KR950001294Y1 - 클램프회로가 내장된 영(zero)전압 스위칭 다중공진 컨버터 - Google Patents

클램프회로가 내장된 영(zero)전압 스위칭 다중공진 컨버터 Download PDF

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Abstract

내용 없음.

Description

클램프회로가 내장된 영(zero)전압 스위칭 다중공진 컨버터
제1도는 종래형의 포워드 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 한예를 나타낸 회로도이다.
제2도는 제1도의 회로가 작동할 때 흐르는 중요한 신호들의 파형도이다.
제3도는 본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 영진압 스위칭 다중공진 컨버터의 한예를 나타내는 회로도이다.
제4도는 제3도의 회로가 작동할 때 흐르는 중요한 신호들의 파형도이다.
제5도는 본 고안에 따른 다른 실시예를 나타내는 것으로서, 제5도(a)는 클램프회로가 내장된 벅크(Buck)형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제5도(b)는 클램프회로가 내장된 부스트(Boost)형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제5도(c)는 클램프회로가 내장된 벅크-부스트형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제5도(d)는 클램프회로가 내장된 세픽(Sepic)형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제5도(e)는 클램프회로가 내장된 제타(Zeta)형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제5도(f)는 클램프회로가 내장된 쿡(Cuk)형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제6도는 본 고안에 따른 또 다른 실시예를 나타내는 것으로서, 제6도(a)는 클램프회로가 내장된 절연형 플라이백(Flyback)영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제6도(b)는 클램프회로가 내장된 절연형 세픽 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제6도(c)는 클램프회로가 내장된 절연형 제타 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제6도(d)는 클램프회로가 내장된 절연형 쿡영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제7도는 본 고안에 따른 권선형 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도는 본 고안에 따른 또 다른 실시예를 나타내는 것으로서, 제8도(a)는 권선형 클램프회로가 내장된 벅크형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도(b)는 권선형 클램프회로가 내장된 부스트형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도(c)는 권선형 클램프회로가 내장된 벅크-부스트형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도(d)는 권선형 클램프회로가 내장된 세픽형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도(e)는 권선형 클램프회로가 내장된 제타형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제8도(f)는 권선형 클램프회로가 내장된 쿡형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 회로도이다.
제9도는 영전압 스위칭 다중컨버터의 주스위치의 전압충격을 입력전압의 함수로 나타낸 그래프이다.
제10도는 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 입력전압에 대한 효율을 나타내는 그래프이다.
제11도는 본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중 공정 컨버터에서의 규정입력전압과 경부하에 대한 오실로그램이다.
제12도는 본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중 공진 컨버터에서의 규정입력전압과 최대부하에 대한 오실로 그램이다.
* 도면이 주요부분에 대한 부호의 설명
Vin: 입력전원 CC,CD,CF,CR: 캐패시터
D,D1,D2: 다이오드 LF,LR,LT: 인덕터
S1,S2: 스위치 SC : 클램프회로
SCT : 권선형 클램프회로
본 고안은 영전압 스위칭 다중 공진 컨버터(ZVS-MRC : Zero-Voltage-Switched Multi-Resonant-Converter)에 관한 것으로서, 특히 전압충격을 감소시킬 수 있게 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC와 절연형 클램프 회로가 내장된 ZVS-MRC에 관한 것이다.
일반적으로 공진회로내의 트랜스포머 누설인덕턴스, 다이오드접합 캐패시턴스 및 트랜지스터 출력 캐패시턴스 등을 포함하는 대부분의 와류성분을 흡수할 수 있게 된 ZVS-MRC에서, 스위치의 출력캐패시턴스가 공진되게 되면 전원스위치를 가로지르는전압 즉 전압충격이 펼스폭변조(PWM)되는 것에 의한 것보다 훨씬 더 크며, 전형적으로 전원스위치를 가로지르는 전압충격이 공급전압의 3~4배 정도로 크게 된다는 결함이 있었다. 그러므로, 단일끝단 ZVS-MRC의 사용이 제한을 받게 되고 그리고 또 전압정격이 높은 장치를 사용해야 되므로 MOSFET의 유도손실도 증가하게 되는 등의 문제점이 있었다.
상기한 종래형의 전형적인 포워드 ZVS-MRC의 한예가 제1도에 도시되어 있다.
