좌표 (-1)-(+3)=-4의 부호가 될 것이다.
(당업자에게 잘 알려진 바와같이, 가우스 노이즈 등의 요인, 다른 채널 손상, 등가화 실행에 대한 등가기의 무효능은 결국 등가기 출력에서의 부호가 확장된 수신기 배치의 위치에서 정확하게 일치하지 않는데 있다. 오히려 상기 부호들은 각각 위치를 둘러싸는 클래스터(cluster)에 위치된다. 그러나, 채널 디코더(37)를 적당히 실행하므로서, 고정확도를 갖는 각각 수신된 부호에 대해 확장된 수신기 배치중 적당한 부호를 확인할 수 있다).
4개의 부호로부터 7개의 부호로의 배치 확장에도 불구하고, 종래의 기술에서는 확장된 수신기 배치에 대한 적당한 부호-비트-맵핑을 조합하여 프리코더(14)의 적절한 설계에 의해 도선(13)상의 현재 입력 비트를 복원하는 것이 가능하다. 이 예에서, 특히, 프리코더(14)는 모듈로 4의 가법 연산을 실행하며, 도선(15)상의 현재 출력은 도선(13) 상의 현재 입력 비트쌍과 kT초 전에 도선(15) 상에 나타난 모듈로 4의 비트쌍을 합한 것이다. 따라서, 도선(13)상의 현재 입력 비트쌍이 "10" 이고 kT초 전의 도선(15)상에 나타난 비트쌍이 "11" 이며, 도선(15)상의 현재 출력으로서 제공되는 모듈로 4의 합은 "1" 이며, 이에 의해 제 2 도에 나타난 좌표가 -1에 있는 부호의 송신이 행해진다.
프리코더(14)는 제 4 도에서 프리코더(414)로서 도시된다. 프리코더(414)는 모듈로 4의 가산기(421)를 포함하는데, 이 가산기(421)는 도선(13)상으로 현재 입력 비트쌍을 수신하며, 이것을 kT초 전에 출력 도선(15)상으로 가산기(421)에 의해 출력된 비트쌍에 모듈로 4로 가산한다. kT초 전의 비트쌍을 kT초-지연소자(422)에 의해 제공된다.
확장된 수신기 신호점 배치에 대한 적당한 부호 대 비트 맵핑이 제 3 도에 도시되어 있다. 특히, 상기 도입된 예에서, 등가기 출력에서 수신된 부호는 좌표 -4를 가지며, 이는 제 3 도에서 볼 수 있으며, 프리코더(14)에 대한 입력에서 도선(13)상에 취해진 현재 입력 비트쌍과 같이 비트쌍 "10" 에 대응한다. 유리하게, 상기 비트는 등가기 출력에 제공된 단일 부호의 함수로서 독자적으로 복원된다. 프리코더(14)에 의해 제공된 비트 처리가 없을 때, 상기는 주어진 각각의 비트쌍이 확장된 수신기 배치의 4개의 부호중 어떤 하나가 되기 때문에 도선(13)상에 나타난 비트를 복원하는 것이 불가능하다.
상기 프리코딩 개념은 종래 기술에 의해 한정적인 2차원 배치 및 확장에 있다. 예로, 제 5 도의 송신 배치를 고려한다. 이 배치는 부분 응답 채널 프리코딩과 연관하여 종래기술에 사용된 제 2 종류의 배치를 나타낸다. 이 종류는 M2배열의 직교 진폭 변조이며, 이 경우, M이 2의 거듭제급인 M2-QAM으로서 공지된 2차원 신호 방식이다(신호 방식은 2차원이며, 각각의 부호는 이전의 경우와 같이 1개가 아니라 2개의 좌표를 갖는다). 여기서, M=4인 경우, 제 5 도의 배치는, 특히,16-QAM 배치이다. 이 송신 배치와 함께 종래 기술에 의해 사용된 프리코더는 제 6 도에 도시된 프리코더(614)이다. 도면에 표시된 바와같이, 프리코더(614)는 프리코더(414)와 동일한 2개의 1차원 프리코더(611,612)로 이루어진다. 도선(13)으로부터의 현재 입력비트중 2개는 도선(613)를 통해 프리코더(611)에 입력되어 도선(615)에 한쌍의 프리코딩된 비트를 제공한다. 도선(13)로부터의 다른 현재 입력 비트들은 도선(617)를 통해 프리코더(612)에 입력되어 도선(619)상에 제 2 쌍의 프리코딩된 비트를 제공한다. 상기 도선(615,619)상의 비트들은 도선(15)를 통해 배치 맵퍼(17)에 제공된다. 상기 배치 맵퍼는 도선(615)로부터의 비트쌍을 사용하여 제 5 도의 배치로부터 특정 후보 행(row)을 선택한다. 이는 제 5 도에 도시된 바와같이, 각각의 부호와 관련된 4개 비트중의 최초의 2비트이다. 유사하게 배치 맵퍼는 도선(619)로부터의 비트쌍을 사용하여 제 5 도의 배치로부터 부호의 특정 렬을 선택한다. 이는 제 5 도에 도시된 각각의 부호와 관계한 4개 비트중의 최종 2비트이다.
