KR960008983B1 - 정보 워드 전송 방법 및 시스템 - Google Patents

Abstract

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Description

정보 워드 전송 방법 및 시스템

제1 내지 제3도는 디지탈화된 정보를 전송하는 통상의 종래 기술의 방법도.

제4a도는 본 발명의 방법에서 사용하기 위한 한 셋트의 4개의 직교 부신호도.

제4b도는 제4a도에서 도시된 부신호의 푸리에 변환의 절대값도.

제5도는 본 발에 따른 정보 전송 시스템의 실시예도.

제6a도는 본 발명의 발명에서 사용하기 위한 한 셋트의 직교 월시 함수도.

제6b도는 제6a도에서 도시된 부신호의 푸리에 변환의 절대값도.

제7도는 4개의 2진 비트 셀을 구비하는 모든 가능한 코드 신호 및 이들 코드 신호와 제6a도에서 도시된 부신호와의 상관값 C를 나타내는 도면.

제8a도 및 제8b도는 본 발명에 따른 방법에 의한 정보 워드와 코드 신호간의 관계도.

제9도는 디지탈화된 PCM 인코드형 오디오 신호의 신호 대 잡음비를 이용가능한 대역폭의 함수로 나타낸 도면.

제10도는 일정 길이의 2진 비트 셀을 구비하는 코드 신호를 사용하는 본 발명에 따른 정보 전송 시스템의 실시예도.

제11도 및 제12도는 본 발명의 방법의 다른 실시예에서 코드 신호, 부신호와 이들 신호간의 상관 관계도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

23 : 함수 발생기 33, 60 : 전송 장치

40, 68 : 클럭 재발생기 46, 64 : 수신 장치

69, 70, 71 : 지연 회로

본 발명은 전송 대역의 여러 부분마다 신뢰도가 서로 다른 전송 대역을 가진 전송 채널 또는 매체를 통해서 n-비트 정보 워드를 전송하는 방법에 관한 것으로, 상기 n-비트 정보 워드는 아날로그 신호의 샘플을 나타내며 상기 정보 워드를 전송되기 전에 코드 신호로 변환된다. 광 판독식 디스크를 통해 디지탈화된 오디오 정보를 전송하기 위한 이러한 방법 및 시스템은 특히 본 출원인의 영국 특허원 제2,082,322호(PHQ80.007)에서 공지되어 있다. 상기 출원에 기술된 방법에 의하여, 표본화된 오디오 신호를 표시하는 정보 워드는 EFM-엔코드되어 EFM 엔코드형으로 전송된다. 만일 전송시에 필요한 약 1.2MHz의 대역폭이 충분하다면 상기 방법에 매우 고품질의 오디오 신호가 극히 신뢰성 있는 방법으로 전송된다.

그러나 이러한 대역폭이 상기 값 이하로 감소되면, EFM 엔코드 신호의 수신 동안 검출 에러수는 매우 빠르게 증가된다. 예를 들어, 요구된 대역폭의 약80%까지 대역폭이 감소하는 경우에 있어서, 검출 에러수는 정보 전송이 불가능해지게 되는 정도로 크게 된다. 대역폭 감소의 경우에 있어서 이러한 정보 전달의 갑작스런 실패 현상은 디지탈 정보를 전송하는 현재 방법에서는 고유한 것이다. 디지탈 정보를 전달하는 공지의 방법에 있어서 또한 고유한 것인 다른 바람직하지 않은 특성은 디지탈 포맷의 융통성 부재이다. 일단 디지탈 전송 시스템이 설계되어지면 소정의 포맷과 양립할 수 있는 방법으로 전송된 정보 신호의 품질을 변경시키는 것은 사실상 불가능하다. 따라서, 일단 디지탈 포맷용 표준이 선택되고 나면, 전송된 신호질을 개선시킬 수 있는 기술에 의한 후속 개선을 통해 이익을 보는 것은 불가능하다.

게다가 공지의 디지탈 전송 시스템에서는 정보 전송의 품질을 낮춤으로써 대역폭을 감소시키는 것도 불가능하다.

1965년 8월 15일에 있었던 국제 우주 항공 위원회(National Aeronautics and Space Administration)의 기술 보고서 32-25의 1-6면으로부터, 직교 코드 신호를 사용하여 정보를 전송하는 것이 알려져 있다. 수신기측에서는 이 수신된 코드 신호를 다른 가능한 직교 신호와 상관(correlate)시킴으로써 검출한다. 또한 1965년 12월에 발간된 IBM사의 Technical Disclosure Bulletin Vol. 8, No.7의 958-959면은 여러개의 비트들이 병렬로 전송되는 전송 시스템을 공개한다. 전송되는 메시지의 각 비트는 직교 함수 세트중에서 취해진 하나의 함수에 의해서 특징지어진다. 전송된 메시지는 기본 주 파수의 정수배(1을포함)이 주파수를 가진 사인 함수 및 코사인 함수들의 합 형태로 되어 있다. 수신기 측에서는 상기 전송된 메시지가 푸리에 해석에 의해서 제조합된다.

본 발명의 목적은 대역폭이 감소하더라도 정보 전송이 갑작스럽게 실패하지 않는 전송 방법 및 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명에 따른 방법 및 정보 전송 시스템에 있어서, 이용가능한 대역폭이 완전한 정보 전송에 필요로 되는 대역폭 보다 작다면, 이용가능한 대역폭내에 위치된 주파수 성분으로 표시된 최상위 유효 비트들에 대해 완전한 정보 전송이 유지된다.