제1도의 예에서, 공진성분들은 캐패시터(CD), 인덕터(LR) 및 캐패시터(CR)등이 있다. 제1도의 회로가 작동할 때 흐르는 파형을 나타내는 제2도로부터 분명한 바와 같이 영전압 스위칭시키기 위해 캐패시터(CR)를 공진시키면 전원스위치(S1)를 가로지르는 전압(VDS)즉 전압 충격이 상당히 증가하게 된다는 것을 알 수 있다.
이와 같이 전원스위치(S1)를 가로지르는 전압(VDS)이 입력전압이 약 3~4배 정도로 높아지는 현상에 기인하여 ZVS-MRC의 성능이 저하하게 되는 결합이 생기게 된다.
본 고안은 상기한 종래의 ZVS-MRC에서 생기는 결합 및 문제점 등을 개선시키기 위해 소프트 스위칭 무손실능동 클램프회로 또는 절연형 클램프회로를 ZVS-MRC에 병합시킨 것으로서, 직렬로 연결된 능동스위치와 용량이 큰 개패시터를 전원스위치에 병렬로 연결시켜 전원스위치를 가로지르는 전압, 즉 전압충격을 최소값으로 되게 한다.
본 고안에 따른 클램프스위치를 온되기 전에 역병렬로 연결된 다이오드가 전도되게 하므로서 영전압으로 작동되게 되어 있다.
이하 본 고안을 첨부도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
제3도에 도시되어 있는 본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 포워드형 ZVS-MRC에서, 입력전원(Vin)의 +단에 트랜스포머가 연결되어 있고, 트랜스포머의 1차권선에는 인덕터(LR)와 캐패시터(CR)가 직렬로 연결되어 있다.
그리고, MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 구성되어 있는 전원스위치(S1)가 캐패시터(CR)에 병렬로 연결되어 있으며, 또한, 캐패시터(CZR)에는 MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 구성되어 있는 스위치(S2)와 스위치(S2)에 직렬로 연결된 캐패시터(CC)로 구성된 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어 있다.
그리고, 또 트랜스포머의 2차권선에 캐패시터(CD)(CF), 다이오드(D1)(D2), 인덕터(LF) 및 저항(RL)이 연결되어 있다.
상기오 같이 구성되어 있는 ZVS-MRC에서, 공진성분은 트랜스포머의 2차권선에 병렬로 연결된 캐패시터(CD)의 캐패시턴스, 전원스위치(S1)에 병렬로 연결된 캐패시터(CR)의 캐패시턴스 및 인덕터(LR)의 인덕턴스 등이 있다.
클램프회로(SC)내의 캐패시(CC)의 용량은 캐패시터(CR)의 용량보다 수배이상 크게 되어 있다. 그러므로 캐패시터(CC)를 가로지르는 전압은 1스위칭 주기동안 거의 일정한 값으로 유지되게 된다.
본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC가 작동될 때 흐르는 주요신호들의 파형은 제4도에 도시되어 있다.
정류다이오드의 소프트 스위칭은 캐패시터(CB)(CR)와 인덕터(LR) 사이의 공진을 제어함에 의해 행해지게 된다. 전압스위치(S1)의 영전압 온작동은 그 스위치가 오프(off)되어 있는 동안 캐패시터(CR)가 인덕터(LR) 및 캐패시터(CD)와 함께 공진되게 함에 의해 가능하게 된다.
전원스위치(S1)를 가로지르는 전압(VDS)의 클램핑은 하기와 같이 행해지게 된다. 즉, 전원스위치(S1)가 오프된 직후 일정기간(△d1T)동안 그 스위치를 가로지르는 전압(VDS)은 제4도에 도시된 것과 같이 증가하게 된다.
상기 전압(VDS)이 클램프전압(VC)에 도달하게 되면 스위치(S2)의 역병렬로 연결된 다이오드가 온되게 되고, 그리고 전원스위치(S1)와 캐패시터(CR)를 가로지르는 전압(VDS)는 스위치(S2)가 오프될 때까지 클램핑된 체로 입력전압의 약 2배 정도의 크기의 클램프 전압(VC)의 값을 유지하게 된다.