제 5 도의 배치로부터 발생된 확장된 수신기 배치(동일 코움 필터로 가정함)는, 제 7 도의 정방 49 부호 신호점 배치이다.이는 처음에 제시된 1차원의 경우와 같이, 제 7 도에 도시된 2차원 배치에 있어 제 3 도의 부호-대-비트 맵핑 방식으로 대체시킴으로서 도선(13)상의 비트를 단독으로 복원한다.
상기 기술된 종래 기술의 부분 응답 채널 프리코딩 방법은 일반적으로 송신 배치를 M-PAM 또는 M2-QAM의 배치로 한정하는한 만족스러운 것이다. 그러나, 만약 M2-QAM 배치가 아닌 2차원 배치를 사용하는 경우, 상기 부호의 2개 좌표를 독립적으로 선택하기 위해, 도선(613,617) 등의 두 독립적인 비트 스트림을 사용하므로서 특정 부호를 확인하는 것이 불가능하다. 이는 M2-QAM 이외의 배치에 대해서, 그 배치의 임의의 부호에 대응하지 않은 허용된 좌표의 어떤 결합이 존재한다는 사실에 따른다. 제 8 도의 배치를 보기에 앞서, 예로, 이 배치의 부호들은 수평축상에 좌표 ''3''을 가지며, 다본 배치의 부호들은 수직축상의 좌표 "3"을 가지지만, 서로 협력하지는 않는다. 예로, 위치(3,3)에는 부호가 없다. 실제, 종래 기술은 M을 2의 거듭제급으로 함 M-PAM 또는 M2-QAM 배치가 아닌 다른 배치를 사용하여 어떻게 적절한 프리코더를 구성하는지를 알려주지 않는다. 더구나, M-PAM 및 M2-QAM 배치 둘다에 대해서, 종래 기술은 매우 간단한 부분 응답 채널, 즉, 매우 간단한 특성 이외의 특성을 갖는 코움 필터들을 사용하는 시스템이 아닌 다른 시스템에 대해서 어떻게 적절한 프리코더를 구성하는지를 알려주지 않는다. 본 발명은 이와같은 프리코더를제공하는 것이다.
당분야에서 ''신호점'' 및 ''부호''라는 용어를 단순히 문제의 신호 공간내의 점을 의미하는 것으로 하여 상호 혼용할지라도, 본 발명에서는 두 용어를 구분하여 사용한다. 사실, 본원에서도 혼용하여 사용할 수는 있다. 그러나, 교육학적 명확성을 위해, 일반적으로 "신호점" 은 신호 공간내의 1점을 포괄적으로 지시하는 경우에 사용하며, 반면 ''부호''는 채널간에서 실제 송신 또는 수신되는 신호점을 의미할 때 사용한다.
본 발명의 양상에 따라, 소정의 기본 신호점 배치로부터 일련의 신호점을 선택한다. 양호한 실시예에서 기본 신호점 배치는 기준 ''a'' 및 기준 ''b''로서 불리는 2개의 기준에 의해 특징지워진다. 기준 "a" 는 배치의 신호점이 원점에 점을 갖는 하부의 격자점인 경우이다. 기준 ''b''는 그 하부의 격자가 기본 배치의 비중복평행 이동 집합의 결합체로서 형성되는 경우이다. 이러한 평행 이동의 집합, 여기서는 최소한 기본 배치의 비중복 격자 평행 이동으로 불리며 상기 평행 이동의 대응 신호점(기본 배치 그 자체를 포함하는)은 최소한 서로의 비중복 격자 평행 이동으로 불린다.