전송후에, 코드 신호는 코드 신호의 전송후에 정보 워드의 개가 비트가 그 비트를 나타내는 상기 주파수 성분의 검출에 의해 코드 신호로부터 회복되는 특징을 지닌 방법에 의해 정보 워드로 재변환될 수 있다.

상기 방법의 또다른 실시예는 상기 주파수 성분의 검출이 수신된 코드 신호와 부신호(sub-signal)간의 상관 관계를 정함으로써 실행되어지며, 상기 부신호는 검출된 주파수 성분에 상당하는 주파수 성분들을 주로 포함하는 주파수 스펙트럼을 갖는다. 이러한 주파수 성분의 검출은 매우 간단한 방법으로 수행될 수 있다.

예를 들어 광 판독식 기록 캐리어와 같은 몇몇 유형의 전송 채널 및 전송 매체는 주로 2진 코드 신호를 전송하는데 적합하다. 이러한 유형의 전송 채널 또는 전송 매체는 일정 길이(전체 T펄스)의 연속 비트 셀 순차를 구비하는 코드 신호를 자주 사용한다. 이러한 유형의 코드 신호에 의하여 정보 전송에 적합한 방법의 실시예에서는 전송시 가능한 모든 코드 신호로부터 2ⁿ개의 코드 신호 그룹이 선택되며, 이 그룹은 코드 신호와 n개의 다른 부신호가 상관되는 동안 상관 계수의 부호의 다른 조합수는 2ⁿ과 동일하며, 부신호의 주파수 성분은 다른 주파수 범위에 위치된다는 요구 조건을 충족한다.

신뢰성 있는 전송을 위해서는, 또한 여러 비트가 최소의 상호 작용으로 전달되는 것이 바람직하다.

이러한 상호 작용을 최소화 하는 방법의 실시예에 있어서, 부신호는 한 셋트의 직교 신호들중에서 n개의 신호로 형성되는 특징이 있다.

특정 비트 표시용 주파수 성분의 검출 동안 다른 비트 표시용 주파수 성분은 이러한 검출에 영향을 끼치지 않거나 거의 끼치지 않는데 이것은 한 세트의 직교부 신호의 부신호는 상관되지 않기 때문이다. 특히 직교 부신호의 적합한 셋트는 월시 함수(walsh function)들이다.

상기 방법의 적합한 실시예에 있어서, n개의 부신호는 한 셋트의 4개 월시 함수중 3개 월시 함수에 의해 형성된다. 이러한 실시예에 있어서 완전한 정보 전송에 필요로 되는 대역폭은 인코드되지 않은 정보워드를 전송하는데 필요로 되는 대역폭 보다 단지 약간만 큰(±10%) 것으로 알려져 있다.

또한 특히 최상위 비트의 전송시에 있어서 전송의 잡은 면역성은 종래의 디지탈 정보 전송 시스템과 비교하여 높은 것으로 알려져 있다.

상기 방법을 수행하기 위한 정보 전송 시스템의 한 실시예는 n-비트 정보 워드를 일정 길이의 연속된 n개 이진 비트 셀들의 시퀀스로 이루어진 코드 신호로 변환하고 이 코드 신호를 전송 대역의 신뢰도가 여러부분 마다 다른 전송 대역을 가진 전송 채널또는 전송 매체를 통해 전송하는 전송 장치와 이 코드 신호를 n-비트 정보 워드로 재변환하는 수신 장치를 포함하며, 상기 전송 장치는 상기 n-비트 정보 워드를 코드신호로 변환하되 각 정보 워드내에서 동일한 비트 위치를 가진 각 정보 워드 비트는 동일한 주파수 범위내의 주파수 성분을 가진 코드 신호로 표현되고 다른 정보 워드 비트들 보다 상위에 있는 정보 워드 비트는 그 전송 대역의 일부분중의 스펙트럼 성분이 다른 정보 워드 비트를 나타내는 스펙트럼 성분이 존재하는 전송 대역 부분 보다도 더 신뢰성이 있도록 하는 것을 특징으로 하며, 상기 전송 장치는 상기 코드 신호를 n개의 서로 다른 부신호와 상관시키는 동안 상기 상관 계수의 부호에 대한 서로 다른 조합의 개수는 2ⁿ이고 상기 부신호의 주파수 성분은 주로 다른 주파수 범위에 위치하는 요건을 만족하도록 상기 정보 워드를 코드 신호 그룹의 코드 신호로 변환하도록 조절되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 방법 및 정보 전송 시스템의 실시예 및 다른 장점들은 지금부터 제1 내지 12도에 관하여 일례를 들어 기술하고자 한다.

제1도에서는 시간 t의 함수로서 예를 들어 오디오 신호인 아날로그 신호(1)를 도시한다. 종래의 디지탈 전송 방법에 있어서, 신호(1)는 등거리 순서 t1,…t12에서 샘플링 된다. 제1도에서 J₁…J₁₂로 표시된 이들 샘플은 일련의 디지탈 코드로 변환된다. 제2도에서는 이러한 디지탈 코드의 순차에 대한 예를 도시한다. 이하에서는 정보 워드와 불리게될 상기 코드는 참조번호(2)를 가진다. 각 정보 워드(2)는 중요도가 감소하는 순서로된 다수의 연속 비트b₀,…b₇을 구비한다. 각 비트가 정보 워드(2)에 의해 표시된 수치값에 기여하는 정도는 정보 워드(2)내의 비트 위치에 의존된다(수치값=

).

수치값에 가장 크게 기여하는 비트 b₀는 일반적으로 최상의 비트(MSB)로 지칭되며 최소로 기여하는 비트 b₇는 최하위 비트(LSB)로 지칭된다.