스위치(S2)가 영전압에서 온으로 되도록 하기 위해서는 인덕터(LR)에 흐르는 전류(iL)의 값이 하강하기 전에 그리고 스위치(S2)에 역병렬로 연결된 다이오드가 오프되기 전에 반드시 상기 스위치(S2)가 온되도록 되어져야만 한다.
상기 클램프전압(VC)의 값을 유지하고 있던 전압(VDS)은 최종적으로 인덕터(LR)를 흐르는 전류(iR)가 -(음)이고 스위치(S2)가 오프된 후부터 일정기간(△d2T)동안 점점 감소되어져서 0으로 되게 된다.
상기 전압(VDS)이 0으로 되게 되면 전원스위치(S1)는 0전압상태에서 온되게 된다.
본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC는 중요한 와류성분을 흡수하여 모든 반도체 장치들이 ZVS하에서 작동되게 하고 그리고 종래형의 ZVS-MRC에서 입력전압의 3~4배 정도로 되던 전원스위치(S1)를 가로지르는 전압(VDS)즉 전압충격을 입력전압의 약 2배 정도로 최소화 시킬수 있게 한다.
그리고 또 종래형의 포워드형 ZVS-MRC와 유사하게 본 고안에 따른 상기한 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC에서도 작동시에 여자전류를 자동으로 리세트시킬 수있다.
본 고안에 따른 ZVS-MRC의 정상적인 작동의 결과로 생기는 트랜스포머와 인덕터(LR)를 가로지르는 전압(Vsec)가 균형을 이루기 때문에 클램프전압(VC)의 값을 하기 식으로 구할 수가 있다.
[수학식 1]
상기 식(1)에서, D1은 스위칭주기중 전원스위치(S1)가 온되어 있는 기간이고, D2는 스위칭주기중 스위치(S2)가 온되어 있는 기간이며, △d1은 전원스위치(S1)가 오프된 순간부터 스위치(S2)가 온되는 순간 사이의 기간이고, 그리고 △d2는 스위치(S2)가 오프된 순간부터 전원 스위치(S1)가 온되는 순간 사이의 기간이다.
상기한 것과 같이, 본 고안에 따른 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC를 사용하면 종래형의 ZVS-MRC에서 발생되던 입력전압의 3~4배 정도까지 값이 올라가던 전압충격을 입력전압의 약 2배 정도까지로 충분히 감소시킬 수 있는 이점을 얻을 수 있다.
본 고안에 따른 상기한 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC의 변형예로서는 다음과 같은 것들이 있다.
제5도(a)에 도시되어 있는 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단에 전원스위치(S1), 인덕터(LR)와 인덕터(LF)가 직렬로 연결되어 있고, 인덕터(LR)와 인덕터(LF)사이의 회로점에 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되어 있으며, 캐패시터(CD)에 역병렬로 다이오드(D)가 연결되어 있고, 그리고 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결된 소위 벅크형 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)양 단자 사이에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램회로가 내장된 벅크형 ZVS-MRC가 있다.
제5도 (b)에 도시되어 있는 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단에 인덕터(LF)(LR) 및 캐패시터(CD)가 직렬로 연결되어 있고, 캐패시터(CD)에 다이오드(D)가 병렬로 연결되어 있으며, 인덕터(LF)와 인덕터(LR)사이의 회로점에 전원스위치(S1)가 병렬로 연결되어 있고, 그리고 스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결된 소위 부스트형 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 부스트형 ZVS-MRC가 있다.
제5도(c)에 도시된 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단에 전원스위치(S1), 인덕터(LR) 및 캐패시터(CD)가 직렬로 연결되어 있고, 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되어 있으며, 캐패시터(CD)에 다이오드(D)가 역병렬로 연결되어 있고, 인덕터(LR)와 캐패시터(CD) 사이의 회로점에 인덕터(LF)가 병렬로 연결된 소위 벅크-부스트형 ZVS-MRC의 전원 스위치(S1)에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 벅크-부스트형 ZVS-MRC가 있다.
제5도(D)에 도시된 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단의 인덕터(LF)(lR)와 캐패시터(CT)(CD)가 직렬로 연결되어 있고, 인덕터(LF)와 인덕터(LR) 사이의 회로점에 전원스위치(S1)가 병렬로 연결되어 있으며, 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결되어 있고, 다이오드(D)가 캐패시터(CD)에 병렬로 연결된 소위 세픽형 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 세픽형 ZVS-MRC가 있다.