이러한 기본 신호점 배치가 주어진다면, 소위 결합 신호점은 다음의 사항에 의해 현재의 부호 간격 동안 발생된다. 즉, a) 기본 배치로부터의 신호점을 현재 부호 간격에 관련된 입력 비트의 함수로서 선택한다. b)이전의 부호 간격 동안 발생된 한개 이상의 결합 신호점의 함수이며 부분 응답 채널 특성에 의해 결정된 함수인 궤환 신호와 상기 선택된 신호점을 결합한다. 결합 신호점을 표시하는 송신 신호가 제공된다. 상기 함수 및 기본 배치는 각각의 결합 신호점이 a) 기본 배치 또는 b) 기본 배치의 최소한 비중복 격자 평행 이동중의 한 신호점이 되도록 구성된다. 그러나, 송신 신호에서, 상호 최소한 비중복 격자 평행 이동의 결합신호점 모두가 동일하게 표시된다.
본 발명을 실행하는 한가지 방법은 통합된 프리코더/배치 맵퍼를 사용하여 상기 기술된 신호점 처리 단계를 실행하는 것이다. 또다른 한 방법은 이들 단계를 함축하며 실행하는 것이다. 상기 후자의 방법에서, 즉 프리코더 및 배치 맵퍼를 독립적으로 제공하는데, 제 1 도에서, 상기 프리코더는 a) 도선(13)로부터의 입력비트 및 b) 궤환 신호를 발생키 위해 사용된 상기 이전의 결합 신호를 형성하는 비트 형식으로 나타낸 신호를 입력으로 수신하는 룩업 테이블로서 실현된다. 이들 2개의 입력의 각 결합에 대한 테이블 출력은 현재 신호 간격 동안 전개된 결합 신호점을 나타내는 프리코딩된 비트의 집합이다. 이 방식은 후술될 것이다.
특히, 본 발명의 원리를 이용하여 통합적으로 결합된 프리코더/배치 맵퍼(951)가 제 9 도에 도시되어 있다. 도선(13)상의 입력 데이타 비트를 기본 배치 맵퍼(9511)에 인가하며, 상기 기본 배치의 일련의 신호점을 제공하기 위해 제 10 도에 도시된 기본 배치의 각각의 신호점을 m 비트값의 각각 다른 결합을 위해 선택한다. 후자는 기본 배치(1101)로 불린다. 따라서 상기 배치는 12개의 신호점을 가지며, m의 값은 4이며, 4비트의 12개의 비트들의 다른 조합이 발생한다. 예로는 1990년 7월 10일 특허 허여된 미합중국 특허 제4,941,154호에 기술된다). 이 배치의 신호점들은 실제, 상기 설명된 기준 ''a''의 원점에 점을 갖는 격자점이다. 실제로, 상기 배치의 신호점중 한 점은 원점이다. 더구나, 제 10 도로부터의 기본 배치(1101) 및 그 6가지 평행 이동(1102) 내지 (1107)를 나타내는 제 11 도를 참조하면, 기준 ''b''가 또한 만족됨을 나타낸다. 임의의 특정한 평행 이동에서의 신호점은 동일의 소정량에 의해 기본 배치외 신호점을 평행 이동하므로서 실현될 수 있다. 이 경우, 상기 소정량은 정수 k1(i=1,2)에 대해서 k1(4,6)+k2(4,6)의 형태를 갖는다. 따라서, 특히, 평행이동(1102)에서의 각 신호점은 X차원으로 4만큼, Y차원으로 6만큼 기본 배치(1101)의 대응 신호점을 평행이동시키므로서 얻어지며 k1=1, k2=0에 대응한다.
도선(9512)상의 기본 배치 맵퍼(9511)에 의해 출력되는 각 신호점은 가산기(9514)에 인가되며, 여기서는, 도선(9513)상의 신호에 결합되어, 가산기 출력 도선(951)상의 ''결합 신호점''을 제공한다. 상기 기준 "a" 및 "b" 에 덧붙힌 결과로서, 가산기 출력 도선(9515)상의 일련의 결합 신호점은 기본 배치 또는 최소한 비중복격자 평행 이동의 한 신호점이 되도록 보장된다. 즉, 상기 점은 제 11 도의 신호점 중 한 점이다. 도선(9515)상의 신호는 상기 기본 배치의 신호점을 나타내는 신호를 출력 도선(9519) 상에 항상 제공하는 모듈로 장치(9518)에 인가된다. 특히, 도선(9515)상의 신호가 기본 배치의 신호점을 나타내는 경우, 상기 모듈로 장치는 간단히 도선(9519)상의 신호점을 나타내는 신호를 제공한다. 다른 말로 하면, 도선(9515)상의 신호가 한 평행이동의 신호점을 나타낸다면, 상기 모듈로 장치는 평행 이동 신호점이 대응하는 기본 배치의 신호점을 도선(9519)상에 제공한다. 따라서, 제 11 도에서, 도선(9515)상의 신호가 평행 이동(1102)에서 신호점을 (2,2)로 나타낸다면, 모듈로 장치(9518)의 출력은 기본 배치 신호점(-2,-4)이다.