제3도에서는 이들 정보 워드를 전송하는 통상적인 방법을 도시한다. 엔코딩 장치(3)에 의하여, 정보 워드(2)는 다수의 비트들로된 코드 워드(4)로 변환되며, 이 코드 워드는 정보 워드(2)보다 전송에 보다 더 적합하다. 코드 워드(4)는 일정 길이의 일련의 연속 2진 비트셀(7)을 구비하는 코드 신호(5)로 변환된다. 코드 신호(5)는 대역제한된 전송 채널(8)을 통하여 또는 예를 들어 광 판독식 기록 캐리어나 자기 테이프 형태로된 전송 매체를 통해 전소된다. 제한된 대역폭의 결과로 코드 신호(5)는 왜곡된 형태로 전송된다. 제3도에 있어서, 이렇게 왜곡된 코드 신호는 참조번호(9)를 갖는다. 코드 워드(4)는 비트셀의 중심에 상당하는 등거리 순시에서 코드 신호(9)를 샘플링하고 샘플들의 부호로부터 코드 워드(4)의 연속 비트를 유출해냄으로써 왜곡된 코드 신호(8)에서 회복된다. 디코딩 회로(10)에 의하여 코드 워드(4)는 정보 워드(2)로 재변환되며, 이로서 전송이 완료된다(이러한 정보 전송 참조에 대한 기술은 런던 일리페북 리미티트사의 케이.더블유.카터메일씨에 의한 펄스 코드 변조의 원리란 책자에서 설명되어 있다).

제3도에 도시된 전송 시스템은 전송 채널(8) 또는 전송 매체의 대역폭이 충분한 동안은 만족스럽게 수행된다. 이렇게 요구된 대역폭 보다 대역폭이 약간 모자라는 경우에 있어서는 왜곡된 코드 신호(9)로부터 정보 워드를 회복하는 것은 불가능하게 된다. 본 발명에 따르면, 이러한 단점은 서로 다른 비트 위치를 갖는 정보 워드 비트들은 서로 다른 주파수 범위에 있는 코드 신호의 주파수 성분으로 표시되도록 함으로써, 즉 동일한 비트 위치를 갖는 각 비트가 동일 주파수 범위에 있는 각 코드 신호로 표현되는 방식으로 코드 신호 종류를 전송하도록 선택함으로써 경감된다. 최상위 비트가 전송 채널의 대역중 가장 신뢰성 있는 부분에 위치한 주파수 성분으로 표시되는 방식으로 정보 워드간의 관계를 선택함으로써 최상위 비트의 전송은 대역폭이 감소하는 경우에도 보존될 수 있다.

적합한 코드 신호의 종류(class)를 지금부터 제4a 및 4b도에 관련하여 기술하고자 한다.

제4a도에서는 시간 t의 함수로서 신호 d₁, d₂, d₃및 d₄를 도시한다. 시구간 -1/2T에서 1/2T의 바깥에서는, 모든 신호 d₁, d₂, d₃, d₄에 대한 신호값은 0이다. 또한 신호는 적분

가 i≠j에서는 0이며 i=j에서는 상수 c와 동일한 방식으로 선택된다. 상기 요구조건에 부응하는 신호 셋트는 직교신호 셋트로 알려져 있다. 또한, 상기 신호들은 그들의 주파수 스펙트럼이 서로 다른 주파수 범위에 위치되는 방식으로 선택된다. 부신호 d₁, d₂, d₃및 d₄의 푸리에 변환의 절대치는 주파수 F의 함수로서 제4b도에서 주어지며 각각 fd₁, fd₂, fd₃및 fd₄의 참조번호를 갖는다. 4-비트의 정보 전송시에는 부신호 d₁, d₂, d₃, d₄의 선형 결합

를 구비하는 코드 신호가 사용된다. 이러한 결합에 있어서, a₁는 항상 정보 워드에서 i번째 비트 b₁의 논리값을 표시한다. 예를 들어, a₁=1은 i번째 비트가 논리값 1를 갖는 것을 표시하며, a₁=-1은 논리값 0을 갖는 것을 표시한다.

a₁≠0이 논리값 1의 비트를 표시하며 a₁=0이 논리값의 0의 비트를 표시하는 것도 가능하다. 따라서, 가능한 각 정보 워드에 있어서 주파수 스펙트럼의 다른 부분에 의해 표시되는 여러 비트들을 포함하는 코드 신호를 얻는다.

상기 코드 신호의 전송후에 부신호 d₁, d₂, d₃, 및 d₄와 전송된 코드 신호 Sc의 상관 관계는 수신된 코드 신호로부터 다음 관계식에 따라 정보 워드의 개개의 비트 bi가 간단히 유출될 수 있게 한다.

이것으로부터

부신호 d₁의 직교성 때문에 a_j, d_j, d_i의 모든 기여도는 i=j에 관해서는 0이므로, 검출동안 다른 비트간의 상호 작용은 최소인 것에 주목된다. 비트들의 논리값은 또한 예를 들어 아래의 관계식(2)를 따르는 것과 같이 이산시간 상관 관계 신호에 의해 간단히 정해질 수 있다는 것이 명백하다.

여기서, Sc(k) 및 d_i(k)는 k=1,2,3 및 4 각각에 대하여 순시 t=-3/8T, -1/8T, 1/8T, 3/8T에서 Sc 및 di의 함수값이다.

만약 상술된 방법으로 4-비트 정보 워드가 주로 주파수 성분 f_d4(제4b도 참조)가 위치되어지는 전송 대역의 낮은 신뢰도를 가진 고주파수 부분의 전송 채널을 통해 전송되면, 이러한 주파수 범위의 주파수 성분으로 표시된 비트의 전송 또는 불만족스럽다.