제5도(e)에 도시된 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단에 전원 스위치(S1), 인덕터(LR), 캐패시터(CD) 및 인덕터(LF)가 직렬로 연결되어 있고, 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되어 있으며, 인덕터(LR)와 캐패시터(CT) 사이의 회로점에 인덕터(LT)가 병렬로 연결되어 있고, 캐패시터(CT)와 인덕터(LF) 사이의 회로점에 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되어 있으며, 다이오드(D)에 역병렬로 연결된 소위 제타형 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 제타형 ZVS-MRC가 있다. 그리고, 또 제5도(f)에 도시된 것과 같이 입력전(Vin)의 +단에 인덕터(LF)(LR), 캐패시터(CT) 및 또 다른 인덕터(LF)가 직렬로 연결되어 있고, 첫번째 인덕터(LF)와 인덕터(LR) 사이의 회로점에 전원 스위치(S1)가 병렬로 연결되어 있으며, 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결되어 있고, 캐패시터(CT)와 또 다른 인덕터(LF) 사이의 회로점에 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되어 있으며, 캐패시터(CD)에 역병렬로 다이오드(D)가 연결된 소위 쿡형 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)에 클램프회로가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 세픽형 ZVS-MRC가 있다. 그리고, 또 본 발명에 따른 변형예로서 클램프 회로가 내장된 절연형 ZVS-MRC도 있다. 이에 관한 것은 제6도에 도시된 것과 같은 구성으로 되어 있다.
즉, 제6도(a)에 도시된 것과 같이, 입력전원(Vin)의 +단의 트랜스포머의 1차권선, 인덕터(LR) 및 전원스위치(S1)가 직렬로 연결되어 있고, 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되어 있으며, 트랜스포머의 2차권선에 다이오드(D)가 역직렬로 그리고 캐패시터(CD)가 병렬로 연결된 소위 절연형 플라이백 ZVS-MRC의 전원스위치(S1)에 클램프회로(SC)가 병렬로 연결되어서 구성된 클램프회로가 내장된 절연형 플라이백 ZVS-MRC가 있다.
제6도(b)에 도시된 것은 클램프회로가 내장된 절연형 세픽 ZVS-MRC로서, 이것은 제5도(d)의 것과 같은 구성으로서 단지 캐패시터(CT)와 캐패시터(DD) 사이에 인덕터(LT)대신 트랜스포머가 연결된 것만이 상이한 구성으로 되어 있다.
제6도(c)에 도시된 것은 클램프회로가 내장된 절연형 제타 ZVS-MRC로서, 이것은 제5도(e)의 것과 같은 구성으로서, 단지 인덕터(LR)와 캐패시터(TT) 대신 트랜스포머가 연결된 것만이 상이한 구성으로 되어 있다.
제6도 (d)에 도시된 것은 클램프회로가 내장된 절연형 쿡 ZVS-MRC로서, 이것은 제5도 (f)의 것과 같은 구성으로서, 단지 인덕터(LR)와 캐패시터(CT) 사이에 또 다른 캐패시터(CT)가 직렬로 연결되어 있고 그리고 트랜스포머가 연결된 것만이 상이한 구성으로 되어 있다.
상기한 제5도와 제6도에 도시된 변형예로서, 클램프회로(SC)의 구성과 전원스위치(S1)의 구성은 제3도에 도시된 것과 같은 구성으로 되어 있고, 그리고 이들의 작용 또한 제3도의 것과 유사하다.
본 고안의 또다른 변형예인 제7도에 도시된 권선형 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC는 제3도에 도시된 것과 같은 구성에서 클램프회로(SC) 대신 권선형 클램프회로(SCT)가 내장된 것으로서, 권선형 클램프회로(SCT)는 제3도에 도시된 클램프회로(SC)가 내장된 것으로서, 권선형 클램프회로(SCT)는 제3도에 도시된 클램프회로(SC)에 트랜스포머와 다이오드(D3)가 추가로 결합되어 구성되어 있다.