도선(9513)상의 상기 신호는 회로(9516)에 의해 발생되며, 이 회로의 구조는 차후 신호에 도입될 강제적인 ISI의 특성에 의해 결정되며, 이 경우 코움 필터(33)에 의해 강제적인 ISI의 특성에 대해 보상한다. 코움필터(33)가 (1-D-k) 특성을 가지는 한, 회로(9516)는 D-k 특성을 갖는다. 즉, 상기는 도선(9519)상에 나타난 신호점에 대한 kT초의 지연을 알리는 간단한 지연소자이다. 소자(9514,9518,9516)의 전체 조합된 효과는 후술되며, 코움 필터(33)의 강제적인 ISI 영향을 보상하는데 있다.
유리하게, 본 발명은 프리코더/배치 맵퍼가 매우 정교하고 부분 응답 채널의 특성이 정수 계수를 갖는 경우에 국한될지라도, 임의의 강제적인 ISI를 보상하기 위한 프리코더/배치 맵퍼를 허용한다. 이 예에서는 회로(95l6)의 보족 특성을 결정하는 것은 부분 응답 채널의 특성, 즉, 코움 필터의 특성이다. 예로, 본 발명의 실시예에서, 코움 필터(33)는인 전달 특성을 가지며, ci는 정수 계수이며, 그 일부가 제로이며, J2이다. 이 경우, 회로(9516)는을 구현할 것이다. 종래 기술은 복잡한 채널에 대해 부분 응답 채널 프리코딩을 가르치거나 암시하지 않는다. 따라서, 본 발명의 양상에 따라 여기서 채널 특성, 각각의 수신기부호는 현재 송신 부호의 함수이며, a) 전달된 송신 부호의 적어도 다른 2개의 부호, 또는 b) 전달된 송신부호의 다른 1개의 배수의 한 함수가 되는 부분 응답 채널 프리코딩을 실행하는 것이 본 발명의 일실시예이다. 예를들면, 그런 특성은 1-D-10-D-12; 1+2D-6-D-10 및 1-2D-12이다.
이론적으로, 도선(9519) 상의 신호점들은 송신기 출력으로서 사용된다. 그러나, 낮은 피크 및 평균 송신된 신호 전력, 위상대칭 등과 같이 여러 공지된 양호한 기준을 거의 충족시키는 배치를 활용하는 것이 유리하다. 이를 위해, 도선(9519) 상의 신호점들은 배치 시프터(9521)에 의해 이동되어 제 8 도에 도시된 바와같이 부호 배치를 도선(18)상에 제공한다. 이 배치는 기본 배치의 이동된 버전이다. 프리코딩에 관한 이전 시프팅효과는 후술될 것이다.
요약하면, 도선(18)상에 제공된 송신 신호는 상호 최소한 비중복되는 격자 평행 이동의 결합된 신호점 모두가 동일하게 나타나며, 즉, 제 8 도의 송신 배치중 특정의 한 부호가 되는 방법으로 도선(9515)의 결합 신호점을 나타낸다.
본 발명의 양상에 따르면, 제 8 도의 여러 송신기 부호에 관련한 비트값들은 이들 부호의 2개 좌표의 값들을 상호 의존적으로 판정한다는 것이다. 즉, 제 5 도의 종래 기술외 경우와는 달리, 각 워드의 최초의 2개의 비트들은 행(Y좌표)과 관계되며, 제2의 2개의 비트들을 렬(X 좌표)과 관계되고, 관련된 부호의 행 또는 렬을 결정하기 위해 제 8 도의 각 워드의 모든 비트를 찾아볼 필요성이 있다. 실제, 본 발명의 양상에 따르면 이에서 상술한 바와 같이, 종래 기술에 의해 사용된 것이외의 다른 배치의 사용을 허용한다.