그러나, 다른 비트 전송시의 신뢰도는 이들 비트가 주로 신뢰할 수 없는 범위밖에 위치되는 주파수 성분으로 표시되기 때문에 훨씬 더 작은 정도로 영향을 받는다.

가장 신뢰할 수 있는 정보 전송을 위해서는 코드 신호와 정보 워드간의 관계는 최하위 비트가 최고 주파수 범위의 성분 f_d4로 표현되며, 최상위 비트가 최저 주파수 범위의 주파수 성분 fd₁으로 표시되도록 선택되어야 한다는 것은 명백한 사실이다.

제5도에서는 4-비트 정보 워드가 상기 방법으로 전송될 수 있음에 의하여 본 발명에 따른 전송 시스템의 실시예를 도시한다. 전송 시스템은 버스(21)를 통해 인가된 4-비트 정보 워드를 코드 신호 Sc로 변환하는 전송 장치(33)를 구비한다. 코드 신호 Sc는 전송 장치(33)의 출력(34)상에서 나타난다. 참조번호(20)는 입력 버스(21)를 통해 4-비트 정보 워드를 수신하는 4-비트 레지스터를 표시한다.

레지스터(20)의 로드과정은 클럭 발생기(22)에 의해 발생되어 레지스터(20)의 클럭 입력에 인가되는 클럭 신호 C1에 의하여 통상의 방법으로 제어된다. 클럭 발생기(22)는 4개의 출력상에서 부신호 d₁, d₂, d₃및 d₄를 클럭 신호 C1과 동기로 발생시키는 함수 발생기(23)를 제어하는 제2클럭 신호 C12를 발생한다. 신호 d₁은 인버터 회로(24) 및 아나로그 멀티플렉서(25)에 인가된다. 신호 d₂는 인버터 회로(26) 및 아나로그 멀티플렉서(27)에 인가된다. 신호 d₃는 인버터 회로(28) 및 아나로그 멀티플렉서(29)에 인가된다. 마직막으로, 신호 d₄는 인버터 회로(30) 및 아나로그 멀티플렉서(31)에 인가된다. 멀티플렉서(25,27,29 및 31)의 제어입력은 레지스터(20)의 각 출력에 접속되며, 이 레지스터(20)는 레지스터(20)에 기억된 정보 워드의 비트 b₁, b₂, b₃및 b₄각각을 표시하는 논리 신호를 공급한다. 아나로그 멀티플렉서(25,27,29 및 31)의 출력은 합산 회로(32)에 접속된다. 따라서, 합산 회로(32)의 출력 상에서 부신호 d₁, d₂, d₃및 d₄의 선형 결합을 구비한 코드 신호가 발생되며, 코드 신호에 대한 각 부신호 d₁, d₂, d₃및 d₄의 기여는 레지스터(20)에 기억된 코드 워드의 비트 b₁,…b₄의 논리값으로 정해진다. 합산 회로(32)의 출력은 전송 장치(33)의 출력(34)으로서의 기능을 한다. 상기 코드 신호 Sc는 전송 채널 또는 전송 매체(35)를 통해 수신 장치(46)에 인가된다. 수신 장치(46)는 관계식(2)에 따라 코드 신호와 인가된다.

수신 장치(46)는 관계식(2)에 따라 코드 신호와 부신호간의 상관 관계의 부호를 정하는 상관기(correlator)로서 구성된다. 이러한 목적상 수신 장치는 코드 신호 Sc의 지속기간(-1/2T에서 1/2T)동안에 순시 -3/8T, -1/8T, 1/8T, 3/8T에서 발생된 클럭 펄스 C14에 응답하여 코드 신호 Sc의 반복율의 4배와 동일한 주파수로 수신된 코드 신호를 샘플링하는 입력 회로(36)를 구비한다. 클럭 펄스 C14는 그 자체가 알려진 기술을 사용하여 클럭 재발생기(40)에 의해 코드 신호로부터 유출될 수 있다. 입력 회로는 또한 샘플을 디지탈 신호로 변환하는 아나로그/디지탈 변환기를 구비하며, 이 신호는 후에 클럭된 3개의 병렬 입력/병렬 출력 레즈스터(37,38 및 39)에 의해 각각 시간 간격 1/4T, 2/4T 및 3/4T 만큼 지연된다. 입력 회로(36) 및 레지스터(37,38 및 39)의 출력은 이후 U_k, U_k+1, U_k+2및 U_k+3으로 참조된다.

클럭 재발생기(40)는 또한 코드 신호 Sc로부터 클럭 펄스 C15를 유출하며, 이 클럭 펄스는 연속 코드 신호간의 천이(transition)를 표시한다.

계산 회로 (41)는 신호 U_K, U_K+1, U_K+2, U_K+3합의 부호를 정한다.

이 부호를 표시하는 논리 신호는 4-비트 레지스터(42)의 입력 b1^*에 인가된다.

계산 회로(43)는 (U_k+U_k+1-U_k+2-U_k+3)의 부호를 정한다. 이러한 계산한 결과를 표시하는 논리 신호는 레지스터(42)의 입력 b₂ ^*에 인가된다.

계산 회로(44)는 (-U_k+U_k+1+U_k+2-U_k+3)의 부호를 정하며 이러한 계산 결과의 부호는 레지스터(42)의 입력 B₃ ^*에 인가된다.