상기 권선형 클램프회로(SCT)에서, 스위치(S2)를 가로지르는 전압은 트랜스포머의 권수비에 따라 조절되게 된다. 상기의 트랜스포머가 없을 경우에 스위치(S2)를 가로지르는 전압(VDS2)즉 이의 전압충격이 전원스위치에 대한 전압충격과 동등한 값을 가진 경우도 있다. 그러나, 트랜스포머를 설치하면 전압(VDS2)을 임의대로 조절할 수 있으므로 클램프회로내에서의 전도손실을 최소화시킬 수 있는 이점을 얻을 수가 있다.
그러므로, 권선형 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC에서는 전원스위치(S1)에 대한 전압충격뿐만 아니라 권선형 클램프회로내에 있는 스위치(S2)에 대한 전압충격도 감소시킬 수 있는 이점을 얻을 수가 있다. 권선형 클램프회로가 내장된 ZVS-MRC의 변형예가 제8도 (a)~(f)에 도시되어 있는데, 이들의 구성은 모두다 제5도에 도시된 각각의 대응하는 것들에서 클램프회로(SC)대신 권선형 클램프회로를 대치시켜 구성시킨 것으로 되어 있고, 이들의 작용은 제7도의 것과 유사하다.
상기한 것과 같은 본 고안에 따른 ZVS-MRC와 종래형의 ZVS-MRC에 대한 실험데이터는 표1에 나타난 바와 같다.
[표 1]
상기 표 1 과 제9도에 도시된 것으로부터 알 수 있는 바와 같이 본 고안에 따른 ZVS-MRC의 전압충격은 입력전압이 60V일 때 그의 값이 최대로서 약 136V정도이지만 종래형의 ZVS-MRC에서는 228V정도이다. 즉 본 고안에 따른 것과 종래형의 것에서 최대전압충격의 차이는 약 92V정도가 된다.
그러므로, 본 고안에 따르면 컨버터의 스위치로 사용되는 MOSFET를 그의 전압전격이 더 낮고 그리고 드레인과 소스 사이의 저항값이 낮은 것을 사용할 수 있게 되고, 전원스위치에 유도손실을 감소시킬 수 있으며, 인덕터와 트랜스포머에서의 동손(copper loss)도 감소시킬 수가 있다.
결과적으로, 제10도에 도시된 것과 같이 종래형의 ZVS-MRC보다 본 고안에 따른 ZVS-MRC로 더 좋은 효율을 얻을 수 있는 등의 여러가지 이점을 얻을 수가 있게 된다.
제11도와 제12도는 본 고안에 따른 ZVS-MRC에 대한 실험자료를 참고로 도시한 것이다.

Claims (5)

  1. 입력전원(Vin)의 +단에 트랜스포머가 연결되고, , 트랜스포머의 1차권선에는 인덕터(LR)와 캐패시터(CR)가 직렬로 연결되며, MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 구성된 전원스위치(S1)가 캐패시티(CR)에 병렬로 연결되고, 트랜스포머의 2차권선에는 캐패시터(CD)(CF), 다이오드(D1)(D2), 인덕터(LF) 및 저항(RL)이 연결되어서 구성된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터에 MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 이루어진 스위치(S2)와 상기 스위치(S2)에 직렬로 연결된 다이오드로 이루어진 스위치(S2)와 상기 스위치(S2)에 직렬로 연결된 캐패시터(CC)를 가진 클램프회로(SC)가 내장되어서 구성된 것을 특징으로 하는 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터.