이점은 종래 기술에서 공지된 톰린슨-필터-베이스 프리코딩 방법과 본 발명간의 차이점이다. 그러한 프리코더는 일반적으로 제 9 도에 도시된 것과 유사한 구조를 갖는다. 그러므로, 종래 기술의 구조는 본 발명에 의해 학습되는 바와 같이 기본 배치의 개념을 실현할 수 없다. 더우기, 맵퍼(9511)는 제 8 도의 배치와 같은 배치를 실현한다.또한 배치 시프터의 개념이 존재하지 않는다. 이러한 차이로 도선(18)상의 송신 배치는 맵퍼(9511)에서 실행되는 배치와 상당히 다르다. 특히, 이 경우의 송신 배치는 제 8 도 예에서의 배치보다 더많은 부호로 구성된다. 이는 전술한 것처럼 상당한 단점이다. 또한, 본 발명은 제 4 도 및 제 6 도를 참고로 하여 기술된 종래 기술과 같이 송신 배치를 제공하며 그 부호의 수는 실제로 다른 프리코더 입력 비트 패턴의 수 또는 워드값과 같다. 이 예에서는, 기본 배치 맵퍼(9511)에 인가된 12개의 다른 프리코더 입력 비트패턴이 존재하며, 도선(18) 상에 나타난 송신 배치에 12개의 부호가 존재한다. 한편, 톰린슨-필터-베이스프리코딩 방식은 더많은 부호들을 갖는 송신 배치를 발생한다.
코움 필터(33)는 각 결합 신호점에 대한 출력을 제공한다. 더구나, 코움 필터(33)의 (1-K-k) 특성의 직접적인 결과로서, 등가기(35)에 의해 출력된 부호들은 제 12 도의 37개 부호로 확장된 수신기 배치의 부호들이다. 이 확장된 수신기 배치는 제 10 도의 기본 배치와 동일한 기본 배치(1201) 및 그 다수의 평행 이동(1202) 내지 (1207)으로 구성된다. 상기 확장된 수신기 배치의 각 부호는 제 12 도에 도시된 바와같이, 관련된 비트 패턴을 갖는다. 특히, 상기 기본 배치의 12개 부호에 관련된 비트 패턴은 제 10 도에 도시된 바와같이 송신기에서의 그 관련비트 패턴과 동일하다. 반면, 확장된 수신 배치내의 기본 배치의 임의의 평행이동의 12개부호와 관계된 비트 패턴들은 그 관련된 기본 배치 부호의 비트 패턴과 동일하다. 따라서, (6,0)(2,-6) 및(2,6)에서의 제 12 도에서의 부호들은 상기 기본 배치의 부호(-2,0)에 대응하는 각각의 평행 이동에서의 모든 부호가 되고, 모든 4개의 부호들은 비트 패턴 0011에 관계된다.
확장된 수신기 배치 부호의 스트림은 채널 인코더(12)에 의해 실행된 인코딩, 수신기의 복잡성에 따른 임의의 다른 기술에 의해 등가기 출력으로부터 채널 디코더(37)에 의해 확인되며, 그 대응 비트들은 HDTV 표시부(39)에 도입된다. 물론, 상기 디코더는 그 내부에 제 12 도에서 표시된 것이 기억되며 결국 도선(13)상에 나타난 입력 데이타는 수신기 부호의 스트림이 결정되면 복원될 수 있다.
비록 상기 예가 결합된 프리코더/맵퍼(951)를 설명하고 있을지라도, 제 1 도에 대해 별도로 프리코더(14)및 맵퍼(17)로서 그 구조들을 구현할 수 있다. 이를 실행하기 위해, 테이블을 구성하도록, a) 입력으로서, kT초 전의 출력 부호 ("이전의 부호''로서 불리는) 및 현재의 m개의 입력 비트를 b) 출력으로서, 현재의 출력 부호를 갖는 테이블을 구성한다. 그러한 테이블은 제 3 도에 도시되어 있다. 실제 구현에 있어서, 통상적으로 이전의 부호를 표시하기 위해 제 8 도의 비트 패턴을 사용한다. 상기 테이블은 12개의 가능한 이전의 출력 부호로 조합된 12개의 가능한 입력 비트 패턴 각각에 대응하는 144개의 엔트리를 갖는다. 각각의 입력비트/이전의 부호 결합에 대응하는 현재의 출력 부호는 프리코더/맵퍼(951)에 의해 구현된 방법으로 실현된다. 상기 테이블에서, 현재 및 이전의 부호들은 제 8 도에 도시된 비트 패턴으로 표시되고, 배치 시프터(9521)에 의해 실행되는 상술된 시프팅 및 비트 패턴들의 전달에 의해 간단히 실현된다.