계산회로(45)는 (-U_k+U_k+1+U_k+2-U_k+3)의 부호를 정하며 이러한 계산 결과를 표시하는 논리회로는 레지스터(42)의 입력 b4^*에 인가된다. 레지스터(42)의 입력 b₁ ^*…b₄ ^*상의 신호는 레지스터(42)의 클럭 입력에 인가된 클럭 펄스 C15에 응답하여 레지스터(42)내로 로드된다.

클럭 펄스(15)는 연속 코드 신호 Sc간의 천이와 일치하여, 레지스터(42)가 로드하는 순간에 입력 b1^*, b2^*, b3^*및 b4^*상의 신호는 수신된 코드 신호 Sc와 부신호 d₁, d₂, d₃및 d₄간의 상관 관계의 부호를 관계식(2)에 따라 표시한다. 이들 부호는 전송된 코드신호로 표시된 정보 워드의 비트 b₁, …b₄의 논리값에 상응하여, 레지스터(42)에는 항상 코드 신호에 의해 전송된 정보 워드가 클럭 펄스 C15에 응답하여 로드된다.

이하에서는 코드 신호가 일정 길이의 2진 비트셀을 구비하는 본 발명의 다른 실시예를 제6, 7 및 8도에 관련하여 기술하고자 한다.

제6a도는 4개의 직교 부신호 h₁(t), h₂(t),h₃(t),h₄(t) 셋트를 도시하며, 각각은 동일 길이의 4개 2진 비트셀을 구비한다. 이러한 셋트의 직교 함수는 월시 함수 셋트로서 공지되어 있다.

제6b도는 함수 h₁, …, h₄의 푸리에 변환의 절대값을 fh₁, fh₂, fh₃및 fh₄로 표시된 값의 주파수 F의 함수로서 제공한다. 제6b도로부터 명백한 바와 같이, 서로 다른 함수 h₁, …, h₄는 서로 다른 주파수 범위내의 주파수 성분을 주로 포함한다.

제7도에 있어서, 신호 X₁, …X₁₆는 일정 길이의 4개 2진 비트셀로 형성될 수 있는 모든 신호를 표시한다. 또한, 제7도에 보인 열 C1, C2, C3 및 C4에서는 신호 X₁와 신호 h₁, h₂, h₃및 h₄각각 간의 상관 관계를 제공한다.

제7도에서는 도시된 신호 X_i로부터, 3개의 상관 관계의 부호가 8개의 서로 다른 조합을 나타내는 요구 조건에 부응하는 8개 신호가 선택될 수 있다. 제8a도에서 C2, C3 및 C4의 부호가 8개의 다른 조합을 나타내기 위한 8개 신호 X_i를 도시한다. 제8b도에 있어서, C1, C2 및 C3의 부호가 8개의 서로 다른 조합을 나타내는 8개 신호 X_i를 도시한다.

또한, 제8a 및 8b도에서는 열 S에 있는 3-비트 정보 워드와 신호 X_i간의 관계를 도시한다.

제8a도에 있어서, 정보 워드의 비트 b₁은 항상 신호 X_i의 주파수 스펙트럼의 동일 주파수 성분, 즉 신호h₂의 주파수 스펙트럼에 상응하는 주파수 성분 또는 반전 신호 -h₂의 주파수 스펙트럼에 상응하는 주파수 성분으로 표시된다. 동일하게, 비트 b₂및 b₃는 h₃또는 -h₃및 h₄또는 -h₄의 주파수 스펙트럼에 상응하는 주파수 성분으로 표시된다.

제8b도에서 주어진 바와 같은 열 S의 정보 워드와 신호 X_i간의 관계에 있어서, 여러 비트 b₁, b₂및 b₃는 h₁또는 -h₁, h₂또는 -h₂및 h₃또는 -h₃의 주파수 스펙트럼에 상응하는 주파수 성분으로 표시된다.

상관 기법에 의하여 정보 워드의 개개 비트 b₁, b₂및 b₃는 전송된 코드 신호로부터 유도될 수 있다. 제8b도에서 도시된 S와 X_i간의 관계에 있어서는 예를 들어 다음과 같이 유도될 수 있다.

여기서 X_i(k) 및 h₁(k)는 순시 -3/8T, -1/8T, 3/8T에서 X_i및 h₁의 함수값이다.

X_i및 h₁에 대한 4개 이상의 함수값이 상기 상관 관계의 부호를 정하는 데 사용될 수 있다는 것은 명백하다. 예를들어, 상관 관계를 정함에 있어서 순시 -7/16T, -5/16T, -3/16T, -1/16T, 1/16T, 1/16T, 3/16T, 5/16T, 7/16T에서 X_i및 h₁의 함수값을 대신 사용할 수도 있다.

제9도에서는 본 발명의 방법에 의해 예들 들어 오디오 신호의 15-비트 선형 양자와 샘플이 전송되며, 모든 잡음은 양자화 잡음으로 구성되며, 선형적으로 양자화된 15비트가 3-비트 정보 워드로 분할되는 경우에 있어서 PCM 엔코드된 신호의 신호 대 잡음비에 대역폭이 미치는 영향을 도시한다. 샘플중 처음의 5개 최하위 비트는 5개의 3-비트가 정보 워드의 최하위 비트로 표시된다. 샘플중 5개의 최하위 비트는 5개의 3-비트 정보 워드의 최하위 비트로 표시된다. 샘플중 다른 5개 비트는 5개의 3-비트 정보 워드의 다른 비트로 표시된다. 코드 신호는 제8b도에서 주어진 코드 신호 X_i이며, 비트 b₁는 최상위 비트, 비트 b₃는 최하위 비트이다.