  2. 제1항에 있어서, 영전압 스위칭 다중공진 컨버터가 입력전원(Vin)의 +단에 전원스위치(S1), 인덕터(LR)(RF)가 직렬로 연결되고, 인덕터(LR)(LF) 사이의 회로점에 캐패시터(DD)가 병렬로 연결되며, 캐피시터(CD)에 역병렬로 다이오드(D)가 연결되고 그리고 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결되어 구성된 벅크형 영전압 다중공진 컨버터, 입력전압(Vin)의 +단에 인덕터(LF)(LR) 및 캐패시터(CD)에 다이오드(D)가 병렬로 연결되며, 인덕터(LF)(LR)사이의 회로점에 전원스위치(S1)가 병렬로 연결되고, 그리고 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되어 구성된 부스트형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 입력전원(Vin)의 +단에 전원스위치(S1), 인덕터(LR) 및 캐패시터(CD)가 직렬로 연결되고, 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되며, 캐패시터(DD)에 다이오드(D)가 역병렬로 연결되고, 인덕터(LR)와 캐패시터(CD)사이의 회로점에 인덕터(LF)가 병렬로 연결되어 구성된 벅크-부스트형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 입력전원(Vin)의 +단에 인덕터(LF)(LR)사이의 회로점에 전원스위칭(S1)가 병렬로 연결되며, 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결되고, 다이오드(D)가 캐패시터(CD)에 병렬로 연결되어 구성된 세픽형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 입력전원(Vin)의 +단에 전원스위치(S1), 인덕터(LR), 캐패시터(CT) 및 인턱터(LF)가 질렬로 연결되고, 전원스위치(S1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되며, 인덕터(LR)와 캐패시터(CT)사이의 회로점에 인덕터(LT)가 병렬로 연결되고, 캐패시터(CT)와 인덕터(LF) 사이의 회로점에 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되며, 그리고 다이오드(D)가 캐패시터(CD)에 연병렬로 연결되어 구성된 제타형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 그리고 입력전원(Vin)의 +단에 인덕터(LF)(LR), 캐패시터(CT) 및 또 다른 인덕터(LF)가 직렬로 연결되고, 첫번째 인덕터(LF)와 인덕터(LR) 사이의 회로점에 전원스위치(S1)가 병렬로 연결되며, 캐패시터(CR)가 전원스위치(S1)에 병렬로 연결되고, 캐패시터(CT)와 또 다른 인덕터(LF) 사이의 회로점에 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되며, 그리고 캐패시터(D)에 역병렬로 다이오드(D)가 연결되어 구성된 쿡형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터.
  3. 제1항에 있어서, 영전압 스위칭 다중공진 컨버터가 입력전원(Vin)의 +단에 트랜스포머의 1차권선, 인덕터(LR) 및 전원스위치(S1)가 직렬로 연결되고, 전원스위친1)에 캐패시터(CR)가 병렬로 연결되며, 트랜스포머의 2차권선에 다이오드(D)가 역직렬로 그리고 캐패시터(CD)가 병렬로 연결되어 구성된 절연형 플라이백 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 세픽형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터중의 캐패시터(CT)(CD) 사이에 있는 인덕터(LT)의 대신 트랜스포머가 대치되어 구성된 절연형 세픽 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 제타형 영전압 스위칭 다중컨버터중의 인덕터(LR)와 캐패시터(CT) 사이에 있는 인덕터(LT) 대신 트랜스포머가 대치되어 구성된 절연형 제타 영전압 스위칭 다중공진 컨버터, 그리고 쿡형 영전압 스위칭 다중공진 컨버터의 인덕터(LR)와 캐패시터(CT)사이에 또다른 캐패시터(CT)가 직렬로 연결되고 그리고 트랜스포머가 연결되어 구성된 절연형 쿡 영전압 스위칭 다중공진 컨버터중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터.
  4. 입력전원(Vin)의 +단에 트랜스포머가 연결되고, 트랜스포머의 1차권선에는 인덕터(LR)와 캐패시터(CR)가 직렬로 연뎔되며, MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 구성된 전원스위치(S1)가 캐패시터(CR)에 병렬로 연결되고, 트랜스포머의 2차권선에 캐패시터(CD)(CF), 다이오드(D1)(D2), 인덕터(LF) 및 저항(RL)이 연결되어서 구성된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터에 MOSFET와 이에 역병렬로 연결된 다이오드로 이루어진 스위치(S2), 트랜스포머, 캐패시터(CC) 및 다이오드(D3)로 구성된 권선형 클램프회로(SCT)가 내장되어서 구성된 것을 특징으로 하는 권선형 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터.
  5. 제4항에 있어서, 영전압 스위칭 다중공진 컨버터가 벅크형 영전압 다중공진 컨버터, 부스트형 영전압 다중공진 컨버터, 벅크-부스트형 영전압 다중공진 컨버터, 세픽형 영전압 다중공진 컨버터, 제타형 영전압 다중공진 컨버터, 그리고 쿡형 영전압 다중공진 컨버터중 어느 하나인 것을 특징으로 하는 권선형 클램프회로가 내장된 영전압 스위칭 다중공진 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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