이와같이 구성된 테이블은 프리코더(14)로서 가능하다. 즉, 상기는 m개 입력 비트 그룹을 m개 출력 비트의 그룹으로 변환한다. 그후, m개의 출력 비트는 제 8 도에 도시된 비트 대 부호 방식에 따라 배치 맵퍼(17)를 어드레싱하는데 사용된다.
본 발명의 상기 양상을 예시화하기 위해 테이블의 특정 엔트리가 제 13 도에 도시되었다. 이러한 본 발명의 양상은 종래 기술에 의해 사용된 송신 배치 이외의 송신 배치를 사용하도록 프리코딩을 실행하기 위해, 즉,M-PAM 또는 M2-QAM 배치 이외의 다른 배치를 사용하여 부분 응답 채널 프리코딩을 실행하기 위해, 현재 송신된 부호의 2개 좌표가 적어도 한개의 공통 프리코더 입력 비트에 의해 연대적으로 신택된다. 즉,종래 기술의 경우(즉, 제 6 도)의 상기 프리코더 입력 비트를 2개의 개별의 ''궤도''로 분리하는 것이 가능하지 않으며 개별적으로 프리코딩하여 상기 송신된 부호의 좌표를 개별적으로 판정하는 것은 불가능하다. 바꿔말하면, 상기 프리코더 입력 비트중 적어도 하나는 상기 좌표 둘다를 신택키 위해 사용된다(이 공식은 2차원 배치를 가정한다. 2N 차원 배치의 일반적인 경우, N>1이고, "둘다"라는 용어는 "적어도 둘" 로 대체될 수 있다)
상기 내용을 이해하기 위해, 제 13 도외 테이블에서 부호(3,1)는 이전에 송신된 부호인 것으로 한다. 이와같은 12개의 엔트리중 3개의 연속적 엔트리가 복잡하게 표시되고, 이들은 입력 비트값 0000,0001 및 0010에 대응한다. 제 1 도 및 제 3 도를 보고, 제 9 도에서 설명된 처리를 실행하여, 현재 송신된 부호는(테이블에 도시한 바와같이) 제 l 경우가 (3,1)이며, 제 2 경우가 (1,-1)인 부호이다. 이들 2개의 입력 워드들은 단지 하나의 비트 위치가 다르며, 결과적으로 현재 송신된 부호의 X 및 Y좌표는 다르며, X좌표가 "3" 및 "1"이고, Y좌표는 "1" 및 ''-1''이다. 결과적으로, 이들 2개의 4 비트 입력 워드를 한개의 궤도 비트로 현재 송신된부호의 X 좌표를 결정하고 다른 궤도의 비트로 그 Y좌표를 결정하는 2개의 레일로 분리하는 것이 불가능하다. 결국은, 적어도 한개의 비트(이 경우는 제 3 의 비트)를 필요로 하며, 상기 비트의 값은 X 및 Y 좌표 둘다를 결정하기 위해 사용된다. 실제, 부분,응답 채널 프리코딩을 제공하는 시스템에서 M-PAM 및 M2-QAM 이외의 다른 배치의 사용을 허용하는 것이 본 발명의 양상이다.
또다른 한 점이 언급되어져야 한다. 상기 실시예에서, 상기 확장된 수신기 배치에서 기본 배치의 부호에 대해 비트를 맵핑하는 것은 송신기에서와 동일하다. 이는 코움 필터가 또다른 부호로부터 한 부호를 감산하여 그 출력을 제공한다는 사실에 기인한다. 따라서 배치 시프터(9521)에 의해 발생된 시프팅은 상기 코움 필터 출력에 대해 영향주지 않는다. 그러나, 모든 부분 응답 채널이 이러한 효과를 나타내는 것은 아니다. 결국, 확장된 수신기 배치에 대해 적절한 부호 대 비트 맵핑을 통해 배치 시프터(9521)에 의해 실행된 시프팅을 보상할 필요가 있다. 그 시프팅을 정의하는 벡터는 상기 부분 응답 특성의 계수를(포지티브 또는 네가티브)의 합에 의해 승산될 때, 다른 벡터가 된다. 상기 다른 벡터는 확장된 수신기 배치내의 기본 배치를 시프팅하기 위해 그 비트 맵핑과 함께 사용된다. 마찬가지로, 상기 확장된 수신기 배치내의 지금 시프트된 기본 배치중 임의의 평행 이동의 부호와 관련된 비트 패턴은 그 관련된 시프트 기본 배치 부호의 비트 패턴과 동일하다.