제9도에 있어서, 곡선(50)은 상술된 전송 방법으로 얻어진 신호 대 잡음비(SNR)를 도시한다. 이 신호대 잡음비는 상대적 대역폭 BT가 감소함에 따라 점차적으로 감소한다.

비교 목적으로, 제9도에서는 또한 15-비트 선형 양자화된 샘플이 각 샘플에 대하여 일정 길이의 15개의 순차 2진 비트 셀로 구성된 코드 신호를 사용하여 종래의 전송 시스템에 의해 전달된 경우에 대한 신호 대 잡음비를 제공한다. 종래 전송 시스템의 PCM 엔코드된 신호에 대한 신호 대 잡음비는 참조번호(51)를 갖는다.

상기 두 시스템에서의 신호 대 잡음비를 비교하면 종래 시스템에서는 만일 대역폭이 특정 임계값 보다 작게되면 갑작스럽게 정보 전송이 중단되는 반면에, 본 발명에 따른 정보 전송을 하는 경우는 정보 전송의 품질이 대역폭이 감소됨에 따라 단지 점차적으로 저하됨을 알 수 있다.

정보 전송시 방금 언급된 방법이 사용되면 유용 대역폭이 감소됨에 따라 각 샘플에 대한 신뢰할 만한 비트수가 감소된다. 본 발명의 방법에 의해 실행될 수 있으며 대역폭이 감소됨에 따라 전송된 오디오 신호의 질이 저하되는 디지털 오디오 신호 전달의 다른 방법은 예를 들어, 샘플수를 3개의 그룹으로 분할함으로써 얻을 수 있다. 제1샘플 그룹의 모든 비트는 15개의 연속 정보 워드의 최상위 비트들에 의해 표시된다. 제2샘플 그룹의 비트는 15개의 연속된 3-비트 정보 워드의 비트 b₂들에 의해 표시된다. 제3샘플 비트 그룹은 15개의 연속된 정보 워드의 최하위 비트 b₃에 의해 표시된다. 이러한 정보 전송 방법을 사용하면 대역폭이 감소됨에 따라 신뢰 샘플수가 감소된다는 의미에서, 전송 품질이 저하된다.

본 발명에 따른 정보 전송의 다른 장점은 전송 시스템의 주파수 대역중 가장 신뢰할 수 있는 부분의 주파수 성분으로 표시된 비트에 대한 부가 잡음의 결과로, 검출 에러수는 실제로 덜 신뢰하는 부분의 주파수 성분으로 표시된 비트에 대한 검출 에러수보다는 적다는 것이다.

제8b도에서 주어진 코드 신호에 대하여 표1에서는 정보 전송이 백색 잡음에 의해 방해되는 경우에 있어서 저역 통과 특성을 갖는 전송 채널을 위한 전송 시스템에서 하나의 비트가 부정확하게 검출되어지는 에러검출 확률 P가 부여된다.

비교를 위해 표1에서는 종래의 전송 기술에 의한 4-비트 정보 워드를 각각 표시하는 4개 비트 셀로 이루어진 코드 신호가 전송된 경우의 에러 확률도 부여한다. 만일 고역 통과 특성을 갖는 전송 채널이 사용된 경우에는 동일한 현상이 발생된다. 그러나, 그러한 경우에는 최고 주파수의 성분으로 표시된 비트 검출이 보다 잡음에 대한 면역성이 있다.

일정 길이의 순차 2진 비트셀을 구비하는 코드 신호에 의해 정보 전송을 실행하는 본 발명에 따른 정보 전송 시스템의 실시예가 제10도에서 주어진다.

도시된 전송 시스템은 전송 장치(60)를 구비하는 데, 이 장치(60)는 입력 버스(61)에 인가된 3-비트 정보워드를 4개 2진 비트 셀을 구비하는 코드 신호로 변환하여 이들 코드 신호를 출력(62)을 통해 대역 제한된 전송 채널(63)로 공급한다. 전송 채널(63)을 통해 상기 코드 신호는 코드 신호를 3-비트 정보 워드로 재변환시키는 수신 장치(64)에 인가된다. 전송 장치(60)는 다음 표 2에 따라서 3-비트 정보 워드를 4-비트 코드 워드로 변환시키는 코드 변환기(65)를 구비한다.

이러한 코드 변환기(65)는 예를 들어, 상기 표 2와 기억된 메모리를 구비할 수 있다. 코드 변환기(65)의 출력에서의 4-비트 코드 워드는 병렬-직렬 변환기(66)에 인가되며 이 변환기(66)는 코드 워드를 동일길이의 2진 비트 셀을 구비하는 직렬 데이터 열의 코드 신호로 변환시키며, 비트 셀 값은 0레벨에 대하여 대칭적으로 위치된다(NRZ). 이렇게 얻어진 3-비트 정보 워드와 코드 신호간의 관계는 제8b도에서 도시된 관계와 상응한다. 변환기(66)의 출력에서의 코드 신호는 출력(62) 및 전송채널(63)을 통해 수신 장치(64)로 전송된다. 수신 장치(64)는 제6a도에서 도시된 바와 같이 수신된 코드 신호와 부신호 h, h및 h간의 상관 관계를 매번 정함으로써, 전송된 정보 비트를 관계(3)에 따라 재발생한다. 이러한 목적상 수신 장치는 수신된 코드 신호를 샘플하여 이들 신호를 디지탈 표시로 변환하는 입력 회로(67)를 구비한다. 샘플은 코드신호의 비트 셀의 중심과 동상(in phase)인 클럭 펄스 C17에 의해 제어된다. 클럭 펄스 C17은 예를 들어 통상의 위상 고정 루프 기술을 사용하여 클럭 재발생기(68)에 의해서 수신된 코드 신호로부터 유도된다. 샘플에 대한 디지탈 표시는 예를 들어 병렬-입력/병렬-출력 레지스터로 클럭된 클럭 펄스 C17로 제어되는 지연 회로(69,70 및 71)에 의해 각각 -1/4T, 1/2T 및 3/4T만큼 지연된다. 입력 회로(67) 및 지연 회로(69,70 및 71)의 출력에서의 디지탈 표시는 이후 V, V, V및 V각각으로 참조된다.