제 14 도 내지 제 16 도는 본 발명의 원리를 실현하는 시스템에서 송신 배치로서 사용될 수 있는 또다른 배치를 설명한다. 특히, 제 15 도의 배치, 및 제 8 도의 배치는 소위 일반화된 정방 배치의 예이다. 제 16 도의 배치는 일반화된 육각 배치의 예이다(이들 송신 배치에 각각 대응하는 적절한 기본 배치는 원점에 신호점을 가지도록 송신 배치를 시프팅하므로서 쉽게 실현된다).
본 발명의 장점은 기본 배치 맵퍼(9511)에 의해 실행된 비트 대 부호 맵핑이 임의로 결정된다는 사실이다. 즉, 상기 프리코딩의 유리한 결과는 어떤 맵핑이 사용되던지 간에 동일하게 실현된다. 결과적으로, 또다른 목적을 실현하기 위해 특정의 맵핑을 지정하는 것이 가능해진다. 특히, 앞서 기술된 바와같이, 채널 인코더(12)는 코딩된 변조를 실현할 수 있다. 이는 비트-대-부호 맵핑에 대해 제약을 준다. 그러나, 프리코딩이 임의의 맵핑에 의해 실행되는 경우, 본 발명에 따라 부분 응답 채널 프리코딩을 사용하는 시스템에서 코딩된 변조 방식을 포함하는데에 장애가 없다.
상기는 단순히 본 발명의 원리를 설명한다. 따라서, 예로, 본 발명의 2차원 배치를 사용하여 시스템내에 구현될지라도, 1차원(부분 응답 채널이 복잡한 특징을 가질 때 더욱 유용함) 또는 2차원 이상의 배치를 갖는 경우에도 동일하게 적용 가능하다. 상기 배치는 시스템 요구에 따라 다양한 수의 신호점을 가진다. 실제, 본문에 도시된 각각의 배치는 특정 기하학 특성을 갖는 배치의 일군의 전체를 나타낸다.
더우기, 본 발명은 소위 ''단일 형태로 배열된'' 배치에 국한되지 않으며 이렇게 도시되어 기술된 배치는 모두 실시예이다. 본 발명은 비단일 형태의 배치에 사용될 수 있다. 비단일 배치를 사용하는 양호한 실시예에서 비대칭 배치의 부호의 신호 공간내의 위치는 하부 격자의 점에 대응하고 송신 배치는 유한 영역내의 하부 격자의 모든 점으로 구성된다. 일반적으로, 비단일 배치에서 보다는 송신 배치에서의 점이 더 많다. 이송신 배치에 대응하는 적절한 기본 배치는 원점에서 점을 갖도록 송신 배치를 시프팅하여 쉽게 실현된다. 상기 기본 배치의 모든 점들이 실제로 m입력 비트에 의해 어드레싱되는 것은 아니며, 오히려 비단일 배치그 자체내의 부호에 대응하는 점들만이 어드레싱된다(비단일 배치를 사용하여 소정의 부분 응답 채널 프리코딩을 하는 경우에는 바람직하다).
송신기 및 수신기의 여러 부품이 개별적인 기능 회로로서 개시될지라도, 한개 이상의 기능이 한개 이상의 적절히 프로그램된 프로세서, 디지탈 신호 처리 칩 등에 의해 실현될 수 있다.
본 발명은 HDTV 또는 비디오 코딩/전송 이외의 경우에도 유용함을 알 수 있다.
따라서, 당업자들은 본 발명의 사상 및 범주내에서 여러 장치에 본 발명의 원리를 실현하는 것이 가능하다.

Claims (12)

  1. 입력 데이타에 응답하여, 소정의 기본 배치로부터 일련의 신호점을 선택하는 수단(9511)과: 각각의 선택된 신호점과 궤환 신호를 결합하여 일련의 결합 신호점을 제공하는 수단으로서, 상기 궤환 신호는 그 결합 신호점 중의 최소한 한개의 이전에 제공된 신호점의 소정의 함수이며, 상기 결합 신호점 중의 일부 신호점이 상기 기본배치의 신호점들이고 남은 신호점이 상기 기본배치의 최소한 비중복 격자 평행 이동의 신호점들이 되도록 상기 기본 배치 및 상기 함수가 구성되는 신호점 결합 수단(9514,9516,9518) 및; 상기 결합된 신호점올 표시하는 송신 신호를 제공하는 수단(9521)을 구비하며, 상호 최소한의 비중복 격자 평행 이동들인 모든 결합 신호점들은 동일하게 표시되는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 기본 배치의 신호점들은 원점에 점을 갖는 하부격자의 점들이고, 상기 하부격자는 상기 기본 배치의 비중복 평행 이동들의 결합체로서 형성될 수 있는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 강제적인 부호간 간섭이 도입된 통신 채널에 상기 송신 신호를 공급하는 수단(19)을구비하며, 상기 소정의 함수는 상기 강제적인 부호간 간섭의 영향을 없애기 위한 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 제공 수단은 소정의 송신 배치중의 특정한 한 부호에 의해 상기 송신 신호내의 각각의 결합된 신호점을 나타내는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 송신 배치는 상기 기본 배치의 시프팅된 버젼인 것을 특징으로 하는 부분 응답채널 프리코딩 장치.
  6. 제 3 항에 있어서, 상기 통신 채널은 결합 신호점에 대해 출력을 제공하는 코움 필터(33)를 포함하며, 여기서, 상기 선택 수단은 상기 입력 데이타의 각각의 부분 집합에 응답하여 일련의 각 신호점을 선택하며, 상기 소정의 함수는 상기 코움 필터의 각 출력으로부터 또다른 출력에 무관하게 입력 데이타의 각 부분 집합을 복원하도록 하는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 송신 신호를 통신 채널에 공급하는 수단(19)과; 상기 통신 채널로부터 송신 신호를 수신하는 수단(34) 및; 상기 입력 데이타를 복원하기 위해 상기 수신된 송신 신호를 처리하기 위한수단(35,37)을 구비하는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 장치.
  8. 입력 데이타를 수신하는 단계와; 소정의 송신 배치의 일련의 송신 부호에 응답하여 발생하도록 상기 입력 데이타를 처리하는 단계 및; 상기 일련의 송신 부호에 응답하여 확장된 수신기 배치의 일련의 수신 부호를 제공하며 소정의 부분 응답 특성을 갖는 채널에 대해 상기 일련의 송신 부호를 송신하는 단계를 구비하며, 상기 송신 부호는 각각 제 1 및 제 2 좌표를 가지며, 상기 처리 단계는 연속의 상기 입력 데이타의 부분 집합에 대해, 상기 송신 배치의 각각의 부호를 선택하는 단계를 포함하며, 상기 선택 및 상기 배치는 각각의 부분 집합이 상기 수신된 각각의 부호로부터 또다른 부호에 무관하게 복원될 수 있도록 구성되며, 상기 부분 집합은 상기 송신 배치의 부호 수와 실질적으로 동일한한 소정수의 다른 값들을 가지며, 상기 선택단계는 상기 송신 부호중의 적어도 한개의 좌표 중 적어도 2개가 각 부분 집합의 적어도 일부에 의해 공통으로 신택되는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 확장된 수신기 배치는 M2차 직교 진폭 변조 배치와는 다른 배치인 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 방법.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 입력 데이타는 2진 데이타이고 각각의 상기 부분 집합은 상기 2진 데이타의 각비트로 이루어진 2진 워드이며, 선택된 각각의 송신 배치 부호는 상기 2진 워드중의 각 비트값의 함수로서 선택되며, 상기 부분 집합의 상기 일부는 각각의 2진 워드중 적어도 한개 비트인 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 방법.
  11. 제 8 항에 있어서, 상기 채널은 코움 필터를 갖추며, 상기 코움 필터의 각각의 다른 출력은 상기 확장된 수신기 배치의 부호중의 다른 부호에 대응하는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 방법.
  12. 제 8 항에 있어서, 상기 일련의 수신 부호로부터 상기 입력 데이타를 복원하는 단계를 더 구비하는 것을 특징으로 하는 부분 응답 채널 프리코딩 방법.
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