계산 회로(72,73 및 74) 및 출력 레지스터(75)에 의해 정보 워드의 비트 b, b및 b는 V, V, V및 V의 값으로부터 회복된다.

V, V, V및 V값은 4개 연속 비트 셀의 중심에서의 신호값을 표시한다. 만일 이들 4개의 연속된 비트 셀이 동일한 코드 신호에 속하면, (V+V+V+V)의 부호를 정하는 계산 회로의 출력상의 신호는 수신된 코드 신호와 신호 h간의 상관 관계의 부호를 표시하며 따라서 정보 워드의 비트 b의 논리값을 표시한다. 이와 유사하게 (-V-V+V+V)의 부호를 정하는 계산 회로(73)의 출력은 비트b의 논리값을 표시하며, (V-V-V+V)의 부호를 정하는 계산 회로(74)의 출력은 비트 b의 논리값을 표시한다.

연속 코드 신호간의 천이와 동상인 클럭 펄스 C18에 응답하여 계산 회로(72, 73 및 74)의 출력 신호는 레지스터(75)내로 로드되어, 코드 신호에 의해 전송된 3-비트 정보 워드가 레지스터(75)의 출력에 공급된다.

클럭 펄스 C18는 또한 통상의 방법으로 클럭 재발생기(68)에 의해 수신 장치(64)의 입력 신호로부터 유도된다.

제6 내지 10도에 대해 기술된 정보 시스템은 4개의 2진 비트 순차를 구비하는 코드 신호를 사용한다. 정보 워드가 전송된 코드 신호로부터 회복될 때 전송된 코드 신호와 4개 월시 함수 셋트중 한 신호간의 상관관계의 부호가 매번 정해진다. 위와 동일한 정보가 4 비트 셀을 구비하는 코드 신호에 의해서도 얻어질 수 있다는 것은 명백하다. 이러한 코드 신호는 4 개의 직교 월시 함수 셋트에 있는 월시 함수들의 선형 조합으로 형성될 수 있다.

4 개의 비트 셀로부터 형성될 수 있는 가능한 모든 코드 신호 가운데, 4 개의 직교 월시 함수 셋트중 2 개의 월시 함수와의 상관 관계가 상관 관계의 부호에 대한 2 개의 서로 다른 조합을 산출하는 코드 신호가 전송을 위해 선택되어야 한다. 이 경우에 있어서 n개의 서로 다른 비트는 월시 함수와 상관 관계에 의해 항상 명료하게 검출될 수 있다.

월시 함수가 아닌 다른 직교 함수들의 셋트가 검출시에 사용될 수 있다는 것에 주목해야 한다. 예를 들어, 제11a도에서는 4개의 상이한 3-비트 코드 신호 P(t), P(t), P(t), P(t)가 주어지는데 이들에 의해 2비트의 정보 전송 워드가 보내지며, 이들은 전송된 후에 3개 직교함수 e(t), e(t) 및 e(t)(제11b도) 셋트중 두개의 신호 e(t) 및 e(t)와 수신된 코드 신호의 상관 관계 C2 및 C3의 부호를 정함으로써 회복된다.

신호 e(t)의 주파수 스펙트럼은 주로 저주파수 범위에서 주파수 성분을 나타내는 반면, 신호 e(t)의 주파수 스펙트럼은 고주파수 범위에서 보다 많은 주파수 성분을 나타낸다.

상술된 모든 정보 전송 시스템에 있어서 개별 비트는 한 셋트의 직교 부신호중의 부신호와 코드 신호와의 상관 관계에 의해 전송된 코드 신호로부터 회복된다. 이것은 부신호가 비상관되므로, 상이한 비트의 검출간에 상호 작용이 없게 되는 장점을 가진다. 그러나, 검출을 하기 위해 직교 부신호 세트들 중의 부신호를 반드시 사용해야 하는 것은 아니다. 예를 들어, 제12b도에서는 주파수 스펙트럼의 다른 범위에서 주파수 성분을 갖는 3개의 직교 함수 세트를 제공하며, 3개의 비트 셀을 구비하는 8개의 서로 다른 코드 신호와 상관하여 상관 관계 C1, C2 및 C3들의 8가지 서로 다른 조합을 산출한다.

서로 다른 비트를 표시하는 코드 신호의 주파수 성분이 반드시 상관 기법에 의해 검출될 필요는 없다. 이러한 검출은 코드 신호의 주파수 스펙트럼을 결정하고 그 결과로 나타난 주파수 스펙트럼을 분석함으로써도 실행될 수 있다는 것이 명백하다.

또한, 본 기술 분야에 숙련된 자에게는 여러 코드 신호가 사용될 수 있음이 명백하다. 단지 서로 대응하는 비트 위치를 갖는 비트는 항상 동일 주파수 범위내의 주파수 성분으로 표시되며 상이한 비트 위치를 갖는 비트는 상이한 주파수 범위의 주파수 성분으로 표시되는 것만이 필수적인 사항이다. 이러한 경우에 있어서, 정보 워드와 코드 신호간의 관계는 항상 전송의 질이 대역폭이 감소될 때 점차적으로 저하하는 방식으로 선택될 수 있다.

Claims (11)

1. 아날로그 신호의 샘플을 나타내며 전송되기 전에 코드 신호로 변환되는 n-비트 정보 워드를 전송 대역의 신뢰도가 여러 부분마다 다른 전송 대역을 가진 전송 채널 또는 전송 매체를 통하여 전송하는 방법에 있어서, 각 정보 워드내에서 동일한 비트 위치를 갖는 각 비트는 동일한 주파수 범위내의 스펙트럼 성분을 갖는 코드 신호에 의해 표현되며, 다른 정보 워드 비트들보다 상위에 있는 정보 워드 비트(information word bits of a higher significance)는 상기 다른 정보 워드 비트를 나타내는 스펙트럼 성분이 위치되는 전송 대역 부분보다 더 신뢰성 있는 전송 대역 부분에 있는 스펙트럼 성분을 가진 코드 신호에 의해 표현되는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 코드 신호의 전송후에, 상기 정보 워드의 개별 비트는 상기 비트를 나타내는 상기 주파수 성분을 검출함으로써 상기 코드 신호로부터 복구되는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송 방법.
3. 제2항에 있어서, 상기 주파수 성분의 상기 검출은 상기 수신된 코드 신호와 검출되어지는 주파수 성분에 대응하는 주파수 성분을 주로 포함하는 주파수 스펙트럼을 갖는 부신호들간의 상관 관계를 결정함으로써 수행되는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송방법.
4. 제1항 또는 2항 또는 3항중 어느 한 항에 있어서, 상기 코드 번호는, m과 n이 정수이고 m이 n보다 크거나 같다고 할 때 일정한 길이의 m개의 연속된 비트 셀들의 시퀸스를 포함하며 각 코드 신호는 n비트 정보 워드를 나타내고, 모든 가능한 코드 신호들중에서 2ⁿ개 코드 신호들의 그룹이 전송을 위해 선택되며 상기 그룹은 상기 코드 신호들이 n개의 서로 다른 부신호들과 상관되는 동안 그 상관 계수의 부호들의 서로 다른 조합개수가 2ⁿ이며 상기 부신호들의 주파수 성분은 서로 다른 주파수 범위내에 위치되는 요건을 만족하는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송 방법.
5. 제4항에 있어서, 상기 n개의 부신호는 직교 신호 셋트중 n개 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송 방법.
6. 제4항에 있어서, 1을 정수라 할 때 m은 4¹이며, 상기 n개의 부신호는 m개의 월시 함수 셋트로부터의 월시 함수를 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 워드 전송 방법.
7. 제6항에 있어서, 상기 n개의 디코딩 신호는 4개 월시 함수 셋트중 3개 월시 함수을 포함하는 것을 특징으로 하는 정보 전송 방법.
8. 선행된 항중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하기 위한 정보 전송 시스템으로서, n-비트 정보 워드를 일정 길이로된 n개의 연속 이진 비트 셀들로 구성된 코드 신호로 변환시키고 이 코드 신호를 전송 대역의 신뢰도가 여러 부분마다 다른 전송 대역을 가진 전송 채널(63) 또는 전송 매체를 통하여 전송하기 위한 전송 장치(60)와, 상기 코드 신호를 n-비트 정보 워드로 재변환시키기 위한 수신 장치(64)를 포함하는 정보 전송 시스템에 있어서, 상기 전송 장치는 상기 n-비트 정보 워드를 각 정보 워드내에서 동일한 비트 위치를 갖는 각 정보 워드 비트는 동일한 주파수 범위내에 있는 스팩트럼 성분을 갖는 코드 신호에 의해 표현하도록 하며 다른 정보 워드 비트들보다 상위에 있는 정보 워드 비트는 상기 다른 정보 워드 비트를 표현하는 스펙트럼 성분이 위치한 주파수 대역 부분보다 더 신뢰도 있는 전송 대역 부분내에 있는 스펙트럼 성분을 가진 코드 신호에 의해 표현되도록 코드 전송로 변환시키는 수단(65)을 포함하며, 상기 전송 장치는 상기 코드 신호를 n개의 서로 다른 부신호와 상관시키는 동안 상기 상관 계수의 부호들의 서로 다른 조합의 갯수가 2ⁿ이 되며 상기 부신호의 주파수 성분은 주로 서로 다른 주파수 범위에 위치하는 요건을 만족하는 코드 신호들 그룹의 코드 신호들로 변환시키기에 적합한 것을 특징으로 하는 정보 전송 시스템.
9. 제8항에 있어서, 상기 수신 장치는 상기 코드 신호의 상기 주파수 성분을 검출하는 검출수단(67 내지 75)및 검출 결과로부터 정보 워드를 이끌어내는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 전송 시스템.
10. 제9항에 있어서, 상기 검출 수단은 상기 수신된 코드 신호와 검출되어지는 주파수 성분에 상응하는 주파수 성분을 주로 나타내는 주파수 스펙트럼을 갖는 부신호간의 상관 관계를 결정하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 전송 시스템.
11. 제8항에 있어서, 정보 워드의 각 비트의 논리값을 결정하는 상기 수신 장치는 상기 수신된 코드 신호와 관련 비트를 표시하는 주파수 성분을 가진 부신호들과의 상관의 부호를 결정하고 만약 상기 검출된 부호가 각각 양 또는 음이면 제1 또는 제2논리값을 상기 비트에 할당하는 수단(72,73,74) 및 개별적으로 결정되는 상기 비트들의 논리값으로부터 정보 워드를 이끌어내는 수단(75)을 구비하는 것을 특징으로 하는 정보 전송 시스템.

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